DE112015001104B4

DE112015001104B4 - Leistungsversorgungssystem mit zwei DC-Leistungsquellen

Info

Publication number: DE112015001104B4
Application number: DE112015001104.8T
Authority: DE
Inventors: Shigeaki GOTO; Masanori Ishigaki; Shuji Tomura; Takahide Sugiyama; Takaji Umeno; Masaki Okamura; Naoyoshi Takamatsu
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-03-03
Filing date: 2015-02-24
Publication date: 2022-07-14
Anticipated expiration: 2035-02-25
Also published as: JP5927217B2; US20170077810A1; WO2015133087A1; US9935548B2; DE112015001104T5; JP2015165759A; CN106458046B; CN106458046A

Abstract

Leistungsversorgungssystem (5) zum Steuern einer Gleichspannung zwischen einer ersten Stromleitung (PL) auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung (GL) auf einer Niederspannungsseite, aufweisend:eine erste DC-Leistungsquelle (B1);eine zweite DC-Leistungsquelle (B2);einen Leistungswandler (10) zum Ausführen einer Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten Gleichspannungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL); undeine Steuervorrichtung (100) zum Steuern eines Betriebs des Leistungswandlers (10),wobei der Leistungswandler (10) aufweist:ein erstes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die erste Stromleitung (PL) und einen ersten Knoten (N1) geschaltet ist,eine erste Drosselspule (L1), die in Reihe mit der ersten DC-Leistungsquelle (B1) elektrisch zwischen den ersten Knoten (N1) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist,ein zweites Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die zweite Stromleitung (GL) und den ersten Knoten (N1) geschaltet ist,eine zweite Drosselspule (L2), die in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) elektrisch zwischen einen zweiten Knoten (N2) und die erste Stromleitung (PL) geschaltet ist,ein drittes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen den zweiten Knoten (N2) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist,ein viertes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die erste Stromleitung (PL) und den zweiten Knoten (N2) geschaltet ist, undein fünftes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen den ersten Knoten (N1) und den zweiten Knoten (N2) geschaltet ist,wobei zumindest manche Halbleiterelemente von den ersten bis fünften Halbleiterelementen jeweils ein Schaltelement aufweisen, das dafür ausgelegt ist, ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung eine Bildung und eine Unterbrechung eines Stromwegs zu steuern, wobei diese manche Halbleiterelemente das zweite, vierte und fünfte Halbleiterelement umfassen,wobei die Steuervorrichtung (100), wenn der Leistungswandler (10) eine Ausführung einer parallelen Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) betreibt, (i) das Ein und Aus des Schaltelements (S2) im zweiten Halbleiterelement zum Steuern einer Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsquelle (B1) steuert, und (ii) das Ein und Aus des Schaltelements (S4) im vierten Halbleiterelement zum Steuern einer Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) steuert,wobei, wenn das Schaltelement (S1) im ersten Halbleiterelement beinhaltet ist, die Schaltelemente (S1, S2) im ersten und zweiten Halbleiterelement komplementär zueinander ein und aus geschalten werden,wobei, wenn das Schaltelement (S3) im dritten Halbleiterelement beinhaltet ist, die Schaltelemente (S3, S4) im dritten und vierten Halbleiterelement komplementär zueinander ein und aus geschalten werden,wobei im fünften Halbleiterelement während eines Zeitraums, in dem der Stromweg in sowohl dem ersten als auch dem dritten Halbleiterelement ausgebildet ist, zumindest ein Stromweg vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) nicht ausgebildet wird, während während eines Zeitraums, in dem der Stromweg in sowohl dem zweiten als auch dem vierten Halbleiterelement ausgebildet ist, zumindest ein Stromweg vom zweiten Knoten (N2) zum ersten Knoten (N1) nicht ausgebildet wird, undwobei, wenn der erste Knoten (N1) und der zweite Knoten (N2) durch eines der Schaltelemente (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement verbunden sind, ein erstes Muster, in dem die Schaltelemente (S2, S3) im zweiten und dritten Halbleiterelement eingeschaltet sind, oder ein zweites Muster, in dem die Schaltelemente (S1, S4) im ersten und vierten Halbleiterelement eingeschaltet sind, ausgewählt ist.

Description

Gebiet der Technik
Die Erfindung betrifft ein Leistungsversorgungssystem, und insbesondere eine Steuerung eines Leistungsversorgungssystems, das so gestaltet ist, dass es einen Leistungswandler aufweist, der zwischen zwei Gleichstrom- (DC)-Leistungsquellen und eine gemeinsame Stromleitung geschaltet ist.
Allgemeiner Stand der Technik
Ein Hybrid-Leistungsversorgungssystem, das unter Verwendung eines Leistungswandlers, der zwischen mehrere Leistungsquellen und einen Verbraucher geschaltet ist, Leistung zum Verbraucher liefert, wobei die mehreren Leistungsquellen kombiniert werden, wird bereits verwendet.
Zum Beispiel beschreibt die japanische Offenlegungsschrift JP 2013-46446 A (Patentdokument 1) ein Leistungsversorgungssystem für ein Fahrzeug, in dem Hochsetzsteller (Leistungswandler), die für sowohl eine Sekundärbatterie als auch eine Hilfs-Leistungsquelle, die geladen und entladen werden können, vorgesehen sind, parallel verbunden bzw. geschaltet sind.
Die japanische Offenlegungsschrift JP 2013-13234 A (Patentdokument 2) beschreibt einen Aufbau eines Leistungswandlers, der in der Lage ist zwischen einem Betriebsmodus, in dem eine DC-DC-Wandlung ausgeführt wird, während zwei DC-Leistungsquellen in Reihe geschaltet sind (einem Reihenschaltungsmodus), und einem Betriebsmodus, in dem eine DC-DC-Wandlung ausgeführt wird, während zwei DC-Leistungsquellen parallel zueinander verwendet werden (einem Parallelschaltungsmodus), umzuschalten, indem ein Schaltmuster einer Mehrzahl von Schaltelementen umgeschaltet wird.
DE 10 2011 018 357 A1 (Patentdokument 3) und DE 10 2011 011 330 A1 (Patentdokument 4) beschreiben weitere Leistungsversorgungssysteme zum Steuern einer Gleichspannung zwischen einer ersten Stromleitung auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung auf einer Niederspannungsseite.
DE 10 2014 210 326 A1 (Patentdokument 5) stellt ein Dokument gemäß §3(2) PatG dar und beschreibt ein Leistungsversorgungssystem zum Steuern einer Gleichspannung zwischen einer ersten Stromleitung auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung auf einer Niederspannungsseite. Das System umfasst eine erste DC-Leistungsquelle, eine zweite DC-Leistungsquelle, ein erstes Halbleiterelement, ein zweites Halbleiterelement, ein drittes Halbleiterelement, ein viertes Halbleiterelement und ein fünftes Halbleiterelement.
Liste der Entgegenhaltungen
Patentdokumente

[PTL 1] Japanische Offenlegungsschrift JP 2013-46446 A
[PTL 2] Japanische Offenlegungsschrift JP 2013-13234 A
[PTL 3] DE 10 2011 018 357 A1
[PTL 4] DE 10 2011 011 330 A1
[PTL 5] DE 10 2014 210 326 A1

Kurzfassung der Erfindung
Technisches Problem
Da der im Patentdokument 1 beschriebene Leistungswandler ein Verhältnis einer Leistungszuweisung zwischen der Sekundärbatterie und der Hilfs-Leistungsquelle, die parallel verwendet werden, steuern kann, kann eine Versorgung des Verbrauchers mit elektrischer Leistung gesteuert werden, wobei für eine Lade- und Entladeleistung der Sekundärbatterie ein Freiheitsgrad ermöglicht ist. Infolgedessen kann eine Gelegenheit zur Überwindung einer schnellen Verschlechterung der Sekundärbatterie sichergestellt werden. Die Sekundärbatterie und die Hilfs-Leistungsquelle können jedoch nicht miteinander in Reihe geschaltet werden, und somit ist ein Anteil der Verstärkung durch den Hochsetzsteller höher. Somit senkt eine Erhöhung eines Eisenverlustes in einer Drosselspule oder ein Spannungsverlust, der durch eine Stromwelligkeit bzw. Oberströme verursacht wird, den Wirkungsgrad des Leistungsversorgungssystems.
In dem Leistungswandler, der im Patentdokument 2 beschrieben wird, kann durch Verkleinern eines Verstärkungsverhältnisses durch Auswählen des Reihenschaltungsmodus ein Leistungsverlust insbesondere während der Ausgabe einer hohen Spannung im Vergleich zum Aufbau im Patentdokument 1 unterdrückt werden. Im Schaltungsaufbau im Patentdokument 2 tritt jedoch ein solches Phänomen auf, dass ein Strom für die Wandlung einer elektrischen Leistung für eine erste DC-Leistungsquelle und ein Strom für die Wandlung einer elektrischen Leistung für eine zweite DC-Leistungsquelle durch ein gemeinsames Schaltelement fließen, da sie übereinandergelegt werden. Somit stellt eine Erhöhung eines Leitungsverlustes im Schaltelement abhängig von der durchfließenden Strommenge im Vergleich zum Patentdokument 1 ein Problem dar.
Die vorliegende Erfindung soll diese Probleme lösen, und es ist Aufgabe der Erfindung, einen Leistungsverlust in einem Leistungsversorgungssystem, das zwei DC-Leistungsquellen aufweist, zu senken und einen höheren Wirkungsgrads einer DC-Leistungswandlung zu erreichen.
Lösung des Problems
Gemäß einem Aspekt der Erfindung beinhaltet ein Leistungsversorgungssystem zum Steuern einer Gleichspannung zwischen einer ersten Stromleitung auf einer Seite mit hoher Spannung bzw. Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung auf einer Seite mit niedriger Spannung bzw. Niederspannungsseite eine erste Gleichspannungs- bzw. DC-Leistungsquelle, eine zweite Gleichspannungs- bzw. DC-Leistungsquelle, einen Leistungswandler zur Durchführung einer Gleichspannungswandlung zwischen der ersten und der zweiten DC-Leistungsquelle und der ersten und der zweiten Stromleitung und eine Steuervorrichtung zum Steuern eines Betriebs des Leistungswandlers. Der Leistungswandler weist erste bis fünfte Halbleiterelemente und eine erste und eine zweite Drosselspule auf. Das erste Halbleiterelement ist elektrisch zwischen die erste Stromleitung und einen ersten Knoten geschaltet. Die erste Drosselspule ist in Reihe mit der ersten DC-Leistungsquelle elektrisch zwischen den ersten Knoten und die zweite Stromleitung geschaltet. Das zweite Halbleiterelement ist elektrisch zwischen die zweite Stromleitung und den ersten Knoten geschaltet. Die zweite Drosselspule ist in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsquelle elektrisch zwischen einen zweiten Knoten und die erste Stromleitung geschaltet. Das dritte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen den zweiten Knoten und die zweite Stromleitung geschaltet. Das vierte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen die erste Stromleitung und den zweiten Knoten geschaltet. Das fünfte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen den ersten Knoten und den zweiten Knoten geschaltet. Zumindest manche von den ersten bis fünften Halbleiterelementen weisen jeweils ein Schaltelement auf, das dafür ausgelegt ist, in Reaktion bzw. ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung eine Bildung und eine Unterbrechung eines Stromwegs zu steuern. Der Leistungswandler dient zum Umschalten zwischen einer Mehrzahl von Betriebsmodi, die sich in der Art der Gleichspannungswandlung unterscheiden, durch Umschalten einer Art und Weise einer Ein/Aus-Steuerung des Schaltelements durch die Steuervorrichtung.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Ein Hauptvorteil dieser Erfindung besteht darin, dass ein Spannungsverlust in einem Leistungsversorgungssystem, das zwei DC-Leistungsquellen aufweist, verringert werden kann und ein höherer Wirkungsgrad der Wandlung der elektrischen Leistung erreicht werden kann.
Figurenliste

[1] 1 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau eines Leistungsversorgungssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
[2] 2 ist eine Skizze, die ein Aufbaubeispiel für einen Verbraucher zeigt.
[3] 3 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Basis-Hochsetzstellerschaltung zeigt.
[4] 4 ist ein Betriebswellenformdiagramm der in 3 gezeigten Hochsetzstellerschaltung.
[5] 5 ist ein erster äquivalenter Schaltplan in einem parallelen Verstärkungsmodus eines in 1 gezeigten Leistungswandlers.
[6] 6 ist ein Schaltplan, der einen Stromweg zeigt, wenn ein unterer Zweig jeder DC-Leistungsquelle in dem in 5 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[7] 7 ist ein Schaltplan, der einen Stromweg zeigt, wenn ein oberer Zweig jeder DC-Leistungsquelle in dem in 5 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[8] 8 ist ein zweiter äquivalenter Schaltplan in einem parallelen Verstärkungsmodus des in 1 gezeigten Leistungswandlers.
[9] 9 ist ein Schaltplan, der einen Stromweg zeigt, wenn der untere Zweig jeder DC-Leistungsquelle in dem in 8 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[10] 10 ist ein Schaltplan, der einen Stromweg zeigt, wenn der obere Zweig jeder DC-Leistungsquelle in dem in 8 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[11] 11 zeigt eine Entsprechung zwischen dem Ein- und Aus jedes Zweiges der Hochsetzstellerschaltung, die einen ersten Zweig und einen zweiten Zweig beinhaltet, und einem Ein- und Aus eines Schaltelements.
[12] 12 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im parallelen Verstärkungsmodus zeigt.
[13] 13 ist ein Funktionsblockschema zur Erläuterung eines Beispiels für eine Steuerung der Ausgabe der DC-Leistungsquellen im parallelen Verstärkungsmodus des in 1 gezeigten Leistungswandlers.
[14] 14 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs einer PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit, die in 13 dargestellt ist.
[15] 15 ist eine Tabelle, die eine Liste von Schaltmustern im parallelen Verstärkungsmodus zeigt.
[16] 16 ist ein äquivalenter Schaltplan der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet.
[17] 17 ist eine vergrößerte Ansicht eines Abschnitts in 16, der von einer gepunkteten Linie umgeben ist.
[18] 18 ist ein äquivalenter Schaltplan der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet.
[19] 19 ist eine vergrößerte Ansicht eines Abschnitts in 18, der von einer gepunkteten Linie umgeben ist.
[20] 20 ist eine Konzeptskizze, die eine Kombination aus Ausrichtungen von Drosselspulenströmen im Leistungswandler gemäß einer ersten Ausführungsform erläutert.
[21] 21 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel für ein Stromverhalten zeigt, wenn beide DC-Leistungsquellen einen Leistungsfahrbetrieb durchführen.
[22] 22 ist ein Schaltplan zur Erläuterung von drei Stromwegen, die in dem in 19 gezeigten äquivalenten Schaltplan ausgebildet werden können.
[23] 23 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Übergang eines Leitungsverlustes in jedem der drei Stromwege zeigt, die in 22 dargestellt sind.
[24] 24 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs, der während eines ersten Zeitraums in 21 und 23 in dem Leistungswandler gemäß der ersten Ausführungsform gebildet wird.
[25] 25 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs, der während eines zweiten Zeitraums in 21 und 23 in dem Leistungswandler gemäß der ersten Ausführungsform gebildet wird.
[26] 26 ist ein Schaltplan vergleichbar mit 18, zur Erläuterung eines Stromwegs, wenn ein zum Vergleich gezeigter Leistungswandler betätigt wird.
[27] 27 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel für ein Stromverhalten zeigt, wenn eine DC-Leistungsquelle einen Leistungsfahrbetrieb durchführt und die andere DC-Leistungsquelle einen Regenerierungsbetrieb durchführt.
[28] 28 ist ein Schaltplan zur Erläuterung von drei Stromwegen, die während eines in 27 gezeigten Zeitraums ausgebildet werden können.
[29] 29 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Übergang eines Leitungsverlustes in jedem der drei Stromwege zeigt, die in 28 dargestellt sind.
[30] 30 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung einer Trägerphasensteuerung für den Leistungswandler gemäß der vorliegenden Ausführungsform.
[31] 31 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Beispiels für einen Betrieb der Trägerphasensteuerung gemäß einer Modifikation der vorliegenden ersten Ausführungsform.
[32] 32 ist ein äquivalenter Schaltplan in einem seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der vorliegenden Ausführungsform, der in einer zweiten Ausführungsform beschrieben wird.
[33] 33 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs während eines Zeitraums, in dem ein unterer Zweig in dem in 32 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[34] 34 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs während eines Zeitraums, in dem ein oberer Zweig in dem in 32 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
[35] 35 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im seriellen Verstärkungsmodus zeigt.
[36] 36 ist ein Funktionsblockschema zur Erläuterung eines Beispiels für eine Steuerung der Ausgabe der DC-Leistungsquellen im seriellen Verstärkungsmodus des in 1 gezeigten Leistungswandlers.
[37] 37 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs bei einer PWM-Regelung, die in 36 dargestellt ist.
[38] 38 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs, vergleichbar mit 33 und 34, wenn der zum Vergleich gezeigte Leistungswandler betätigt wird.
[39] 39 ist ein Schaltplan, der einen Rückflussweg eines Drosselspulenstroms im Leistungswandler gemäß der vorliegenden Ausführungsform erläutert.
[40] 40 ist ein äquivalenter Schaltplan, der einen Rückflussweg während eines Totzeitraums im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der vorliegenden Ausführungsform erläutert.
[41] 41 ist ein äquivalenter Schaltplan, der einen Rückflussweg während des Totzeitraums erläutert, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der vorliegenden Ausführungsform positiv ist.
[42] 42 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Grundes dafür, dass keine antiparallele Diode in einem Schaltelement bereitgestellt werden kann, das im seriellen Verstärkungsmodus des in 1 gezeigten Leistungswandlers als oberer Zweig dient.
[43] 43 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Aufbaus eines Leistungswandlers gemäß einer dritten Ausführungsform.
[44] 44 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
[45] 45 ist ein äquivalenter Schaltplan, der einen Rückflussweg während des Totzeitraums erläutert, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform negativ ist.
[46] 46 ist ein äquivalenter Schaltplan, der einen Rückflussweg während des Totzeitraums erläutert, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform positiv ist.
[47] 47 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
[48] 48 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Steuerung zum Umschalten eines Schaltmusters im parallelen Verstärkungsmodus gemäß einer Modifikation der dritten Ausführungsform erläutert.
[49] 49 ist eine Tabelle, die eine Liste einer Mehrzahl von Betriebsmodi zeigt, die selektiv an den Leistungswandler gemäß der vorliegenden Ausführungsform angelegt werden können.
[50] 50 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 1 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn eine erste DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen wird.
[51] 51 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 1 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn eine zweite DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen wird.
[52] 52 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 1 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn die erste und die zweite DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen werden.
[53] 53 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 43 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn die erste DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen wird.
[54] 54 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 43 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn die zweite DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen wird.
[55] 55 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation des Aufbaus des in 43 gezeigten Leistungswandlers zeigt, wenn die erste und die zweite DC-Leistungsquelle nicht regenerativ geladen werden.

Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausführlich unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. In den Figuren werden gleiche oder einander entsprechende Abschnitte mit den gleichen Bezugszeichen benannt, und grundsätzlich wird ihre Beschreibung nicht wiederholt.
Erste Ausführungsform
(Schaltungsaufbau)
1 ist ein Schaltplan, der einen Aufbau eines Leistungsversorgungssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In 1 ist dargestellt, dass ein Leistungsversorgungssystem 5 eine Gleichstrom- bzw. DC-Leistungsquelle B1, eine Gleichstrom- bzw. DC-Leistungsquelle B2, einen Leistungswandler 10 und eine Steuervorrichtung 100 aufweist.
In der vorliegenden Ausführungsform werden die DC-Leistungsquellen B1 und B2 von einer Leistungsspeichervorrichtung wie einer Sekundärbatterie oder einem elektrischen Doppelschichtkondensator implementiert. Zum Beispiel wird die DC-Leistungsquelle B1 von einer Sekundärbatterie wie beispielsweise einer Lithiumionen-Sekundärbatterie oder einer Nickelmetall-Hydridbatterie implementiert. Die DC-Leistungsquelle B2 wird von einem Gleichspannungsversorgungselement mit ausgezeichneten Ausgabeeigenschaften, beispielsweise einem elektrischen Doppelschichtkondensator oder einem Lithiumionenkondensator, implementiert. Die DC-Leistungsquelle B1 und die DC-Leistungsquelle B2 entsprechen der „ersten DC-Leistungsquelle“ bzw. der „zweiten DC-Leistungsquelle“.
Die DC-Leistungsquellen B1 und B2 können auch durch Leistungsspeichervorrichtungen ein und desselben Typs implementiert werden. Eine Kapazität der DC-Leistungsquellen B1 und B2 ist auch nicht besonders beschränkt Die DC-Leistungsquellen B1 und B2 können so implementiert werden, dass sie jeweils die gleiche Kapazität aufweisen, oder die eine DC-Leistungsquelle kann eine höhere Kapazität aufweisen als die andere DC-Leistungsquelle.
Der Leistungswandler 10 ist dafür ausgelegt, eine DC-Spannung bzw. Gleichspannung VH (im Folgenden auch als Ausgangsspannung VH bezeichnet) zwischen einer Stromleitung PL auf einer Seite mit hoher Spannung bzw. Hochspannungsseite und einer Stromleitung GL auf einer Seite mit niedriger Spannung bzw. Niederspannungsseite zu steuern. Die Stromleitung GL wird beispielsweise durch eine Masseleitung implementiert.
Ein Verbraucher 30 arbeitet, wenn er eine Ausgangsspannung VH vom Leistungswandler 10 empfängt. Der Spannungssollwert VH* der Ausgangsspannung VH wird auf eine Spannung eingestellt, die für einen Betrieb des Verbrauchers 30 geeignet ist. Der Spannungssollwert VH* kann abhängig von einem Zustand des Verbrauchers 30 variabel eingestellt werden. Alternativ dazu kann der Verbraucher 30 so ausgelegt sein, dass er in der Lage ist, eine Ladeleistung für die DC-Leistungsquelle (die Leistungsquellen) B1 und B2 durch eine Erzeugung regenerativer Leistung zu erzeugen.
Der Leistungswandler 10 weist Halbleiterleistungsschaltelemente S1 bis S5 und Drosselspulen L1 und L2 auf. In der vorliegenden Ausführungsform kann ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT), ein Metall-Oxid-Halbleiter- (MOS)-Leistungstransistor oder ein bipolarer Leitungstransistor als Halbleiterleistungsschaltelement verwendet werden (im Folgenden auch einfach als „Schaltelement“ bezeichnet).
Das Ein- und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 kann jeweils als Antwort bzw. ansprechend auf Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 von der Steuervorrichtung 100 gesteuert werden. Insbesondere können die Schaltelemente S1 bis S5 Stromwege bilden, sobald sie eingeschaltet werden, wenn die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 auf dem hohen bzw. High-Logikpegel liegen (im Folgenden auch als „H-Pegel“ bezeichnet). Dagegen unterbrechen die Schaltelemente S1 bis S5 die Stromwege, sobald sie ausgeschaltet werden, wenn die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 auf dem niedrigen bzw. Low-Logikpegel liegen (im Folgenden auch als „L-Pegel“ bezeichnet).
Antiparallele Dioden D1 bis D4 sind für die jeweiligen Schaltelemente S1 bis S4 angeordnet. Die Dioden D1 bis D4 sind so angeordnet, dass sie während einer Vorspannung in einer Durchlassrichtung jeweils einen Stromweg in einer Richtung von der Stromleitung GL zur Stromleitung PL bilden (in den Zeichnungen in einer Richtung von oben nach unten). Dagegen bilden die Dioden D1 bis D4 während einer Vorspannung in einer Sperrrichtung keinen Stromweg. Insbesondere ist die Diode D1 so geschaltet, dass eine Richtung von einem Knoten N1 zur Stromleitung PL ihre Durchlassrichtung ist, und die Diode D2 ist so geschaltet, dass eine Richtung von der Stromleitung GL zum Knoten N1 ihre Durchlassrichtung ist. Ebenso ist die Diode D3 so geschaltet, dass eine Richtung von der Stromleitung GL zu einem Knoten N2 ihre Durchlassrichtung ist, und die Diode D4 ist so geschaltet, dass eine Richtung vom Knoten N2 zur Stromleitung PL ihre Durchlassrichtung ist.
Das Schaltelement S1 ist elektrisch zwischen die Stromleitung PL und den Knoten N1 geschaltet. Die Drosselspule L1 und die DC-Leistungsquelle B1 sind in Reihe elektrisch zwischen den Knoten N1 und die Stromleitung GL geschaltet. Zum Beispiel ist die Drosselspule L1 elektrisch zwischen einen Pluselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B1 und den Knoten N1 geschaltet, und ein Minuselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B1 ist elektrisch mit der Stromleitung GL verschaltet. Das Schaltelement S2 ist elektrisch zwischen den Knoten N1 und die Stromleitung GL geschaltet. Auch wenn eine Reihenfolge der Verschaltung der Drosselspule L1 und der DC-Leistungsquelle B1 getauscht wird, wird ein elektrisch äquivalenter Schaltungsaufbau beibehalten.
Das Schaltelement S3 ist elektrisch zwischen den Knoten N2 und die Stromleitung GL geschaltet. Das Schaltelement S4 ist elektrisch zwischen die Stromleitung PL und den Knoten N2 geschaltet. Das Schaltelement S5 ist elektrisch zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet. Die Drosselspule L2 und die DC-Stromleitung B2 sind in Reihe elektrisch zwischen die Stromleitung PL und den Knoten N2 geschaltet. Zum Beispiel ist die Drosselspule L2 elektrisch zwischen einen Pluselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B2 und die Stromleitung PL geschaltet, und ein Minuselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B2 ist elektrisch mit dem Knoten N2 verschaltet. Auch wenn eine Reihenfolge der Verschaltung der Drosselspule L2 und der DC-Leistungsquelle B2 getauscht wird, wird ein elektrisch äquivalenter Schaltungsaufbau beibehalten.
