KR20210115783A - 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈 - Google Patents

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KR20210115783A
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김대중
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한형구
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Abstract

본 발명은 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터와, 컨버터로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 컨버터와 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터를 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.

Description

전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈{Power converting apparatus and photovoltaic module including the same}
본 발명은 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있는 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈에 관한 것이다.
전력변환장치는, 입력되는 전원의 레벨 변환하거나, 입력되는 직류 전원을 교류 전원으로 변환할 수 있는 장치이다.
최근, 에너지 저감을 위해, 전력변환장치에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다.
이러한 전력변환장치는, 다양한 전기기기에 사용될 수 있으며, 특히, 신재생 에너지를 공급하는 에너지 공급 장치 등에 사용될 수 있다.
에너지 공급 장치로, 예를 들어, 풍력 발전기, 조력 발전기, 태양광 모듈 등이 예시될 수 있다.
한편, 전력변환장치는 입력 전원을 변환하여 변환된 전원을 출력하는데, 전력변환장치의 출력단인 부하가 가변되는 경우, 부하의 변화에 따라, 종합 고조파 왜형률(Total Harmonics Distortion; THD)이 높아져, 출력되는 교류 전원의 품질이 저하되는 문제가 발생하게 된다.
한편, 전력변환장치의 출력단의 무부하인 경우에도, 출력되는 교류 전원의 품질 문제가 발생하게 된다.
본 발명의 목적은, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있는 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있는 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 4 레벨의 전압 출력으로 넓은 전압 게인 출력 및 영전압 스위칭을 수행할 수 있는 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터와, 컨버터로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 컨버터와 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터를 제어한다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하가, 제1 파워인 경우, 부하에 제1 파형의 교류 전류가 흐르도록 컨버터를 제어하며, 인버터의 출력단의 부하가, 무부하인 경우, 제로 레벨의 직류 전류가 흐르도록 제어할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부를 더 구비하며, 제어부는 출력 전압 검출부에서의 출력 전압에 기초하여, 인버터의 출력단의 부하 파워를 연산할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와, 입력되는 직류 전원의 전압을 검출하는 입력 전압 검출부를 더 구비하며, 제어부는, 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 입력 전압 검출부에서 검출되는 입력 전압에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 제어 신호를 출력할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와, 입력되는 직류 전원의 전류를 검출하는 입력 전류 검출부를 더 구비하며, 제어부는, 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 입력 전류 검출부에서 검출되는 입력 전류에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하며, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하는 전압 제어기와, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 생성하는 컨버터 제어기를 포함할 수 있다.
한편, 컨버터는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 포함하는 제1 레그와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자를 포함하는 제2 레그를 구비하며, 입력되는 직류 전압을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부와, 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머와, 트랜스포머의 출력측에 전기적으로 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제5 스위칭 소자와 제6 스위칭 소자를 포함하는 제3 레그를 구비하는 하프 브릿지 스위칭부를 포함한다.
한편, 트랜스포머는, 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 트랜스포머와 하프 브릿지 스위칭부 사이에 접속되는 공진 인덕터를 더 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터와 제2 커패시터를 더 포함할 수 있다.
한편, 트랜스포머의 출력측의 제1 노드는, 공진 인덕터에 접속되며, 트랜스포머의 출력측의 제2 노드는, 제1 커패시터와 제2 커패시터의 사이의 노드에 접속된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 양단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 커패시터와 제4 커패시터를 더 포함할 수 있다.
한편, 입력측의 제1 노드는, 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 사이의 노드에 접속되고, 입력측의 제2 노드는, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 사이의 노드에 접속되고, 입력측의 탭은, 제3 커패시터와 제4 커패시터의 사이의 노드에 접속된다.
한편, 공진 인덕터의 출력 전압은 2 레벨의 전압을 출력할 수 있다.
한편, 공진 인덕터의 출력 전압의 최대치는, 트랜스포머에서 출력되는 출력 전압의 최대치 보다 작다.
한편, 제1 레그와 제2 레그는 제1 위상차를 가지며 스위칭되며, 제1 레그와 제3 레그는 제2 위상차를 가지며 스위칭되며, 제1 위상차와 제2 위상차 중 적어도 하나가 가변된다.
한편, 제1 레그 내지 제3 레그의 각 스위칭 소자의 스위칭 듀티는 일정할 수 있다.
한편, 인버터는, 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제7 스위칭 소자와 제8 스위칭 소자를 포함하는 제4 레그와, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자와 제10 스위칭 소자를 포함하는 제5 레그를 구비하며, dc 단의 전압을 변환하여 교류 전압을 출력할 수 있다.
한편, 인버터는, 제1 기간 동안, 제7 스위칭 소자와 제10 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 정극성의 전압으로 변환하여 출력하고, 제2 기간 동안, 제8 스위칭 소자와 제9 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 부극성의 전압으로 변환하여 출력할 수 있다.
한편, 인버터는, 계통 전압의 주파수에 대응하는 교류 전압을 출력하며, 제1 레그와 제3 레그 사이의 위상차는 계통 전압의 주파수에 대응하여 가변된다.
한편, 트랜스포머는, 분리된 싱글 트랜스포머를 복수개 포함하는 듀얼 트랜스포머를 포함할 수 있다.
한편, 제어부는, 풀 브릿지 스위칭부의 입력 전압과 하프 브릿지 스위칭부의 출력 전압과, 트랜스포머의 권선비를 이용하여, 제1 레그와 제2 레그 사이의 제1 위상차를 연산하는 제1 위상차 연산부와, 인버터에 출력 전류와 기준 전류의 차이에 기초하여, 제1 레그와 제3 레그의 제2 위상차를 연산하는 제2 위상차 연산부를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터와, 컨버터로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터와, 컨버터와 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터를 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하가, 제1 파워인 경우, 부하에 제1 파형의 교류 전류가 흐르도록 컨버터를 제어하며, 인버터의 출력단의 부하가, 무부하인 경우, 제로 레벨의 직류 전류가 흐르도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 부하의 변화에도 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부를 더 구비하며, 제어부는 출력 전압 검출부에서의 출력 전압에 기초하여, 인버터의 출력단의 부하 파워를 연산할 수 있다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와, 입력되는 직류 전원의 전압을 검출하는 입력 전압 검출부를 더 구비하며, 제어부는, 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 입력 전압 검출부에서 검출되는 입력 전압에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 제어 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부와, 입력되는 직류 전원의 전류를 검출하는 입력 전류 검출부를 더 구비하며, 제어부는, 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 입력 전류 검출부에서 검출되는 입력 전류에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하며, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하는 전압 제어기와, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 생성하는 컨버터 제어기를 포함할 수 있다. 이에 따라, 컨버터 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 컨버터는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 포함하는 제1 레그와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자를 포함하는 제2 레그를 구비하며, 입력되는 직류 전압을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부와, 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머와, 트랜스포머의 출력측에 전기적으로 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제5 스위칭 소자와 제6 스위칭 소자를 포함하는 제3 레그를 구비하는 하프 브릿지 스위칭부를 포함한다. 이에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 트랜스포머는, 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력할 수 있다. 이러한, 4 레벨의 전압 출력으로 넓은 전압 게인 출력 및 영전압 스위칭을 수행할 수 있게 된다. 그리고, 낮은 실효치(RMS) 전류 및 피크(peak) 전류로 넓은 전압 범위에서도 고효율의 구동이 가능하게 된다. 또한, 반파 정류 제어를 통한 1 스테이지 전력 변환이 가능하게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 트랜스포머와 하프 브릿지 스위칭부 사이에 접속되는 공진 인덕터를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 공진 인덕터 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터와 제2 커패시터를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, dc 단에 반파 전압 또는 맥동하는 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 트랜스포머의 출력측의 제1 노드는, 공진 인덕터에 접속되며, 트랜스포머의 출력측의 제2 노드는, 제1 커패시터와 제2 커패시터의 사이의 노드에 접속된다. 이에 따라, dc 단에 반파 전압 또는 맥동하는 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은, 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 양단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 커패시터와 제4 커패시터를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 트랜스포머에 입력 전압의 일부가 추가적으로 입력되므로, 4 레벨의 전압 출력이 가능하게 된다.
한편, 입력측의 제1 노드는, 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 사이의 노드에 접속되고, 입력측의 제2 노드는, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 사이의 노드에 접속되고, 입력측의 탭은, 제3 커패시터와 제4 커패시터의 사이의 노드에 접속된다. 이에 따라, 트랜스포머에 입력 전압의 일부가 추가적으로 입력되므로, 4 레벨의 전압 출력이 가능하게 된다.
한편, 공진 인덕터의 출력 전압은 2 레벨의 전압을 출력할 수 있다. 이에 따라, 공진 인덕터 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 공진 인덕터의 출력 전압의 최대치는, 트랜스포머에서 출력되는 출력 전압의 최대치 보다 작다. 이에 따라, 공진 인덕터 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 제1 레그와 제2 레그는 제1 위상차를 가지며 스위칭되며, 제1 레그와 제3 레그는 제2 위상차를 가지며 스위칭되며, 제1 위상차와 제2 위상차 중 적어도 하나가 가변된다. 이에 따라, dc 단에 계통 전압에 대응하는 반파 전압 또는 맥동 전압이 출력되게 된다.
한편, 제1 레그 내지 제3 레그의 각 스위칭 소자의 스위칭 듀티는 일정할 수 있다. 이에 따라, 간편하게 스위칭 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 인버터는, 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제7 스위칭 소자와 제8 스위칭 소자를 포함하는 제4 레그와, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자와 제10 스위칭 소자를 포함하는 제5 레그를 구비하며, dc 단의 전압을 변환하여 교류 전압을 출력할 수 있다. 이에 따라, 언폴딩 스위칭에 의해, 계통 전압에 대응하는 주파수의 교류 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 인버터는, 제1 기간 동안, 제7 스위칭 소자와 제10 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 정극성의 전압으로 변환하여 출력하고, 제2 기간 동안, 제8 스위칭 소자와 제9 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 부극성의 전압으로 변환하여 출력할 수 있다. 이에 따라, 언폴딩 스위칭에 의해, 계통 전압에 대응하는 주파수의 교류 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 인버터는, 계통 전압의 주파수에 대응하는 교류 전압을 출력하며, 제1 레그와 제3 레그 사이의 위상차는 계통 전압의 주파수에 대응하여 가변된다. 이에 따라, 제1 레그와 제3 레그 사이의 위상차를 조절할 수 있게 된다.