In dem Aufbaubeispiel in 1 entsprechen das Schaltelement S1 und die Diode D1 dem „ersten Halbleiterelement“, das Schaltelement S2 und die Diode D2 entsprechen dem „zweiten Halbleiterelement“ und das Schaltelement S3 und die Diode D3 entsprechen dem „dritten Halbleiterelement“. Das Schaltelement S4 und die Diode D4 entsprechen dem „vierten Halbleiterelement“ und das Schaltelement S5 entspricht dem „fünften Halbleiterelement“. Die Drosselspulen L1 und L2 entsprechen jeweils der „ersten Drosselspule“ und der „zweiten Drosselspule“. In dem Beispiel von 1 kann durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5 die Bildung und die Unterbrechung eines Stromwegs in jedem der ersten bis fünften Halbleiterelemente gesteuert werden.
Die Steuervorrichtung 100 wird beispielsweise durch eine elektronische Steuereinheit (electronic control unit, ECU) mit einer zentralen Verarbeitungseinheit (central processing unit, CPU) und einem Speicher, die nicht dargestellt sind, implementiert. Die Steuervorrichtung 100 ist dafür ausgelegt, eine operative Verarbeitung unter Verwendung eines Erfassungswerts von einzelnen Sensoren auf Basis eines Kennfelds und eines Programms, die im Speicher hinterlegt sind, durchzuführen. Alternativ dazu kann zumindest ein Teil der Steuervorrichtung 100 dafür ausgelegt sein, eine vorgeschriebene numerische und logische operative Verarbeitung mit Hardware wie beispielsweise einer elektronischen Schaltung durchzuführen.
Die Steuervorrichtung 100 erzeugt Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5, die das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 steuern, um die Ausgangsspannung VH zu steuern bzw. zu regeln. Auch wenn dies in 1 nicht dargestellt ist, sind Detektoren (Spannungssensoren) für eine Spannung (als V[1] bezeichnet) und einen Strom (als I[1] bezeichnet) der DC-Leistungsquelle B1, eine Spannung (als V[2] bezeichnet) und einen Strom (als I[2] bezeichnet) der DC-Leistungsquelle B2 und eine Ausgangsspannung VH vorgesehen. Ausgaben dieser Detektoren werden an der Steuervorrichtung 100 bereitgestellt.
2 ist eine Skizze, die ein Aufbaubeispiel für einen Verbraucher 30 zeigt.
In 2 ist dargestellt, dass der Verbraucher 30 so aufgebaut ist, dass er beispielsweise einen Elektromotor zum Fahren eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs beinhaltet. Der Verbraucher 30 weist einen Glättungskondensator CH, einen Inverter bzw. Gleichrichter 32, einen Motor-Generator 35, einen Antriebsstrang 36 und ein Antriebsrad 37 auf.
Der Motor-Generator 35 ist ein elektrischer Fahrmotor zur Erzeugung einer Fahrzeugantriebskraft und wird beispielsweise durch einen Mehrphasen-Synchronmotor mit Dauermagneten implementiert. Ein Ausgangsdrehmoment vom Motor-Generator 35 wird über den Antriebsstrang 36, der aus einem Untersetzungsgetriebe und einer Leistungsverzweigungsvorrichtung besteht, auf das Antriebsrad 37 übertragen. Das elektrisch angetriebene Fahrzeug fährt mit dem Drehmoment, das auf das Antriebsrad 37 übertragen wird. Der Motor-Generator 35 erzeugt während eines regenerativen Bremsens des elektrisch angetriebenen Fahrzeugs Leistung mittels einer Drehkraft vom Antriebsrad 37. Diese erzeugte elektrische Leistung wird einer AC/DC-Wandlung bzw. Gleichrichtung durch den Gleichrichter 32 unterzogen. Diese DC-Leistung kann als Leistung zum Laden der im Leistungsversorgungssystem 5 enthaltenen DC-Leistungsquellen B1 und B2 verwendet werden.
In einem Hybridfahrzeug, in dem zusätzlich zum Motor-Generator ein (nicht dargestellter) Verbrennungsmotor eingebaut ist, werden dieser Verbrennungsmotor und der Motor-Generator 35 koordiniert betrieben, um eine Fahrzeugantriebskraft zu erzeugen, die für das elektrisch betriebene Fahrzeug erforderlich ist. Hier können die DC-Leistungsquellen B1 und B2 auch mit Leistung geladen werden, die durch eine Drehung des Verbrennungsmotors erzeugt wird.
Somit ist ein elektrisch betriebenes Fahrzeug ein Überbegriff für ein Fahrzeug, in dem ein Fahrmotor eingebaut ist, und beinhaltet sowohl das Hybridfahrzeug, in dem ein Verbrennungsmotor und ein Elektromotor eingebaut sind, als auch ein Elektrofahrzeug und ein Brennstoffzellenfahrzeug, in dem kein Verbrennungsmotor eingebaut ist.
(Betrieb des Leistungswandlers)
Ähnlich wie der im Patentdokument 2 beschriebene Leistungswandler weist der Leistungswandler 10 eine Mehrzahl von Betriebsmodi auf, die sich in der Art und Weise der DC-Leistungswandlung (DC/DC-Wandlung) zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL unterscheiden. Diese Betriebsmodi werden durch eine Zu/Auf-Steuerung der Schaltelemente selektiv angewendet.
Die Mehrzahl von Betriebsmodi des Leistungswandlers 10 beinhaltet einen „parallelen Verstärkungsmodus“ für eine parallele DC/DC-Wandlung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und Stromleitungen PL und GL und einen „seriellen Verstärkungsmodus“ für eine DC/DC-Wandlung zwischen den in Reihe geschalteten DC-Leistungsquellen B1 und B2 und Stromleitungen PL und GL. Der parallele Verstärkungsmodus entspricht dem „parallelen Verbindungsmodus“ im Patentdokument 2, und der serielle Verstärkungsmodus entspricht dem „seriellen Verbindungsmodus“ im Patentdokument 2. In einer ersten Ausführungsform wird ein Betrieb im parallelen Verstärkungsmodus beschrieben, der als Basis definiert ist.
Wie aus 1 hervorgeht, weist ein Leistungswandler 10 einen Schaltungsaufbau als Kombination aus einer zwischen der DC-Leistungsquelle B1 und den Stromleitungen PL und GL ausgebildeten Hochsetzstellerschaltung und einer zwischen der DC-Leistungsquelle B2 und den Stromleitungen PL und GL ausgebildeten Hochsetzstellerschaltung auf. Daher wird zunächst ein Betrieb einer Basis-Hochsetzstellerschaltung ausführlich beschrieben.
3 zeigt einen Schaltplan, der einen Aufbau der Basis-Hochsetzstellerschaltung zeigt.
In 3 ist dargestellt, dass eine Hochsetzstellerschaltung CHP ein Schaltelement Su, das einen oberen Zweig implementiert, ein Schaltelement S1, das einen unteren Zweig implementiert, und eine Drosselspule L aufweist. Die Drosselspule L ist elektrisch zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement Su im oberen Zweig und dem Schaltelement S1 im unteren Zweig und einen Pluselektrodenanschluss einer DC-Leistungsquelle PS geschaltet. Das Schaltelement Su im oberen Zweig und das Schaltelement S1 im unteren Zweig sind in Reihe zwischen die Stromleitungen PL und GL geschaltet. Dioden Du und D1 sind anti-parallel zum Schaltelement Su im oberen Zweig bzw. zum Schaltelement S1 im unteren Zweig geschaltet.
In der Hochsetzstellerschaltung CHP sind eine Ein-Periode und eine Aus-Periode des unteren Zweiges (des Schaltelements S1) abwechselnd vorgesehen. Während der Ein-Periode des unteren Zweiges wird ein Stromweg 101 durch die DC-Leistungsquelle PS, die Drosselspule L und das Element S1 des unteren Zweiges (Ein) gebildet. Somit wird Energie in der Drosselspule L gespeichert.
Während der Aus-Periode des unteren Zweiges wird ein Stromweg 102 durch die DC-Leistungsquelle PS, die Drosselspule L, die Diode Du (oder das Schaltelement Su) und einen Verbraucher 30 gebildet. Somit werden die Energie, die während der Ein-Periode des Elements S1 des unteren Zweiges gespeichert worden ist, und die Energie von der DC-Leistungsquelle PS zum Verbraucher 30 geliefert. Somit wird eine an den Verbraucher 30 ausgegebene Spannung im Vergleich zu einer Ausgangsspannung von der DC-Leistungsquelle PS verstärkt.
Das Schaltelement Su im oberen Zweig sollte während einer Ein-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig ausgeschaltet sein. Während der Aus-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig ist das Schaltelement Su im oberen Zweig eingeschaltet, so dass Leistung vom Verbraucher 30 an der DC-Leistungsquelle PS regeneriert werden kann. Zum Beispiel kann durch ein periodisches und komplementäres Ein- und Ausschalten des Schaltelements Su im oberen Zweig und des Schaltelements S1 im unteren Zweig eine DC/DC-Wandlung sowohl für eine Regenerierung als auch ein leistungsverbrauchendes Fahren bzw. Leistungsfahren ausgeführt werden, während gleichzeitig die Ausgangsspannung VH gesteuert wird, ohne dass eine Art und Weise einer Schaltsteuerung (Ein/Aus-Steuerung) gemäß einer Stromrichtung umgeschaltet werden müsste.
Wenn keine Leistungsregenerierung an der DC-Leistungsquelle PS ausgeführt wird, ist eine Stromrichtung auf eine Richtung beschränkt. Daher ist es nicht notwendig, ein Schaltelement Su im oberen Zweig anzuordnen, und der obere Zweig kann schon allein durch die Diode Du implementiert werden. Außerdem ist es nicht notwendig, die Diode D1 im unteren Zweig anzuordnen.
4 zeigt ein Beispiel für eine Betriebswellenform der in 3 gezeigten Hochsetzstellerschaltung.
Wie aus 4 hervorgeht, wird während der Ein-Periode des unteren Zweiges ein Strom IL, der durch die Drosselspule L fließt (im Folgenden als „Drosselspulenstrom“ bezeichnet), stärker, und während der Aus-Periode des unteren Zweiges wird der Drosselspulenstrom IL schwächer. Durch Steuern eines Verhältnisses zwischen der Ein-Periode und der Aus-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig kann somit die Ausgangsspannung VH gesteuert bzw. geregelt werden. Insbesondere wird durch Vergrößern einer relativen Dauer bzw. eines Anteils der Ein-Periode die Ausgangsspannung VH höher.
Ein Spannungswandlungsverhältnis (ein Verstärkungsverhältnis) in der Hochsetzstellerschaltung CHP wird bekanntlich durch den nachstehenden Ausdruck (1) unter Verwendung einer Spannung Vi von der DC-Leistungsquelle PS, der Ausgangsspannung VH und eines Ausgangstastverhältnisses DT (im Folgenden auch einfach als Tastverhältnis DT bezeichnet) ausgedrückt. Das Tastverhältnis DT ist ein Parameter, der eine relative Dauer der Ein-Periode darstellt, und ist definiert als Anteil der Ein-Periode des unteren Zweiges (ein Zeitverhältnis) an einer Schaltperiode To (Ein-Periode + Aus-Periode). $VH = 1/ (1 - DT) \times Vi$
In der Hochsetzstellerschaltung CHP kann ein Ein und Aus des Schaltelements (im Folgenden: eine Schaltsteuerung) auf Basis einer Steuerung einer Impulsbreitenmodulation (PWM) gesteuert werden. Zum Beispiel wird ein Steuerimpulssignal SD zum Ein- und Ausschalten des unteren Zweiges gemäß einem Spannungsvergleich zwischen einer Trägerwelle CW und dem Tastverhältnis DT erzeugt.
Die Periode der Trägerwelle CW ist gleich der Schaltperiode To. Zum Beispiel wird eine Dreieckswelle als Trägerwelle CW verwendet. Eine Frequenz der Trägerwelle CW entspricht einer Schaltfrequenz des Schaltelements S1 (Su). Eine Spannungsbreite (von Peak zu Peak) der Trägerwelle CW wird auf eine Spannung eingestellt, die DT = 1,0 entspricht.
Das Steuerimpulssignal SD wird auf den H-Pegel eingestellt, wenn eine Spannung, die ein Tastverhältnis DT zeigt, höher ist als eine Spannung der Trägerwelle CW, und wird auf den L-Pegel eingestellt, wenn sie niedriger ist als eine Spannung der Trägerwelle CW. Ein Steuerimpulssignal /SD ist ein zum Steuerimpulssignal SD inverses Signal.
Das Ein- und Ausschalten des Schaltelements S1 im unteren Zweig wird in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD gesteuert. Das heißt, das Schaltelement S1 im unteren Zweig wird während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD Eingesteuert, während es während der L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD Aus-gesteuert wird. Das Ein und Aus des Schaltelements Su im oberen Zweig kann, ansprechend auf das Steuerimpulssignal /Sd, periodisch und komplementär zum Schaltelement S1 im unteren Zweig gesteuert werden.
Wenn das Tastverhältnis DT größer ist, ist die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD länger, und somit ist die Ein-Periode des unteren Zweiges länger. Somit steigt mit einer Erhöhung der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle PS mit einer Erhöhung des durchschnittlichen Wertes des Stroms IL die Ausgangsspannung VH. Im Gegensatz dazu ist bei einem kleineren Tastverhältnis DT die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD länger, und somit ist die Ein-Periode des unteren Zweiges kürzer. Somit sinkt mit einer Senkung der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle PS mit einer Senkung des durchschnittlichen Wertes des Stroms IL die Ausgangsspannung VH.
(Schaltungsbetrieb im parallelen Verstärkungsmodus)
Nun werden ein Betrieb und eine Steuerung des parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 ausführlich beschrieben. Der Leistungswandler 10 arbeitet auf solche Weise, dass zwei Hochsetzstellerschaltungen im parallelen Verstärkungsmodus parallel zu jeder der DC-Leistungsquellen B1 und B2 betrieben werden. Das heißt, der Leistungswandler 10 steuert bzw. regelt die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* durch paralleles Ausführen einer DC/DC-Wandlung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (dem Verbraucher 30), wie im parallelen Verstärkungsmodus im Patentdokument 2.
Es wird wiederum auf 1 Bezug genommen, wo dargestellt ist, dass der Leistungswandler 10 gekennzeichnet ist durch einen Unterschied in der Hochsetzstellerschaltung, die für die Leistungsquellen B1 und B2 gebildet wird, zwischen einem Fall, wo das Schaltelement S5 eingeschaltet ist und einem Fall, wo es ausgeschaltet ist.
Im Leistungswandler 10 sind die Knoten N1 und N2 elektrisch voneinander getrennt, während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist. Eine äquivalente Schaltung des Leistungswandlers 10 hierzu ist in 5 gezeigt.
In 5 ist dargestellt, dass für die DC-Leistungsquelle B1 eine solche Hochsetzstellerschaltung ausgebildet wird, dass das Schaltelement S2 und die Diode D2 den unteren Zweig implementieren und das Schaltelement S1 und die Diode D1 den oberen Zweig implementieren, wenn das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist.
Dagegen wird für die DC-Leistungsquelle B2 eine solche Hochsetzstellerschaltung ausgebildet, dass das Schaltelement S4 und die Diode D4 den unteren Zweig implementieren und das Schaltelement S3 und die Diode D3 den oberen Zweig implementieren.
6 zeigt einen Stromweg, wenn die unteren Zweige der DC-Leistungsquellen B1 und B2 in dem in 5 gezeigten äquivalenten Schaltplan bzw. Ersatzschaltbild eingeschaltet sind.
In 6 ist dargestellt, dass durch Einschalten des Schaltelements S2 ähnlich wie beim Stromweg 101 in 3 ein Stromweg 111 zum Speichern von Energie in der Drosselspule L1 mit einer Ausgabe vom DC-Leistungsquelle B1 ausgebildet wird. Das heißt, das Schaltelement S2 entspricht dem unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die entsprechend der DC-Leistungsquelle B1 ausgebildet wird.
Ebenso wird durch Einschalten des Schaltelements S4 ähnlich wie beim Stromweg 101 in 3 ein Stromweg zum Speichern von Energie in der Drosselspule L2 mit einer Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet. Das heißt, das Schaltelement S4 entspricht dem unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die entsprechend der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet wird.
7 zeigt einen Stromweg, wenn die oberen Zweige der DC-Leistungsquellen B1 und B2 in dem in 5 gezeigten äquivalenten Schaltplan bzw. Ersatzschaltbild eingeschaltet sind.
In 7 ist dargestellt, dass durch Ausschalten des Schaltelements S2 ein Stromweg 113 ausgebildet wird, um Energie, die in der Drosselspule L1 gespeichert ist, zusammen mit Energie von der DC-Leistungsquelle B1 durch das Schaltelement S1 oder die Diode D1 an die Stromleitung PL auszugeben. In der vorliegenden Ausführungsform ist wegen des komplementären Ein- und Ausschaltens der Schaltelemente S1 und S2 das Schaltelement S1 während der Aus-Periode des Schaltelements S2 eingeschaltet. Das Schaltelement S1 entspricht dem oberen Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die entsprechend der DC-Leistungsquelle B1 ausgebildet ist.
Ebenso wird durch Ausschalten des Schaltelements S4 ein Stromweg 114 ausgebildet, um Energie, die in der Drosselspule L2 gespeichert ist, zusammen mit Energie von der DC-Leistungsquelle B2 durch das Schaltelement S1 oder die Diode D1 an die Stromleitung PL auszugeben. In der vorliegenden Ausführungsform werden die Schaltelemente S3 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet, und daher ist das Schaltelement S3 während der Aus-Periode des Schaltelements S2 eingeschaltet. Das Schaltelement S3 entspricht dem oberen Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die entsprechend der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet ist.
Wie aus 6 und 7 hervorgeht, wird durch abwechselndes Ausbilden der Stromwege 111 und 113 eine DC/DC-Wandlung zwischen der DC-Leistungsquelle B1 und den Stromleitungen PL und GL ausgeführt. Ebenso wird durch abwechselndes Ausbilden der Stromwege 112 und 114 eine DC/DC-Wandlung zwischen der DC-Leistungsquelle B2 und den Stromleitungen PL und GL ausgeführt.
Im Folgenden wird der obere Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die gemäß der DC-Leistungsquelle B1 ausgebildet ist, auch als „B1U-Zweig“ bezeichnet, und der untere Zweig wird als „B1L-Zweig“ bezeichnet. Ebenso wird der obere Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die gemäß der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet ist, auch als „B2U-Zweig“ bezeichnet, und der untere Zweig wird auch als „B2L-Zweig“ bezeichnet.
Wie aus 6 hervorgeht, wird ein Kurzschlussweg von der Stromleitung PL zur Stromleitung GL ausgebildet, wenn ein Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 ausgebildet wird, während der B1L-Zweig und der B2L-Zweig ausgebildet sind, und somit sollte der Stromweg unterbrochen werden. Wie aus 7 hervorgeht, wird auf ähnliche Weise ein Kurzschlussweg von der Stromleitung PL zur Stromleitung GL ausgebildet, wenn ein Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 ausgebildet wird, während der B1U-Zweig und der B2U-Zweig ausgebildet sind, und somit sollte der Stromweg unterbrochen werden. Daher kann eine Ausbildung des Kurzschlusswegs, während der B1L-Zweig und der B2L-Zweig ausgebildet sind und während der B1U-Zweig und der B2U-Zweig ausgebildet sind, durch Ausschalten des Schaltelements S5 vermieden werden.
Dagegen sind im Leistungswandler 10 die Knoten N1 und N2 elektrisch miteinander verbunden, während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist. Eine äquivalente Schaltung des Leistungswandlers 10 zu dieser Zeit ist in 8 gezeigt.
In 8 ist dargestellt, dass im Zusammenhang mit der DC-Leistungsquelle B1 das Schaltelement S5 eine elektrische Verbindung des Knotens N2 zum Knoten N1 bildet und somit das Schaltelement S3, das zwischen den Knoten N2 und die Stromleitung GL geschaltet ist, als der untere Zweig (der BIL-Zweig) der DC-Leistungsquelle B1 dienen kann und somit die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden kann. Ebenso dient das Schaltelement S4, das elektrisch zwischen den Knoten N2 und die Stromleitung PL geschaltet ist, als der obere Zweig (der B1 U-Zweig) der DC-Leistungsquelle B1, und somit kann die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden.
Für die DC-Leistungsquelle B2 kann die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden, wobei das Schaltelement S1, das zwischen den Knoten N1 und die Stromleitung PL geschaltet ist, als unterer Zweig (B2L-Zweig) dient und das Schaltelement S2 als oberer Zweig (B2U-Zweig) dient.
9 zeigt Stromwege, wenn die unteren Zweige der DC-Leistungsquellen B1 und B2 in dem in 8 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet sind.
In (a) von 9 ist dargestellt, dass durch Einschalten der Schaltelemente S3 und S5 ein Stromweg 115 zum Speichern von Energie in der Drosselspule L1 mit einer Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 ausgebildet wird. In (b) von 9 ist dargestellt, dass durch Einschalten der Schaltelemente S1 und S5 ein Stromweg 116 zum Speichern von Energie in der Drosselspule L2 mit einer Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet wird.
10 zeigt Stromwege, wenn die oberen Zweige der DC-Leistungsquellen B1 und B2 in dem in 8 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet sind.
In (a) von 10 ist dargestellt, dass in Verbindung bzw. im Zusammenhang mit der DC-Leistungsquelle B1 durch Ausschalten des Schaltelements S3, während das Schaltelement S5 eingeschaltet wird, ein Stromweg 117 ausgebildet wird, um Energie, die in der Drosselspule L1 gespeichert ist, zusammen mit Energie von der DC-Leistungsquelle B1 durch das Schaltelement S4 oder die Diode D4 an die Stromleitung PL auszugeben. Wie oben beschrieben ist, werden die Schaltelemente S3 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet, und daher kann das Schaltelement S3 den B1L-Zweig bilden und das Schaltelement S4 kann den B1U-Zweig bilden.
In (b) von 10 ist dargestellt, dass in Verbindung bzw. im Zusammenhang mit der DC-Leistungsquelle B2 durch Ausschalten des Schaltelements S1, während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, ein Stromweg 118 ausgebildet wird, um Energie, die in der Drosselspule L1 gespeichert ist, zusammen mit Energie von der DC-Leistungsquelle B1 durch das Schaltelement S2 oder die Diode D2 an die Stromleitung PL auszugeben. Wie oben beschrieben ist, werden die Schaltelemente S1 und S2 komplementär ein- und ausgeschaltet, und daher kann das Schaltelement S1 den B2L-Zweig bilden und das Schaltelement S2 kann den B2U-Zweig bilden.
11 zeigt eine Entsprechung zwischen den einzelnen Zweigen der Hochsetzstellerschaltung, die in jedem Fall eines Ein und Aus des Schaltelements S5 und eines Ein und Aus der Schaltelemente gebildet werden.
Wie in 11 dargestellt ist, wird jeder Zweig in der Hochsetzstellerschaltung, der ausgebildet wird, während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist (5 bis 7), als „erster Zweig“ bezeichnet, und jeder Zweig der Hochsetzstellerschaltung, der ausgebildet wird, während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist (8 bis 10), wird als „zweiter Zweig“ bezeichnet.
Während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist, das heißt, während der erste Zweig ausgebildet ist, wird für die DC-Leistungsquelle B1, wie oben beschrieben, der B1L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S2 eingeschaltet, und der B1U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S1 (Ausschalten des Schaltelements S2) eingeschaltet. Für die DC-Leistungsquelle B2 wird der B2L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S4 eingeschaltet und der B2U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S3 (Ausschalten des Schaltelements S4) eingeschaltet.
Während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, das heißt, während der zweite Zweig ausgebildet ist, wird für die DC-Leistungsquelle B1, wie oben beschrieben, der B1L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S3 eingeschaltet, und der B1U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S4 (Ausschalten des Schaltelements S3) eingeschaltet. Für die DC-Leistungsquelle B2 wird der B2L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S1 eingeschaltet und der B2U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S2 (Ausschalten des Schaltelements S1) eingeschaltet.
Somit werden sowohl im ersten Zweig als auch im zweiten Zweig die Schaltelemente S1 und S2 komplementär ein- und ausgeschaltet und werden die Schaltelemente S3 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet, so dass jede von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 so gesteuert werden kann, dass der obere Zweig und der untere Zweig abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden.
Im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 gemäß der ersten Ausführungsform wird eine DC/DC-Wandlung unter Verwendung sowohl des ersten Zweiges als auch des zweiten Zweiges, die in 11 dargestellt sind, ausgeführt. Wie in 11 dargestellt ist, dienen jedoch die Schaltelemente S1 bis S5 als der erste Zweig für eine der DC-Leistungsquellen B1 und B2, während sie als der zweite Zweig für die andere von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 dienen. Man sollte die Tatsache beachten, dass eine gegenseitige Überlagerung des ersten Zweiges und des zweiten Zweiges einen Zeitraum beschränkt, in dem der zweite Zweig angewendet werden kann.
Insbesondere wird, wenn der zweite Zweig für eine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet wird, der erste Zweig auf einer Seite, die in Bezug auf oben und unten dazu entgegengesetzt ist, für die andere von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet. Wenn zum Beispiel die Schaltelemente S3 und S5 eingeschaltet werden, um dadurch den B1L-Zweig des zweiten Zweiges einzuschalten ((a) von 9), wird in Reaktion auf das Einschalten des Schaltelements S3, wie in 7 dargestellt ist, der B2U-Zweig des ersten Zweiges für die DC-Leistungsquelle B2 eingeschaltet. Im Gegensatz dazu wird, wenn die Schaltelemente S4 und S5 eingeschaltet werden, um dadurch den B1U-Zweig des zweiten Zweiges einzuschalten ((a) von 10), der B2L-Zweig des ersten Zweiges für die DC-Leistungsquelle B2 eingeschaltet, wie in 6 dargestellt ist.
Wie ebenfalls aus 9 ersichtlich ist, wird, wenn sowohl der B1L-Zweig als auch der B2L-Zweig eingeschaltet werden, während der zweite Zweig ausgebildet ist, durch die Schaltelemente S1, S3 und S5, die im Ein-Zustand sind, ein Kurzschlussweg zwischen den Stromleitungen PL und GL gebildet. Wenn sowohl der B1L-Zweig als auch der B2L-Zweig eingeschaltet werden wie oben beschrieben, sollte daher der erste Zweig (6) durch Ausschalten des Schaltelements S5 zur Anwendung kommen.
Wie ebenfalls aus 10 ersichtlich ist, wird auf ähnliche Weise, wenn sowohl der B1U-Zweig als auch der B2U-Zweig eingeschaltet werden, während der zweite Zweig ausgebildet ist, durch die Schaltelemente S4, S5 und S2, die im Ein-Zustand sind, ein Kurzschlussweg zwischen den Stromleitungen PL und GL gebildet. Wenn sowohl der B1L-Zweig als auch der B2L-Zweig eingeschaltet werden wie oben beschrieben, sollte daher der erste Zweig (6) durch Ausschalten des Schaltelements S5 zur Anwendung kommen.
Daher ist ein Zeitraum, in dem der zweite Zweig verwendet werden kann, auf einen Zeitraum beschränkt, in dem ein Befehl (Ein/Aus) an den oberen Zweig und ein Befehl (Ein/Aus) an den unteren Zweig zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 voneinander verschieden sind. Das heißt, der zweite Zweig kann nur während eines Zeitraums verwendet werden, in dem ein Ein des oberen Zweiges für die DC-Leistungsquelle B1 angegeben wird und ein Ein des unteren Zweiges für die DC-Leistungsquelle B2 angegeben wird, oder während eines Zeitraums, in dem ein Ein des unteren Zweiges für die DC-Leistungsquelle B1 angegeben wird und ein Ein des oberen Zweiges für die DC-Leistungsverlust B2 angegeben wird.
12 zeigt boolesche Ausdrücke zur Ein- und Aus-Steuerung von jedem der Schaltelemente S1 bis S5 im parallelen Verstärkungsmodus.
Wie aus 12 hervorgeht, entspricht ein Steuerimpulssignal SD1 dem Steuerimpulssignal SD (4) in der Hochsetzstellerschaltung, die der DC-Leistungsquelle B1 entspricht. Das heißt, während das Steuerimpulssignal SD1 auf dem H-Pegel liegt, wird Ein für den unteren Zweig der DC-Leistungsquelle B1 befohlen. Wenn die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 länger ist, steigt die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1.
Ein Steuerimpulssignal /SD1 ist ein zum Steuerimpulssignal SD1 inverses Signal. Das heißt, während das Steuerimpulssignal SD1 auf dem H-Pegel liegt, wird Ein für den oberen Zweig der DC-Leistungsquelle B1 befohlen. Wenn die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD1 (das heißt die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1) länger ist, wird die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 kleiner.
Ebenso entspricht ein Steuerimpulssignal SD2 einem Steuerimpulssignal SD (4) in der Hochsetzstellerschaltung, die der DC-Leistungsquelle B2 entspricht, und ein Steuerimpulssignal /SD2 ist ein zum Steuerimpulssignal SD2 inverses Signal. Das heißt, während das Steuerimpulssignal SD2 auf dem H-Pegel liegt, wird Ein für den unteren Zweig der DC-Leistungsquelle B2 befohlen, und während das Steuerimpulssignal /SD2 auf dem H-Pegel liegt, wird Ein für den oberen Zweig der DC-Leistungsquelle B2 befohlen. Wenn die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD2 länger wird, wird ferner die Ausgabe vom DC-Leistungsquelle B2 größer, und wenn die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD1 (das heißt die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1) länger wird, wird die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 kleiner.
Im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 wird das Ein und Aus des Schaltelements S2 entsprechend dem Steuerimpulssignal SD1 gesteuert, und das Schaltelement S1 wird in Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD1 ein- und ausgeschaltet. Das Ein und Aus des Schaltelements S4 wird in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD2 gesteuert, und das Schaltelement S3 wird in Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD2 ein- und ausgeschaltet. Das Ein und Aus des Schaltelements S5 wird gemäß einem exklusiven OR (xor) der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 gesteuert.
Wenn die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils den gleichen logischen Pegel aufweisen (das heißt SD1=SD2=H oder SD1=SD2=L), wird das Schaltelement S5 ausgeschaltet. Das heißt, wenn Ein- und Aus-Zustände der Schaltelemente S2 und S4 gleich sind, wird das Schaltelement S5 ausgeschaltet. Hierbei wird die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, für jede der DC-Leistungsquellen B1 und B2 implementiert.
Wenn der erste Zweig verwendet wird, sind daher die logischen Pegel der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils gleich, und somit wird klar, dass die Schaltelemente S2 und S4 gemeinsam ein- und ausgeschaltet werden. Die Schaltelemente S1 und S3 werden ebenfalls gemeinsam ein- und ausgeschaltet. Ein Paar Schaltelemente S1 und S3 und ein Paar Schaltelemente S2 und S4 werden komplementär ein- und ausgeschaltet. Daher ist das komplementäre Ein und Aus der Schaltelemente S1 und S2 und das komplementäre Ein und Aus der Schaltelemente S3 und S4 sichergestellt.
Wenn die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils unterschiedliche logischen Pegel aufweisen (das heißt SD1=H, SD2=L oder SD1=L, SD2=H), wird das Schaltelement S5 eingeschaltet. Das heißt, wenn Ein- und Aus-Zustände der Schaltelemente S2 und S4 voneinander verschieden sind, wird das Schaltelement S5 eingeschaltet. Hierbei wird die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, für jede der DC-Leistungsquellen B1 und B2 implementiert.
Wenn der zweite Zweig verwendet wird, werden daher die Schaltelemente S2 und S3 gemeinsam ein- und ausgeschaltet und die Schaltelemente S1 und S4 werden gemeinsam ein- und ausgeschaltet. Ferner werden das Paar Schaltelemente S1 und S3 und das Paar Schaltelemente S2 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet. Wenn der zweite Zweig verwendet wird, sind daher das komplementäre Ein und Aus der Schaltelemente S1 und S2 und das komplementäre Ein und Aus der Schaltelemente S3 und S4 ebenfalls sichergestellt.
Durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5 in Reaktion auf die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken kann die DC/DC-Wandlung im parallelen Verstärkungsmodus ausgeführt werden, während eine automatische Auswahl zwischen der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, und der Hochsetzstellerschaltung, die eine Bildung des zweiten Zweiges nutzt, getroffen werden kann. Insbesondere kann durch Steuern der Bildung/Unterbrechung eines Stromwegs zwischen den Knoten N1 und N2 durch das Schaltelement S5 ein Umschalten zwischen dem ersten Zweig und dem zweiten Zweig durchgeführt werden, während die Bildung eines Kurzschlusswegs zwischen den Stromleitungen PL und GL vermieden wird.
13 ist ein Funktionsblockschema zur Erläuterung eines Beispiels für eine Steuerung einer Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10. Im Folgenden wird eine Funktion des Funktionsblocks in jedem Funktionsblockschema, das in 13 dargestellt ist, durch Softwareverarbeitung und/oder Hardwareverarbeitung durch die Steuervorrichtung 100 implementiert.
Wie in 13 dargestellt ist, kann im parallelen Verstärkungsmodus wie in dem parallelen Verstärkungsmodus im Patentdokument 2 die Ausgabe von einer der DC-Leistungsquellen B1 und B2 so gesteuert bzw. geregelt werden, dass eine Spannungsdifferenz DV (DV=VH*-VH) der Ausgangsspannung VH ausgeglichen wird (Spannungsregelung), und eine Ausgabe von der jeweils anderen von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 kann so gesteuert bzw. geregelt werden, dass eine Stromdifferenz des Stroms I[1] oder I[2] ausgeglichen wird (Stromregelung). Zum Beispiel kann ein Befehlswert (Io*) für die Stromregelung eingestellt werden, um die Ausgangsleistung von der Leistungsquelle zu regeln.
Beispielsweise steuert eine Wandlersteuereinheit 250 im parallelen Verstärkungsmodus 10 den Leistungswandler 10 so, dass die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 einer Spannungsregelung unterworfen wird, und eine Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 einer Stromregelung unterworfen wird. In diesem Fall kann unter Verwendung eines Leistungsbefehlswerts P[2]* und der Spannung V[2] der DC-Leistungsquelle, um Io*=P[2]*/V[2] einzustellen, eine Eingangs-/Ausgangsspannung der DC-Leistungsquelle B2 gemäß dem Leistungsbefehlswert P[2]* geregelt werden.
Die Wandlersteuereinheit 250 beinhaltet Subtraktionsabschnitte 252 und 254, eine Steuer- bzw. Regeleinrichtung 210 zum Steuern bzw. Regeln der Ausgabe der DC-Leistungsquelle B1, eine Steuer- bzw. Regeleinrichtung 220 zum Steuern bzw. Regeln der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2, eine PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 und einen Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240.
Der Subtraktionsabschnitt 252 berechnet eine Spannungsdifferenz DV (DV=VH*-VH) für die Spannungsregelung. Die Steuer- bzw. Regeleinrichtung 210 bearbeitet ein Ausgabetastverhältnis DT1 der DC-Leistungsquelle B1 (im Folgenden einfach als Tastverhältnis DT1 bezeichnet) durch eine Rückkopplungsregelung zum Ausgleichen einer Spannungsdifferenz DV (z.B. eine PI-Steuerung). Das Tastverhältnis DT1 kann auch mit einem theoretischen Verstärkungsverhältnis bearbeitet werden, das aufgrund eines Spannungsverhältnisses zwischen einer Ausgangsspannung V[1] von der DC-Leistungsquelle B1 und einem Spannungsbefehlswert VH*, der weiter reflektiert wird, gefunden wird.
Der Subtraktionsabschnitt 254 berechnet eine Stromdifferenz DI (DI=Io*-I[2]) für die Stromregelung. Die Steuer- bzw. Regeleinrichtung 220 bearbeitet ein Ausgabetastverhältnis DT2 der DC-Leistungsquelle B2 (im Folgenden einfach als Tastverhältnis DT2 bezeichnet) durch eine Rückkopplungsregelung zum Ausgleichen einer Stromdifferenz DI (z.B. eine PI-Steuerung). Das Tastverhältnis DT2 kann auch mit einem theoretischen Verstärkungsverhältnis bearbeitet werden, das aufgrund eines Spannungsverhältnisses zwischen einer Ausgangsspannung V[2] von der DC-Leistungsquelle B2 und einem Spannungsbefehlswert VH*, der weiter reflektiert wird, gefunden wird.
Der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 erzeugt eine Trägerwelle CW1, die für die Steuerung der DC-Leistungsquelle B1 verwendet wird, und CW2, die für die Steuerung der DC-Leistungsquelle B2 verwendet wird. Die PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 erzeugt Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 auf Basis einer Kombination zwischen einer PWM-Regelung auf Basis eines Vergleichs zwischen dem Tastverhältnis DT1 und der Trägerwelle CW1 und einer PWM-Regelung auf Basis eines Vergleichs zwischen der Trägerwelle CW2 und dem Tastverhältnis DT2. Die Trägerwellen CW1 und CW2 haben die gleiche Frequenz, die einer Schaltfrequenz entspricht.
14 zeigt ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs der PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 im parallelen Verbindungsmodus.
Wie in 14 dargestellt ist, werden für die DC-Leistungsquelle B1 Steuerimpulssignale SD1 und /SD1 durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Spannungsvergleichs zwischen der Trägerwelle CW1 und dem Tastverhältnis DT1 erzeugt. Während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung DT1>CW1 erfüllt ist, wird das Steuerimpulssignal SD1 auf den H-Pegel eingestellt, und während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung CW1>DT1 erfüllt ist, wird das Steuerimpulssignal SD1 auf den L-Pegel eingestellt. Wenn das Tastverhältnis DT1 größer wird, wird daher die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 länger, und die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD1 wird kürzer. Wie oben beschrieben, wird während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 Ein für den unteren Zweig der DC-Leistungsquelle B1 angegeben, und daher wird die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 mit größer werdendem Tastverhältnis DT1 größer, während die Ausgabe aus der DC-Leistungsquelle B1 mit kleiner werdendem Tastverhältnis DT1 kleiner wird. Somit wird ein Verhältnis zwischen der Ein-Periode und der Aus-Periode des Schaltelements S2 auf Basis des Steuerimpulssignals SD1 gesteuert, um die Ausgabe aus der DC-Leistungsquelle B1 zu steuern bzw. zu regeln.
Auf ähnliche Weise werden auch für die DC-Leistungsquelle B2 Steuerimpulssignale SD2 und /SD2 durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Spannungsvergleichs zwischen dem Tastverhältnis DT2 und der Trägerwelle CW2 erzeugt. Ähnlich wie bei den Steuerimpulssignalen SD1 und /SD1 wird während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung DT2>CW2 erfüllt ist, das Steuerimpulssignal SD2 auf den H-Pegel eingestellt, und während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung CW2>DT2 erfüllt ist, wird das Steuerimpulssignal SD2 auf den L-Pegel eingestellt. Während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD2 wird Ein für den unteren Zweig der DC-Leistungsquelle B2 angegeben, und somit wird die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 mit größer werdendem Tastverhältnis DT2 größer, während die Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 mit kleiner werdendem Tastverhältnis DT2 kleiner wird. Somit wird ein Verhältnis zwischen der Ein-Periode und der Aus-Periode des Schaltelements S4 auf Basis des Steuerimpulssignals SD2 gesteuert, um die Ausgabe aus der DC-Leistungsquelle B2 zu steuern bzw. zu regeln.
Die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 werden ansprechend auf die Steuerimpulssignale SD1, /SD1, SD2 und /SD2, die durch die PWM-Regelung erhalten werden, gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken erzeugt. Hierbei ist gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken ein Schaltmuster der Schaltelemente S1 bis S5, abhängig von einer Kombination zwischen dem H/L-Pegel des Steuerimpulssignals SD1 und dem H/L-Pegel des Steuerimpulssignals SD2, auf vier in 15 gezeigte beschränkt.
15 ist eine Tabelle, die eine Liste von Ein/Aus-Mustern (Schaltmustern) von Schaltelementen S1 bis S5 im parallelen Verstärkungsmodus zeigt.
Wie in 15 dargestellt ist, ist während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis t1 eine Bedingung SD1=SD2=H erfüllt. Wie in 15 gezeigt ist, ist hierbei für das Steuersignal eine Bedingung SG1=SG3=SG5=L erfüllt, während eine Bedingung SG2=SG4=H erfüllt ist. Unter einer Bedingung, dass das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist, werden die Schaltelemente S1 und S3 daher ausgeschaltet, während die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet werden.
Wie aus 11 hervorgeht, werden hierbei der B1L-Zweig und der B2L-Zweig des ersten Zweiges eingeschaltet. Das heißt, für jede der DC-Leistungsquellen B1 und B2 wird für den unteren Zweig Ein angegeben. Daher werden während des Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis t1 beide Drosselspulenströme IL1 und IL2 stärker. Wie aus dem Schaltungsaufbau in 1 hervorgeht, entspricht der Drosselspulenstrom IL1 dem Strom I[1] von der DC-Leistungsquelle B1, und der Drosselspulenstrom IL2 entspricht dem Strom I[2] von der DC-Leistungsquelle B2.
Es wird erneut auf 14 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass zum Zeitpunkt t1 das Steuerimpulssignal SD2 vom H-Pegel auf den L-Pegel wechselt und daher während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t1 bis t2 eine Bedingung SD1=H und SD2=L erfüllt ist. Wie in 15 gezeigt ist, ist hierbei für das Steuersignal eine Bedingung SG2=SG3=SG5=H erfüllt, während eine Bedingung SG1=SG4=L erfüllt ist. Unter einer Bedingung, dass das Schaltelement S5 eingeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist, werden die Schaltelemente S2 und S3 daher eingeschaltet, während die Schaltelemente S1 und S4 ausgeschaltet werden.
Wie aus 11 hervorgeht, werden hierbei der B1L-Zweig und der B2U-Zweig des ersten Zweiges eingeschaltet. Das heißt, für die DC-Leistungsquelle B1 wird für den unteren Zweig Ein angegeben, während für die DC-Leistungsquelle B2 für den oberen Zweig Ein angegeben wird. Daher wird während des Zeitraums vom Zeitpunkt t1 bis t2 der Drosselspulenstrom IL1 stärker, während der Drosselspulenstrom IL2 schwächer wird.
Es wird erneut auf 14 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass zum Zeitpunkt t2 das Steuerimpulssignal SD1 vom H-Pegel auf den L-Pegel wechselt und daher während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t2 bis t3 eine Bedingung SD1=SD2=L erfüllt ist. Wie in 15 gezeigt ist, ist hierbei für das Steuersignal eine Bedingung SG2=SG4=SG5=L erfüllt, während eine Bedingung SG1=SG3=H erfüllt ist. Unter einer Bedingung, dass das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist, werden die Schaltelemente S1 und S3 daher eingeschaltet und die Schaltelemente S2 und S4 werden ausgeschaltet.
Wie aus 11 hervorgeht, werden hierbei der B1U-Zweig und der B2U-Zweig des ersten Zweiges eingeschaltet. Das heißt, für jede der DC-Leistungsquellen B1 und B2 wird für den oberen Zweig Ein angegeben. Daher werden während des Zeitraums vom Zeitpunkt t2 bis t3 beide Drosselspulenströme IL1 und IL2 schwächer.
Es wird erneut auf 14 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass zum Zeitpunkt t3 das Steuerimpulssignal SD1 vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt und daher während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t3 bis t4 eine Bedingung SD1=H und SD2=L erfüllt ist. Da ein Schaltmuster während des Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis t1 reproduziert wird, werden daher unter der Bedingung, dass der erste Zweig verwendet wird, die Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert, dass der Drosselspulenstrom IL1 stärker wird, während der Drosselspulenstrom IL2 schwächer wird.
In dem Betriebsbeispiel von 14 ist eine Bedingung DT1>DT2 erfüllt, und daher gibt es im Gegensatz zu dem Zeitraum vom Zeitpunkt t0 bis t1 keinen Zeitraum, in dem eine Bedingung SD1=L und SD2=H erfüllt ist. Während dieses Zeitraums ist jedoch, wie in 15 gezeigt ist, für das Steuersignal eine Bedingung SG1=SG4=SG5=H erfüllt, während eine Bedingung SG2=SG3=L erfüllt ist. Unter einer Bedingung, dass das Schaltelement S5 eingeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist, werden die Schaltelemente S1 und S4 daher eingeschaltet, während die Schaltelemente S2 und S3 ausgeschaltet werden.
Wie aus 11 hervorgeht, werden hierbei der B1U-Zweig und der B2L-Zweig des zweiten Zweiges eingeschaltet. Das heißt, für die DC-Leistungsquelle B2 wird für den unteren Zweig Ein angegeben, während für die DC-Leistungsquelle B1 für den oberen Zweig Ein angegeben wird. Somit wird klar, dass während dieses Zeitraums die Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert werden, dass der Drosselspulenstrom IL2 stärker wird, während der Drosselspulenstrom IL1 schwächer wird.
Auch zum oder nach dem Zeitpunkt t4 in 14 können die Schaltelemente S1 bis S5 auf ähnliche Weise gemäß dem in 15 gezeigten Schaltmuster durch eine PWM-Regelung gemäß den Tastverhältnissen DT1 und DT2 gesteuert werden.
Gemäß dem Leistungswandler 10 in der ersten Ausführungsform wird somit im parallelen Verstärkungsmodus das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 gemäß den Tastverhältnissen DT1 und DT2 gesteuert, um die Ausgabe aus den DC-Leistungsquellen B1 und B2 gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken zu steuern bzw. zu regeln. Somit können die DC-Leistungsquellen B1 und B2 eine DC/DC-Wandlung für die Stromleitungen PL und GL parallel ausführen, während automatisch zwischen einem Zeitraum, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, ausgebildet wird, und einem Zeitraum, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet wird, umgeschaltet wird.
Insbesondere kann der Leistungswandler 10 so gesteuert werden, dass durch die Steuerung der Ausgabe aus den DC-Leistungsquellen B1 und B2 auf Basis der Tastverhältnisse DT1 und DT2 die eine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 einer Spannungsregelung (VH auf VH*) unterzogen wird, und die andere von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 einer Stromregelung (I[1] oder I[2] auf Io*) unterzogen wird. Somit kann im parallelen Verstärkungsmodus die Eingangs-/Ausgangsleistung der DC-Leistungsquelle, die der Stromregelung unterworfen wird, von der Eingangs-/Ausgangsleistung (der Eingangs-/Ausgangsleistung des Leistungswandlers 10 als Ganzes) zum/vom Verbraucher 30 geregelt werden.
Das heißt, der Leistungswandler 10 kann die Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 steuern und kann im parallelen Verstärkungsmodus die Ausgangsspannung VH auf den Spannungsbefehlswert VH* regeln, wie im parallelen Verbindungsmodus in dem im Patentdokument 2 beschriebenen Leistungswandler.
(Leistungsverlust im Leistungswandler im parallelen Verstärkungsmodus)
Nun wird eine Wirkung der Reduzierung des Leistungsverlustes im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 gemäß der ersten Ausführungsform ausführlich beschrieben.
Der Leistungswandler 10 ist äquivalent zu dem Schaltungsaufbau, in dem zwei Hochsetzstellerschaltungen parallelgeschaltet sind, wie in 5 gezeigt ist, das heißt zu dem Leistungsversorgungssystem im Patentdokument 1, wenn das Schaltelement S5 aus ist, das heißt, wenn die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist. Man beachte, dass ein Leistungsverlust in den Schaltelementen S1 bis S5 hierin mit dem des Leistungswandlers im Patentdokument 1 vergleichbar ist.
Dagegen weist der im Patentdokument 2 gezeigte Leistungswandler einen solchen Schaltungsaufbau auf, dass ein Umschalten zwischen dem seriellen Verbindungsmodus und dem parallelen Verbindungsmodus gemäß Schaltmustern durchgeführt werden kann. Daher besteht Grund zur Besorgnis, dass ein Leitungsverlust aufgrund des Fließens von Strömen, die aus einer DC/DC-Wandlung für zwei DC-Leistungsquellen resultieren, zunimmt, da diese durch manche Schaltelemente übereinandergelegt werden. Das heißt, es besteht Grund zur Besorgnis, dass im parallelen Verbindungsmodus des Leistungswandlers im Patentdokument 2 ein Leistungsverlust in dem Schaltelement größer ist als im Leistungswandler im Patentdokument 1
Im Gegensatz dazu kann im Leistungswandler 10 gemäß der ersten Ausführungsform, wie nachstehend beschrieben wird, ein Leitungsverlust im Schaltelement dadurch verringert werden, dass ein Zeitraum geschaffen wird, in dem die oben beschriebene Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet wird.
Es wird erneut auf 15 Bezug genommen, wo dargestellt ist, dass dann, wenn das Schaltelement S5 im Leistungswandler 10 eingeschaltet ist, das heißt, während eines Zeitraums, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist, nur zwei Muster vorhanden sind, nämlich ein Muster, in dem die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet sind (S1 und S4 ausgeschaltet sind), und ein Muster, in dem die Schaltelemente S1, S4, und S5 eingeschaltet sind (S2 und S3 ausgeschaltet sind). Das heißt, wenn der zweite Zweig verwendet wird, sind Zweige, die sich im Hinblick auf die DC-Leistungsquellen B1 und B2 unterscheiden, eingeschaltet.
Wenn die Schaltelemente S1, S4 und S5 eingeschaltet sind, sind die Schaltelemente S1 und S4, wie aus 8 hervorgeht, zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL über das Schaltelement S5 elektrisch parallelgeschaltet, als oberer Zweig der DC-Leistungsquelle B1. Die Schaltelemente S1 und S4 sind zwischen dem Pluselektrodenanschluss und dem Minuselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B2 durch das Schaltelement S5 und die Drosselspule L2 elektrisch parallelgeschaltet, als unterer Zweig der DC-Leistungsquelle B2.
Wenn die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet sind, sind die Schaltelemente S2 und S3 zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL über das Schaltelement S5 elektrisch parallelgeschaltet, als oberer Zweig der DC-Leistungsquelle B1. Die Schaltelemente S2 und S3 sind zwischen dem Pluselektrodenanschluss und dem Minuselektrodenanschluss der DC-Leistungsquelle B1 durch das Schaltelement S5 und die Drosselspule L1 elektrisch parallelgeschaltet, als unterer Zweig der DC-Leistungsquelle B1.
Wenn die Schaltelemente S1 bis S5 jeweils von einem Halbleiterelement mit linearer Kennlinie, beispielsweise einem Feldeffekttransistor oder einer Schottky-Diode mit einer Anstiegsspannung von 0 und mit linearen Durchlassstrom/-spannungs-Kennwerten im Ein-Zustand implementiert werden, sind parallele Stromwege, die von zwei Schaltelementen gebildet werden, für jeden vom B1 L-Zweig, B1U-Zweig, B2L-Zweig und B2U-Zweig vorhanden. Infolgedessen wird aufgrund eines Verzweigungseffekts in einer parallelen Schaltung ein Strom, der durch die einzelnen Schaltelemente fließt, im Vergleich zu einem Fall, wo die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig aufweist, ausgebildet ist, das heißt zu einem Fall, wo jeder Zweig durch ein einzelnes Schaltelement implementiert wird, schwächer. Somit kann ein Leitungsverlust in dem Schaltelement, der von einer Stromstärke abhängt, verringert werden.
Alternativ dazu wird, wenn die Schaltelemente S1 bis S5 jeweils von einem Halbleiterelement mit einer nichtlinearen Kennlinie, beispielsweise einer Diode oder einem Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT), implementiert werden, eine Verringerung des Leitungsverlustes durch einen Mechanismus erreicht, der nicht auf einem einfachen Verzweigungseffekt basiert. Der Mechanismus wird nachstehend ausführlich beschrieben.
Wie oben beschrieben ist, gibt es nur zwei Muster, wenn der zweite Zweig verwendet wird, nämlich das Muster, in dem die Schaltelemente S1, S4 und S5 eingeschaltet sind (S2 und S3 ausgeschaltet sind), und das Muster, in dem die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet sind (S1 und S4 ausgeschaltet sind). Da ein Phänomen, das auftritt, in jedem der obigen Muster aufgrund der Symmetrie des Schaltungsaufbaus des Leistungswandlers 10 gleich ist, wird nachstehend ein Betrieb in dem Muster beschrieben, in dem die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet sind (S1 und S4 ausgeschaltet ist), das heißt in einem Fall, wo der B1L-Zweig und der B2U-Zweig eingeschaltet sind.
Zunächst wird für Vergleichszwecke ein Fall betrachtet, wo der B1L-Zweig und der B2U-Zweig in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, eingeschaltet sind. In diesem Fall sind die Schaltelemente S1, S4 und S5 ausgeschaltet, während die Schaltelemente S2 und S3 eingeschaltet sind. 16 zeigt einen äquivalenten Schaltplan, der zu dieser Zeit gilt.