한편, 트랜스포머는, 분리된 싱글 트랜스포머를 복수개 포함하는 듀얼 트랜스포머를 포함할 수 있다. 이에 따라, 4 레벨의 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 제어부는, 풀 브릿지 스위칭부의 입력 전압과 하프 브릿지 스위칭부의 출력 전압과, 트랜스포머의 권선비를 이용하여, 제1 레그와 제2 레그 사이의 제1 위상차를 연산하는 제1 위상차 연산부와, 인버터에 출력 전류와 기준 전류의 차이에 기초하여, 제1 레그와 제3 레그의 제2 위상차를 연산하는 제2 위상차 연산부를 포함할 수 있다. 이에 따라, dc 단에 계통 전압에 대응하는 반파 전압 또는 맥동 전압이 출력되게 된다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 일예를 도시한 도면이다.
도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 2는 도 1a 또는 도 1b의 태양광 모듈 내의 정션 박스 내부의 회로도를 도시한 도면이다.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명과 관련된 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치의 회로도의 일 예이다.
도 5a 내지 도 8은 도 4의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 9는 도 4의 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도 10은 도 9의 제어부의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치의 회로도이다.
도 12a 내지 도 14c는 도 11의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 15는 벅 모드 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 16은 부스트 모드 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 17은 도 1a 또는 도 1b의 태양전지 모듈의 분해 사시도이다.
본 명세서에서는, 태양광 모듈 내의 컨버터에 입력되는 입력 전류의 리플을 저감할 수 있는 방안을 제시한다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 일예를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 시스템(10a)은, 태양광 모듈(50)과, 게이트웨이(80)를 포함할 수 있다.
태양광 모듈(50)은, 태양전지 모듈(100), 및 태양전지 모듈에서의 직류 전원을 전력 변환하여 출력하는 전력변환장치(도 2의 500)를 포함하는 정션 박스(200)를 일체로 구비할 수 있다.
도면에서는, 정션 박스(200)가, 태양전지 모듈(100)의 배면에 부착되는 것을 도시하나, 이에 한정되지는 않는다. 정션 박스(200)가, 태양전지 모듈(100)과 이격되어 별도로 마련되는 것도 가능하다.
한편, 정션 박스(200)에서 출력되는 교류 전원을 그리드에 공급하기 위한 케이블(oln)이, 정션 박스(200)의 출력단에 전기적으로 접속될 수 있다.
한편, 게이트웨이(gateway)(80)는, 정션 박스(200)와 그리드(grid)(90) 사이에 위치할 수 있다.
한편, 게이트웨이(80)는, 케이블(oln)을 통해 흐르는, 태양광 모듈(50)에서 출력되는 교류 전류(io) 및 교류 전압(vo)을 검출할 수 있다.
한편, 게이트웨이(80)는, 태양광 모듈(50)에서 출력되는 교류 전류(io) 및 교류 전압(vo)의 위상 차이에 기초하여, 역률 조정을 위한 역률 조정 신호를 출력할 수 있다.
이를 위해, 게이트웨이(80)와 태양광 모듈(50)은, 케이블(323)을 이용하여, 전력선 통신(PLC 통신) 등을 수행할 수 있다.
한편, 태양광 모듈(50) 내의 전력변환장치(도 2의 500)는, 태양전지 모듈(100)에서 출력되는 직류 전원을 교류 전원으로 변환하여, 출력할 수 있다.
이를 위해, 태양광 모듈(50) 내의 전력변환장치(도 2의 500) 내에, 컨버터(도 2의 530), 인버터(도 2의 540)가 구비될 수 있다.
한편, 전력변환장치(도 2의 500)를 마이크로 인버터라 명명할 수 있다. 이에 따라, 마이크로 인버터는, 컨버터(도 2의 530), 인버터(도 2의 540)를 구비할 수 있다.
한편, 본 발명에서는, 부하 대응 운전을 수행하기 위해, 전력변환장치(500)가, 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터(530)와, 컨버터(530)로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터(540)와, 컨버터(530)와 인버터(540)를 제어하는 제어부(550)를 구비하고, 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터(530)를 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
다음, 도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈을 포함하는 태양광 시스템의 다른 예를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 태양광 시스템(10b)은, 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n)과, 게이트웨이(80)를 포함할 수 있다.
도 1b의 태양광 시스템(10b)은, 도 1a의 태양광 시스템(10a)과 달리, 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n)이 서로 직렬 접속되는 것에 그 차이가 있다.
복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n) 각각은, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n), 및 태양전지 모듈에서의 직류 전원을 전력 변환하여 출력하는 회로소자를 포함하는 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)를 구비할 수 있다.
도면에서는, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)가, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n)의 배면에 부착되는 것을 도시하나, 이에 한정되지는 않는다. 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)가, 각 태양전지 모듈(100a, 100b, ..., 100n)과 이격되어 별도로 마련되는 것도 가능하다.
한편, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)에서 출력되는 교류 전원을 그리드에 공급하기 위한 케이블(31a, 31b, ..., oln)이, 각 정션 박스(200a, 200b, ..., 200n)의 출력단에 전기적으로 접속될 수 있다.
한편, 도 1b의 복수의 태양광 모듈(50a, 50b, ..., 50n) 내의 각 전력변환장치(500)는, 부하 대응 운전을 위해, 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터(530)와, 컨버터(530)로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터(540)와, 컨버터(530)와 인버터(540)를 제어하는 제어부(550)를 구비하고, 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터(530)를 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
도 2는 도 1a 또는 도 1b의 태양광 모듈 내의 정션 박스 내부의 회로도를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 정션 박스(200)는, 태양전지 모듈(100)로부터의 직류 전원을 변환하여 변환된 전원을 출력할 수 있다.
특히, 본 발명과 관련하여, 정션 박스(200)는, 교류 전원을 출력하기 위한 전력변환장치(500)를 구비할 수 있다.
이를 위해, 전력변환장치(500)는, 컨버터(530), 인버터(540), 및 이를 제어하는 제어부(550)를 포함할 수 있다.
또한, 전력변환장치(500)는, 바이패스를 위한 바이패스 다이오드부(510), 직류 전원 저장을 위한, 커패시터부(520), 출력되는 교류 전원 필터링을 위한 필터부(570)를 더 포함할 수 있다.
한편, 전력변환장치(500)는, 외부의 게이트웨이(80)과의 통신을 위한 통신부(580)를 더 구비할 수 있다.
한편, 전력변환장치(500)는, 입력 전류 검출부(A), 입력 전압 검출부(B), 컨버터 출력전류 검출부(C), 컨버터 출력전압 검출부(D), 인버터 출력 전류 검출부(E), 인버터 출력 전압 검출부(F)를 더 구비할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530), 인버터(540), 및 통신부(580)를 제어할 수 있다.
바이패스 다이오드부(510)는, 태양전지 모듈(100) 의 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시)들 사이에, 각각 배치되는 바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)을 구비할 수 있다. 이때, 바이패스 다이오드의 개수는, 1개 이상이며, 도전성 라인의 개수 보다 1개 더 작은 것이 바람직하다.
바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)은, 태양전지 모듈(100)로부터, 특히, 태양전지 모듈(100) 내의 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시)으로부터 태양광 직류 전원을 입력받는다. 그리고, 바이패스 다이오드들(Dc,Db,Da)은, 제1 내지 제4 도전성 라인(미도시) 중 적어도 하나로부터의 직류 전원에서 역전압이 발생하는 경우, 바이패스 시킬 수 있다.
한편, 바이패스 다이오드부(510)를 거친 직류 전원은, 커패시터부(520)로 입력될 수 있다.
커패시터부(520)는, 태양전지 모듈(100), 및 바이패스 다이오드부(510)를 거쳐 입력되는 입력 직류 전원을 저장할 수 있다.
한편, 도면에서는, 커패시터부(520)가 서로 병렬 연결되는 복수의 커패시터(Ca,Cb,Cc)를 구비하는 것으로 예시하나, 이와 달리, 복수의 커패시터가, 직병렬 혼합으로 접속되거나, 직렬로 접지단에 접속되는 것도 가능하다. 또는, 커패시터부(520)가 하나의 커패시터만을 구비하는 것도 가능하다.
컨버터(530)는, 바이패스 다이오드부(510)와, 커패시터부(520)를 거친, 태양전지 모듈(100)로부터의 입력 전압의 레벨을 변환할 수 있다.
특히, 컨버터(530)는, 커패시터부(520)에 저장된 직류 전원을 이용하여, 전력 변환을 수행할 수 있다.
한편, 컨버터(530) 내의 스위칭 소자들은, 제어부(550)로부터의 컨버터 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/오프 동작할 수 있다. 이에 의해, 레벨 변환된 직류 전원이 출력될 수 있다.
인버터(540)는, 컨버터(530)에서 변환된 직류 전원을 교류 전원으로 변환할 수 있다.
예를 들어, 인버터(540)는, 풀 브릿지 인버터(full-bridge inverter)일 수 있다.
즉, 인버터(540) 내에 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(SW1,SW3) 및 하암 스위칭 소자(SW2,SW4)가 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(SW1,SW2, SW3,SW4)로 연결된다. 각 스위칭 소자(SW1~SW4)에는 다이오드(D1~D4)가 역병렬로 연결될 수 있다.
인버터(540) 내의 스위칭 소자들(SW1~SW4)은, 제어부(550)로부터의 인버터 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/오프 동작할 수 있다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 교류 전원이 출력될 수 있다. 바람직하게는, 계통(grid) 전압의 교류 주파수와 동일한 주파수(대략 60Hz 또는 50Hz)를 갖는 것이 바람직하다.
한편, 커패시터(C)는, 컨버터(530)와 인버터(540) 사이에, 배치될 수 있다.
커패시터(C)는, 컨버터(530)의 레벨 변환된 직류 전원을 저장할 수 있다. 한편, 커패시터(C)의 양단을 dc 단이라 명명할 수 있으며, 이에 따라, 커패시터(C)는 dc 단 커패시터라 명명될 수도 있다.