Wie in 16 dargestellt ist, werden die Schaltelemente S2 und S3 auf einen solchen Zustand gesteuert, dass ein Stromweg gebildet werden kann, da die entsprechenden Steuer- bzw. Regelsignale SG2 und SG3 auf den H-Pegel eingestellt sind. Das heißt, die Schaltelemente S2 und S3 sind zu einem solchen Zustand äquivalent, in dem die Dioden bidirektional parallel verbunden sind. Da andererseits das Schaltelement S5 aus ist, ist ein Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 unterbrochen.
17 ist eine vergrößerte Ansicht eines Abschnitts in 16, der von einer gepunkteten Linie umgeben ist.
Wie in 17 dargestellt ist, fließt in Reaktion auf das Einschalten des B1L-Zweiges durch das Schaltelement S2 der Drosselspulenstrom IL1, der von der DC-Leistungsquelle B1 aus durch die Drosselspule L1 geflossen ist, durch einen Stromweg vom Knoten N1 zur Stromleitung GL, die vom Schaltelement S2 gebildet wird. In Reaktion auf das Einschalten des B1U-Zweiges durch das Schaltelement S3 fließt der Drosselspulenstrom IL2, der von der DC-Leistungsquelle B2 aus durch die Drosselspule L2 geflossen ist, durch einen Stromweg von der Stromleitung GL zum Knoten N2, der vom Schaltelement S3 gebildet wird. Wenn der B1L-Zweig und der B2U-Zweig eingeschaltet werden, während der erste Zweig ausgebildet ist (S5 aus ist), fließt der Drosselspulenstrom IL1 durch das Schaltelement S2 und der Drosselspulenstrom IL2 fließt durch das Schaltelement S3.
18 ist ein äquivalenter Schaltplan bzw. ein Ersatzschaltbild zu der Zeit, wenn der B1L-Zweig und der B2U-Zweig in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, eingeschaltet sind.
Wie in 18 dargestellt ist, werden die Steuer- bzw. Regelsignale SG2, SG3 und SG5, wenn der zweite Zweig verwendet wird, auf den H-Pegel eingestellt, so dass jedes der Schaltelemente S2, S3 und S5 in einem solchen Zustand ist, dass ein Stromweg bidirektional ausgebildet werden kann, das heißt, dass Dioden bidirektional parallelgeschaltet werden.
19 ist ein äquivalenter Schaltplan bzw. ein Ersatzschaltbild eines Abschnitts, der in 18 von einer gepunkteten Linie umgeben ist.
Wie in 19 dargestellt ist, kann, anders als in 17, ein Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 ebenfalls durch das Schaltelement S5 gebildet werden, wenn der zweite Zweig verwendet wird. Daher ändern sich die Wege für die Drosselspulenströme IL1 und IL2 abhängig von einer Beziehung von Potentialen an den Knoten N1 und N2.
Wie in 17 und 19 dargestellt ist, weist ein Schaltelement ohne eine nichtlineare Kennlinie (beispielsweise ein IGBT) Eigenschaften auf, die denen der Diode im Ein-Zustand vergleichbar sind. Wie allgemein bekannt ist, weist eine Diode eine nichtlineare Strom-Spannung-Kennlinie auf, und um einen Übergang auf einen leitenden Zustand herzustellen, in dem ein Strom fließt, sollte eine Durchlassspannung daran angelegt werden, die nicht niedriger ist als eine Anstiegsspannung.
Bekanntlich ist in einer Diode eine Empfindlichkeit für einen Anstieg der Durchlassspannung niedriger als die für einen Anstieg des Stroms, und ein starker Strom ist nötig, um eine Durchlassspannung zu produzieren, die mindestens zweimal so hoch ist wie die Anstiegsspannung. Das heißt, in jeder Diode wird in einem leitenden Zustand, der einen Strom durchlässt, eine Durchlassspannung erzeugt, die im Wesentlichen gleich hoch ist.
Aufgrund einer Eigenschaft der oben beschriebenen Diode findet in der äquivalenten Schaltung, die in 19 dargestellt ist, ein Zustand, in dem ein Strom durch sämtliche Schaltelemente S2, S3 und S5 fließt, die in Form einer Schleife verbunden sind, (ein leitender Zustand) nicht statt, weil, wenn drei im Wesentlichen vergleichbare Spannungen einen geschlossenen Weg in einer Schleife bilden, die Kirchhoffsche Regel nicht gilt, und zwar unabhängig davon, welche Richtung die Spannung aufweist.
Daher können in der in 19 gezeigten äquivalenten Schaltung nur zwei Schaltelemente von den Schaltelementen S2, S3 und S5 im leitenden Zustand sein. Daher kann in der äquivalenten Schaltung in 19 eine Verringerung des Leitungsverlustes aufgrund eines einfachen Verzweigungseffekts zwischen den Schaltelementen S2, S3 und S5 nicht erwartet werden.
Für jede Kombination aus Leitungsmustern der Schaltelemente S2, S3 und S5 ist ein Leitungsverlust jedoch anders, und somit kann ein Leitungsverlust durch Auswählen eines Leitungswegs gemäß einer Kombination, bei der ein Verlust am geringsten ist, verringert werden. Insbesondere ist der Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, dass beim Auswählen eines Leitungswegs für die Verringerung eines Leitungsverlustes wie oben beschrieben ein Leitungsweg, bei dem der Verlust am geringsten ist, automatisch ausgewählt wird, und zwar einfach durch Einschalten sämtlicher Schaltelemente S2, S3 und S5, ohne Steuerung unter Verwendung eines Sensors. Dieser Mechanismus zur Verringerung eines Verlustes wird nachstehend ausführlicher beschrieben.
Zunächst wird im Leistungswandler 10 eine Kombination von Richtungen der Drosselspulenströme IL1 und IL2 in vier Kategorien aufgeteilt, wie in 20 gezeigt ist.
Wie in 20 dargestellt ist, wird eine Betriebsregion des Leistungswandlers 10 auf Basis einer Kombination aus positiven/negativen Drosselspulenströmen IL1 und IL2 eingeteilt in eine Region, in der beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 einen Fahrbetrieb unter Leistungsverbrauch bzw. Leistungsfahrbetrieb durchführen (IL1>0, IL2>0), eine Region, in der die DC-Leistungsquelle B1 einen Regenerierungsbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsquelle B2 einen Leistungsfahrbetrieb durchführt (IL1<0, IL2>0), eine Region, in der beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 einen Regenerierungsbetrieb durchführen (IL1<0,IL2<0), und eine Region, in der die DC-Leistungsquelle B1 einen Leistungsfahrbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsquelle B2 einen Regenerierungsbetrieb durchführt (IL1>0, IL2<0).
Zunächst wird ein Betrieb des Leistungswandlers 10 in einem Fall, wo beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Fahrbetrieb unter Leistungsverbrauch bzw. Leistungsfahrbetrieb durchführen, das heißt in einem ersten Quadranten bzw. Viertel von 14, beschrieben. 21 zeigt ein Beispiel für eine Wellenform von Drosselspulenströmen IL1 und IL2 in diesem Fall.
In 21 ist eine Stromwellenform während eines Zeitraums T0 gezeigt, in dem Drosselspulenströme IL1 und IL2 positiv sind (IL1>0, IL2>0) und der B1L-Zweig eingeschaltet ist (SD1=H), während der B2U-Zweig ausgeschaltet ist (SD2=L). Das heißt, da eine Bedingung von Steuerimpulssignalen SD1=H und SD2=L während des Zeitraums T0 erfüllt ist, sind die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet.
Daher wird während eines Zeitraums T0 der Drosselspulenstrom IL1 stärker, während der Drosselspulenstrom IL2 schwächer wird. Der Zeitraum T0 wird eingeteilt in einen Zeitraum T1, in dem eine Bedingung IL2>L1 erfüllt ist, und einen Zeitraum T2, in dem eine Bedingung IL1>IL2 erfüllt ist, wobei ein Zeitpunkt ty, zu dem ein absoluter Wert der Drosselspulenströme IL1 und IL2 umgekehrt wird, als Grenze definiert ist.
Wie oben beschrieben, sind nicht alle Schaltelemente S2, S3 und S5 gleichzeitig im leitenden Zustand, auch wenn die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet sind. Daher ist ein Stromweg, der in der äquivalenten Schaltung in 19 gebildet werden kann, einer von dreien gemäß (a)-(c) in 22.
In (a) von 22 ist gezeigt, dass ein Stromweg 121 gebildet wird, wenn die Schaltelemente S2 und S3 im leitenden Zustand sind. Der Stromweg 121 beinhaltet einen Stromweg, auf dem der Drosselspulenstrom IL1 durch das Schaltelement S2 fließt, und einen Stromweg, auf dem der Drosselspulenstrom IL2 durch das Schaltelement S3 fließt. Infolgedessen ist im nachstehenden Ausdruck (2) eine Summe Pls1 von Leitungsverlusten in den Schaltelementen S2, S3 und S5 gezeigt: $Pls1 = Vfe \times (| IL1 | + | IL2 |)$
worin Vfe eine Durchlassspannung jeder Diode darstellt, die dem Schaltelement im Ein-Zustand entspricht. Vfe kann als konstanter positiver Wert betrachtet werden.
In (b) von 22 ist gezeigt, dass ein Stromweg 122 gebildet wird, wenn die Schaltelemente S2 und S5 im leitenden Zustand sind. Der Stromweg 122 beinhaltet einen Stromweg, auf dem ein Strom (IL1-IL2) durch das Schaltelement S2 fließt, und einen Stromweg, auf dem der Drosselspulenstrom IL2 durch das Schaltelement S5 fließt. Ein Leitungsverlust Pls2 in den Schaltelementen S2, S3 und S5 hierbei ist im nachstehenden Ausdruck (3) gezeigt: $Pls2 = Vfe \times (| IL2 | + | IL1 - IL2 |)$
In (c) von 22 ist gezeigt, dass ein Stromweg 123 gebildet wird, wenn die Schaltelemente S3 und S5 im leitenden Zustand sind. Der Stromweg 123 beinhaltet einen Stromweg, auf dem ein Strom (IL2-IL1) durch das Schaltelement S3 fließt, und einen Stromweg, auf dem der Drosselspulenstrom IL1 durch das Schaltelement S5 fließt. Ein Leitungsverlust Pls3 in den Schaltelementen S2, S3 und S5 hierbei ist im nachstehenden Ausdruck (4) gezeigt: $Pls3 = Vfe \times (| IL1 | + | IL2 - IL1 |)$
Der in (a) von 22 gezeigte Stromweg 121 ist dem Stromweg zu der Zeit gleich, wenn der B1L-Zweig und der B2U-Zweig in der in 17 gezeigten Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, eingeschaltet sind. Daher ist der Leitungsverlust in (a) von 22 dem zu der Zeit vergleichbar, wenn der erste Zweig ausgebildet ist.
23 ist ein Wellenformdiagramm, das einen Übergang der Leitungsverluste Pls1 bis Pls3 in jedem der in 22 dargestellten Stromwege 121 bis 123 zeigt.
Wie in 23 dargestellt ist, variieren die Leitungsverluste Pls1 bis Pls3 bei einem Übergang der Drosselspulenströme IL1 und IL2 wie in 21 dargestellt mit einer Änderung von IL1 und IL2, von denen jeder positiv ist, gemäß den Ausdrücken (2) bis (4).
Während des Zeitraums T1, in dem eine Bedingung IL2>IL1 erfüllt ist, ist, wie aus einem Vergleich zwischen den Ausdrücken (2) bis (4) hervorgeht, ein Leitungsverlust Pls3 während der Stromweg 123 ausgebildet ist ((c) von 22), weniger hoch als die Leitungsverluste Pls1 und Pls2 während die Stromwege 121 und 122 ausgebildet sind.
Im Gegensatz dazu ist während eines Zeitraums T2, in dem eine Bedingung IL1>IL2 erfüllt ist, ein Leitungsverlust Pls2 im Stromweg 122 ((b) von 22) geringer als Leitungsverluste Pls1 und Pls3 während die Stromwege 121 und 123 ausgebildet sind.
Hier wird ein Stromweg betrachtet, der während des Zeitraums T1 gebildet werden kann (IL1>IL2). Zunächst wird im Falle des Stromwegs 121, der in (a) von 22 gezeigt ist, die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S2 und S5 an das Schaltelement S5 angelegt. Da die Summe der Durchlassspannungen die Anstiegsspannung des Schaltelements S5 übersteigt, ist dieses Phänomen inkonsistent mit dem Umstand, dass das Schaltelement S3 nicht leitet. Daher wird während des Zeitraums T1 der in (a) von 22 gezeigte Stromweg 121 nicht gebildet.
Im Falle des Stromwegs 122, der in (b) von 22 gezeigt ist, weist ein Strom, der durch das Schaltelement S2 fließt, eine Richtung auf, die der dargestellten Richtung entgegengesetzt ist, und die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S2 und S5 wird an das Schaltelement S3 angelegt. Diese Summe der Durchlassspannungen übersteigt die Anstiegsspannung des Schaltelements S3. Daher wird während des Zeitraums T1 der Stromweg 122, in dem das Schaltelement S3 nichtleitend ist, nicht ausgebildet.
Dagegen ist im Falle des Stromwegs 123, der in (c) von 22 gezeigt ist, eine Spannung, die an das Schaltelement S2 angelegt wird, gleich einer Differenz zwischen Durchlassspannungen der Schaltelemente S3 und S5, und ist im Wesentlichen 0. Dieses Phänomen ist konsistent mit einem Umstand, dass das Schaltelement S2 nichtleitend ist. Anders ausgedrückt ist während des Zeitraums T1 in der in 19 gezeigten äquivalenten Schaltung der in (c) von 22 gezeigte Stromweg 123 immer ausgebildet. Wie in 23 gezeigt ist, ist während des Zeitraums T1 der Leitungsverlust Pls3 im Stromweg 123 am geringsten.
Nun wird ein Stromweg betrachtet, der während des Zeitraums T2 (IL1>IL2) gebildet werden kann. Zunächst wird im Falle des Stromwegs 121, der in (a) von 22 gebildet wird, die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S2 und S5 an das Schaltelement S5 angelegt. Daher wird während des Zeitraums T2 der Stromweg 122, in dem das Schaltelement S5 nichtleitend ist, nicht ausgebildet.
Im Falle des Stromwegs 123, der in (c) von 22 gezeigt ist, weist ein Strom, der durch das Schaltelement S3 fließt, eine Richtung auf, die der dargestellten Richtung entgegengesetzt ist, und die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S3 und S5 wird an das Schaltelement S2 angelegt. Diese Summe der Durchlassspannungen übersteigt die Anstiegsspannung des Schaltelements S2. Daher wird während des Zeitraums T2 der Stromweg 123, in dem das Schaltelement S2 nichtleitend ist, nicht ausgebildet.
Dagegen ist im Falle des Stromwegs 122, der in (b) von 22 gezeigt ist, eine Spannung, die an das Schaltelement S3 angelegt wird, gleich einer Differenz zwischen Durchlassspannungen der Schaltelemente S5 und S2, und ist im Wesentlichen 0. Dieser Umstand ist konsistent mit einem Umstand, dass das Schaltelement S3 nichtleitend ist. Anders ausgedrückt ist während des Zeitraums T2 in der in 19 gezeigten äquivalenten Schaltung der in (b) von 22 gezeigte Stromweg 122 immer ausgebildet. Wie in 23 gezeigt ist, ist während des Zeitraums T2 der Leitungsverlust Pls2 im Stromweg 122 am geringsten.
Somit wird klar, dass ein Stromweg, der durch die Schaltelemente S2, S3 und S5 gebildet wird, automatisch ausgewählt wird, wobei der Zeitpunkt ty, zu dem der absolute Wert der Drosselspulenströme IL1 und IL2 umgekehrt wird, als Grenze definiert ist. Ferner ist bei dem automatisch ausgewählten Stromweg der Leitungsverlust in den Schaltelementen S2, S3 und S5, die eingeschaltet sind, von den drei Stromwegen, die in 22 gezeigt sind, am geringsten.
24 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs, der während des Zeitraums T1 in 21 und 23 im Leistungswandler 10 gebildet ist.
Wie in 24 dargestellt ist, wird während des Zeitraums T1 ein Stromweg 123, der in (c) von 22 gezeigt ist, für die Schaltelemente S2, S3 und S5, die eingeschaltet sind, ausgebildet. Das heißt, obwohl das Schaltelement S2 eingeschaltet ist, fließt kein Strom hindurch. Dagegen fließt der Drosselspulenstrom IL1 durch das Schaltelement S5, während ein Strom (IL1-IL2) durch das Schaltelement S3 fließt.
Wie in 21 dargestellt ist, wird während des Zeitraums T1 der Drosselspulenstrom IL2 schwächer, während der Drosselspulenstrom IL1 stärker wird. Daher wird ein Strom (IL2-IL1), der durch das Schaltelement S3 fließt, allmählich schwächer. Ferner erreicht zum Zeitpunkt ty (21), wenn eine Bedingung IL1=IL2 erfüllt ist, ein Strom durch das Schaltelement S3 0. Somit wird ein in (b) von 22 gezeigter Stromweg 122 gebildet, auf dem kein Strom durch das Schaltelement S3 fließt.
25 zeigt einen Stromweg, der während des Zeitraums T2 in 21 und 23 im Leistungswandler 10 ausgebildet wird.
Wie in 25 dargestellt ist, lässt während des Zeitraums T2 nach dem Zeitpunkt ty das Schaltelement S3 einen Drosselspulenstrom IL2 durchfließen, während ein Potential am Knoten N2 variiert, so dass ein Strom durch das Schaltelement S3 0 bleibt, das heißt, ein Zustand der Schaltung in (b) von 22 aufrechterhalten wird.
Eine solche Änderung im Potential am Knoten N2 wird bewirkt, weil der Drosselspulenstrom IL1 zu den Schaltelementen S2 und S3 verzweigt wird und ein Verzweigungsverhältnis variiert. Das heißt, während des Zeitraums T2 ist im Schaltelement S3 ein durchfließender Strom 0, weil ein Zweigstrom des Drosselspulenstroms IL1 und des Drosselspulenstroms IL2 einander auslöschen bzw. aufheben.
Anders ausgedrückt variiert ein Verzweigungsverhältnis des Drosselspulenstroms IL1 automatisch gemäß dem Drosselspulenstrom IL2, so dass ein Zustand, dass ein Strom durch das Schaltelement S3 0 ist, aufrechterhalten wird. Somit wird während des Zeitraums T2 der in (b) von 22 gezeigte Stromweg 122 ständig ausgebildet.
Im Zustand in 25 (im Zeitraum T2) wird im Schaltelement S3 kein Leitungsverlust verursacht. Wie ebenfalls im Ausdruck (3) gezeigt ist, wird ferner ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom IL2 im Schaltelement S5 verursacht, während wegen der Verzweigung des Drosselspulenstroms IL1 lediglich ein Leitungsverlust gemäß |IL1-IL2|, der kleiner ist als IL1, im Schaltelement S2 verursacht wird.
Ein Leitungsverlust Pls0 in den Schaltelementen S2 und S4 in dem Fall, dass der B1L-Zweig und der B2U-Zweig in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet (16), eingeschaltet sind, ist im Ausdruck (5) gemäß den Ausdrücken (2) bis (4) gezeigt. $Pls0 = Vfe \times (| IL1 | + | IL2 |)$
Auf Basis eines Vergleichs zwischen dem Ausdruck (3) und dem Ausdruck (5) haben IL1 und IL2 das gleiche Vorzeichen, und somit wird klar, dass eine Bedingung (|IL2|+|IL1-IL2|)<(|IL1 |+|IL2|) erfüllt ist. Somit wird in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ein Leitungsverlust im Schaltelement im Vergleich zur Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, unterdrückt.
Ferner wird ein Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet und die unter Bezugnahme auf 22 bis 23 beschrieben ist, mit einem Leitungsverlust im parallelen Verbindungsmodus des im Patentdokument 2 beschriebenen Leistungswandlers verglichen.
26 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs zu der Zeit, wenn der B1L-Zweig (die DC-Leistungsquelle B1) und der B2U-Zweig (die DC-Leistungsquelle B2) in einem Leistungswandler 10#, der als Vergleichsbeispiel gezeigt ist, eingeschaltet sind. Das heißt, 26 zeigt einen Stromweg zu der Zeit, wenn der im Patentdokument 2 beschriebene Leistungswandler 10# im parallelen Verbindungsmodus arbeitet, der mit 18 verglichen werden kann.
Wie in 26 dargestellt ist, dienen im Leistungswandler 10# Schaltelemente Q3 und Q4 als unterer Zweig der DC-Leistungsquelle B1, während Schaltelemente Q1 und Q4 als oberer Zweig der DC-Leistungsquelle B2 dienen. Während der B1L-Zweig und der B1U-Zweig eingeschaltet sind, sind somit die Schaltelemente Q1, Q3 und Q4 gemäß der logischen Summe der beiden eingeschaltet.
In diesem Zustand bildet der Drosselspulenstrom IL1 einen Stromweg durch die Schaltelemente Q3 und Q4. Dagegen bildet der Drosselspulenstrom IL2 einen Stromweg durch die Schaltelemente Q1 und Q4.
Daher wird im Leistungswandler 10# ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom |IL1| im Schaltelement Q3 verursacht, und ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom |IL2| wird im Schaltelement Q1 verursacht. Ferner wird ein Leitungsverlust gemäß |IL1-IL2| im Schaltelement Q4 verursacht.
Ein Leitungsverlust Pls# in Schaltelementen Q1, Q3 und Q4 zu dieser Zeit wird im Ausdruck (6) gemäß den Ausdrücken (2) bis (5) gezeigt. $Pls# = Vfe \times (| IL1 | + | IL2 | + | IL1 - IL2 |)$
Auf Basis eines Vergleichs zwischen den Ausdrücken (5) und (6) ist eine Bedingung Pls0<Pls# erfüllt, und somit wird klar, dass der Leistungswandler 10# im Vergleichsbeispiel während eines Betriebs im parallelen Verbindungsmodus einen höheren Leitungsverlust im Schaltelement aufweist als der Leistungswandler im Patentdokument 1 und der Leistungswandler 10, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, ausgebildet ist.
Zusammengefasst ist ein Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, mit einem Leitungsverlust im Leistungswandler des Patentdokuments 1 vergleichbar und niedriger als ein Leitungsverlust im parallelen Verbindungsmodus des Leistungswandlers im Patentdokument 2.
Ferner ist eine Bedingung Pls2<Pls0<Pls# auf Basis der Ausdrücke (3), (5) und (6) erfüllt. Wenn jede von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Leistungsfahrbetrieb bzw. Fahrbetrieb unter Leistungsverbrauch im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 durchführt, wird ein Leitungsverlust im Schaltelement während eines Zeitraums, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, ausgebildet wird, im Vergleich zu einem Fall, wo die Hochsetzstellerschaltung gebildet wird, die den ersten Zweig beinhaltet, verringert.
Es wird wiederum auf 20 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass auch dann, wenn beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Regenerierungsbetrieb durchführen, das heißt, wenn eine Bedingung IL1<0 und IL2<0 erfüllt ist, die in 22 gezeigten Stromwege 121 bis 123 ausgebildet werden, bei denen die Stromrichtung umgekehrt ist. Daher wird auch in diesem Fall mit einem Mechanismus, der der gleiche ist wie in einem Fall, wo beide von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Leistungsfahrbetrieb durchführen, ein Stromweg, in dem ein Leitungsverlust im Schaltelement am geringsten ist, mit einer Änderung der Drosselspulenströme IL1 und IL2 automatisch ausgewählt. Das heißt, auch wenn beide von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Regenerierungsbetrieb durchführen, ist ein Leitungsverlust im Schaltelement während eines Zeitraums, in dem die Hochsetzstellerschaltung vom zweiten Zweig implementiert wird (während der Ein-Periode des Schaltelements S5), geringer als in dem Fall, dass die Hochsetzstellerschaltung mit dem ersten Zweig gebildet wird.
Nun wird ein Schaltungsbetrieb zu der Zeit, wenn eine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Leistungsfahrbetrieb durchführt und die andere von beiden den Regenerierungsbetrieb durchführt, während der zweite Zweig verwendet wird, beschrieben. Als Beispiel wird ein Betrieb des Leistungswandlers 10 zu der Zeit, wenn die DC-Leistungsquelle B1 den Leistungsfahrbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsquelle B2 den Regenerierungsbetrieb durchführt, das heißt eine Bedingung IL1>0 und IL2<0 erfüllt ist, beschrieben. 27 zeigt ein Beispiel für eine Wellenform von Drosselspulenströmen IL1 und IL2 in diesem Fall.
In 27 ist eine Stromwellenform während eines Zeitraums T3 gezeigt, in dem der Drosselspulenstrom IL1 positiv ist während der Drosselspulenstrom IL2 negativ ist (IL1>0, IL2<0) und der B1L-Zweig eingeschaltet ist (SD1=H), während der B2U-Zweig ausgeschaltet ist (SD2=L). Auch in diesem Fall ist, wie in 18 gezeigt ist, eine Steuerimpulssignalbedingung SD1=H und SD2=L erfüllt, und daher sind die Schaltelemente S2, S3 und S5 eingeschaltet. Daher wird die in 19 gezeigte äquivalente Schaltung auch während des Zeitraums T3 ausgebildet.
Ähnlich wie im Zeitraum T0 wird auch im Zeitraum T3 der Drosselspulenstrom IL1 stärker, während der Drosselspulenstrom IL2 schwächer wird. Da die Drosselspulenströme IL1 und IL2 eine jeweils unterschiedliche Ausrichtung aufweisen, ist, anders als im Zeitraum T0, während des gesamten Zeitraums T3 eine Bedingung IL1>IL2 erfüllt.
28 zeigt Stromwege in der äquivalenten Schaltung (19), in der die Schaltelemente S2, S3 und S5 während des Zeitraums T3 eingeschaltet sind. Ein Stromweg, der zu dieser Zeit ausgebildet werden kann, ist einer von drei in (a)-(c) von 28, ähnlich wie bei (a)-(c) von 22.
In (a) von 28 sind, wie in (a) von 22, die Schaltelement S2 und S3 im leitenden Zustand. Das heißt, ein Stromweg 124 wird auf solche Weise ausgebildet, dass ein Drosselspulenstrom IL1 durch das Schaltelement S2 fließt und ein Drosselspulenstrom IL2 (IL2<0) durch das Schaltelement S3 fließt. Die Gesamt-Leitungsverluste in den Schaltelementen S2, S3 und S5 auf dem Stromweg 124 sind vergleichbar mit Pls1, die im Ausdruck (2) gezeigt ist.
In (b) von 28 sind, wie in (b) von 22, die Schaltelement S2 und S5 im leitenden Zustand. Das heißt, ein Stromweg 125 wird auf solche Weise ausgebildet, dass ein Strom (IL1-IL2) durch das Schaltelement S2 fließt und ein Drosselspulenstrom IL2 (IL2<0) durch das Schaltelement S5 fließt. Die Gesamt-Leitungsverluste in den Schaltelementen S2, S3 und S5 auf dem Stromweg 125 sind vergleichbar mit Pls2, die im Ausdruck (3) gezeigt ist.
In (c) von 28 sind, wie in (c) von 22, die Schaltelement S3 und S5 im leitenden Zustand. Das heißt, ein Stromweg 126 wird auf solche Weise ausgebildet, dass ein Strom (IL1-IL2) durch das Schaltelement S3 fließt und ein Drosselspulenstrom IL1 (IL1>0) durch das Schaltelement S5 fließt. Die Gesamt-Leitungsverluste in den Schaltelementen S2, S3 und S5 auf dem Stromweg 126 sind vergleichbar mit Pls3, die im Ausdruck (4) gezeigt ist.
Nun werden Stromwege 124 bis 126 während des Zeitraums T3 (IL1>0, IL2<0) betrachtet.
Zunächst wird im Falle des Stromwegs 124, der in (a) von 28 gezeigt ist, eine Differenz zwischen Durchlassspannungen der Schaltelemente S2 und S3 an das Schaltelement S5 angelegt. Das heißt, da eine Spannung, die an das Schaltelement S5 angelegt wird, im Wesentlichen 0 ist, ist sie konsistent mit dem Umstand, dass das Schaltelement S5 nicht leitet.
Im Gegensatz dazu wird im Falle des Stromwegs 125, der in (b) von 28 gezeigt ist, die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S2 und S5 an das Schaltelement S3 angelegt. Da die Summe der Durchlassspannungen die Anstiegsspannung des Schaltelements S3 übersteigt, ist dieses Phänomen inkonsistent mit dem Umstand, dass das Schaltelement S3 nicht leitet. Daher wird während des Zeitraums T3 der in (b) von 28 gezeigte Stromweg 125 nicht gebildet.
Auf ähnliche Weise wird im Falle des Stromwegs 126, der in (c) von 28 gezeigt ist, die Summe der Durchlassspannungen der Schaltelemente S3 und S5 an das Schaltelement S2 angelegt. Da die Summe der Durchlassspannungen die Anstiegsspannung des Schaltelements S2 übersteigt, ist dieses Phänomen inkonsistent mit dem Umstand, dass das Schaltelement S2 nicht leitet. Daher wird während des Zeitraums T3 der in (c) von 28 gezeigte Stromweg 126 nicht gebildet.
29 zeigt einen Vergleich der Leitungsverluste während des Zeitraums T3 in den Stromwegen 124 bis 126, die in (a)-(c) von 28 gezeigt sind.
Wie in 29 dargestellt ist, weisen die Drosselspulenströme IL1 und IL2 während des Zeitraums T3 jeweils entgegengesetzte Richtungen (Polaritäten) auf, und daher ist der Term |IL1-IL2| größer als sowohl |IL1| als auch |IL2|.
Daher geht aus einem Vergleich zwischen den Ausdrücken (2) bis (4) hervor, dass während des gesamten Zeitraums T3 von Pls1 bis Pls3 Pls1 am kleinsten ist. Dagegen wird während des Zeitraums T3, wie unter Bezugnahme auf (a)-(c) von 28 beschrieben wird, der Stromweg 124 automatisch selektiv ausgebildet. Somit wird klar, dass während des gesamten Zeitraums T3 der Stromweg 124, in dem ein Leitungsverlust am geringsten ist, automatisch in den Schaltelementen S2, S3 und S5 ausgebildet wird, die im eingeschalteten Zustand sind.
Es wird erneut auf 24 Bezug genommen, wo im Gegensatz zum obigen Beispiel gezeigt ist, dass die in 28 gezeigten Stromwege 124 bis 126 ausgebildet werden, deren Stromrichtungen jeweils umgekehrt sind, wenn die DC-Leistungsquelle B1 den Regenerierungsbetrieb (IL1>0) durchführt, während die DC-Leistungsquelle B2 den Leistungsfahrbetrieb (IL2>0) durchführt. Daher wird auch in diesem Fall mit einem Mechanismus, der der gleiche ist wie in dem Fall, wo die DC-Leistungsquelle B1 den Leistungsfahrbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsquelle B2 den Regenerierungsbetrieb durchführt, der Stromweg 124, in dem ein Leitungsverlust im Schaltelement am geringsten ist, automatisch ausgewählt.
Somit wird während der Verwendung des zweiten Zweiges, wenn eine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Leistungsfahrbetrieb durchführt und die jeweils andere den Regenerierungsbetrieb durchführt, ein Stromweg, der den niedrigsten Leitungsverlust aufweist, in den Schaltelementen S1 bis S5 im eingeschalteten Zustand automatisch ausgewählt. Der Leitungsverlust Pls ist hierbei vergleichbar mit einem Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet.
In einem Muster, in dem der zweite Zweig verwendet wird, werden im Gegensatz zu der Beschreibung, die auf 21 bis 29 Bezug nimmt, der B1U-Zweig und der B2L-Zweig eingeschaltet. Das heißt, es gibt ein Muster, in dem die Schaltelemente S1, S4 und S5 eingeschaltet sind (S2 und S3 ausgeschaltet sind). Aufgrund der Symmetrie des Schaltungsaufbaus des Leistungswandlers 10 ist jedoch ein Schaltungsbetrieb während der B1U-Zweig und der B2L-Zweig eingeschaltet sind, der gleiche wie in dem oben beschriebenen Muster, in dem der B1L-Zweig und der B2U-Zweig eingeschaltet sind.
Wenn die DC-Leistungsquellen B1 und B2 in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, jeweils den Fahrbetrieb unter Leistungsverbrauch bzw. den Leistungsfahrbetrieb und den Regenerierungsbetrieb durchführen, ist daher ein Leitungsverlust im Schaltelement einem Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, (dem Leistungswandler im Patentdokument 1) vergleichbar.
Daher ist während des gesamten Zeitraums, in dem die Hochsetzstellerschaltung gebildet wird, die den zweiten Zweig beinhaltet, ein Leitungsverlust im Schaltelement einem Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet (das heißt einem Leitungsverlust in dem Leistungswandler im Patentdokument 1), vergleichbar, auch wenn die DC-Leistungsquellen B1 und B2 sich in Bezug auf ihren Betrieb zwischen einem leistungsverbrauchenden Fahren und einer Regenerierung unterscheiden. Wenn irgendein Zeitraum vorhanden ist, während dem jede der DC-Leistungsquellen B1 und B2 den Leistungsfahrbetrieb oder den Regenerierungsbetrieb durchführt, ist ferner ein Leitungsverlust im Schaltelement in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, geringer als in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet.
Aus den obigen Ausführungen geht hervor, dass im Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform die DC-Leistungsquellen B1 und B2 eine DC/DC-Wandlung für die Stromleitungen PL und GL (den Verbraucher 30) parallel durchführen können, so dass die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, und die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, beide automatisch im parallelen Verstärkungsmodus verwendet werden.
Wenn ein Zeitraum geschaffen wird, in dem die Hochsetzstellerschaltung mit dem zweiten Zweig ausgebildet wird (die Ein-Periode des Schaltelements S5), kann ein Leitungsverlust im Schaltelement geringer sein als ein Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet. Daher kann im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 durch Unterdrücken eines Leitungsverlustes im Schaltelement im Vergleich zu dem in den Leistungswandlern im Patentdokument 1 und 2 die DC/DC-Wandlung einen höheren Wirkungsgrad aufweisen.
Modifizierung der ersten Ausführungsform
Wie oben beschrieben, ist im Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ein Zeitraum vorgesehen, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig aufweist, ausgebildet wird, so dass ein Leitungsverlust im Schaltelement verringert ist. Wie aus 11, 12 und 15 hervorgeht, ist dagegen ein Zeitraum, in dem die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig aufweist, gebildet wird, auf einen Zeitraum beschränkt, in dem Steuerimpulssignale SD1 und SD2 einen jeweils anderen Pegel aufweisen.
Daher kann durch Sicherstellen eines möglichst langen Zeitraums, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 unter der Bedingung, dass die Tastverhältnisse DT1 und DT2 konstant sind, einen jeweils anderen logischen Pegel aufweisen, ein Leitungsverlust weiter unterdrückt werden.
In der Modifikation der ersten Ausführungsform wird ein Leitungsverlust im Leistungswandler 10 durch eine Phasensteuerung einer Trägerwelle, die zum Steuern bzw. Regeln der Ausgabe aus den DC-Leistungsquellen B1 und B2 verwendet wird (im Folgenden als „Trägerphasensteuerung“ bezeichnet) weiter verringert.
30 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Anwendung einer Trägerphasensteuerung für den Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform.
Wie in 30 dargestellt ist, schafft während der Anwendung der Trägerphasensteuerung der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 (13) eine Phasendifferenz Z zwischen der Trägerwelle CW1, die für die PWM-Regelung der DC-Leistungsquelle B1 verwendet wird, und der Trägerwelle CW2, die für die PWM-Regelung der DC-Leistungsquelle B2 verwendet wird. 30 zeigt ein Beispiel für einen Fall, wo Z=180 Grad ist.
Im Gegensatz dazu haben in der Betriebswellenform, die in 14 dargestellt ist, die Trägerwellen CW1 und CW2 die gleiche Frequenz und Phase. Anders ausgedrückt ist in 14 eine Bedingung Z=0 erfüllt.
Auch unter der Bedingung, dass die Phasendifferenz Z geschaffen wird, werden durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Spannungsvergleichs zwischen der Trägerwelle CW1 und dem Tastverhältnis DT1 Steuerimpulssignale SD1 und /SD1 erzeugt. Ebenso werden durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Spannungsvergleichs zwischen der Trägerwelle CW2 und dem Tastverhältnis DT2 Steuerimpulssignale SD1 und SD2 erzeugt.
In 30 haben die Tastverhältnisse DT1 und DT2 den gleichen Wert wie in 14. Daher weist das Steuerimpulssignal SD1 in 30 zwar eine andere Phase auf als das Steuerimpulssignal SD1 in 14, aber es hat die gleiche Länge der H-Pegel-Periode. Ebenso weist das Steuerimpulssignal SD2 in 30 auch eine andere Phase auf als das Steuerimpulssignal SD2 in 14, aber es hat die gleiche Länge der H-Pegel-Periode.
Durch Schaffung einer Phasendifferenz Z zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 weisen die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 in 30 eine andere Wellenform auf als die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 in 14. Auf Basis eines Vergleichs zwischen 14 und 30 wird klar, dass sich eine Phasenbeziehung (eine Stromphase) zwischen den Drosselspulenströmen IL1 und IL2 durch eine Änderung der Phasendifferenz Z zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 ebenfalls ändert.
Anderseits ist klar, dass ein Durchschnittswert für die Ströme IL1 und IL2 zwischen 14 und 30 für die gleichen Tastverhältnisse DT1 und DT2 vergleichbar ist. Das heißt, die Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 wird auf Basis der Tastverhältnisse DT1 und DT2 geregelt, und es hat keinen Einfluss, wenn die Phasendifferenz Z zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 geändert wird.
Daher ist in der Modifikation der vorliegenden ersten Ausführungsform ein Leitungsverlust im Schaltelement im parallelen Verbindungsmodus des Leistungswandlers 10 durch die Trägerphasensteuerung, bei der die Phasendifferenz Z zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 angemessen eingestellt wird, verringert.
Wie in der ersten Ausführungsform beschrieben ist, ist im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 ein Leitungsverlust im Schaltelement in der Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig beinhaltet, geringer als in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet. Wie aus den booleschen Ausrücken hervorgeht, die in 12 gezeigt sind, ist dagegen ein Zeitraum, in dem durch Einschalten des Schaltelements S5 der zweite Zweig verwendet werden kann, auf einen Zeitraum beschränkt, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 einen jeweils anderen Pegel aufweisen.
Durch Anpassen einer Impulsphase auf solche Weise, dass der Zeitraum, in dem die Steuerimpulssignale einen jeweils anderen logischen Pegel aufweisen, unter der Bedingung länger ist, dass eine Länge der H-Pegel-Periode der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 durch die Tastverhältnisse DT1 und DT2 definiert wird, kann daher ein Zeitraum, in dem der parallele Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 verwendet werden kann, länger sein. Somit kann ein Leitungsverlust im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 weiter verringert werden.
31 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Beispiels für einen Betrieb der Trägerphasensteuerung gemäß einer Modifikation der vorliegenden ersten Ausführungsform.
Wie in 31 dargestellt ist, variiert durch Anpassen einer Phasendifferenz Z auch unter der Bedingung, dass die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 die gleiche H-Pegel-Periode aufweisen, ein Zeitraum, in dem Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils unterschiedliche logische Pegel aufweisen. Wenn eine Phasendifferenzbedingung Z=Z* erfüllt ist, weisen, wie in 31 dargestellt ist, ein Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD1 einen Übergang vom H-Pegel auf den L-Pegel durchmacht, und ein Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD2 einen Übergang vom L-Pegel auf den H-Pegel durchmacht, die gleiche Phase auf (Zeitpunkt ta). Hierbei kann ein Zeitraum, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils unterschiedliche logische Pegel aufweisen, das heißt die H-Pegel-Periode des Steuersignals SG5, am längsten gewährleistet werden. Die Phasendifferenz Z*, die eine solche Phasenbeziehung hervorbringt, wird im Folgenden auch als optimale Phasendifferenz Z* bezeichnet.
Auf Basis eines Vergleichs zwischen einer Wellenform des Steuersignals SG5 zu der Zeit, wenn eine in 14 gezeigte Phasendifferenzbedingung Z=0 erfüllt ist, und einer Wellenform des Steuersignals SG5 zu der Zeit, wenn eine in 31 gezeigte Phasendifferenzbedingung Z=Z* erfüllt ist, kann aufgrund der Trägerphasensteuerung unter einer PWM-Regelung, in der die Tastverhältnisse DT1 und DT2 gleich sind, die H-Pegel-Periode des Steuersignals SG5, das heißt ein Zeitraum, in dem die Hochsetzstellerschaltung mit dem zweiten Zweig durch Einschalten des Schaltelements S5 ausgebildet wird, am längsten sichergestellt werden.
Im Gegensatz zu dem Beispiel in 31 kann auch dann, wenn die Phasendifferenz Z so eingestellt wird, dass der Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD1 einen Übergang vom L-Pegel auf den H-Pegel durchmacht (Zeitpunkt b), und der Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD2 einen Übergang vom H-Pegel auf den L-Pegel durchmacht, die gleiche Phase aufweisen, auf ähnliche Weise ein Zeitraum sichergestellt werden, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils unterschiedliche logische Pegel haben. Das heißt, die Phasendifferenz Z zu dieser Zeit kann auch auf eine optimale Phasendifferenz Z* eingestellt werden.
Wie in 31 gezeigt ist, ändert sich zu dem Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD1 vom H-Pegel auf den L-Pegel wechselt, auch der Drosselspulenstrom IL1 von stärker werdend auf schwächer werdend. Das heißt, der Drosselspulenstrom IL1 erreicht ein lokales Maximum. Im Gegensatz dazu ändert sich zu dem Zeitpunkt, zu dem das Steuerimpulssignal SD1 vom L-Pegel auf den H-Pegel wechselt, auch der Drosselspulenstrom IL1 von schwächer werdend auf stärker werdend. Das heißt, der Drosselspulenstrom IL1 erreicht ein lokales Minimum.
Somit entspricht der Zeitpunkt, zu dem der logische Pegel der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 einen Übergang durchmacht, einem Wendepunkt (einem Punkt eines lokalen Maximums oder einem Punkt eines lokalen Minimums) der Drosselspulenströme IL1 und IL2. Da die Phasendifferenz Z=Z* so eingestellt wird, dass die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Zeitpunkt des Übergangs des logischen Pegels aufweisen und der Nutzungszeitraum des zweiten Zweiges maximiert ist, erscheinen daher die Wendepunkte der Drosselspulenströme IL1 und IL2 gleichzeitig.
Wie auch aus 14, 30 und 31 hervorgeht, richten sich die Wellenformen der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 nach den Tastverhältnissen DT1 und DT2. Somit wird klar, dass sich die optimale Phasendifferenz Z*, bei der die Beziehung zwischen den Steuer- bzw. Regelimpulsen SD1 und SD2 wie in 31 und eine Stromphase von IL1 und IL2 verwirklicht werden können, ebenfalls gemäß den Tastverhältnissen DT1 und DT2 ändert.
Daher werden eine Beziehung zwischen den Tastverhältnissen DT1 und DT2 und die optimale Phasendifferenz Z* vorab ermittelt, und eine Entsprechung zwischen diesen kann in der Steuervorrichtung 100 vorab als Kennfeld (im Folgenden auch als „Phasendifferenzkennfeld“ bezeichnet) oder als Funktionsformel (im Folgenden auch als „Phasendifferenzberechnungsformel“ bezeichnet) gespeichert werden.
Während der parallele Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 ausgewählt ist, kann daher der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 (13) die optimale Phasendifferenz Z* unter Bezugnahme auf das Phasendifferenzkennfeld oder die Phasendifferenzberechnungsformel auf Basis der Tastverhältnisse DT1 und DT2, die von den Steuervorrichtungen 210 und 220 (13) berechnet werden, einstellen. Ferner erzeugt der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 Trägerwellen CW1 und CW2 mit der gleichen Frequenz, so dass diese eine eingestellte optimale Phasendifferenz Z* aufweisen.
Die PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 (13) erzeugt Steuerimpulssignale SD1 und SD2 mit einer solchen Phasenbeziehung, dass ein Zeitraum, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 jeweils unterschiedliche logische Pegel (H/L-Pegel) aufweisen, am längsten ist. Ferner werden die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 weiter gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken erzeugt.
Durch Steuern des Leistungswandlers 10 ansprechend auf die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5, die durch die Trägerphasensteuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform erzeugt werden, wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert, dass die Ein-Periode des Schaltelements S5, das heißt der Zeitraum, in dem der zweite Zweig verwendet wird, unter der Bedingung, dass die Tastverhältnisse DT1 und DT2 gleich sind, am längsten ist. Hierbei wird eine Stromphase außerdem so gesteuert, dass der Wendepunkt des Drosselspulenstroms IL2 (der Punkt des lokalen Maximums oder der Punkt des lokalen Minimums) und der Wendepunkt des Drosselspulenstroms IL2 (der Punkt des relativen Minimums oder der Punkt des lokalen Maximums) gleichzeitig kommen.
Das heißt, wie auch aus einem Vergleich zwischen 14 und 30 hervorgeht, kann durch Anwenden einer Trägerphasensteuerung zur Anpassung einer Phasendifferenz zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 gemäß den Tastverhältnissen DT1 und DT2 ein Zeitraum, in dem die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet wird, die den zweiten Zweig beinhaltet, verlängert werden und ein Leitungsverlust im Schaltelement kann verringert werden.
Insbesondere kann, wie in 31 dargestellt ist, mit der Trägerphasensteuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform mit der Steuerung auf Z=Z* ein Zeitraum, in dem der zweite Zweig verwendet wird und in dem ein Leitungsverlust im Schaltelement geringer ist, unter der Bedingung, dass die Tastverhältnisse DT1 und DT2 gleich sind, am längsten sein. Somit kann eine Wirkung der Verringerung des Leitungsverlustes verstärkt werden.
Wie oben angegeben, kann durch die Anwendung der Trägerphasensteuerung gemäß der Modifikation der vorliegenden ersten Ausführungsform die DC/DC-Wandlung im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 einen noch höheren Wirkungsgrad haben.
Zweite Ausführungsform
In einer zweiten Ausführungsform wird ein Betrieb im seriellen Verstärkungsmodus aus der Mehrzahl von Betriebsmodi des oben beschriebenen Leistungswandlers 10 beschrieben.
Es wird erneut auf 1 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass im Leistungswandler 10 durch Ausschalten der Schaltelemente S1 und S3 und Einschalten des Schaltelements S5 die DC-Leistungsquellen B1 und B2, die in Reihe verbunden sind, elektrisch zwischen die Stromleitungen PL und GL geschaltet werden können. Somit kann ein Zustand ausgebildet werden, wo der obere Zweig für die in Reihe geschalteten DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet ist. Das heißt, es wird ein Stromweg von der Stromleitung PL zu den DC-Leistungsquellen B1 und B2, das heißt ein, Stromweg, durch den die DC-Leistungsquellen B1 und B2 vom Verbraucher 30 regenerativ geladen werden, ausgebildet.
Andererseits kann durch Ausschalten der Schaltelemente S1, S3 und S5, während die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet sind, eine Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 in den Drosselspulen L1 und L2 als elektromagnetische Energie gespeichert werden. Das heißt, es kann ein Zustand hergestellt werden, dass der untere Zweig für jede von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet ist. Somit sind im seriellen Verstärkungsmodus die Schaltelemente S1 und S3 auf Aus festgelegt.
32 ist ein äquivalenter Schaltplan des Leistungswandlers 10 im seriellen Verstärkungsmodus.
In 32 sind die Schaltelemente S und S3, die auf Aus festgelegt sind, nicht gezeigt. In einer Richtung von der Stromleitung GL zum Knoten N2 kann jedoch ein Stromweg durch die Diode D3 ausgebildet werden, die antiparallel zum Schaltelement S3 geschaltet ist. Ebenso kann in einer Richtung vom Knoten N1 zur Stromleitung PL ein Stromweg durch die Diode D1 ausgebildet werden, die antiparallel zum Schaltelement S1 geschaltet ist. Ein Stromweg wird in Reaktion auf das Ein und Aus des Schaltelements S5 zwischen den Knoten N1 und N2 ausgebildet und unterbrochen.
Im äquivalenten Schaltplan bzw. Ersatzschaltbild von 32 wird durch abwechselndes Schaffen eines Zeitraums, in dem die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet sind, während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist (einer Ein-Periode des unteren Zweiges), und eines Zeitraums, in dem im Gegensatz dazu das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, während die Schaltelemente S2 und S4 ausgeschaltet sind (einer Ein-Periode des oberen Zweiges), ein Schaltungsbetrieb im seriellen Verstärkungsmodus durchgeführt. Das heißt, die „Ein-Periode des oberen Zweiges“ und die „Ein-Periode des unteren Zweiges“ entsprechen jeweils dem „ersten Zeitraum“ und dem „zweiten Zeitraum“ im seriellen Verstärkungsmodus (im zweiten Modus).
33 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs während des Zeitraums, in dem der untere Zweig in dem in 32 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
Wie in 33 dargestellt ist, werden durch Einschalten der Schaltelemente S2 und S4 und Ausschalten der Schaltelemente S1, S3 und S5 ein Stromweg 201 zum Speichern von Energie in der Drosselspule L1 mit der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 und ein Stromweg 202 zum Speichern von Energie in der Drosselspule L2 mit der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 ausgebildet. Das heißt, die Schaltelemente S2 und S4 entsprechen dem unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung für beide von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 im seriellen Verstärkungsmodus.
34 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs während des Zeitraums, in dem der obere Zweig in dem in 32 gezeigten äquivalenten Schaltplan eingeschaltet ist.
Wie in 34 dargestellt ist, wird durch Einschalten des Schaltelements S5 und durch Ausschalten der Schaltelemente S1 bis S4 ein Stromweg 203 ausgebildet. Auf dem Stromweg 203 wird die Summe der Energie, die aus einer Ausgangsspannung von den in Reihe geschalteten DC-Leistungsquellen B1 und B2 resultiert, und Energie, die in den Drosselspulen L1 und L2 gespeichert ist, zwischen den Stromleitungen PL und GL ausgegeben. Infolgedessen wird ein Zustand ausgebildet, wo ein oberes Zweigelement in der Hochsetzstellerschaltung für die in Reihe geschalteten DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet ist. Das heißt, das Schaltelement S5 entspricht dem oberen Zweig der Hochsetzstellerschaltung im seriellen Verstärkungsmodus.
35 zeigt boolesche Ausdrücke zur Ein- und Aus-Steuerung von jedem der Schaltelemente S1 bis S5 im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10.
Wie in 35 dargestellt ist, fließt im seriellen Verstärkungsmodus ein gemeinsamer Strom durch die in Reihe geschalteten DC-Leistungsquellen B1 und B2, und daher kann die Ausgabe aus den DC-Leistungsquellen B1 und B2 nicht wie im parallelen Steuermodus separat gesteuert werden. Daher wird eine einzelne Hochsetzstellerschaltung für eine Spannung V[1]+V[2] äquivalent ausgebildet. Daher gilt das Steuerimpulssignal SD für die Taststeuerung gemeinschaftlich den DC-Leistungsquellen B1 und B2.
Im seriellen Verstärkungsmodus werden die Schaltelemente S2 und S4, die den unteren Zweig bilden, in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD gemeinsam ein- und ausgeschaltet. Andererseits wird das Schaltelement S5, das den oberen Zweig bildet, in Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD (ein zu SD inverses Signal) ein- und ausgeschaltet. Das heißt, ein Paar Schaltelemente S2 und S4 und das Schaltelement S5 werden komplementär ein- und ausgeschaltet. Die Schaltelemente S1 und S3 sind im seriellen Verstärkungsmodus auf Aus festgelegt.
Wie oben beschrieben ist, ist in der Hochsetzstellerschaltung, in der die Schaltelemente S2 und S4 als der untere Zweig dienen und das Schaltelement S5 als oberer Zweig dient, eine Bedingung Vi=V[1]+V[2] im Ausdruck (1) erfüllt. Das heißt, im seriellen Verstärkungsmodus ist der nachstehende Ausdruck (6) zwischen dem Tastverhältnis DT des unteren Zweiges, den Spannungen V[1] und V[2] der DC-Leistungsquellen B1 und B2 und der Ausgangsspannung VH erfüllt. $VH = 1/ (1 - DT) \times (V [1] + V [2])$
Im seriellen Verstärkungsmodus richtet sich die Leistung P[1] und P[2] der DC-Leistungsquellen B1 und B2 automatisch nach den Spannungen V[1] und V[2]. Das heißt, da sich die Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 automatisch nach dem nachstehenden Ausdruck (7) richtet, kann keine direkte Steuerung wie im parallelen Verstärkungsmodus ausgeführt werden. $P [1] : P [2] = V [1] : V [2]$
36 ist ein Funktionsblockschema zur Erläuterung eines Beispiels für eine Steuerung einer Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10.