도면에서는, 하나의 커패시터를 예시하나, 복수의 커패시터가, dc 단에 배치되는 것이 가능하다.
한편, 입력 전류 검출부(A)는, 태양전지 모듈(100)에서 커패시터부(520)로 공급되는 입력 전류(ic1)를 검출할 수 있다.
한편, 입력 전압 검출부(B)는, 태양전지 모듈(100)에서 커패시터부(520)로 공급되는 입력 전압(Vc1)을 검출할 수 있다. 여기서, 입력 전압(Vc1)은, 커패시터부(520) 양단에 저장된 전압과 동일할 수 있다.
검출된 입력 전류(ic1)와 입력 전압(vc1)은, 제어부(550)에 입력될 수 있다.
한편, 컨버터 출력전류 검출부(C)는, 컨버터(530)에서 출력되는 출력전류(ic2), 즉 dc 단 전류를 검출하며, 컨버터 출력전압 검출부(D)는, 컨버터(530)에서 출력되는 출력전압(vc2), 즉 dc 단 전압을 검출한다. 검출된 출력전류(ic2)와 출력전압(vc2)은, 제어부(550)에 입력될 수 있다.
한편, 인버터 출력 전류 검출부(E)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류(ic3)를 검출하며, 인버터 출력 전압 검출부(F)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3)을 검출한다. 검출된 전류(ic3)와 전압(vc3)은, 제어부(550)에 입력된다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)의 스위칭 소자들을 제어하는 제어 신호를 출력할 수 있다. 특히, 제어부(550)는, 검출된 입력전류(ic1), 입력 전압(vc1), 출력전류(ic2), 출력전압(vc2), 출력전류(ic3), 또는 출력전압(vc3) 중 적어도 하나에 기초하여, 컨버터(530) 내의 스위칭 소자들의 턴 온 타이밍 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 각 스위칭 소자(SW1~SW4)를 제어하는 인버터 제어 신호 또는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)를 출력할 수 있다. 특히, 제어부(550)는, 검출된 입력전류(ic1), 입력 전압(vc1), 출력전류(ic2), 출력전압(vc2), 출력전류(ic3), 또는 출력전압(vc3) 중 적어도 하나에 기초하여, 인버터(540)의 각 스위칭 소자(SW1~SW4)의 턴 온 타이밍 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 태양전지 모듈(100)에 대한, 최대 전력 지점을 연산하고, 그에 따라, 최대 전력에 해당하는 직류 전원을 출력하도록, 컨버터(530)를 제어할 수 있다. 이러한 제어를 MPPT 제어라 명명할 수 있다.
한편, 통신부(580)는, 게이트웨이(80)와 통신을 수행할 수 있다.
예를 들어, 통신부(580)는, 전력선 통신에 의해, 게이트웨이(80)와 데이터를 교환할 수 있다.
한편, 통신부(580)는, 게이트웨이(80)로, 태양광 모듈(50)의 전류 정보, 전압 정보, 전력 정보 등을 전송할 수도 있다.
한편, 필터부(570)는, 인버터(540)의 출력단에 배치될 수 있다.
그리고, 필터부(570)는, 복수의 수동 소자를 포함하고, 복수의 수동 소자 중 적어도 일부에 기초하여, 인버터(540)에서 출력되는 교류 전류(io)와 교류 전압(vo) 사이의 위상 차이를 조정하기 위해 사용될 수 있다.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명과 관련된 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
먼저, 도 3a는 본 발명과 관련된 전력변환장치(500x)의 회로도를 예시한다.
도면을 참조하면, 도 3a의 전력변환장치(500x)는, 인버터(540)와, 인버터(540)를 제어하는 제어부(550)를 구비할 수 있다.
인버터(540)는, 서로 직렬 접속되는 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)를 포함하는 제4 레그(legd)와, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자(SW9)와 제10 스위칭 소자(SW4)를 포함하는 제5 레그(lege)를 구비할 수 있다. 이때, 제4 레그(legd)와, 제5 레그(lege)는 서로 병렬 접속된다.
한편, 출력되는 전류 품질 향상을 위해, 제4 레그와 제5 레그의 스위칭 주파수를 달리하는 비동기 펄스폭 가변 제어가 수행될 수 있다.
도 3b는 비동기 펄스폭 가변 제어를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압 파형(Vgx)이 정극성에서 부극성으로 변하는 제로 크로싱 지점(Zcx)에 대응하는 Tzcx 시점 이전의 Pd4 구간 동안, 제4 레그(legd)의 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는, 고속 스위칭을 수행하며, 제5 레그(lege)의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)는 저속 스위칭을 수행할 수 있다.
이와 유사하게, 제로 크로싱 지점(Zcx)에 대응하는 Tzcx 시점 이후의 Pd3 구간 동안, 제4 레그(legd)의 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는, 고속 스위칭을 수행하며, 제5 레그(lege)의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)는 저속 스위칭을 수행할 수 있다.
도 3b에 의하면, 제로 크로싱 지점(Zcx)을 포함하는 Pdx 구간 동안, 인버터(540) 내의 제7 스위칭 소자 내지 제10 스위칭 소자(SW1~SW4)가 모두 스위칭 되지 않고, 턴 오프된다. 이러한 Pdx 구간을 데드 타임(dead time) 구간이라 명명할 수 있다.
이러한 Pdx 구간은, 제7 스위칭 소자 내지 제10 스위칭 소자(SW1~SW4)의 스위칭 손실 등을 저감하기 위해, 존재할 수 있다.
한편, 도 3c와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 전류(Igxa)가, 출력되는 전압(Vgxa) 보다 뒤쳐지는, 지상인 경우, 도 3b의 Pdx 구간의 데드 타임 구간으로 인하여, 인버터(540)에서 출력되는 전압(Vgxa)의 제로 크로싱 지점 부근에서, 전류 불연속 등에 의한 전류 피크(Pka)가 발생할 수 있다.
한편, 도 3d와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 전류(Igxb)가, 출력되는 전압(Vgxb) 보다 앞서는, 진상인 경우, 도 3b의 Pdx 구간의 데드 타임 구간으로 인하여, 인버터(540)에서 출력되는 전압(Vgxb)의 제로 크로싱 지점 부근에서, 전류 불연속 등에 의한 전류 피크(Pkb)가 발생할 수 있다.
본 발명에서는, 인버터(540)의 비동기 펄스폭 가변 제어시, 발생할 수 있는, 전류 피크 등을 저감하여, 전류 품질을 개선하기 위한 방안을 제시한다. 이에 대해서는, 도 4 이하를 참조하여 기술한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 태양광 모듈 내의 전력변환장치의 회로도이고, 도 5a 내지 도 8은 도 4의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 컨버터(530), 인버터(540), 제어부(550)를 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 컨버터(530)를 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하가, 제1 파워인 경우, 부하에 제1 파형의 교류 전류가 흐르도록 컨버터(530)를 제어하며, 인버터(540)의 출력단의 부하가, 무부하인 경우, 제로 레벨의 직류 전류가 흐르도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 부하의 변화에도 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vac)을 검출하는 출력 전압 검출부(F)를 더 구비할 수 있다.
한편, 제어부(550)는 출력 전압 검출부(F)에서의 출력 전압(Vac)에 기초하여, 인버터(540)의 출력단의 부하 파워를 연산할 수 있다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vac)을 검출하는 출력 전압 검출부(F)와, 입력되는 직류 전원의 전압(Vpv)을 검출하는 입력 전압 검출부(A1)를 더 구비할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 출력 전압 검출부(F)에서 검출되는 출력 전압(Vac)과, 입력 전압 검출부(A1)에서 검출되는 입력 전압(Vpv)에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 제어 신호를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터(530) 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vac)을 검출하는 출력 전압 검출부(F)와, 입력되는 직류 전원의 전류(Ipv)를 검출하는 입력 전류 검출부(A2)를 더 구비할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 출력 전압 검출부(F)에서 검출되는 출력 전압(Vac)과, 입력 전류 검출부(A2)에서 검출되는 입력 전류(Ipv)에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터(530) 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 전류 지령치를 생성하며, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 출력할 수 있다. 이에 따라, 컨버터(530) 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터(530)는, 입력되는 직류 전압(Vpv)을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력하는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 전기적으로 접속되는 하프 브릿지 스위칭부(538)를 포함한다.
이에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다. 특히, 4 레벨의 전압 출력으로 넓은 전압 게인 출력 및 영전압 스위칭을 수행할 수 있게 된다. 그리고, 낮은 실효치(RMS) 전류 및 피크(peak) 전류로 넓은 전압 범위에서도 고효율의 구동이 가능하게 된다. 또한, 반파 정류 제어를 통한 1 스테이지 전력 변환이 가능하게 된다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터(530)는, 트랜스포머(536)의 출력측에 접속되는 하프 브릿지 스위칭부(538)와, 트랜스포머(536)와 하프 브릿지 스위칭부(538) 사이에 접속되는, 공진 인덕터(Lk)를 더 구비할 수 있다. 이에 따라, 공진 인덕터(Lk) 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 공진 인덕터(Lk), 및 트랜스포머(536)에 의한 공진에 의해, 입력 전류의 리플이 저감될 수 있게 된다.
한편, 공진 인덕터(Lk) 등에 의해, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 각 스위칭 소자(Q1 ~Q4)는, 영전압 스위칭(ZVS), 영전류 스위칭(ZCS)을 수행할 수 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 하프 브릿지 스위칭부(538)의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, dc 단에 반파 전압 또는 맥동하는 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 트랜스포머(536)의 출력측의 제1 노드(nb1)는, 공진 인덕터(Lk)에 접속되며, 트랜스포머(536)의 출력측의 제2 노드(nb3)는, 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)의 사이의 노드(n4)에 접속된다. 이에 따라, dc 단에 반파 전압 또는 맥동하는 전압을 출력할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터(530)는, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 입력단의 양단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 커패시터(Cm1)와 제4 커패시터(Cm2)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 트랜스포머(536)에 입력 전압(Vpv)의 일부가 추가적으로 입력되므로, 4 레벨의 전압 출력이 가능하게 된다.
한편, 입력측의 제1 노드(na1)는, 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 사이의 노드(n2)에 접속되고, 입력측의 제2 노드(na2)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 사이의 노드(n1)에 접속되고, 입력측의 탭(na3)은, 제3 커패시터(Cm1)와 제4 커패시터(Cm2)의 사이의 노드(no)에 접속된다. 이에 따라, 트랜스포머(536)에 입력 전압(Vpv)의 일부가 추가적으로 입력되므로, 4 레벨의 전압 출력이 가능하게 된다.
도면에서와 같이, 풀 브릿지 스위칭부(532)는, 서로 직렬 접속되는 제1 내지 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)를 구비하는 제1 레그(lega)와, 서로 직렬 접속되는 제3 내지 제4 스위칭 소자(Q3,Q4)를 구비하는 제2 레그(legb)를 구비할 수 있다.
제1 레그(lega)와 제2 레그(legb)는 서로 병렬 접속될 수 있다.
그리고, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 사이인 제1 노드(n1)와, 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4))의 사이인 제2 노드(n2) 사이에, 트랜스포머(536)의 입력측(na1,na2)이 접속될 수 있다.
한편, 인버터(570)는, 서로 직렬 연결되는 제7 및 제8 스위칭 소자(SW1, SW2)를 구비하는 제4 레그(legd)와, 서로 직렬 연결되는 제9 및 제10 스위칭 소자(SW3, SW4)를 구비하는 제5 레그(lege)를 포함할 수 있다.
제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2) 사이인 제5 노드(n5)와, 제9 스위칭 소자(SW9)와 제10 스위칭 소자(SW4) 사이인 제6 노드(n6)를 통해, 교류 전원이 출력될 수 있다.
한편, 도면에서와 같이, 하프 브릿지 스위칭부(538)는, 서로 직렬 접속되는 제5 스위칭 소자(S1), 및 제6 스위칭 소자(S2)를 구비하는 제3 레그(legc)를 포함할 수 있다.
한편, 하프 브릿지 스위칭부(538)의 출력단인 dc 단에, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)가 배치될 수 있다.
이때, 제5 스위칭 소자(S1), 제6 스위칭 소자(S2)와, 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2)는, 서로 병렬 접속될 수 있다.
제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2) 사이인 제3 노드(n3)와, 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)의 사이인 제4 노드(n4) 사이에, 트랜스포머(536)의 출력측(nb1,nb3)이 접속될 수 있다.
한편, 하프 브릿지 스위칭부(538)는, 입력 전압을 2배로 증폭하여 출력하므로, 전압 더블러(voltage doubler)라 명명할 수도 있다.
한편, 트랜스포머(536)는, 분리된 싱글 트랜스포머(536)를 복수개 포함하는 듀얼 트랜스포머(536)를 포함할 수 있다.
도면에서는, 입력측 na1,na2과 출력측 nb1,nb2 사이의 제1 트랜스포머(T1)과, 입력측 na2,na3과 출력측 nb2,nb3 사이의 제2 트랜스포머(T2)가 사용되며, 특히 제1 트랜스포머(T1)와 제2 트랜스포머(T2)가 일체화되어, 듀얼 트랜스포머(536)로 사용되는 것을 예시한다.
특히, 입력측의 탭의 대응하는 na3에, 제3 커패시터(Cm1)와 제4 커패시터(Cm2)의 사이의 노드(no)가 접속되므로, 입력 전압(Vpv) 중 일부가, 듀얼 트랜스포머(536)의 입력측에 더 부가되게 된다. 따라서, 듀얼 트랜스포머(536)를 통한 4 레벨 전압의 출력이 가능하게 된다.
한편, 제어부(550)는, 컨버터(530)와 인버터(570)를 함께 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, 최대 전력 지점 추종 제어를 위해, 컨버터(530) 내의 풀 브릿지 스위칭부(532)에 제어 신호(Sfb)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 하프 브릿지 스위칭부(538)의 제어를 위해, 하프 브릿지 스위칭부(538)에 제어 신호(Shb)를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제어를 위해, 인버터(540)에 제어 신호(Sic)를 출력할 수 있다.
도 5a는 단일 트랜스포머의 출력 전압 파형과 공진 인덕터의 출력 전압 파형을 도시한다.
도면을 참조하면, 단일 트랜스포머의 출력 전압 파형(Vax)은, 3 레벨 전압을 가지며, 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vbx)은, 2 레벨 전압을 가진다.
예를 들어, 출력 전압 파형(Vax)은, 정극성 레벨, 제로 레벨, 부극성 레벨을 순차적으로 가지며, 출력 전압 파형(Vbx)은, 정극설 레벨과 부극성 레벨을 순차적으로 가진다.
한편, 태양전지 모듈(100)로부터의 입력 전압(Vpv)은 음영 여부 등에 따라, 넓은 범위의 전압 범위를 가진다. 따라서, 넓은 범위의 입력 전압의 범위에도 불구하고, 고효율의 영전압 스위칭을 수행하는 것이 바람직하다.
이에 따라, 본 발명에서는, 단일 트랜스포머 대신에 듀얼 트랜스포머를 사용한다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)를 포함하는 제1 레그(lega)와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)를 포함하는 제2 레그(legb)를 구비하며, 입력되는 직류 전압을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력하는 트랜스포머(536)와, 트랜스포머(536)의 출력측에 전기적으로 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S2)를 포함하는 제3 레그(legc)를 구비하는 하프 브릿지 스위칭부(538)를 포함한다. 이에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다. 특히, 4 레벨의 전압 출력으로 넓은 전압 게인 출력 및 영전압 스위칭을 수행할 수 있게 된다. 그리고, 낮은 실효치(RMS) 전류 및 피크(peak) 전류로 넓은 전압 범위에서도 고효율의 구동이 가능하게 된다. 또한, 반파 정류 제어를 통한 1 스테이지 전력 변환이 가능하게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)를 포함하는 제1 레그(lega)와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)를 포함하는 제2 레그(legb)를 구비하며, 입력되는 직류 전압을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 입력단의 양단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)와, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력하는 트랜스포머(536)를 포함하며, 입력측의 제1 노드(na1)는, 제3 스위칭 소자(Q3)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 사이의 노드(n2)에 접속되고, 입력측의 제2 노드(na2)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제2 스위칭 소자(Q2)의 사이의 노드(n1)에 접속되고, 입력측의 탭(na3)은, 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)의 사이의 노드(n4)에 접속된다. 이에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다. 특히, 4 레벨의 전압 출력으로 넓은 전압 게인 출력 및 영전압 스위칭을 수행할 수 있게 된다. 그리고, 낮은 실효치(RMS) 전류 및 피크(peak) 전류로 넓은 전압 범위에서도 고효율의 구동이 가능하게 된다. 또한, 반파 정류 제어를 통한 1 스테이지 전력 변환이 가능하게 된다.
도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형과 공진 인덕터의 출력 전압 파형을 도시한다.
도면을 참조하면, 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)은, 4 레벨 전압을 가지며, 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vb)은, 2 레벨 전압을 가진다.
예를 들어, 출력 전압 파형(Va)은, 제1 정극성 레벨, 제2 정극성 레벨, 제1 부극성 레벨, 제2 부극성 레벨을 순차적으로 가지며, 출력 전압 파형(Vb)은, 정극설 레벨과 부극성 레벨을 순차적으로 가진다.
한편, 태양전지 모듈(100)로부터의 입력 전압(Vpv)은 음영 여부 등에 따라, 넓은 범위의 전압 범위를 가지므로, 고효율의 영전압 스위칭을 수행하기 위해, 듀얼 트랜스포머((536)를 사용하여, 4 레벨의 출력 전압을 출력하는 것이 바람직하다.
한편, 공진 인덕터(Lk)의 출력 전압은 2 레벨의 전압이며, 이에 따라, 공진 인덕터(Lk) 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터(Lk) 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 도 5b를 참조하면, 공진 인덕터(Lk)의 출력 전압의 최대치는, 트랜스포머(536)에서 출력되는 출력 전압의 최대치 보다 작다. 이에 따라, 공진 인덕터(Lk) 양단의 전압 차이에 따라 인덕터 전류가 흐르게 되며, 인덕터(Lk) 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
한편, 낮은 실효치(RMS) 전류 및 피크(peak) 전류로 넓은 전압 범위에서도 고효율의 구동이 가능하므로, 영전압 스위칭(ZVS)을 위한 추가 제어가 필요하지 않으므로, 제어 연산 시간이 감소하게 된다.
도 6a는, 제1 스위칭 소자 내지 제3 스위칭 소자(Q1 내지 Q3)의 턴 온 타이밍도를 예시한다.
도면을 참조하면, 제1 스위칭 소자 내지 제3 스위칭 소자(Q1 내지 Q3)의 턴 온 타이밍이 일부 다른 것이 바람직하다.
이러헌 차이로 인하여, 트랜스포머(536)의 제1 트랜스포머(T1)의 입력측(na1,na2)의 전압(Vp1)과, 트랜스포머(536)의 제2 트랜스포머(T2)의 입력측(na2,na3)의 전압(Vp2)은, 도 6b와 같이, 일부 위상 차이를 가지게 된다.
이때, 제1 트랜스포머(T1)의 입력측(na1,na2)의 전압 파형(Vp1)은, 3 레벨의 전압을 가지며, 제2 트랜스포머(T2)의 입력측(na2,na3)의 전압 파형(Vp2)은 2 레벨의 전압을 가질 수 있다.
도 6c는 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)과 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vb)을 도시한다.
도면을 참조하면, 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)은, 4 레벨 전압을 가지며, 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vb)은, 2 레벨 전압을 가진다.
예를 들어, 출력 전압 파형(Va)은, 제1 정극성 레벨, 제2 정극성 레벨, 제1 부극성 레벨, 제2 부극성 레벨을 순차적으로 가지며, 출력 전압 파형(Vb)은, 정극설 레벨과 부극성 레벨을 순차적으로 가진다.
한편, 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)에 비해, 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vb)의 위상이 일부 늦게 된다.
도 6d는 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)만을 도시한다.