Wie in 36 dargestellt ist, wird im seriellen Verstärkungsmodus wie im seriellen Verstärkungsmodus im Patentdokument 2 die Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 so gesteuert, dass die Spannungsdifferenz DV (DV=VH*-VH) der Ausgangsspannung VH ausgeglichen wird (Spannungsregelung).
Eine Wandlersteuereinheit 251 in dem in 36 als Beispiel genannten seriellen Verstärkungsmodus beinhaltet einen Subtraktionsabschnitt 252, eine Steuer- bzw. Regeleinrichtung 225 zum Steuern der Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2, eine PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 und einen Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240.
Der Subtraktionsabschnitt 252 berechnet eine Spannungsdifferenz DV (DV=VH*-VH) für die Spannungsregelung. Die Steuer- bzw. Regeleinrichtung 225 verwendet das Tastverhältnis DT im Ausdruck (6) durch eine Rückkopplungsregelung zum Ausgleichen der Spannungsdifferenz DV (zum Beispiel eine PI-Steuerung). Das Tastverhältnis DT kann auch mit einem theoretischen Verstärkungsverhältnis verwendet werden, das aus einem Spannungsverhältnis zwischen einer Spannung V[1]+V[2] und einem Spannungsbefehlswert VH*, der weiter reflektiert wird, ermittelt wird.
Der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 erzeugt eine Trägerwelle CW, die den DC-Leistungsquellen B1 und B2 im seriellen Verstärkungsmodus gemeinsam ist. Die PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 erzeugt Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Vergleichs zwischen dem Tastverhältnis DT und der Trägerwelle CW im seriellen Verstärkungsmodus.
37 zeigt ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs der PWM-Steuer- bzw. Regeleinheit 230 im seriellen Verbindungsmodus.
Wie in 37 dargestellt ist, wird ein Steuerimpulssignal SD durch eine PWM-Regelung auf Basis eines Spannungsvergleichs zwischen dem Tastverhältnis DT und der Trägerwelle CW für die Spannungsregelung erzeugt. Während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung DT>CW erfüllt ist, wird das Steuerimpulssignal SD auf den H-Pegel eingestellt, während das Steuerimpulssignal SD während eines Zeitraums, in dem eine Bedingung CW>DT erfüllt ist, auf den L-Pegel eingestellt wird.
Daher wird die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD länger und die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD wird kürzer, wenn das Tastverhältnis DT größer wird. Da das Ein für den unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD angegeben wird wie oben beschrieben, wird die Ausgabe von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 mit größer werdendem Tastverhältnis DT größer, während die Ausgabe aus der DC-Leistungsquellen B1 und B2 mit kleiner werdendem Tastverhältnis DT kleiner wird.
Die Steuer- bzw. Regelsignale SG1 bis SG5 werden in Reaktion auf die Steuerimpulssignale SD und /SD, die durch die PWM-Regelung erhalten werden, gemäß den in 35 gezeigten booleschen Ausdrücken erzeugt.
Während der Ein-Periode des unteren Zweiges, in der das Steuerimpulssignal SD auf den H-Pegel eingestellt ist und die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet sind, werden Stromwege 201 und 202 (33) ausgebildet. Daher werden die Drosselspulenströme IL1 und IL2 stärker.
Andererseits wird während der Ein-Periode des oberen Zweiges, in der das Steuerimpulssignal SD auf den L-Pegel eingestellt ist und das Schaltelement S5 eingeschaltet ist (S2 und S4 ausgeschaltet sind), ein Stromweg 203 (34) ausgebildet. Daher werden die Drosselspulenströme IL1 und IL2 schwächer, wobei sie einen gemeinsamen Wert haben.
Wie ebenfalls in 37 dargestellt ist, weisen die Drosselspulenströme IL1 und IL2 jeweils unterschiedliche Werte auf, wenn zum Zeitpunkt des Umschaltens vom Ein des unteren Zweiges auf Ein des oberen Zweiges die Spannungen V[1] und V[2] voneinander verschieden sind oder die Drosselspulen L1 und L2 jeweils unterschiedliche Induktivitäten aufweisen. Während dieses Zeitraums wird ein Rückflussweg ausgebildet, der nachstehend ausführlicher beschrieben ist, so dass der Durchgang der Drosselspulenströme IL1 und IL2 aufrechterhalten wird. Wenn eine Bedingung IL1=IL2 erfüllt ist, während der Rückflussweg ausgebildet ist, wird ferner der Stromweg 203 in 34 ausgebildet. Nachdem der Stromweg 203 ausgebildet worden ist, wird er während der Ein-Periode des unteren Zweiges aufrechterhalten.
Somit wird gemäß dem Leistungswandler 10 in der vorliegenden Ausführungsform das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 im seriellen Verstärkungsmodus, der in der zweiten Ausführungsform beschrieben ist, gemäß den in 35 gezeigten booleschen Ausdrücken und gemäß dem Tastverhältnis DT zum Verstärken von V[1]+V[2] auf die Ausgangsspannung VH gesteuert. Somit kann die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* durch eine DC/DC-Wandlung gesteuert werden, in der ein Verstärkungsverhältnis (VH/(V[1]+V[2])) unterdrückt ist. Somit kann dadurch, dass ein Leistungsverlust hauptsächlich in den Drosselspulen L1 und L2 unterdrückt wird, wie im seriellen Verbindungsmodus im Patentdokument 2, ein Leistungsverlust im Leistungswandler 10 reduziert werden. Insbesondere ist eine Welligkeitsamplitude kleiner, wenn die Drosselspulen L1 und L2 in Reihe verbunden sind und somit ein Variationsgradient in den Drosselspulenströmen IL1 und IL2 unterdrückt ist. Somit können ein Eisenverlust, der in (nicht gezeigten) Kernen der Drosselspulen L1 und L2 verursacht wird, und ein AC-Verlust, der in einer (nicht gezeigten) Spulenwicklung verursacht wird, unterdrückt werden.
Ferner wird im Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ein Leitungsverlust im seriellen Verstärkungsmodus im Vergleich zu dem im Leistungswandler 10# (serieller Verbindungsmodus) im Patentdokument 2 unterdrückt. Daher kann die DC/DC-Wandlung einen noch höheren Wirkungsgrad haben.
38 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Stromwegs im seriellen Verbindungsmodus des Leistungswandlers 10#, der als Vergleichsbeispiel gezeigt ist. Das heißt, 38 zeigt einen Stromweg zu der Zeit, wenn der im Patentdokument 2 beschriebene Leistungswandler 10# vergleichbar mit 33 und 34 arbeitet.
Wie in 38 dargestellt ist, sind im Leistungswandler 10# während der Ein-Periode des unteren Zweiges für die DC-Leistungsquellen B1 und B2 die Schaltelemente Q2, Q3 und Q4 eingeschaltet, so dass Stromwege 201# und 202# ausgebildet werden. Hierbei wird ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom IL1 im Schaltelement Q4 verursacht, und ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom IL2 wird im Schaltelement Q2 verursacht. Da die Drosselspulenströme IL1 und IL2 durch das Schaltelement Q3 fließen und dabei übereinandergelegt sind, wird ferner ein Leitungsverlust gemäß einem Strom (IL1+IL2), der größer als in den Schaltelementen Q2 und Q4 ist, im Schaltelement Q3 verursacht.
Im Gegensatz dazu werden während der Ein-Periode des unteren Zweiges im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 Stromwege 201 und 202, die in 33 gezeigt sind, ausgebildet. Daher wird ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom IL1 im Schaltelement S2 verursacht, und ein Leitungsverlust gemäß dem Drosselspulenstrom IL2 wird im Schaltelement S4 verursacht. Das heißt, im Leistungswandler 10 wird ein Leitungsverlust verursacht, der mit einem Leitungsverlust in den Schaltelementen Q2 und Q4 im Leistungswandler 10# vergleichbar ist. Somit wird klar, dass im Hinblick auf einen Vergleich eines Leitungsverlustes im Leistungswandler 10 mit einem Leitungsverlust im Leistungswandler 10# ein Leitungsverlust im seriellen Verstärkungsmodus in Höhe des Leitungsverlustes im Schaltelement Q3 unterdrückt wird.
Es wird erneut auf 38 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass im Leistungswandler 10# während der Ein-Periode des unteren Zweiges für die DC-Leistungsquellen B1 und B2 die Schaltelemente Q1 und Q3 eingeschaltet sind, so dass ein Stromweg 203# ausgebildet ist, über den die DC-Leistungsquellen B1 und B2 zwischen den Stromleitungen PL und GL elektrisch in Reihe geschaltet sind. Daher fließt ein Drosselspulenstrom IL1 (IL1=IL2) durch jedes der Schaltelemente Q1 und Q3. Somit wird in jedem der beiden Schaltelemente Q1 und Q3 gemäß IL1 (IL2) ein Leitungsverlust verursacht.
Im Gegensatz dazu wird während der Ein-Periode im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 ein Stromweg 203, der in 34 gezeigt ist, ausgebildet. Daher fließt der Drosselspulenstrom IL1 (IL1=IL2) nur durch das Schaltelement S5. Das heißt, im Leistungswandler 10 wird ein Leitungsverlust gemäß IL1 (IL2) nur in einem einzigen Schaltelement S5 verursacht. Somit wird klar, dass ein Leitungsverlust im Leistungswandler 10 auf einen Leitungsverlust in einem einzelnen Schaltelement unterdrückt wird (das heißt ungefähr auf die Hälfte im Vergleich mit einem Leitungsverlust im Leistungswandler 10#).
Somit erreicht der Leistungswandler 10 im seriellen Verstärkungsmodus einen geringeren Leitungsverlust im Schaltelement als im Leistungswandler 10# im Vergleichsbeispiel.
Wie oben in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden ist, kann ein Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform durch Umschalten einer Art und Weise der Ein/Aus-Steuerung der Schaltelemente S1 bis S5 einen Betrieb im seriellen Verstärkungsmodus auswählen, um eine DC/DC-Wandlung in einem solchen Zustand auszuführen, dass die DC-Leistungsquellen B1 und B2 in Reihe verbunden sind. Durch Unterdrücken eines Verstärkungsverhältnisses in einer Region mit hoher Spannung (VH>(V[1]+V[2])) durch Anwenden des seriellen Verstärkungsmodus kann die DC/DC-Wandlung einen höheren Wirkungsgrad aufweisen. Insbesondere kann die DC/DC-Wandlung im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 durch Verringern eines Leitungsverlustes im Schaltelement einen noch höheren Wirkungsgrad aufweisen als im Leistungswandler (im seriellen Verbindungsmodus) im Patentdokument 2, der eine ähnliche DC/DC-Wandlung ausführt.
Wie in der ersten und der zweiten Ausführungsform beschrieben ist, erreicht der Leistungswandler 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform eine Unterdrückung des Leitungsverlustes im Schaltelement sowohl im parallelen Verstärkungsmodus, in dem die Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen gesteuert werden kann, als auch im seriellen Verstärkungsmodus, in dem der Wirkungsgrad in der Region mit hoher Spannung verbessert ist.
Nun wird ein Rückflussweg für einen Drosselspulenstrom im oben beschriebenen Leistungswandler 10 unter Bezugnahme auf 39 beschrieben.
Wie in 39 dargestellt ist, kann im Leistungswandler 10 für die DC-Leistungsquelle B1 ein Rückflussweg während eines Zeitraums, in dem der Drosselspulenstrom IL1 negativ ist (IL1<0) durch einen von der Diode D2 gebildeten Stromweg 211 sichergestellt werden. Ein Rückflussweg während eines Zeitraums, in dem der Drosselspulenstrom IL1 positiv ist (IL1>0) kann durch einen Stromweg 213a, der von der Diode D1 gebildet wird, sichergestellt werden.
Ebenso kann für die DC-Leistungsquelle B2 ein Rückflussweg während eines Zeitraums, in dem der Drosselspulenstrom IL2 negativ ist (IL2<0) durch einen von der Diode D4 gebildeten Stromweg 212 sichergestellt werden. Ein Rückflussweg während eines Zeitraums, in dem der Drosselspulenstrom IL2 positiv ist (IL2>0) kann durch einen Stromweg 213b, der von der Diode D3 gebildet wird, sichergestellt werden.
Somit können im Leistungswandler 10 in jedem von der Mehrzahl von Betriebsmodi einschließlich des seriellen Verstärkungsmodus und des parallelen Verstärkungsmodus unabhängig vom Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 Rückflusswege für die Drosselspulenströme IL1 und IL2 ausgebildet werden. Zum Beispiel können auch dann, wenn die Drosselspulenströme IL1 und IL2 zur Zeit des Beginns der Ein-Periode des oberen Zweiges in dem in 37 gezeigten seriellen Verstärkungsmodus voneinander verschieden sind, Rückflusswege 213 und 213b Wege für die Drosselspulenströme IL1 und IL2 sicherstellen.
Dritte Ausführungsform
In einer dritten Ausführungsform wird eine Modifikation des Schaltungsaufbaus des Leistungswandlers 10, der in der ersten und der zweiten Ausführungsform beschrieben ist, beschrieben. Insbesondere ist eine Modifikation gezeigt, in der das Schaltelement S5 des in 1 gezeigten Leistungswandlers 10 durch einen bidirektionalen Schalter implementiert ist.
Es wird erneut auf 32 bis 34 Bezug genommen, wo gezeigt ist, dass bei der tatsächlichen Steuerung des Leistungswandlers 10, um die Bildung eines Kurzschlusswegs zwischen den Stromleitungen PL und GL zu vermeiden, eine sogenannte „Totzeit“, in der jedes von den Schaltelementen S2, S4 und S5 ausgeschaltet ist, am Übergang zwischen der Ein-Periode des unteren Zweiges (33), in der die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet sind, und der Ein-Periode des oberen Zweiges, in dem das Schaltelement S5 eingeschaltet ist (34), vorgesehen ist. Es ist bekannt, dass Rückflusswege für die Drosselspulenströme IL1 und IL2 während einer Totzeitperiode durch antiparallele Dioden sichergestellt werden.
40 zeigt einen äquivalenten Schaltplan bzw. ein Ersatzschaltbild zur Erläuterung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 negativ ist.
Wie in 40 dargestellt ist, kann während eines Zeitraums, in dem der Drosselspulenstrom IL1 negativ ist (IL1<0), ein Rückflussweg 211 für den Drosselspulenstrom IL1 während des Totzeitraums durch die antiparallele Diode D2 des Schaltelements S2 sichergestellt werden, um in der Ein-Periode des unteren Zweiges einen Stromweg 201 auszubilden. Auf ähnliche Weise kann auch für den Drosselspulenstrom IL2 während des Totzeitraums, während der Drosselspulenstrom IL2 negativ ist (IL2<0), ein Rückflussweg 212 mit der antiparallelen Diode D4 des Schaltelements S4 sichergestellt werden, wenn der Stromweg 202 ausgebildet wird.
41 zeigt einen äquivalenten Schaltplan zur Erläuterung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 positiv ist.
Wie in 41 dargestellt ist, wird während der Ein-Periode des oberen Zweiges ein Rückflussweg 203 während des Totzeitraums über das Schaltelement S5 im Ein-Zustand ausgebildet. Im Gegensatz dazu wird der Rückflussweg 213a während des Totzeitraums, während der Drosselspulenstrom IL1 positiv ist (IL1>0), dadurch ausgebildet, dass die Diode D1 leitet, da keine antiparallele Diode für das Schaltelement S5 bereitgestellt ist. Da die Diode D1 nur während des Totzeitraums leitet, wird ein Erholungsverlust verursacht, wenn der Rückfluss endet.
Auf ähnliche Weise wird während des Totzeitraums mit einer leitenden Diode D3 ein Stromweg 213b gebildet, während der Drosselspulenstrom IL2 positiv ist (IL2>0). Somit wird auch in der Diode D3 ein Erholungsverlust verursacht, wenn der Rückfluss endet. Ein solcher Erholungsverlust wird verursacht, weil keine antiparallele Diode für das Schaltelement S5 bereitgestellt ist.
Ein Grund dafür, dass keine antiparallele Diode in dem Schaltelement S5 angeordnet werden kann, das im seriellen Verstärkungsmodus in dem Schaltungsaufbau des Leistungswandlers 10, der in 1 gezeigt ist, als oberer Zweig dient, wird nun unter Bezugnahme auf 42 beschrieben.
42 ist ein Schaltplan in einem Fall, wo die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig einschließt, im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 ausgebildet ist.
(a) von 42 zeigt einen Schaltplan zu der Zeit, wo der obere Zweig für jede von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet ist, und (b) von 42 zeigt einen Schaltplan zu der Zeit, wenn der untere Zweig für jede von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 eingeschaltet ist.
Wie in (a) von 42 dargestellt ist, werden die Schaltelemente S1 und S4 eingeschaltet, um den oberen Zweig einzuschalten, während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist (während der erste Zweig ausgebildet ist). Somit wird der Knoten N1 elektrisch mit der Stromleitung PL verschaltet, während der Knoten N2 elektrisch mit der Stromleitung GL verschaltet wird. Somit weist der Knoten N1 ein Potential gemäß der Ausgangsspannung VH auf, während der Knoten N2 ein Potential gemäß einer Massespannung GND aufweist.
Wie in (b) von 42 dargestellt ist, werden die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet, um den unteren Zweig einzuschalten, während das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist (während der erste Zweig ausgebildet ist). Somit wird im Gegensatz zu (a) von 42 der Knoten N2 elektrisch mit der Stromleitung PL verschaltet, während der Knoten N1 elektrisch mit der Stromleitung GL verschaltet wird. Somit weist der Knoten N2 ein Potential gemäß der Ausgangsspannung VH auf, während der Knoten N1 ein Potential gemäß der Massespannung GND aufweist.
Wie aus (a) und (b) von 42 hervorgeht, sind im Leistungswandler 10 im parallelen Verstärkungsmodus Potentialpegel an den Knoten N1 und N2 gemäß einem Schaltmuster vertauscht. Wie von einer gepunkteten Linie in der Zeichnung angegeben ist, wird daher, wenn eine Diode D5 verbunden ist, ein Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 ausgebildet, die elektrisch voneinander getrennt sein sollten, da das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist. Das heißt, es wird klar, dass die Diode D5 in der Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 und in der Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 nicht bereitgestellt werden kann.
Daher wird in der dritten Ausführungsform ein Schaltungsaufbau eines Leistungswandlers zur Eliminierung eines Erholungsverlustes in einer Diode, der durch die Bildung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums, der unter Bezugnahme auf 40 und 41 beschrieben worden ist, beschrieben.
43 ist ein Schaltplan zur Erläuterung eines Aufbaus eines Leistungswandlers 11 gemäß der dritten Ausführungsform.
Wie in 43 dargestellt ist, unterscheidet sich der Leistungswandler 11 von dem in 1 gezeigten Leistungswandler 10 darin, dass er einen bidirektionalen Schalter SB5 anstelle eines Schaltelements S5 als Halbleiterelement aufweist, das zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet ist. Das heißt, der bidirektionale Schalter SB5 entspricht dem „fünften Halbleiterelement“. Da andere Merkmale des Leistungswandlers 11 denen des Leistungswandlers 10 gleich sind, wird ihre ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Der bidirektionale Schalter SB5 weist eine Diode D5a und ein Schaltelement S5a auf, die in Reihe elektrisch zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet sind. Die Diode D5a ist elektrisch zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet, wobei eine Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 als Durchlassrichtung definiert ist.
Der bidirektionale Schalter SB5 weist ferner eine Diode D5b und ein Schaltelement S5b auf, die in Reihe elektrisch zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet sind. Die Diode D5b und das Schaltelement S5b sind parallel zur Diode D5a und zum Schaltelement S5a zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet. Die Diode D5b ist elektrisch zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet, wobei eine Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 als Durchlassrichtung definiert ist. In dem Aufbau von 43 entsprechen die Schaltelemente S5a und S5b jeweils einem „ersten Teil-Schaltelement“ und einem „zweiten „Teil-Schaltelement“.
Das Ein- und Aus der Schaltelemente S5a und S5b wird ansprechend auf Steuer- bzw. Regelsignale SG5a und SG5b von der Steuervorrichtung 100 (1) gesteuert.
Wenn das Schaltelement S5a eingeschaltet ist, wird im bidirektionalen Schalter SB5 ein Stromweg von der Diode D5a in der Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 gebildet. Wenn dagegen das Schaltelement S5a ausgeschaltet ist, ist der Stromweg in der Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 unterbrochen.
Wenn das Schaltelement S5b eingeschaltet ist, wird ein Stromweg von der Diode D5b in der Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 gebildet. Wenn dagegen das Schaltelement S5b ausgeschaltet ist, ist der Stromweg in der Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 unterbrochen.
Durch Einschalten des Schaltelements S5a und Ausschalten des Schaltelements S5b im bidirektionalen Schalter SB5 wird somit ein Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 gebildet, während der Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 unterbrochen wird. Im Gegensatz dazu wird durch Einschalten des Schaltelements S5b, während das Schaltelement S5a ausgeschaltet ist, ein Stromweg in der Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 gebildet, während der Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 unterbrochen ist.
Im Leistungswandler 11 mit dem bidirektionalen Schalter SB5 werden das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b im seriellen Verstärkungsmodus gemäß den in 44 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert.
44 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 zeigt.
Wie in 44 dargestellt ist, wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4 gemäß booleschen Ausdrücken wie in 35 wie im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 gesteuert. Das heißt, die Schaltelemente S2 und S4, die den unteren Zweig bilden, werden in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD ein- und ausgeschaltet. Die Schaltelemente S1 und S3 sind im seriellen Verstärkungsmodus auf Aus festgelegt.
Das Schaltelement S5a ist ständig auf Ein eingestellt, um einen Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 zu bilden, um einen Rückflussweg während des Totzeitraums sicherzustellen. Dagegen wird das Schaltelement S5b in Reaktion auf ein Steuerimpulssignal /SD ein- und ausgeschaltet, ähnlich wie das Schaltelement S5 im Leistungswandler 10. Somit können während der Ein-Periode des oberen Zweiges (während der Aus-Periode der Schaltelemente S2 und S4) das Schaltelement S5b im Ein-Zustand und die Diode D5b einen Stromweg für eine regenerative Ladung der DC-Leistungsquellen B1 und B2 bilden. Dagegen ist während der Ein-Periode des unteren Zweiges (während der Ein-Periode der Schaltelemente S2 und S4) ein Weg zum regenerativen Laden vom Knoten N2 zum Knoten N1 unterbrochen.
Auch im Leistungswandler 11 sind während der Ein-Periode des unteren Zweiges (während die Schaltelemente S2 und S4 ein sind) Stromwege 201 und 202 ausgebildet, wie im Leistungswandler 10. Während der Ein-Periode des oberen Zweiges (während das Schaltelement S5b ein ist) kann der Stromweg 203, der in 34 gezeigt ist, bidirektional ausgebildet werden, wie im Leistungswandler 10.
Daher können auch im Leistungswandler 11 gemäß der dritten Ausführungsform durch Ein- und Ausschalten der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b gemäß den in 44 gezeigten booleschen Ausdrücken im seriellen Verstärkungsmodus die Ein-Periode des unteren Zweiges und die Ein-Periode des oberen Zweiges geschaffen werden wie im Leistungswandler 10. Somit kann der Leistungswandler 11 die DC/DC-Wandlung im seriellen Verstärkungsmodus wie der Leistungswandler 10 ausführen.
Dagegen wird während des Totzeitraums im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 gemäß der dritten Ausführungsform ein Rückflussweg gebildet wie in 45 und 46.
45 zeigt einen äquivalenten Schaltplan zur Erläuterung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 negativ ist.
Wie in 45 dargestellt ist, können während der Ein-Periode des unteren Zweiges Rückflusswege 211 und 212 während des Totzeitraums wie in 40 für die Drosselspulenströme IL1 (IL1<0) und IL2 (IL2<0) ausgebildet werden. Daher können während des Totzeitraums Rückflusswege für die Drosselspulenströme IL1 und IL2 durch die antiparallelen Dioden D2 und D4 der Schaltelemente S2 und S4 sichergestellt werden, um während der Ein-Periode des unteren Zweiges Stromwege 201 und 202 auszubilden.
46 zeigt einen äquivalenten Schaltplan zur Erläuterung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums, wenn ein Drosselspulenstrom im seriellen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 positiv ist.
Wie in 46 dargestellt ist, ist das Schaltelement S5a im seriellen Verstärkungsmodus auf Ein festgelegt, und daher wird ein Stromweg, der von der Diode D5a gebildet wird, konstant sichergestellt. Auch während der EIN-Periode des oberen Zweiges, in der das Schaltelement S5b ausgeschaltet ist, ist daher der Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2, der von der Diode D5b gebildet wird, sichergestellt.
Daher kann während des Totzeitraums der Rückflussweg 213 über die Diode D5a für jeden der Drosselspulenströme IL1 und IL2 (IL1>0, IL2>0) gebildet werden. Dieser Rückflussweg 213 stimmt mit dem Stromweg 203 überein, der während der Ein-Periode des oberen Zweiges gebildet wird (34). Daher wird im Leistungswandler 11 kein Erholungsverlust in den Dioden D1 und D3 aufgrund der Bildung eines Rückflusswegs während des Totzeitraums wie im Leistungswandler 10 verursacht.
Daher kann der Leistungswandler 11 in der dritten Ausführungsform einen Leistungsverlust im seriellen Verstärkungsmodus besser unterdrücken als im Leistungswandler 10, der in 1 gezeigt ist.
Im Leistungswandler 11 mit dem bidirektionalen Schalter SB5 werden das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b im parallelen Verstärkungsmodus gemäß den in 47 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert.
47 ist eine Tabelle, die eine Liste von booleschen Ausdrücken zur Ein- und Aus-Steuerung der einzelnen Schaltelemente im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 zeigt.