도면을 참조하면, 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Va)은, 4 레벨 전압을 가진다.
특히, 트랜스포머(536)의 입력측의 탭(na3)은, 제3 커패시터(Cm1)와 제4 커패시터(Cm2)의 사이의 노드(no)에 접속되어, 트랜스포머(536)에 입력 전압(Vpv)의 일부가 추가적으로 입력되므로, 4 레벨의 전압 출력이 가능하게 된다.
도 6e는 공진 인덕터(Lk)에 흐르는 전류 파형(ILK)을 도시한다.
도면을 참조하면, 공진 인덕터(Lk) 양단의 전압 차이, 예를 들어, Va와 Vb의 차이에 따라 인덕터 전류(ILK)가 흐르게 되며, 인덕터(Lk) 양단의 위상차 제어로 변환되는 전력을 제어할 수 있게 된다.
도 6f는 입력 전압(Vpv)와, dc 단 전압(Vout)을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 입력 전압(Vpv)은 대략 수십 V 이나, 컨버터(530)의 출력 전압인 dc 단 전압(Vout)은, 대략 수백 V 전압으로 상승하게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제1 레그(lega)와 제2 레그(legb)와 제3 레그(legc)는 각각 동기되어 스위칭이 수행되도록 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어부(550)는, 제1 레그(lega)와 제2 레그(legb) 사이의 위상차가 제1 위상차(Φ1)가 되도록 제어하며, 제1 레그(lega)와 제3 레그(legc) 사이의 위상차가 제2 위상차(Φ2)가 되도록 제어할 수 있다.
즉, 제1 레그(lega)와 제2 레그(legb)는 제1 위상차(Φ1)를 가지며 스위칭되며, 제1 레그(lega)와 제3 레그(legc)는 제2 위상차(Φ2)를 가지며 스위칭되며, 제1 위상차(Φ1)와 제2 위상차(Φ2) 중 적어도 하나가 가변될 수 있다. 이에 따라, dc 단에 계통 전압(Vac)에 대응하는 반파 전압 또는 맥동 전압이 출력되게 된다.
한편, 제1 레그(lega) 내지 제3 레그(legc)의 각 스위칭 소자의 스위칭 듀티는 일정할 수 있다. 이에 따라, 간편하게 스위칭 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 영전압 스위칭을 만족하기 위한 제1 위상차(Φ1)는, 다음의 수학식 1에 의해 연산될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, N1은 제1 트랜스포머(T1)의 권선비, N2은 제2 트랜스포머(T2)의 권선비, V1은 입력 전압(Vpv), V2는 dc 단 양단 전압을 나타낼 수 있다.
이에 따라, 도 6a의 SQ1, SQ2, SQ3의 파형은, 제1 레그(lega), 제2 레그(legb), 제3 레그(legc)의 각 파형일 수도 있다.
도 7은, 인덕터(L)에 입력되는 4 레벨 전압 파형(Vb1)과, 출력되는 2 레벨 전압 파형(Vb2)을 예시한다.
도면을 참조하면, 듀얼 트랜스포머((536)의 출력 전압 파형(Vb1)은, 4 레벨 전압을 가지며, 공진 인덕터의 출력 전압 파형(Vb2)은, 2 레벨 전압을 가진다.
예를 들어, 출력 전압 파형(Vb1)은, 제1 정극성 레벨, 제2 정극성 레벨, 제1 부극성 레벨, 제2 부극성 레벨을 순차적으로 가지며, 출력 전압 파형(Vb2)은, 정극설 레벨과 부극성 레벨을 순차적으로 가진다.
특히, 인덕터(L)을 통과하면서, 4 레벨의 전압이 2 레벨의 전압으로 가변되게 된다.
도 8은 인버터의 동작을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 제1 기간 동안, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제10 스위칭 소자(SW10)의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압(Vdc)을 정극성의 전압으로 변환하여 출력하고, 제2 기간 동안, 제8 스위칭 소자(SW2)와 제9 스위칭 소자(SW3)의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압(Vdc)을 부극성의 전압으로 변환하여 출력할 수 있다.
이러한, 언폴딩 스위칭에 의해, dc 단의 양단의 반파 전압 또는 맥동 전압(Vdcm)을, 계통 전압(Vac)에 대응하는 주파수의 교류 전압(Vacm)으로 변환하여 출력할 수 있게 된다.
도 9는 도 4의 제어부의 내부 블록도의 일예이다.
도면을 참조하면, 제어부(550)는, 인버터(540)의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 전류 지령치를 생성하는 전압 제어기(920)와, 전류 지령치에 기초하여, 컨버터(530) 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 생성하는 컨버터 제어기(940)를 포함할 수 있다. 이에 따라, 컨버터(530) 동작에 의해, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 출력 전압 검출부(F)로부터의 출력 전압(Vac)에 기초하여 위상(θg)을 검출하는 위상 검출기(905)를 더 포함할 수 잇다.
위상 검출기(905)에서 검출된 위상(θg)은, 전압 제어기(920)에 입력된다.
한편, 제어부(550)는, 태양전지 모듈(100)에 대한, 최대 전력 지점을 연산하고, 그에 따라, 최대 전력에 해당하는 직류 전원을 출력하기 위한 전압 지령치(Vref)를 생성하는 MPPT 제어기(910)를 더 구비할 수 있다.
MPPT 제어기(910)는, 입력 전압 검출부(A1) 또는 입력 전류 검출부(A2)로부터의 입력 전압(Vpv) 또는 입력 전류(Ipv)에 기초하여, 최대 전력 지점을 연산하고, 그에 따라, 최대 전력에 해당하는 직류 전원을 출력하기 위한 전압 지령치(Vref)를 생성할 수 있다.
한편, MPPT 제어기(910)는, 부하 전압(Vload)을 출력할 수도 있다.
이때의, 부하 전압(Vload)은, 출력 전압 검출부(F)에서 검출되는 출력 전압(Vac)에 기초하여 생성된 것일 수 있다.
한편, 컨버터 제어기(920)는, 부하 전압(Vload)과 전압 지령치(Vref)를 비교하고, 그 차이에 기초하여, d축 전류 지령치(Ide,ref), q축 전류 지령치(Iqe,ref)를 생성하여 출력할 수 있다.
그리고, 컨버터 제어기(940)는, 입력되는 전류 지령치(Ide,ref,Iqe,ref) 에 기초하여, 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)를 생성할 수 있다.
이때의 컨버터 스위칭 제어 신호(Scc)는, 도 4의 풀 브릿지 스위칭부(532)를 위한 풀 브릿지 스위칭제어 신호(Sfb), 하프 브릿지 스위칭부(538)를 위한 하프 브릿지 스위칭 제어 신호(Shb)를 포함할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수를 가변을 위한 가변 주파수 제어기(930)를 더 포함할 수 있다.
예를 들어, 가변 주파수 제어기(930)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 하프 브릿지 스위칭부(538)가 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부(538)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 언폴딩 스위칭 제어를 위한 언폴딩 제어기(950)를 더 구비할 수 있다.
언폴딩 제어기(950)는, 도 8과 같이, 제1 기간 동안, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제10 스위칭 소자(SW10)의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압(Vdc)을 정극성의 전압으로 변환하여 출력하고, 제2 기간 동안, 제8 스위칭 소자(SW2)와 제9 스위칭 소자(SW3)의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압(Vdc)을 부극성의 전압으로 변환하여 출력하도록 제어할 수 있다.
이러한, 언폴딩 스위칭에 의해, dc 단의 양단의 반파 전압 또는 맥동 전압(Vdcm)을, 계통 전압(Vac)에 대응하는 주파수의 교류 전압(Vacm)으로 변환하여 출력할 수 있게 된다.
도 10a는 인버터(540)의 출력단의 부하가, 제1 파워인 경우의 부하 전압(Vacm), 부하 전류(Iacm), dc단 전압(Vdcm)을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 제1 파워가 대략 300W인 경우, 부하 전압(Vacm), 부하 전류(Iacm)는 각각 교류 파형에 대응하며, dc단 전압(Vdcm)은 반파 형태의 맥동하는 파형에 대응할 수 있다.
도 10b는 인버터(540)의 출력단의 부하가, 무부하인 경우의 부하 전압(Vacm2), 부하 전류(Iacm2)를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 인버터(540)의 출력단인 계통(90)이 정전되어, 무부하인 경우, 인버터(540)의 출력단에 흐르는 전류를 소비할 부하가 없으므로, 제로 레벨의 직류 전류에 대응하는 부하 전류(Iacm2)가 출력되는 것이 바람직하다.
이때, 부하 전압(Vacm2)은 교류 전압 파형이나, 부하 전류(Iacm2)는 대략 제로 레벨의 직류 전류에 대응하는 것이 바람직하다.
이를 위해, 상술한 바와 같이, 제어부(5500는, 컨버터 제어기(920)를 통해, 컨버터(530)를 제어하여, 부하 대응 운전을 수행하도록 제어한다. 이에 따라, 부하에 대응하는 부하 운전을 수행할 수 있게 된다. 또한, 부하 대응 운전에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다.
한편, 인버터(540)의 출력단인 계통(90)이 정전되어, 무부하인 경우에도, 불필요한 전력 소비를 저감할 수 있게 된다.
한편, 도 4의 제어부(550)는, 컨버터(530)의 입력 전압 또는 dc 단 양단의 전압에 기초하여, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
구체적으로, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압 레벨에 따라, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드 또는 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가, 벅 모드로 동작하도록 제어하고, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 하프 브릿지 스위칭부(538)가 부스트 모드로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상인 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)가 제1 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하며, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 미만인 경우, 하프 브릿지 스위칭부인 하프 브릿지 스위칭부(538)가 부스트 모드로 동작하고, 풀 브릿지 스위칭부(532)와, 하프 브릿지 스위칭부(538)가 제1 스위칭 주파수 보다 낮은 제2 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 풀 브릿지 스위칭부(532)의 스위칭 주파수는, 계통 주파수 보다 큰 것이 바람직하다.
예를 들어, 제1 스위칭 주파수는 135kHz일 수 있으나, 제2 스위칭 주파수는 90Khz일 수 있다. 이에 의하면, 고속 스위칭을 수행하므로, 컨버터(530) 내의 회로 소자의 소형화가 가능하게 된다. 특히, 트랜스포머(536)를 소형화할 수 있다
한편, 제어부(550)는, 벅 모드 또는 부스트 모드를 통해, 결국, dc 단 양단의 전압의 리플이 저감되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(SW1~SW4) 중 일부는 제3 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하고, 다른 일부는, 제3 스위칭 주파수 보다 높은 제4 스위칭 주파수에 따라 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
즉, 제어부(550)는, 인버터(540)에 대해, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행할 수 있다.
이때, 제3 스위칭 주파수가, 계통 주파수에 대응하며, 제4 스위칭 주파수가, 계통 주파수 보다 높으므로, 인버터(540)가 고속 스위칭을 수행할 수 있으며, 이에 따라, 전력변환장치 내의 회로 소자의 소형화가 가능하게 된다. 이에, 전력변환장치를 소형화할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제7 및 제8 스위칭 소자(SW1,SW2)에 대해, 제4 스위칭 주파수로 동작하도록 제어하고, 제9 및 제10 스위칭 소자(SW3,SW4)에 대해, 제3 스위칭 주파수로 동작하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 제9 스위칭 소자(SW3)의 온 동안, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어하고, 제10 스위칭 소자(SW4)의 온 동안, 제8 스위칭 소자(SW2)와 제7 스위칭 소자(SW1)가, 펄스폭 가변 제어에 의한 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(SW1~SW4) 중 일부(SW3,SW4)와, 복수의 스위칭 소자(SW1~SW4) 중 다른 일부(SW1,SW2)는, 서로 다른 타입의 스위칭 소자일 수 있다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(SW1~SW4) 중 다른 일부(SW1,SW2)는, 예를 들어, 고속 스위칭을 수행하기 위한 스위칭 소자로서, 갈륨나이트라이드(GaN) 트랜지스터 또는 실리콘카바이드(SiC) 트랜지스터를 포함할 수 있으며, 이에 따라, 고속 스위칭시의 역회복 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터(540) 내의 복수의 스위칭 소자(SW1~SW4) 중 일부(SW3,SW4)는, 예를 들어, 저속 스위칭을 수행하는 스위칭 소자는, 금속산화물반도체전계효과 트랜지스터(MOSFET)를 포함할 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치의 회로도이고, 도 12a 내지 도 14c는 도 11의 전력변환장치의 설명에 참조되는 도면이다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 인버터(540)와, 인버터(540)를 제어하는 제어부(550), 필터부(570)를 구비할 수 있다.
인버터(540)는, 서로 직렬 접속되는 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)를 포함하는 제4 레그(legd)와, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)를 포함하는 제5 레그(lege)를 구비할 수 있다. 이때, 제4 레그(legd)와, 제5 레그(lege)는 서로 병렬 접속된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따라, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제4 레그(legd)와 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가 다른 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 인버터 출력 전압의 제로 크로싱 시점에, 제5 레그(lege) 내의 스위칭 소자(SW3,SW4)는 오프되고, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)가 스위칭하도록 제어한다.
한편, 제어부(550)는, 제5 레그(lege) 내의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)의 스위칭 주파수 보다 제4 레그(legd) 내의 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 주파수가 더 크도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 제5 레그(lege) 내의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)의 스위칭 주파수가, 게통 주파수와 동일하도록 제어할 수 있다.
예를 들어, 제4 레그(legd)의 스위칭 주파수는 고속 스위칭 주파수로서, 계통 주파수인 50Hz 또는 60Hz 보다 높은 수KHz 내지 수백 KHz일 수 있다.
한편, 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수는, 자속 스위칭 주파수로서, 계통 주파수인 50Hz 또는 60Hz일 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따르면, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서, 인버터 출력 전압의 제로 크로싱 시점 부근에서, 인버터(540)의 스위칭 소자(SW1~SW4)의 턴 오프에 따른 피크 전류 발생 등을 방지를 위해, 제5 레그(lege) 내의 스위칭 소자(SW3,SW4)는 오프되고, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)가 스위칭하도록 제어한다.
이에 따라, 출력되는 교류 전원의 품질을 향상시킬 수 있게 된다. 특히, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다. 또한, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제4 레그(legd)와 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가 다른 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 인버터 출력 전압이 정극성에서 부극성으로 변하는 제로 크로싱 시점(도 12a, 도 12b의 Tzca 또는 도 13a, 도 13b의 Tzcb)에, 제5 레그(lege) 내의 스위칭 소자(SW3,SW4)는 오프되고, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)가 스위칭하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점 사이의 구간 중에, 인버터(540)에서 환류 모드가 수행되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점 사이의 구간 중에, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)가 스위칭하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
필터부(570)는, 인버터(530)의 출력단에 배치되는 인덕터(La)와, 커패시터(Ca)를 구비할 수 있다.
이에 의하면, 비동기 펄스폭 가변 제어에 의해 동작하는 인버터(540)를 고려하여, 비대칭 형태로 필터부(570)를 구현함으로써, 인버터(540)의 출력단에서의 커몬 모드 전압을 저감할 수 있게 된다. 또한, 출력 전류의 종합 고조파 왜형률(THD)을 저감할 수 있게 된다.
도 12a는 인버터(540)에서 출력되는 전류(Igxa)가 전압(Vgxa) 보다 느린 지상인 경우를 예시한다.
한편, 도면에서와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vgxa)은, Zca에서 제로 크로싱될 수 있다. 특히, Zca 지점은, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vgxa)이 정극성의 전압을 가지다가, 부극성의 전압으로 변화되는 시점에 대응한다.
인버터 출력 전압 검출부(F)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3)을 검출할 수 있으며, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3) 중 특히 제로 크로싱 지점(Zca)을 검출할 수 있다.
도 12b는 인버터(540)에서 출력되는 전류가 지상인 경우, 인버터(540)의 스위칭 소자들의 스위칭 파형을 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 지상인 경우, 도 12b와 같이, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Taa)부터, 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pda) 중에, 제7 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되어 스위칭하도록 제어할 수 있다.
도면에서는, 제1 시점(Taa)부터, 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pda) 중의 Ta1 시점에, 제7 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되어 스위칭하는 것을 예시한다.
이에 의하면, 종래의 3b와 비교하여, 인버터(540) 내의 스위칭이 수행되지 않았던, Pda 구간 동안, 제7 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되어 스위칭하게 된다.
한편, 외부로 교류 전원을 출력하는 전력 공급 모드에 대응하는, Pd4a, Pd3a 구간 동안, 각 스위칭 소자의 스위칭에 따라, 턴 온되는 스위칭 소자를 통해, 전류 패쓰가 형성된다.
그리고, Pda 구간 동안, 환류 모드가 수행되어, 도 12c 또는 도 12d와 같이, 제7 스위칭 소자(SW1)와, 제9 스위칭 소자(SW3)에 병렬 접속되는 다이오드 소자(D3)를 통해, 제1 전류 패쓰(path1)가 형성될 수 있다.
즉, 제어부(550)는, 도 12a와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 지상인 경우, 제7 스위칭 소자(SW1)와, 제9 스위칭 소자(SW3)에 병렬 접속되는 다이오드 소자(D3)를 통해, 제1 전류 패쓰(path1)가 형성되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 도 12e와 같이, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다. 특히, Pda 구간 동안의 출력 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
도 12e는 지상 전류(Iga)의 파형과 전압 파형(Vga)에 피크 전류가 제거되어 전류 품질과 전압 품질이 개선된 것을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 지상인 경우, 제1 시점(Taa)에, 제8 스위칭 소자(SW2)가 오프되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Taa)부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pda) 중에, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 주파수가, 제5 레그(lege) 내의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)의 스위칭 주파수 보다, 더 크도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vc3)을 검출하는 출력 전압 검출부(F)와, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전류(Ic3)를 검출하는 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 출력 전압과, 출력 전류에 기초하여, 역률을 연산할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
예를 들어, 제어부(550)는, Pd4a, Pd3a 구간 동안, 인버터(540)에서 출력되는 전압과, 전류 사이의 역률을 조정하기 위한 역률 조정을 수행할 수 있다.
구체적으로, Pd4a 구간 동안, 제10 스위칭 소자(SW4)는 온, 제9 스위칭 소자(SW3)는 오프되며, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는 교호하게 스위칭된다.
한편, Pd3a 구간 동안, 제10 스위칭 소자(SW4)는 오프, 제9 스위칭 소자(SW3)는 온되며, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는 교호하게 스위칭된다.
한편, 제어부(550)는, Pda 구간 동안, 인버터(540)에서 출력되는 전압과, 전류 사이의 역률을 조정하기 위한 역률 조정을 수행할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 연산된 역률에 따라, 제4 레그(legd) 내의 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 연산된 역률에 따라, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Taa)부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pda) 중의, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 타이밍을 가변할 수 있다.
예를 들어, 제어부(550)는, 연산된 역률이 작을수록, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 타이밍인 Ta1이, Taa에 더 가까워지도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
도 13a는 인버터(540)에서 출력되는 전류(Igba)가 전압(Vgba) 보다 앞서는 진상인 경우를 예시한다.
한편, 도면에서와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vgba)은, Zcb에서 제로 크로싱될 수 있다. 특히, Zcb 지점은, 인버터(540)에서 출력되는 출력 전압(Vgba)이 정극성의 전압을 가지다가, 부극성의 전압으로 변화되는 시점에 대응한다.
인버터 출력 전압 검출부(F)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3)을 검출할 수 있으며, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전압(vc3) 중 특히 제로 크로싱 지점(Zcb)을 검출할 수 있다.
도 13b는 인버터(540)에서 출력되는 전류가 진상인 경우, 인버터(540)의 스위칭 소자들의 스위칭 파형을 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 진상인 경우, 도 13b와 같이, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Tba)부터, 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pdb) 중에, 제8 스위칭 소자(SW2)가 턴 온되어 스위칭하도록 제어할 수 있다.
도면에서는, 제1 시점(Tba)부터, 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pdb) 중의 Tb1 시점까지, 제8 스위칭 소자(SW2)가 계속 스위칭하는 것을 예시한다.