Wie in 47 dargestellt ist, wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4 gemäß den booleschen Ausdrücken wie in 12 wie im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10 gesteuert. Das heißt, das Schaltelement S2 wird in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD1 ein- und ausgeschaltet, während das Schaltelement S1 in Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD1 ein- und ausgeschaltet wird. Auf ähnliche Weise wird das Schaltelement S4 in Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD2 ein- und ausgeschaltet, während das Schaltelement S3 in Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD2 ein- und ausgeschaltet wird. Die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 können von der in 13 gezeigten Wandlersteuereinheit 250 erzeugt werden, wie im Leistungswandler 10.
Ferner werden die Schaltelemente S5a und S5b gemeinsam ein- und ausgeschaltet, ähnlich wie das Schaltelement S5 im Leistungswandler 10. Das heißt, während eines Zeitraums, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 einen jeweils unterschiedlichen logischen Pegel aufweisen, sind beide Schaltelemente S5a und S5b eingeschaltet. Dagegen sind während eines Zeitraums, in dem die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen logischen Pegel aufweisen, beide Schaltelemente S5a und S5b ausgeschaltet.
Somit können während der Aus-Periode der Schaltelemente S5a und S5b Stromwege zwischen den Knoten N1 und N2 in beiden Richtungen unterbrochen werden, wie in dem Zeitraum, in dem das Schaltelement S5 im Leistungswandler 10 ausgeschaltet ist. Das heißt, auch in dem Schaltungszustand, der in (a) und (b) von 42 gezeigt ist, können die Knoten N1 und N2 elektrisch voneinander getrennt sein. Während der Aus-Periode der Schaltelemente S5a und S5b können Stromwege zwischen den Knoten N1 und N2 in beiden Richtungen gebildet werden, wie in dem Zeitraum, in dem das Schaltelement S5 im Leistungswandler 10 eingeschaltet ist.
Infolgedessen kann auch im Leistungswandler 11 durch Ein- und Ausschalten der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b gemäß den in 47 gezeigten booleschen Ausdrücken eine DC/DC-Wandlung ausgeführt werden, wie im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 10.
Im parallelen Verstärkungsmodus sollte im Hinblick auf einen Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 der Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 unterbrochen sein, wenn sowohl der B1L-Zweig als auch der B2L-Zweig ausgebildet sind wie unter Bezugnahme auf 6 beschrieben worden ist, und der Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 sollte unterbrochen sein, wenn sowohl der B1U-Zweig als auch der B2U-Zweig ausgebildet sind, wie unter Bezugnahme auf 7 beschrieben worden ist. Wie oben beschrieben können daher zusätzlich zur Steuerung zum gemeinsamen Steuern der einzelnen Schaltelemente S5a und S5b als Schaltelement S5 die Schaltelemente S5a und S5b auch getrennt voneinander gesteuert werden.
Zum Beispiel sollte das Schaltelement S5a, das den Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 unterbricht, nur zu der Zeit ausgeschaltet sein, wenn der B1U-Zweig und der B2U-Zweig ausgebildet sind, und daher kann es so gesteuert werden, dass es nur dann ausgeschaltet wird, wenn eine Bedingung SD1=SD2=L erfüllt ist. Das heißt, das Schaltelement S5a kann so gesteuert werden, dass es eingeschaltet wird, wenn (SD1 oder SD2) auf dem H-Pegel liegt, und so, dass es ausgeschaltet wird, wenn es auf dem L-Pegel liegt.
Auf ähnliche Weise sollte das Schaltelement S5b, das den Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 unterbricht, nur zu der Zeit ausgeschaltet sein, wenn der B1 :-Zweig und der B2L-Zweig ausgebildet sind, und daher kann es so gesteuert werden, dass es nur dann ausgeschaltet wird, wenn eine Bedingung SD1=SD2=H erfüllt ist. Das heißt, das Schaltelement S5a kann so gesteuert werden, dass es eingeschaltet wird, wenn (/SD1 oder /SD2) auf dem H-Pegel liegt, und so, dass es ausgeschaltet wird, wenn es auf dem L-Pegel liegt.
Im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 kann ebenfalls eine Trägerphasensteuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform angewendet werden. Das heißt, durch Schaffung einer Phasendifferenz zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 (13), die für die Steuerung der Ausgabe aus den DC-Leistungsquellen B1 und B2 verwendet wird, wie in 30 oder 31 gezeigt, kann ein Leistungsverlust im parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 noch besser unterdrückt werden.
Wie oben beschrieben kann gemäß dem Leistungswandler 11, in dem ein bidirektionales Schaltelement zwischen den Knoten N1 und N2 angewendet wird, die Ausgangsspannung VH ebenfalls auf Basis einer hocheffizienten DC/DC-Wandlung gesteuert werden, für die der parallele Verstärkungsmodus und der serielle Verstärkungsmodus wie im Leistungswandler 10 selektiv angewendet werden. Ferner kann der Leistungswandler 11 gemäß der dritten Ausführungsform im seriellen Verstärkungsmodus im Vergleich zum Leistungswandler 10 eine weitere Verringerung des Leistungsverlustes erreichen, indem er einen Erholungsverlust in der Diode eliminiert, während der Rückflussweg während des Totzeitraums ausgebildet ist. Daher kann die DC/DC-Wandlung im Leistungswandler 11 einen noch höheren Wirkungsgrad haben.
Der Aufbau des bidirektionalen Schalters, der bei dem Leistungswandler gemäß der dritten Ausführungsform angewendet wird, ist nicht auf den Aufbau beschränkt, der als Beispiel in 43 dargestellt ist. Das heißt, ein Halbleiterelement von beliebigem Aufbau kann als bidirektionaler Schalter SB5 genutzt werden, solange es so aufgebaut ist, dass es in der Lage ist, die Bildung und die Unterbrechung eines bidirektionalen Stromwegs unabhängig zu steuern.
Modifizierung der dritten Ausführungsform
Im Leistungswandler 11 gemäß der dritten Ausführungsform ist der bidirektionale Schalter SB5 als Halbleiterelement zwischen den Knoten N1 und N2 angeordnet. Der bidirektionale Schalter SB5 kann jedoch auch ein Abschnitt sein, der im Leistungswandler 11 die niedrigste Wärmeleistung aufweist. Eine niedrige Wärmeleistung aufweisen bedeutet hierbei, dass ein Temperaturanstieg in einem bidirektionalen Schalter höher ist als ein Temperaturanstieg in einem anderen Schaltelement, wenn ein bestimmter konstanter Strom über einen bestimmten Zeitraum fließt.
Daher wird in einer Modifikation der dritten Ausführungsform eine Steuerung zum Umschalten auf ein Schaltmuster beschrieben, das sich eignet, wenn der bidirektionale Schalter SB5 mit größerer Wahrscheinlichkeit einen Temperaturanstieg zeigen wird als andere Schaltelemente S1 bis S4.
48 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Steuerung zum Umschalten eines Schaltmusters gemäß der Modifikation der dritten Ausführungsform erläutert. Die Steuerung zum Umschalten des Schaltmusters wird während des parallelen Verstärkungsmodus des Leistungswandlers 11 angewendet. Die Steuerverarbeitung gemäß dem in 48 gezeigten Ablaufschema wird durch die Steuervorrichtung 100 in vorgegebenen Zeiträumen durchgeführt.
Wie in 48 dargestellt ist, entscheidet die Steuervorrichtung 100 in Schritt S100, ob oder ob nicht der aktuelle Betriebsmodus des Leistungswandlers 11 auf den parallelen Verstärkungsmodus eingestellt werden soll.
Wenn der parallele Verstärkungsmodus ausgewählt worden ist (Entscheidung JA in S100), geht der Prozess zu Schritt S110 weiter, und die Steuervorrichtung 100 entscheidet, ob oder ob nicht eine Temperatur T(SB5) des bidirektionalen Schalters SB5 höher ist als eine vorgeschriebene Bestimmungstemperatur Tx.
Bei der Entscheidung in Schritt S110 kann die Temperatur T(SB5) beispielsweise auf Basis einer Ausgabe von einem Temperatursensor (nicht gezeigt), der im bidirektionalen Schalter SB5 vorgesehen ist, erfasst werden. Alternativ dazu kann die Temperatur T(SB5) auch durch Bestimmen einer Wärmebelastung des bidirektionalen Schalters SB5 auf Basis eines Stroms, der in der Vergangenheit durch den bidirektionalen Schalter SB5 geflossen ist (Stromfluss über die Zeit), bestimmt werden.
Wenn eine Bedingung T(SB5)>Tx erfüllt ist (Entscheidung JA in Schritt S110), entscheidet die Steuervorrichtung 100, dass der bidirektionale Schalter SB5 in einem Hochtemperaturzustand ist, und der Prozess geht zu Schritt S120 weiter. Die Steuervorrichtung 100 steuert in Schritt S120 das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b im parallelen Verstärkungsmodus so, dass der bidirektionale Schalter SB5 im Aus-Zustand gehalten wird.
In diesem Fall wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4 in Reaktion auf Steuerimpulssignale SD1 (/SD1) und SD2 (/SD2) gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert, während die Schaltelemente S5a und S5b auf den Aus-Zustand festgelegt sind. Wenn der bidirektionale Schalter SB5 eine hohe Temperatur aufweist, wird somit der Durchfluss eines Stroms zum bidirektionalen Schalter SB5 vermieden, und ein weiterer Temperaturanstieg kann vermieden werden. Ferner kann durch kontinuierliches Ausbilden der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig beinhaltet, eine DC/DC-Wandlung im parallelen Verstärkungsmodus ausgeführt werden.
Wenn dagegen eine Bedingung T(SB5)<=Tx erfüllt ist (Entscheidung NEIN in Schritt S110), entscheidet die Steuervorrichtung 100, dass der bidirektionale Schalter SB5 in einem Nicht-Hochtemperaturzustand ist, und der Prozess geht zu Schritt S130 weiter. Die Steuervorrichtung 100 steuert in Schritt S130 das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b im parallelen Verstärkungsmodus gemäß den in 47 gezeigten booleschen Ausdrücken. Wenn der bidirektionale Schalter SB5 keine hohe Temperatur aufweist, wird somit ein Durchfluss von Strom zum bidirektionalen Schalter SB5 zugelassen, und es kann ein Schaltungsbetrieb im parallelen Verstärkungsmodus durchgeführt werden, in dem sowohl der erste Zweig als auch der zweite Zweig verwendet werden.
Somit kann gemäß der Steuerung zum Umschalten eines Schaltmusters gemäß der Modifikation der dritten Ausführungsform, wenn der bidirektionale Schalter SB5 eine geringere Wärmeleistung aufweist als andere Schaltelemente S1 bis S4 im Leistungswandler 11 gemäß der dritten Ausführungsform, eine DC/DC-Wandlung im parallelen Verstärkungsmodus ausgeführt werden, um den bidirektionalen Schalter SB5 vor einem übermäßigen Temperaturanstieg zu schützen.
Wenn der bidirektionale Schalter SB5 keine hohe Temperatur aufweist, kann ferner wie im Leistungswandler 10 eine hocheffiziente DC/DC-Wandlung ausgeführt werden, bei der ein Leitungsverlust im Schaltelement verringert ist.
Die Steuerung zum Umschalten eines Schaltmusters gemäß der Modifikation der dritten Ausführungsform kann während eines Betriebs im parallelen Verstärkungsmodus auch auf das Leistungsversorgungssystem (2) gemäß der ersten Ausführungsform angewendet werden. In diesem Fall wird die Entscheidung in Schritt S110 auf Basis einer Temperatur des Schaltelements S5 getroffen, und das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S4 wird gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert, wenn eine Temperatur des Schaltelements T5 hoch ist (S120), während das Schaltelement S5 auf den Aus-Zustand festgelegt ist. Wenn eine Temperatur des Schaltelements T5 nicht hoch ist (S130), wird dagegen das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert.
Vierte Ausführungsform
In einer vierten Ausführungsform wird ein Betriebsmodus beschrieben, der weder der serielle Verstärkungsmodus noch der parallele Verstärkungsmodus in den ersten bis dritten Ausführungsformen ist.
49 ist eine Tabelle, die eine Liste einer Mehrzahl von Betriebsmodi zeigt, die auf die Leistungswandler 10 und 11 angewendet werden.
Wie in 49 dargestellt ist, wird die Mehrzahl von Betriebsmodi grob unterteilt in einen „Verstärkungsmodus“, in dem die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* geregelt wird, und einen „Direktkopplungsmodus“, in dem das Ein und Aus der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) festgelegt ist und die DC-Leistungsquelle (-Leistungsquellen) B1 und/oder B2 elektrisch mit den Stromleitungen PL und GL verbunden sind.
Der Verstärkungsmodus beinhaltet den parallelen Verstärkungsmodus und den seriellen Verstärkungsmodus, die oben beschrieben sind. Im parallelen Verstärkungsmodus kann durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5 des Leistungswandlers 10 gemäß den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken eine DC/DC-Wandlung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (dem Verbraucher 30) parallel ausgeführt werden. Auf ähnliche Weise kann durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5a und S5b des Leistungswandlers 11 gemäß den in 47 gezeigten booleschen Ausdrücken eine DC/DC-Wandlung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (dem Verbraucher 30) parallel ausgeführt werden. Im parallelen Verstärkungsmodus kann die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* geregelt werden, während ein Verhältnis der Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 gesteuert wird.
Im seriellen Verstärkungsmodus kann durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5 des Leistungswandlers 10 gemäß den in 35 gezeigten booleschen Ausdrücken eine DC/DC-Wandlung ausgeführt werden, während die DC-Leistungsquellen B1 und B2 in Reihe verbunden sind. Auf ähnliche Weise kann durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente S1 bis S5a und S5b des Leistungswandlers 11 gemäß den in 44 gezeigten booleschen Ausdrücken eine DC/DC-Wandlung ausgeführt werden, während die DC-Leistungsquellen B1 und B2 in Reihe verbunden sind. Im seriellen Verstärkungsmodus richtet sich ein Verhältnis der Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 bei der Steuerung der Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* automatisch nach einem Verhältnis zwischen den Spannungen V[1] und V[2], und daher kann keine direkte Steuerung ausgeführt werden wie im parallelen Verstärkungsmodus.
Obwohl der serielle Verstärkungsmodus nur für einen Bereich hoher Spannung adaptiert werden kann, der als VH>(V[1]+V[2]) ausgedrückt wird, kann ein Verstärkungsverhältnis im Bereich hoher Spannung gesenkt werden und somit kann die DC/DC-Wandlung einen hohen Wirkungsgrad aufweisen. Dagegen kann der parallele Verstärkungsmodus auch für einen Spannungsbereich adaptiert werden, der als max(V[1], V[2])<VH<=V[1]+V[2] ausgedrückt wird, und somit ist ein Ausgangsspannungsbereich groß. Da ein Verhältnis einer Leistungszuweisung zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 gesteuert werden kann, kann auch ein Ladungszustand (SOC) der einzelnen DC-Leistungsquellen B1 und B2 gesteuert werden.
Ferner beinhaltet der Verstärkungsmodus einen „Modus einer Verstärkung durch die DC-Leistungsquelle B1 (im Folgenden: B1-Verstärkungsmodus)“, in dem nur die DC-Leistungsquelle B1 verwendet wird, um eine DC/DC-Wandlung zwischen der DC-Leistungsquelle und den Stromleitungen PL und GL (dem Verbraucher 30) auszuführen, und einen „Modus einer Verstärkung durch die DC-Leistungsquelle B2 (im Folgenden: B2-Verstärkungsmodus)“, in dem nur die DC-Leistungsquelle B2 verwendet wird, um eine DC/DC-Wandlung zwischen der DC-Leistungsquelle und den Stromleitungen PL und GL (dem Verbraucher 30) auszuführen. In einem Betriebsmodus, bei dem es sich nicht um den parallelen Verstärkungsmodus oder den seriellen Verstärkungsmodus handelt, ist ein Betrieb zum Ein- und Ausschalten der einzelnen Schaltelemente S5a und S5b einem Betrieb zum Ein- und Ausschalten des Schaltelements des Leistungswandlers 10 gleich.
Im B1-Verstärkungsmodus wird die DC-Leistungsquelle B2 nicht verwendet, solange die Ausgangsspannung VH höher als V[2] gesteuert wird, wobei ein Zustand der elektrischen Trennung von der Stromleitung PL aufrechterhalten wird. Im B1-Verstärkungsmodus wird nur die Hochsetzstellerschaltung (der erste Zweig) für die DC-Leistungsquelle B1 implementiert. Daher sind die Schaltelemente S3 und S4 auf Aus festgelegt, während der Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus unterbrochen ist, während das Ein und Aus der Schaltelemente S1 und S2 in Reaktion auf die Steuerimpulssignale /SD1 und SD1 auf Basis des Tastverhältnisses DT1 zum Steuern der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B1 gesteuert wird.
Auf ähnliche Weise wird im B2-Verstärkungsmodus die DC-Leistungsquelle B1 nicht verwendet, solange die Ausgangsspannung VH höher als V[1] gesteuert wird, wobei ein Zustand der elektrischen Trennung von der Stromleitung PL aufrechterhalten wird.
Im B2-Verstärkungsmodus wird nur die Hochsetzstellerschaltung (der erste Zweig) für die DC-Leistungsquelle B2 implementiert. Daher sind die Schaltelemente S1 und S2 auf Aus festgelegt, während der Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus unterbrochen ist, während das Ein und Aus der Schaltelemente S3 und S4 in Reaktion auf die Steuerimpulssignale /SD2 und SD2 auf Basis des Tastverhältnisses DT2 zum Steuern der Ausgabe von der DC-Leistungsquelle B2 gesteuert wird. Im B1-Verstärkungsmodus und im B2-Verstärkungsmodus wird das Tastverhältnis DT1 oder DT2 so berechnet, dass die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* geregelt wird (Spannungsregelung). Somit wird in jedem der Betriebsmodi, die zum Verstärkungsmodus gehören, die Ausgangsspannung VH gemäß dem Spannungsbefehlswert VH* geregelt.
Dagegen beinhaltet der Direktkopplungsmodus einen „Modus einer direkten Kopplung der DC-Leistungsquelle B1 (im Folgenden als B1-Direktkopplungsmodus bezeichnet)“, in dem ein Stromweg zu den Stromleitungen PL und GL nur für die DC-Leistungsquelle B1 gebildet wird, und einen „Modus der direkten Kopplung der DC-Leistungsquelle B2 (im Folgenden als B2-Direktkopplungsmodus bezeichnet)“, in dem ein Stromweg zu Stromleitungen PL und GL nur für die Leistungsquelle B2 gebildet wird.
Im B1-Direktkopplungsmodus ist das Schaltelement S1 auf Ein festgelegt, während ein Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus unterbrochen ist, während die Schaltelemente S2 bis S4 auf Aus festgelegt sind. Da die DC-Leistungsquelle B2 zwischen den Stromleitungen PL und GL nicht verbunden ist, ist die Ausgangsspannung VH mit der Spannung V[1] der DC-Leistungsquelle B1 vergleichbar [VH=V[1]). Im B1-Direktkopplungsmodus wird die DC-Leistungsquelle B2 nicht verwendet, wobei ein Zustand der elektrischen Trennung zwischen den Stromleitungen PL und GL aufrechterhalten wird. Wenn der B1-Direktkopplungsmodus im Zustand V[2]>V[1] angewendet wird, wird ein Kurzschlussstrom von der DC-Leistungsquelle B2 über das Schaltelement S1 und die Diode D3 zur DC-Leistungsquelle B1 produziert. Daher ist eine Bedingung V[1]>V[2] für die Anwendung des B1-Direktkopplungsmodus erforderlich.
Auf ähnliche Weise ist im B2-Direktkopplungsmodus das Schaltelement S3 auf Ein festgelegt, während ein Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus unterbrochen ist, während die Schaltelemente S1, S2 und S4 auf Aus festgelegt sind. Da die DC-Leistungsquelle B1 zwischen den Stromleitungen PL und GL nicht verbunden ist, ist die Ausgangsspannung VH mit der Spannung V[2] der DC-Leistungsquelle B2 vergleichbar (VH=V[2]). Im B2-Direktkopplungsmodus wird die DC-Leistungsquelle B1 nicht verwendet, wobei ein Zustand der elektrischen Trennung zwischen den Stromleitungen PL und GL aufrechterhalten wird. Wenn der B2-Direktkopplungsmodus im Zustand V[1]>V[2] angewendet wird, wird ein Kurzschlussstrom von der DC-Leistungsquelle B1 über die Diode D1 und das Schaltelement S3 zur DC-Leistungsquelle B2 produziert. Daher ist eine Bedingung V[2]>V[1] für die Anwendung des B2-Direktkopplungsmodus erforderlich.
Wenn V[1] und V[2] miteinander vergleichbar sind, kann auch ein „paralleler Direktkopplungsmodus“ ausgewählt werden, in dem ein Zustand aufrechterhalten wird, wo die DC-Leistungsquellen B1 und B2 elektrisch parallel zwischen den Stromleitungen PL und GL geschaltet sind. Im parallelen Direktkopplungsmodus sind die Schaltelemente S1 und S3 auf Ein festgelegt, während der Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus unterbrochen ist, während die Schaltelemente S2 und S4 auf Aus festgelegt sind. Somit ist die Ausgangsspannung VH vergleichbar mit V[1] und V[2]. Da ein Spannungsunterschied zwischen V[1] und V[2] einen Kurzschlussstrom an den DC-Leistungsquellen B1 und B2 erzeugt, kann der parallele Direktkopplungsmodus nur dann angewendet werden, wenn der Spannungsunterschied klein ist.
Ferner beinhaltet der Direktkopplungsmodus einen „seriellen Direktkopplungsmodus“, in dem ein Zustand aufrechterhalten wird, wo die DC-Leistungsquellen B1 und B2 elektrisch in Reihe zwischen den Stromleitungen PL und GL geschaltet sind. Im seriellen Direktkopplungsmodus sind die Schaltelemente S1 und S4 auf Aus festgelegt, während der Stromweg zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Ein ausgebildet ist. Somit ist die Ausgangsspannung VH mit der Summe der Spannungen V[1] und V[2] der DC-Leistungsquellen B1 und B2 vergleichbar (VH=V[1]+V[2]).
Da die Ausgangsspannung VH in jedem der Betriebsmodi, die im Direktkopplungsmodus enthalten sind, abhängig von den Spannungen V[1] und V[2] der DC-Leistungsquellen B1 und B2 bestimmt wird, kann die Ausgangsspannung nicht direkt gesteuert werden. Da die Ausgangsspannung daher nicht in jedem Betriebsmodus, der im Direktkopplungsmodus enthalten ist, auf eine Spannung eingestellt werden kann, die sich für einen Betrieb des Verbrauchers 30 eignet, kann ein Leistungsverlust im Verbraucher 30 steigen.
Da andererseits im Direktkopplungsmodus keines der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) ein- und ausgeschaltet wird, wird ein Leistungsverlust (ein Schaltverlust, der mit dem Ein- und Ausschalten einhergeht) in den Leistungswandlern 10 und 11 unterdrückt. Daher kann abhängig von einem Betriebszustand des Verbrauchers 30 ein Leistungsverlust im Leistungsversorgungssystem 5 als Ganzes durch die Anwendung des Direktkopplungsmodus unterdrückt werden, da ein Maß der Verringerung des Leistungsverlustes in den Leistungswandlern 10 und 11 größer ist als ein Maß der Zunahme des Leistungsverlustes im Verbraucher 30.
Somit können die Leistungswandler 10 und 11 die Ausgangsspannung VH steuern, während eine Mehrzahl von Betriebsmodi, die in 49 gezeigt sind, durch Umschalten eines Schaltmusters der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) selektiv angelegt wird.
In 49 entspricht der parallele Verstärkungsmodus dem „ersten Modus“ und der serielle Verstärkungsmodus entspricht dem „zweiten Modus“. Der B1-Verstärkungsmodus entspricht dem „dritten Modus“, der B2-Verstärkungsmodus entspricht dem „vierten Modus“, der B1-Direktkopplungsmodus entspricht dem „fünften Modus“ und der B2-Direktkopplungsmodus entspricht dem „sechsten Modus“. Der serielle Direktkopplungsmodus entspricht dem „siebten Modus“.
Es sei nochmals klargestellt, dass der Verbraucher 30 in der vorliegenden Ausführungsform von jeder Vorrichtung implementiert werden kann, solange die Vorrichtung mit einer Gleichspannung bzw. DC-Spannung (Ausgangsspannung VH) arbeitet. Das heißt, obwohl in der vorliegenden Ausführungsform ein Beispiel beschrieben worden ist, in dem der Verbraucher 30 so gestaltet ist, dass er einen Fahrmotor für ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug beinhaltet, ist die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht auf solch einen Verbraucher beschränkt.
Weitere Modifikation des Aufbaus des Leistungswandlers
In der vorliegenden Ausführungsform wurde ein Beispiel beschrieben, in dem jedes vom „ersten Halbleiterelement“ bis zum „vierte Halbleiterelement“ durch Paare aus Schaltelementen S1 bis S4 und antiparallelen Dioden D1 bis D4 implementiert wird. Außerdem wurde ein Beispiel gezeigt, in dem das „fünfte Halbleiterelement“ durch das Schaltelement S5, in dem keine antiparallele Diode vorgesehen ist (erste Ausführungsform), oder durch ein Paar Schaltelemente S5a und S5b zur Implementierung eines bidirektionalen Schalters implementiert wird. Das heißt, als Beispiel wurde ein Aufbau beschrieben, in dem jedes vom „ersten Halbleiterelement“ bis zum „fünften Halbleiterelement“ ein Schaltelement aufweist, das die Bildung (Ein) und die Unterbrechung (Aus) eines Stromwegs steuern kann. In einem solchen Aufbaubeispiel kann ein regeneratives Laden auf beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 angewendet werden.
Bei einem Aufbau, in dem nur eine oder gar keine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 regenerativ geladen wird, können jedoch manche von dem „ersten Halbleiterelement“ bis zum „vierten Halbleiterelement“ im Aufbau vereinfacht werden, indem entweder ein Schaltelement oder eine Diode weggelassen wird. Das heißt, im Prinzip ist auch ein solcher Aufbau möglich, dass nur manche vom „ersten Halbleiterelement“ bis zum „fünften Halbleiterelement“ Schaltelemente aufweisen.
Wenn beispielsweise die DC-Leistungsquelle B1 nicht regenerativ geladen wird, sondern nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet wird, kann ein Aufbau eines in 50 gezeigten Leistungswandlers 12a statt des in 1 gezeigten Leistungswandlers 10 verwendet werden.