이에 의하면, 종래의 3b와 비교하여, 인버터(540) 내의 스위칭이 수행되지 않았던, Pdb 구간 동안, 제8 스위칭 소자(SW2)가 스위칭하게 된다.
한편, 외부로 교류 전원을 출력하는 전력 공급 모드에 대응하는, Pd4b, Pd3b 구간 동안, 각 스위칭 소자의 스위칭에 따라, 턴 온되는 스위칭 소자를 통해, 전류 패쓰가 형성된다.
그리고, Pdb 구간 동안, 환류 모드가 수행되어, 도 13c 또는 도 13d와 같이, 제8 스위칭 소자(SW2)와, 제10 스위칭 소자(SW4)에 병렬 접속되는 다이오드 소자(D4)를 통해, 제2 전류 패쓰(path2)가 형성될 수 있다.
즉, 제어부(550)는, 도 13a와 같이, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 진상인 경우, 제8 스위칭 소자(SW2)와, 제10 스위칭 소자(SW4)에 병렬 접속되는 다이오드 소자(D4)를 통해, 제2 전류 패쓰(path2)가 형성되도록 제어할 수 있다.
이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 도 13e와 같이, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다. 특히, Pdb 구간 동안의 출력 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
도 13e는 진상 전류(Igb)의 파형과 전압 파형(Vgb)에 피크 전류가 제거되어 전류 품질과 전압 품질이 개선된 것을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 인버터(540)에서 출력되는 전류가 진상인 경우, 제2 시점(Tbb)에, 제7 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되되어 스위칭하도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Tba)부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pdb) 중에, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 주파수가, 제5 레그(lege) 내의 제9 스위칭 소자(SW3)와 제10 스위칭 소자(SW4)의 스위칭 주파수 보다, 더 크도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 출력 전압 검출부(F)로부터의 출력 전압과, 출력 전류 검출부(E)로부터의 출력 전류에 기초하여, 역률을 연산할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
예를 들어, 제어부(550)는, Pd4b, Pd3b 구간 동안, 인버터(540)에서 출력되는 전압과, 전류 사이의 역률을 조정하기 위한 역률 조정을 수행할 수 있다.
구체적으로, Pd4b 구간 동안, 제10 스위칭 소자(SW4)는 온, 제9 스위칭 소자(SW3)는 오프되며, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는 교호하게 스위칭된다.
한편, Pd3b 구간 동안, 제10 스위칭 소자(SW4)는 오프, 제9 스위칭 소자(SW3)는 온되며, 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)는 교호하게 스위칭된다.
한편, 제어부(550)는, Pdb 구간 동안, 인버터(540)에서 출력되는 전압과, 전류 사이의 역률을 조정하기 위한 역률 조정을 수행할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 연산된 역률에 따라, 제1 레그(legb) 내의 제7 스위칭 소자(SW1)와 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행할 수 있게 된다.
한편, 제어부(550)는, 연산된 역률에 따라, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점(Tba)부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tbb) 사이의 구간(Pdb) 중의, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 타이밍을 가변할 수 있다.
예를 들어, 제어부(550)는, 연산된 역률이 작을수록, 제7 스위칭 소자(SW1) 또는 제8 스위칭 소자(SW2)의 턴 오프 타이밍인 Tb1이, Tbb에 더 가까워지도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하면서 역률 제어를 수행하여, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
도 14a 내지 도 14c는, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치의 동작 방법을 도시하는 도면이다.
도 14a를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(500)는, 인버터(540), 필터부(570)을 구비할 수 있으며, 인버터(540)에서 출력되는 전류 및 전압은 필터부(570)를 거쳐, 외부의 그리드로 출력될 수 있다.
도 14b는 인버터(540)에서 출력되는 전압의 제로 크로싱 지점(Zc)을 예시하는 도면이다.
제어부(550)는, 인버터 출력 전압의 제로 크로싱 지점(Zc)을 포함하는 구간(Pdc)에서 역률 제어가 수행되며, 인버터 출력 전압의 제로 크로싱 부근(Zc)에서 고속 스위칭을 수행하도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제4 레그(legd)와 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가 다른 비동기 펄스폭 가변 제어를 수행하며, 제10 스위칭 소자(SW4)가 오프된 제1 시점((도 12a의 Taa)부터 제9 스위칭 소자(SW3)가 온 되는 제2 시점(Tab) 사이의 구간 중에, 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수는, 제1 시점(Taa) 이전의 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수 보다 높도록 제어할 수 있다.
즉, 도 14c와 같이, 제1 시점(Taa) 이전의 Pma 구간, 제2 시점(Tab) 이후의 Pmb 구간 동안, 제어부(550)는, 인버터(540)의 제4 레그(legd)와 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가 다른 비동기 펄스폭 가변 제어할 수 있다.
이때, 제4 레그(legd)의 스위칭 주파수는 수 KHz 내지 수 백 KHz 사이일 수 있으며, 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수는 계통 주파수일 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 제로 크로싱 시점(Tzc)을 포함하는 구간(Po1) 동안, 역률 제어를 수행하면서, 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가, 제1 시점(Taa) 이전의 Pma 구간, 제2 시점(Tab) 이후의 Pmb 구간 동안의 스위칭 주파수 보다 높아지도록 제어할 수 있다.
예를 들어, 제어부(550)는, 제로 크로싱 시점(Tzc)을 포함하는 구간(Po1) 동안, 제5 레그(lege)의 스위칭 주파수가 수 KHz 내지 수 백 KHz 사이가 되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 출력되는 교류 전원의 전류 왜곡을 개선할 수 있게 된다.
또한, 제로 크로싱 시점(Tzc)을 포함하는 구간(Po1) 동안, 계통 방향은 물론, 인버터 방향으로의 양방향 전류 패쓰의 형성이 가능하게 된다.
도 15는 풀 브릿지 스위칭부(532)가 벅 모드로 동작하는 경우를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 15의 (a)는, dc 단 양단의 전압인 dc 단 전압 파형(Vdca)을 나타낸다.
도 15의 (b)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ1,SQ4)를 예시한다.
도 15의 (c)는, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ2,SQ3)를 예시한다.
도 15의 (d)는, 제4 스위칭 소자(Q4)의 양단 전압 파형(VQ4), 및 전류 파형(IQ4)을 예시한다.
벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되지 않고, 도면과 같이, 위상 시프트(phase shift)에 의해 일부 중첩될 수 있다.
즉, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이가 180도로 고정되는 것이 아닌, 위상 시프트에 의해 위상 또는 턴 온 타이밍이 가변될 수 있다.
도면에서는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이가, DLa인 것을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)를 최대 스위칭 주파수로 동작시키고, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이(DLa)를 가변할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상이며, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 위상 차이(DLa)가 커지도록 제어할 수 있다.
특히, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 위상 차이(DLa)가, 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제4 및 제3 스위칭 소자(Q4,Q3)의 턴 온 타이밍이, 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)의 턴 온 타이밍 보다 지연되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, dc 단 전압(Vdc)을 가변할 수 있게 된다.
예를 들어, 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1,Q4)가, 턴 온 되는 경우, 전류가 흐를러, 공진 커패시터(Cr), 공진 인덕터(Lr)가 공진하게 된다.
그 후, 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴 오프되고, 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴 온되는 경우, 트랜스포머(536)에 흐르는 전류는 그라운드(GND) 또는 제로(zero)까지 하강하며, 컨버터(530)는, 컨버터는 불연속 모드(DCM Dis Continue Mode)로 동작하면서 2차측 스위치는 영전류 스위칭 (ZCS Zero Current Switching) 동작할 수 있다.
한편, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 스위칭 소자(Q9,Q10)는, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2) 등에 동기되어 스위칭될 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상이며, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 턴온 타이밍 지연이 커지도록 제어할 수 있다.
이에 따라, dc 단 양단의 전압이 목표 전압과의 차이를 저감할 수 있으며, 결국, 도 15의 (a)와 같은, 리플이 적은 dc 단 전압 파형(Vdca)이 출력될 수 있다.
한편, Ta 시점과 Tb 시점 등에서, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 영전압 턴 온 스위칭(705a,705b)이 수행되고, 영전압 턴 오프 스위칭(705a,705b)이 수행된다. 따라서, 고효율, 및 고승압의 전력 변환이 가능하게 된다.
한편, 제어부(550)는, 벅 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제4 및 제3 스위칭 소자(Q4,Q3)의 턴 온 타이밍이, 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2)의 턴 온 타이밍 보다 지연되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, dc 단 전압(Vdc)을 가변할 수 있게 된다.
예를 들어, 제1 및 제4 스위칭 소자(Q1,Q4)가, 턴 온 되는 경우, 전류가 흐를러, 공진 커패시터(Cr), 공진 인덕터(Lr)가 공진하게 된다.
그 후, 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴 오프되고, 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴 온되는 경우, 트랜스포머(536)에 흐르는 전류는 그라운드(GND) 또는 제로(zero)까지 하강하며, 컨버터(530)는, 컨버터는 불연속 모드(DCM Dis Continue Mode)로 동작하면서 2차측 스위치는 영전류 스위칭 (ZCS Zero Current Switching) 동작할 수 있다.
한편, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 스위칭 소자(S1,S2)는, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 및 제2 스위칭 소자(Q1,Q2) 등에 동기되어 스위칭될 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 이상이며, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 턴온 타이밍 지연이 커지도록 제어할 수 있다.
이에 따라, dc 단 양단의 전압이 목표 전압과의 차이를 저감할 수 있으며, 결국, 도 15의 (a)와 같은, 리플이 적은 dc 단 전압 파형(Vdca)이 출력될 수 있다.
한편, Ta 시점과 Tb 시점 등에서, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 영전압 턴 온 스위칭(705a,705b)이 수행되고, 영전압 턴 오프 스위칭(705a,705b)이 수행된다. 따라서, 고효율, 및 고승압의 전력 변환이 가능하게 된다.
도 16은 하프 브릿지 스위칭부(538)가 부스트 모드로 동작하는 경우를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 16의 (a)는, dc 단 양단의 전압인 dc 단 전압 파형(Vdcb)을 나타낸다.
도 16의 (b)는, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ1,SQ4)를 예시한다.
도 16의 (c)는, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SQ2,SQ3)를 예시한다.