Wie in 50 dargestellt ist, kann im Leistungswandler 12a im Vergleich zum Leistungswandler 10, der in 1 gezeigt ist, die Anordnung des Schaltelements S1 für die Steuerung der Regenerierung der DC-Leistungsquelle B1 weggelassen werden. Das heißt, das „erste Halbleiterelement“ zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL kann auch nur durch die Diode D1 implementiert werden. Auch im Leistungswandler 12a wird das Ein und Aus der Schaltelemente S2 bis S5 gemäß 12 (im parallelen Verstärkungsmodus), 35 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert. Ferner kann im Leistungswandler 12a die Diode D2, die hauptsächlich zum Sicherstellen eines Wegs für einen regenerativen Strom zur DC-Leistungsquelle B1 angeordnet ist, ebenfalls weggelassen werden.
Auf ähnliche Weise kann ein Aufbau eines in 51 gezeigten Leistungswandlers 13a verwendet werden, wenn die DC-Leistungsquelle B2 nicht regenerativ geladen wird, sondern nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet wird. Wie in 51 dargestellt ist, kann im Leistungswandler 13a im Vergleich zum Leistungswandler 10, der in 1 gezeigt ist, die Anordnung des Schaltelements S3 für die Steuerung der Regenerierung der DC-Leistungsquelle B2 weggelassen werden. Das heißt, das „dritte Halbleiterelement“ zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL kann auch nur durch die Diode D3 implementiert werden. Auch im Leistungswandler 13a wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1, S2, S4 und S5 gemäß 12 (im parallelen Verstärkungsmodus), 35 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert. Ferner kann im Leistungswandler 13a die Diode D4, die hauptsächlich zum Sicherstellen eines Wegs für einen regenerativen Strom zur DC-Leistungsquelle B2 angeordnet ist, ebenfalls weggelassen werden.
Wenn keine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 regenerativ geladen wird, sondern diese nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet werden, kann ferner ein Aufbau eines Leistungswandlers 14a, der in 52 gezeigt ist, verwendet werden. Wie in 52 dargestellt ist, kann im Leistungswandler 14a im Vergleich zum Leistungswandler 10, der in 1 gezeigt ist, die Anordnung der Schaltelemente S1 und S3 für die Steuerung der Regenerierung der DC-Leistungsquellen B1 und B2 weggelassen werden. Das heißt, das „erste Halbleiterelement“ zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL kann auch nur durch die Diode D1 implementiert werden, und das „dritte Halbleiterelement“ zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL kann auch nur durch die Diode D3 implementiert werden. Auch im Leistungswandler 14a wird das Ein und Aus der Schaltelemente S2, S4 und S5 gemäß 12 (im parallelen Verstärkungsmodus), 35 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert. Ferner können im Leistungswandler 14a die Dioden D2 und D4, die hauptsächlich zum Sicherstellen eines Wegs für einen regenerativen Strom zu den DC-Leistungsquellen B1 und B2 angeordnet sind, ebenfalls weggelassen werden.
Wenn auch nur eine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 im Leistungswandler 11 in 43 im seriellen Verstärkungsmodus nicht regeneriert werden kann, ist ein Betrieb auf einen Leistungsfahrbetrieb beschränkt, und somit ist es nicht nötig, das Schaltelement S5b vorzusehen.
Auch im parallelen Verstärkungsmodus wird beispielsweise dann, wenn keine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 regeneriert werden kann und ein Betrieb auf den Leistungsfahrbetrieb beschränkt ist, wie aus 25 hervorgeht, kein Strom in Richtung des Durchflusses durch das Schaltelement S5b produziert. Alternativ dazu fließt kein Strom durch das Schaltelement S5, sobald nur eine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 nicht regeneriert werden kann, und es wird der Fahrbetrieb durchgeführt, wie unter Bezugnahme auf 28 beschrieben wurde. Wie in 49 gezeigt ist, fließt in keinem vom B1-Verstärkungsmodus, B2-Verstärkungsmodus, B1-Direktkopplungsmodus und B2-Direktkopplungsmodus ein Strom durch das Schaltelement S5 (die Schaltelemente S5a und S5b).
Wenn auch nur eine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 in dem Schaltungsaufbau (43) in der dritten Ausführungsform nicht regenerativ geladen wird, ist daher der Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 nicht ständig erforderlich, und es ist nicht nötig, das Schaltelement S5b und die Diode D5b vorzusehen. Das heißt, das „fünfte Halbleiterelement“ kann auch so aufgebaut sein, dass es nur eine Funktion zum Ein- und Ausschalten eines Stromwegs vom Knoten N1 und N2 aufweist.
Wenn die DC-Leistungsquelle B1 nicht regenerativ geladen wird, sondern nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet wird, kann daher auch ein Aufbau eines in 53 gezeigten Leistungswandlers 12b statt des in 43 gezeigten Leistungswandlers 11 verwendet werden.
Wie in 53 dargestellt ist, sind im Leistungswandler 12b im Vergleich zum Leistungswandler 12a, der in 50 gezeigt ist, das Schaltelement S5a und die Diode D5a zum Steuern der Bildung/Unterbrechung eines Stromwegs vom Knoten N1 zum Knoten N2 anstelle des Schaltelements S5 angeordnet. Das heißt, im Leistungswandler 12b ist im Vergleich zu dem Aufbau des Leistungswandlers 11, der in 43 gezeigt ist, eine Anordnung des Schaltelements S1 zum Steuern der Regenerierung der DC-Leistungsquelle B1 weggelassen und das Schaltelement S5b und die Diode D5b für das „fünfte Halbleiterelement“ sind weggelassen. Die Diode D2 kann ebenfalls weggelassen werden, wie im Leistungswandler 12a (50). Auch im Leistungswandler 12b wird das Ein und Aus der Schaltelemente S2 bis S4 und S5a gemäß 47 (im parallelen Verstärkungsmodus), 44 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert.
Wenn die DC-Leistungsquelle B2 nicht regenerativ geladen wird, sondern nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet wird, kann auch ein Aufbau eines in 54 gezeigten Leistungswandlers 13b statt des in 43 gezeigten Leistungswandlers 11 verwendet werden.
Wie in 54 dargestellt ist, sind im Leistungswandler 13b im Vergleich zum Leistungswandler 13a, der in 51 gezeigt ist, das Schaltelement S5a und die Diode D5a zum Steuern der Bildung/Unterbrechung eines Stromwegs vom Knoten N1 zum Knoten N2 anstelle des Schaltelements S5 angeordnet. Das heißt, im Leistungswandler 13b ist im Vergleich zu dem Aufbau des Leistungswandlers 11, der in 43 gezeigt ist, eine Anordnung des Schaltelements S3 zum Steuern der Regenerierung der DC-Leistungsquelle B2 weggelassen und das Schaltelement S5b und die Diode D5b für das „fünfte Halbleiterelement“ sind weggelassen. Die Diode D4 kann ebenfalls weggelassen werden, wie im Leistungswandler 13a (51). Auch im Leistungswandler 13b wird das Ein und Aus der Schaltelemente S1, S2, S4 und S5a gemäß 47 (im parallelen Verstärkungsmodus), 44 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert.
Auf ähnliche Weise kann auch ein Aufbau eines in 55 gezeigten Leistungswandlers 14b statt des in 43 gezeigten Leistungswandlers 11 verwendet werden, wenn keine von den DC-Leistungsquellen B1 und B2 regenerativ geladen wird, sondern diese nur zum Entladen (zum leistungsverbrauchenden Fahren) verwendet werden.
Wie in 55 dargestellt ist, sind im Leistungswandler 14b im Vergleich zum Leistungswandler 14a, der in 52 gezeigt ist, das Schaltelement S5a und die Diode D5a zum Steuern der Bildung/Unterbrechung eines Stromwegs vom Knoten N1 zum Knoten N2 anstelle des Schaltelements S5 angeordnet. Das heißt, im Leistungswandler 14b ist im Vergleich zu dem Aufbau des Leistungswandlers 11, der in 43 gezeigt ist, eine Anordnung der Schaltelemente S1 und S3 zum Steuern der Regenerierung der DC-Leistungsquellen B1 und B2 weggelassen und das Schaltelement S5b und die Diode D5b für das „fünfte Halbleiterelement“ sind weggelassen. Die Dioden D2 und D4 können ebenfalls weggelassen werden, wie im Leistungswandler 14a (52). Auch im Leistungswandler 14b wird das Ein und Aus der Schaltelemente S2, S4 und S5a gemäß 47 (im parallelen Verstärkungsmodus), 44 (im seriellen Verstärkungsmodus) oder 49 (in anderen Modi) gesteuert.
Der Leistungswandler 14b (55), der keine der DC-Leistungsquellen B1 und B2 regenerativ lädt, ist so aufgebaut, dass das „erste Halbleiterelement“ von der Diode D1 implementiert wird, das „zweite Halbleiterelement“ vom Schaltelement S2 implementiert wird, das „dritte Halbleiterelement“ von der Diode D3 implementiert wird, das „vierte Halbleiterelement“ vom Schaltelement S4 implementiert wird, und ferner das „fünfte Halbleiterelement“ nur die Funktion hat, zumindest einen Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 ein- und auszuschalten. Dieser Aufbau entspricht einem minimalen Aufbau, der notwendig ist, um durch Umschalten zwischen einer Mehrzahl von Betriebsmodi die DC-Leistungswandlung (DC/DC-Wandlung) zwischen den DC-Leistungsquellen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL durchzuführen. Im Leistungswandler 14a in 52 ist das „fünfte Halbleiterelement“ so aufgebaut, dass es funktionell in der Lage ist, zusätzlich zu einem Stromweg vom Knoten N1 zum Knoten N2 auch einen Stromweg vom Knoten N2 zum Knoten N1 gemeinsam ein- und auszuschalten.
Dadurch, dass das Schaltelement S1 im „ersten Halbleiterelement“ im Aufbau des Leistungswandlers 14a (52) und des Leistungswandlers 14b (55) zusätzlich vorgesehen ist, kann die DC-Leistungsquelle B1 regenerativ geladen werden (51 und 54). Wie auch in 51 und 54 gezeigt ist, ist die Diode D2 in diesem Fall vorzugsweise antiparallel zum Schaltelement S2 geschaltet. Dadurch, dass das Schaltelement S3 im „dritten Halbleiterelement“ im Aufbau des Leistungswandlers 14a (52) und des Leistungswandlers 14b (55) zusätzlich vorgesehen ist, kann die DC-Leistungsquelle B2 regenerativ geladen werden (50 und 53). Wie auch in 50 und 53 gezeigt ist, ist die Diode D4 in diesem Fall vorzugsweise antiparallel zum Schaltelement S4 geschaltet.
Die Steuerung zum Umschalten eines Schaltmusters gemäß der Modifikation der dritten Ausführungsform auf Basis einer Temperatur des Schaltelements S5 oder S5a kann auch auf die in 50 bis 55 gezeigten Leistungswandler 12a, 12b, 13a, 13b, 14a und 14b angewendet werden.
Durch Implementieren von jedem vom „ersten Halbleiterelement“ bis zum „vierten Halbleiterelement“ mit einem Satz aus einem Schaltelement und einer Diode und dadurch, dass das „fünfte Halbleiterelement“ vorhanden ist, das die Funktion hat, einen bidirektionalen Strom (einen Strom vom Knoten N1 zum Knoten N2 und einen Strom vom Knoten N2 zum Knoten N1) zu unterbrechen, wie im Leistungswandler 10 (1) oder im Leistungswandler 11 (43), kann ein regeneratives Laden auf beide DC-Leistungsquellen B1 und B2 erzielt werden.
Obwohl in der vorliegenden Ausführungsform die Schaltungsbeziehung der Schaltelemente S1 bis S5 (SB5) und Drosselspulen L1 und L2 im Aufbau der Leistungswandler 10 und 11 dargestellt und beschrieben worden sind, sollen dadurch Bestandteile der Leistungswandler 10 und 11 nicht auf diese Elemente beschränkt werden. Das heißt, in der vorliegenden Ausführungsform umfasst die Beschreibung, dass die Bestandteile miteinander „elektrisch verbunden bzw. verschaltet“ sind, die Tatsache, dass auch andere Schaltungselemente oder Anschlussklemmen zwischen den Bestandteilen vorhanden sind und dass die elektrische Verbindung zwischen Elementen über andere Schaltungselemente sichergestellt ist.
Wenn zum Beispiel der in 1 oder 43 als Beispiel dargestellte Aufbau so gestaltet ist, dass ein Schaltungsabschnitt (Schaltelemente S3 bis S5, Dioden D3 und D4, Drosselspule L2 und DC-Leistungsquelle B2), der in einer allgemeinen Hochsetzstellerschaltung bleibt, die aus der DC-Leistungsquelle B1, der Drosselspule L1, den Schaltelementen S1 und S2 sowie den Dioden D1 und D2 besteht, als separate Einheit gestaltet ist und die Einheit über eine Anschlussklemme elektrisch mit der Hochsetzstellerschaltung verbunden ist, sind der Leistungswandler und das Leistungsversorgungssystem gemäß der vorliegenden Ausführungsform auch implementiert, solange eine elektrische Schaltungsbeziehung zwischen den dargestellten Schaltungselementen die gleiche ist.
Es sei klargestellt, dass die hierin offenbarten Ausführungsformen der Erläuterung dienen, aber in keiner Hinsicht eine Beschränkung darstellen sollen. Der Umfang der vorliegenden Erfindung wird durch die Ansprüche und nicht durch die obige Beschreibung definiert und soll alle Modifikationen innerhalb der Bedeutung und des Umfangs einschließen, die den Formulierungen der Ansprüche äquivalent sind.
Bezugszeichenliste

5: Leistungsversorgungssystem;
10, 11, 12a, 12b, 13a, 13b, 14a, 14b: Leistungswandler;
10#: Leistungswandler (Vergleichsbeispiel);
30: Verbraucher;
32: Gleichrichter;
35: Motor-Generator;
36: Antriebsstrang;
37: Antriebsrad;
100: Steuervorrichtung;
101,102, 111-118, 121-126, 201-203: Stromweg;
211, 212, 213a, 213b: Stromweg (Rückflussweg);
250, 251: Wandlersteuereinheit;
252, 254: Subtraktionsabschnitt;
210, 220, 225: Regeleinrichtung;
230: Steuereinheit;
240: Trägerwellenerzeugungsabschnitt;
B1, B2: DC-Leistungsquelle;
CH: Glättungskondensator;
CHP: Hochsetzstellerschaltung;
CW, CW1, CW2: Trägerwelle;
D1-D4: antiparallele Diode;
DT, DT1, DT2: Tastverhältnis;
GL, PL: Stromleitung;
GND: Massenspannung;
IL, IL1, IL2: Drosselspulenstrom;
L, L1, L2: Drosselspule;
N1, N2: Knoten;
Pls1-Pls3: Leitungsverlust;
Q1-Q4, S1-S4, S5a, S5b: Halbleiterleistungsschaltelement;
SB5: Halbleiterleistungsschaltelement (bidirektionaler Schalter);
SD, SD1, SD2: Steuerimpulssignal;
SG1-SG5: Steuersignal;
T0, T1, T2, T3: Zeit;
Tx: Bestimmungstemperatur;
VH: Ausgangsspannung;
VH*: Spannungsbefehlswert.

Claims

Leistungsversorgungssystem (5) zum Steuern einer Gleichspannung zwischen einer ersten Stromleitung (PL) auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung (GL) auf einer Niederspannungsseite, aufweisend: eine erste DC-Leistungsquelle (B1); eine zweite DC-Leistungsquelle (B2); einen Leistungswandler (10) zum Ausführen einer Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten Gleichspannungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL); und eine Steuervorrichtung (100) zum Steuern eines Betriebs des Leistungswandlers (10), wobei der Leistungswandler (10) aufweist: ein erstes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die erste Stromleitung (PL) und einen ersten Knoten (N1) geschaltet ist, eine erste Drosselspule (L1), die in Reihe mit der ersten DC-Leistungsquelle (B1) elektrisch zwischen den ersten Knoten (N1) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist, ein zweites Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die zweite Stromleitung (GL) und den ersten Knoten (N1) geschaltet ist, eine zweite Drosselspule (L2), die in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) elektrisch zwischen einen zweiten Knoten (N2) und die erste Stromleitung (PL) geschaltet ist, ein drittes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen den zweiten Knoten (N2) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist, ein viertes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen die erste Stromleitung (PL) und den zweiten Knoten (N2) geschaltet ist, und ein fünftes Halbleiterelement, das elektrisch zwischen den ersten Knoten (N1) und den zweiten Knoten (N2) geschaltet ist, wobei zumindest manche Halbleiterelemente von den ersten bis fünften Halbleiterelementen jeweils ein Schaltelement aufweisen, das dafür ausgelegt ist, ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung eine Bildung und eine Unterbrechung eines Stromwegs zu steuern, wobei diese manche Halbleiterelemente das zweite, vierte und fünfte Halbleiterelement umfassen, wobei die Steuervorrichtung (100), wenn der Leistungswandler (10) eine Ausführung einer parallelen Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) betreibt, (i) das Ein und Aus des Schaltelements (S2) im zweiten Halbleiterelement zum Steuern einer Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsquelle (B1) steuert, und (ii) das Ein und Aus des Schaltelements (S4) im vierten Halbleiterelement zum Steuern einer Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) steuert, wobei, wenn das Schaltelement (S1) im ersten Halbleiterelement beinhaltet ist, die Schaltelemente (S1, S2) im ersten und zweiten Halbleiterelement komplementär zueinander ein und aus geschalten werden, wobei, wenn das Schaltelement (S3) im dritten Halbleiterelement beinhaltet ist, die Schaltelemente (S3, S4) im dritten und vierten Halbleiterelement komplementär zueinander ein und aus geschalten werden, wobei im fünften Halbleiterelement während eines Zeitraums, in dem der Stromweg in sowohl dem ersten als auch dem dritten Halbleiterelement ausgebildet ist, zumindest ein Stromweg vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) nicht ausgebildet wird, während während eines Zeitraums, in dem der Stromweg in sowohl dem zweiten als auch dem vierten Halbleiterelement ausgebildet ist, zumindest ein Stromweg vom zweiten Knoten (N2) zum ersten Knoten (N1) nicht ausgebildet wird, und wobei, wenn der erste Knoten (N1) und der zweite Knoten (N2) durch eines der Schaltelemente (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement verbunden sind, ein erstes Muster, in dem die Schaltelemente (S2, S3) im zweiten und dritten Halbleiterelement eingeschaltet sind, oder ein zweites Muster, in dem die Schaltelemente (S1, S4) im ersten und vierten Halbleiterelement eingeschaltet sind, ausgewählt ist.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei jedes von den ersten bis vierten Halbleiterelementen aufweist: das Schaltelement (S1, S2, S3, S4) zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem der Stromweg ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf das Signal von der Steuervorrichtung (100), und eine Diode (D1, D2, D3, D4), die antiparallel zum Schaltelement (S1, S2, S3, S4) geschaltet ist, zum Ausbilden eines Stromwegs während einer Vorspannung in einer Durchlassrichtung, und wobei das fünfte Halbleiterelement das Schaltelement (S5) aufweist, zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem ein Stromweg zwischen dem ersten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung (100).
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei jedes von den ersten bis vierten Halbleiterelementen aufweist: das Schaltelement (S1, S2, S3, S4) zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem der Stromweg ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf das Signal von der Steuervorrichtung (100), und eine Diode (D1, D2, D3, D4), die antiparallel zum Schaltelement (S1, S2, S3, S4) geschaltet ist, zum Ausbilden eines Stromwegs während einer Vorspannung in einer Durchlassrichtung, und wobei das fünfte Halbleiterelement aufweist: ein erstes Hilfs-Schaltelement zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem ein Stromweg vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) zwischen dem ersten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung (100), und ein zweites Hilfs-Schaltelement zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem ein Stromweg vom zweiten Knoten (N2) zum ersten Knoten (N1) zwischen dem ersten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf ein Signal von der Steuervorrichtung (100).
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei das Schaltelement zum selektiven Ausbilden eines Ein-Zustands, in dem der Stromweg ausgebildet ist, und eines Aus-Zustands, in dem der Stromweg unterbrochen ist, ansprechend auf das Signal von der Steuervorrichtung (100), sowohl im zweiten als auch im vierten Halbleiterelement vorgesehen ist, eine Diode (D1), die so geschaltet ist, dass sie eine Richtung vom ersten Knoten (N1) zur ersten Stromleitung (PL) als Durchlassrichtung aufweist, und eine Diode (D3), die so geschaltet ist, dass sie eine Richtung von der zweiten Stromleitung (GL) zum zweiten Knoten (N2) als Durchlassrichtung aufweist, im ersten und im dritten Halbleiterelement vorgesehen sind, und das Schaltelement (S5) zum Steuern der Ausbildung und der Unterbrechung von zumindest dem Stromweg vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) im fünften Halbleiterelement vorgesehen ist.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 4, wobei das Schaltelement (S1, S3), das parallel zur Diode (D1, D3) geschaltet ist, ferner in irgendeinem vom ersten und vom dritten Halbleiterelement vorgesehen ist und das Schaltelement (S1, S3) ansprechend auf das Signal von der Steuervorrichtung (100) selektiv den Ein- Zustand und den Aus-Zustand bildet.
Leistungsversorgungssystem nach einem der Ansprüche 1-5, wobei der Leistungswandler (10) zum Umschalten zwischen einer Mehrzahl von Betriebsmodi dient, die sich in der Art der Gleichspannungswandlung unterscheiden, durch Umschalten einer Art und Weise einer Ein/Aus-Steuerung des Schaltelements durch die Steuervorrichtung (100), die Mehrzahl von Betriebsmodi einen ersten Modus beinhaltet, zur parallelen Ausführung einer Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL), und einen zweiten Modus beinhaltet, zur Ausführung einer Gleichspannungswandlung zwischen der ersten (B1) und der zweiten DC-Leistungsquelle (B2), die in Reihe geschaltet sind, und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL), und die Steuervorrichtung (100) im zweiten Modus das Ein und Aus von jedem der Schaltelemente so steuert, dass ein erster Zeitraum und ein zweiter Zeitraum abwechselnd geschaffen werden, wobei die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und vierten Halbleiterelement im ersten Zeitraum auf den Ein-Zustand eingestellt werden, und die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und im vierten Halbleiterelement im zweiten Zeitraum auf den Aus-Zustand eingestellt werden und ein Stromweg durch das fünfte Halbleiterelement zwischen dem ersten (N1) und dem zweiten Knoten (N2) ausgebildet wird.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 6, wobei die Steuervorrichtung (100) im ersten Modus eine Phasendifferenz zwischen einer ersten Trägerwelle, die für eine erste Pulsweitenmodulationssteuerung zum Steuern einer Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsquelle (B1) verwendet wird, und einer zweiten Trägerwelle, die für eine zweite Pulsweitenmodulationssteuerung zum Steuern einer Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) verwendet wird, gemäß dem Ausgangstastverhältnis von der ersten DC-Leistungsquelle (B1) und dem Ausgangstastverhältnis von der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) variiert und die Bildung und die Unterbrechung des Stromwegs durch die einzelnen Schaltelemente auf Basis eines ersten Steuerimpulssignals, das in der ersten Pulsweitenmodulationssteuerung erhalten wird, und eines zweiten Steuersignals, das in der zweiten Pulsweitenmodulationssteuerung erhalten wird, steuert.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 7, wobei die Steuervorrichtung (100) die Phasendifferenz im ersten Modus so anpasst, dass ein Wendepunkt eines Stroms der ersten Drosselspule (L1) und ein Wendepunkt eines Stroms der zweiten Drosselspule (L2) zeitgleich sind.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 6, wobei die Mehrzahl von Betriebsmodi ferner beinhaltet: einen dritten Modus, in dem eine Gleichspannungswandlung zwischen der ersten DC-Leistungsquelle (B1) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) ausgeführt wird und ein Zustand einer elektrischen Trennung der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) aufrechterhalten wird, und einen vierten Modus, in dem eine Gleichspannungswandlung zwischen der zweiten DC-Leistungsquelle (B2) und der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) ausgeführt wird und ein Zustand einer elektrischen Trennung der ersten DC-Leistungsquelle (B1) zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) aufrechterhalten wird, und wobei die Steuervorrichtung (100) im dritten Modus die Gleichspannung zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) durch Halten der Schaltelemente (S3, S4, S5) im dritten, vierten und fünften Halbleiterelement im Aus-Zustand und durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente (S1, S2) im ersten und im zweiten Halbleiterelement steuert, und im vierten Modus die Gleichspannung zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) durch Halten der Schaltelemente (S1, S2, S5) im ersten, zweiten und fünften Halbleiterelement im Aus-Zustand und durch Ein- und Aus-Steuern der Schaltelemente (S3, S4) im dritten und vierten Halbleiterelement steuert.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 6 oder 9, wobei die Mehrzahl von Betriebsmodi ferner beinhaltet: einen fünften Modus, in dem ein Zustand, wo die erste DC-Leistungsquelle (B1) elektrisch zwischen die erste (PL) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist und die zweite DC-Leistungsquelle (B2) zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) elektrisch getrennt ist, aufrechterhalten wird, einen sechsten Modus, in dem ein Zustand, wo die zweite DC-Leistungsquelle (B2) elektrisch zwischen die erste (PL) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet ist und die erste DC-Leistungsquelle (B1) zwischen der ersten (PL) und der zweiten Stromleitung (GL) elektrisch getrennt ist, aufrechterhalten wird, und einen siebten Modus, in dem ein Zustand, wo die erste (B1) und die zweite DC-Leistungsquelle (B2) elektrisch in Reihe zwischen die erste (PL) und die zweite Stromleitung (GL) geschaltet sind, aufrechterhalten wird.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 6, wobei die Steuervorrichtung (100) im ersten Modus das Schaltelement (S5) im fünften Halbleiterelement auf Aus festlegt und das Ein und Aus der Schaltelemente (S1, S2, S3, S4) in den ersten bis vierten Halbleiterelementen steuert, wenn eine Temperatur des fünften Halbleiterelements höher ist als eine vorgeschriebene Entscheidungstemperatur, und das Ein und Aus der Schaltelemente (S1, S2, S3, S4, S5) in den ersten bis fünften Halbleiterelementen steuert, wenn eine Temperatur des fünften Halbleiterelements niedriger ist als die Entscheidungstemperatur.