도 16의 (d)는, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 제5 스위칭 소자(S1)와 제6 스위칭 소자(S10)의 게이트에 인가되는 스위칭 제어 신호(SS1,SS2)를 예시한다.
도 16의 (e)는, 제4 스위칭 소자(Q4)의 양단 전압 파형(VQ4), 및 전류 파형(IQ4)을 예시한다.
한편, 제어부(550)는, 부스트 모드의 경우, 도 16의 (b), 도 16의 (c)와 같이, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, 부스트 모드의 경우, 풀 브릿지 스위칭부(532)를 최소 스위칭 주파수로 동작시키고, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티를 가변할 수 있다. 도 16의 (d)에서는, 턴 온 듀티로 DLb를 예시한다.
예를 들어, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4), 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가, 교번하여 턴 온되는 동안, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 제5 스위칭 소자(S1), 및 제10 스위칭 소자(S2)의 듀티가 가변되면서, 턴 온된다.
한편, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 제5 스위칭 소자(S1), 및 제10 스위칭 소자(S2)가 온 되는 동안, 공진 인덕터(Lr)에 에너지가 충전된다. 이에 의해, 승압이 수행되게 된다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 미만이며, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 제5 스위칭 소자(S1), 및 제10 스위칭 소자(S2)의 턴 온 듀티(DLb)가 커지도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(550)는, dc 단 양단의 전압이 목표 전압 미만이며, dc 단 양단의 전압과 목표 전압과의 차이가 클수록, 하프 브릿지 스위칭부(538) 내의 스위칭 소자의 턴 온 듀티가 커지도록 제어할 수 있다.
이에 따라, dc 단 양단의 전압이 목표 전압과의 차이를 저감할 수 있으며, 결국, 도 16의 (a)와 같은, 리플이 적은 dc 단 전압 파형(Vdca)이 출력될 수 있다.
한편, T1 시점과 T2 시점 등에서, 풀 브릿지 스위칭부(532) 내의 스위칭 소자의 영전압 턴 온 스위칭(715a,715b)이 수행되고, 영전압 턴 오프 스위칭(715a,715b)이 수행된다. 따라서, 고효율, 및 고승압의 전력 변환이 가능하게 된다.
도 17은 도 1a 또는 도 1b의 태양전지 모듈의 분해 사시도이다.
도 17을 참조하면, 도 2의 태양전지 모듈(100)은, 복수의 태양 전지(130)를 포함할 수 있다. 그 외, 복수의 태양전지(130)의 하면과 상면에 위치하는 제1 밀봉재(120)와 제2 밀봉재(150), 제1 밀봉재(120)의 하면에 위치하는 후면 기판(110) 및 제2 밀봉재(150)의 상면에 위치하는 전면 기판(160)을 더 포함할 수 있다.
먼저, 태양전지(130)는, 태양 에너지를 전기 에너지로 변화하는 반도체 소자로써, 실리콘 태양전지(silicon solar cell), 화합물 반도체 태양전지(compound semiconductor solar cell) 및 적층형 태양전지(tandem solar cell), 염료감응형 또는 CdTe, CIGS형 태양전지, 박막 태양전지 등일 수 있다.
태양전지(130)는 태양광이 입사하는 수광면과 수광면의 반대측인 이면으로 형성된다. 예를 들어, 태양전지(130)는, 제1 도전형의 실리콘 기판과, 실리콘 기판상에 형성되며 제1 도전형과 반대 도전형을 가지는 제2 도전형 반도체층과, 제2 도전형 반도체층의 일부면을 노출시키는 적어도 하나 이상의 개구부를 포함하며 제2 도전형 반도체층 상에 형성되는 반사방지막과, 적어도 하나 이상의 개구부를 통해 노출된 제 2 도전형 반도체층의 일부면에 접촉하는 전면전극과, 상기 실리콘 기판의 후면에 형성된 후면전극을 포함할 수 있다.
각 태양전지(130)는, 전기적으로 직렬 또는 병렬 또는 직병렬로 연결될 수 있다. 구체적으로, 복수의 태양 전지(130)는, 리본(133)에 의해 전기적으로 접속될 수 있다. 리본(133)은, 태양전지(130)의 수광면 상에 형성된 전면 전극과, 인접한 다른 태양전지(130)의 이면 상에 형성된 후면 전극집전 전극에 접합될 수 있다.
도면에서는, 리본(133)이 2줄로 형성되고, 이 리본(133)에 의해, 태양전지(130)가 일렬로 연결되어, 태양전지 스트링(140)이 형성되는 것을 예시한다.
이에 의해, 도 2에서 설명한 바와 같이, 6개의 스트링(140a,140b,140c,140d,140e,140f)이 형성되고, 각 스트링은 10개의 태양전지를 구비할 수 있다.
후면 기판(110)은, 백시트로서, 방수, 절연 및 자외선 차단 기능을 하며, TPT(Tedlar/PET/Tedlar) 타입일 수 있으나, 이에 한정하는 것은 아니다. 또한, 도 4에서는 후면 기판(110)이 직사각형의 모양으로 도시되어 있으나, 태양전지 모듈(100)이 설치되는 환경에 따라 원형, 반원형 등 다양한 모양으로 제조될 수 있다.
한편, 후면 기판(110) 상에는 제1 밀봉재(120)가 후면 기판(110)과 동일한 크기로 부착되어 형성될 수 있고, 제1 밀봉재(120) 상에는 복수의 태양전지(130)가 수 개의 열을 이루도록 서로 이웃하여 위치할 수 있다.
제2 밀봉재(150)는, 태양전지(130) 상에 위치하여 제1 밀봉재(120)와 라미네이션(Lamination)에 의해 접합할 수 있다.
여기에서, 제1 밀봉재(120)와, 제2 밀봉재(150)는, 태양전지의 각 요소들이 화학적으로 결합할 수 있도록 한다. 이러한 제1 밀봉재(120)와 제2 밀봉재(150)는, 에틸렌 초산 비닐 수지 (Ethylene Vinyl Acetate;EVA) 필름 등 다양한 예가 가능하다.
한편, 전면 기판(160)은, 태양광을 투과하도록 제2 밀봉재(150) 상에 위치하며, 외부의 충격 등으로부터 태양전지(130)를 보호하기 위해 강화유리인 것이 바람직하다. 또한, 태양광의 반사를 방지하고 태양광의 투과율을 높이기 위해 철분이 적게 들어간 저철분 강화유리인 것이 더욱 바람직하다.
본 발명에 따른 전력변환장치, 및 이를 구비하는 태양광 모듈은 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (18)

  1. 입력되는 직류 전원의 레벨을 가변하는 컨버터;
    상기 컨버터로부터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터;
    상기 컨버터와 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    상기 인버터의 출력단의 부하에 대응하는 부하 전류가 흐르도록 상기 컨버터를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 인버터의 출력단의 부하가, 제1 파워인 경우, 상기 부하에 제1 파형의 교류 전류가 흐르도록 상기 컨버터를 제어하며,
    상기 인버터의 출력단의 부하가, 무부하인 경우, 제로 레벨의 직류 전류가 흐르도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부;를 더 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 출력 전압 검출부에서의 출력 전압에 기초하여, 상기 인버터의 출력단의 부하 파워를 연산하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부;
    상기 입력되는 직류 전원의 전압을 검출하는 입력 전압 검출부;를 더 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 상기 입력 전압 검출부에서 검출되는 입력 전압에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인버터에서 출력되는 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출부;
    상기 입력되는 직류 전원의 전류를 검출하는 입력 전류 검출부;를 더 구비하며,
    상기 제어부는,
    상기 출력 전압 검출부에서 검출되는 출력 전압과, 상기 입력 전류 검출부에서 검출되는 입력 전류에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하며,
    상기 전류 지령치에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 인버터의 출력단의 부하 전압과, 전압 지령치에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 전류 지령치를 생성하는 전압 제어기;
    상기 전류 지령치에 기초하여, 상기 컨버터 제어를 위한 컨버터 스위칭 제어 신호를 생성하는 컨버터 제어기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는,
    서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 포함하는 제1 레그와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자를 포함하는 제2 레그를 구비하며, 입력되는 직류 전압을 변환하는 풀 브릿지 스위칭부;
    상기 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 출력측에 전기적으로 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제5 스위칭 소자와 제6 스위칭 소자를 포함하는 제3 레그를 구비하는 하프 브릿지 스위칭부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 트랜스포머는,
    상기 풀 브릿지 스위칭부의 출력단에 입력측이 접속되며, 4 레벨의 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 트랜스포머와 상기 하프 브릿지 스위칭부 사이에 접속되는 공진 인덕터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제1 커패시터와 제2 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 출력측의 제1 노드는, 공진 인덕터에 접속되며,
    상기 트랜스포머의 출력측의 제2 노드는, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터의 사이의 노드에 접속되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 풀 브릿지 스위칭부의 입력단의 양단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제3 커패시터와 제4 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 공진 인덕터의 출력 전압은 2 레벨의 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  15. 제8항에 있어서,
    상기 제1 레그와 상기 제2 레그는 제1 위상차를 가지며 스위칭되며,
    상기 제1 레그와 상기 제3 레그는 제2 위상차를 가지며 스위칭되며,
    상기 제1 위상차와 상기 제2 위상차 중 적어도 하나가 가변되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  16. 제8항에 있어서,
    상기 인버터는,
    상기 하프 브릿지 스위칭부의 출력단인 dc 단에 접속되며, 서로 직렬 접속되는 제7 스위칭 소자와 제8 스위칭 소자를 포함하는 제4 레그와, 서로 직렬 접속되는 제9 스위칭 소자와 제10 스위칭 소자를 포함하는 제5 레그를 구비하며, 상기 dc 단의 전압을 변환하여 교류 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 인버터는,
    제1 기간 동안, 상기 제7 스위칭 소자와 상기 제10 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 정극성의 전압으로 변환하여 출력하고,
    제2 기간 동안, 상기 제8 스위칭 소자와 상기 제9 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 정극성의 dc 단 전압을 부극성의 전압으로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  18. 제1항 내지 제17항 중 어느 한 항의 전력변환장치를 구비하는 태양광 모듈.
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