DE102018107177A1

DE102018107177A1 - Resonanzgatetreiber für Hybridantrieb mit einer einzelnen Versorgung

Info

Publication number: DE102018107177A1
Application number: DE102018107177.9A
Authority: DE
Inventors: Shuitao Yang; Yan Zhou; Lihua Chen; Fan Xu
Original assignee: Ford Global Technologies LLC
Current assignee: Ford Global Technologies LLC
Priority date: 2017-03-29
Filing date: 2018-03-26
Publication date: 2018-10-04
Also published as: CN108696107A; US10500959B2; CN108696107B; US20180287601A1

Abstract

Ein Gatetreiber einer Leistungsvorrichtung beinhaltet einen Induktor und eine Versorgung. Der Induktor ist dazu ausgelegt, während eines Übergangszeitraums der Leistungsvorrichtung ein Potential an einem Gate in ein Feld und das Feld in ein entgegengesetztes Potential umzuwandeln, um das Gate umzuschalten und einen Floating-Kondensator auf das entgegengesetzte Potential zu laden, wenn ein Überschussfeld kollabiert. Die Versorgung ist dazu ausgelegt, das Gate während eines Nicht-Übergangszeitraums bei dem Potential zu erhalten und das Überschussfeld zu erzeugen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Anmeldung betrifft im Allgemeinen einen Gatetreiber für einen Festkörperschalter, in dem eine Resonanzschaltung Energie zwischen einem Induktor und einem Gate zurückführt, um Gateschaltverluste zu reduzieren.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrifizierte Fahrzeuge, einschließlich Hybridelektrofahrzeuge (Hybrid-Electric Vehicles - HEVs), Plug-in-Hybridelektrofahrzeuge (Plugin Hybrid Electric Vehicles - PHEVs) und Batterieelektrofahrzeuge (Battery Electric Vehicles - BEVs), sind davon abhängig, dass eine Traktionsbatterie einem Traktionsmotor Leistung zum Vortrieb bereitstellt und ein Leistungswechselrichter dazwischen Gleichstromleistung (Direct Current - DC) in Wechselstromleistung (Alternating Current - AC) umwandelt. Der typische AC-Fahrmotor ist ein 3-Phasen-Motor, der durch 3 Sinussignale angetrieben werden kann, die jeweils mit einer Phasenverschiebung von 120 Grad erzeugt werden. Die Traktionsbatterie ist dazu ausgelegt, in einem bestimmten Spannungsbereich zu arbeiten und einen Spitzenstrom bereitzustellen. Die Traktionsbatterie wird alternativ als Hochspannungsbatterie bezeichnet. Eine verbesserte Leistung elektrischer Maschinen kann durch Betreiben mit einer anderen Spannung als der Traktionsbatteriespannung, wie etwa Spannungen, die größer als die Traktionsbatteriespannung sind, erreicht werden. Ferner können viele elektrifizierte Fahrzeuge einen Gleichspannungswandler beinhalten, der auch als variabler Spannungswandler (Variable Voltage Converter - VVC) bezeichnet wird, um die Spannung der Traktionsbatterie auf einen Betriebsspannungspegel der elektrischen Maschine umzuwandeln. Aufgrund der Spannungs-, Strom- und Schaltanforderungen wird üblicherweise ein Festkörperschalter, wie zum Beispiel ein Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (Insulated Gate Bipolar junction Transistor - IGBT) verwendet, um die Signale in dem Leistungswechselrichter und dem VVC zu erzeugen.
KURZDARSTELLUNG
Ein Gatetreiber einer Leistungsvorrichtung beinhaltet einen Induktor und eine Versorgung. Der Induktor ist dazu ausgelegt, während eines Übergangszeitraums der Leistungsvorrichtung ein Potential an einem Gate in ein Feld und das Feld in ein entgegengesetztes Potential umzuwandeln, um das Gate umzuschalten und einen Floating-Kondensator auf das entgegengesetzte Potential zu laden, wenn ein Überschussfeld kollabiert. Die Versorgung ist dazu ausgelegt, das Gate während eines Nicht-Übergangszeitraums bei dem Potential zu erhalten und das Überschussfeld zu erzeugen.
Ein Verfahren zum Rückführen einer Gateladung während des Umstellens eines Leistungsschalters für einen Fahrzeugantriebsstrang durch einen Gatetreiber während des Einschaltens beinhaltet Induzieren eines Felds in einem Induktor über eine negative Ladung auf einem Gate des Leistungsschalters, Umwandeln des Felds in eine positive Ladung, Strömen der positiven Ladung auf das Gate und die überschüssige Ladung zu einem Floating-Kondensator, und Einrasten der positiven Ladung an dem Gate über den Floating-Kondensator.
Ein Gatetreiber einer Leistungsvorrichtung beinhaltet eine Resonanzschaltung mit einem Induktor. Die Resonanzschaltung ist dazu ausgelegt, eine Ladung während des Abschaltens durch Induzieren eines ersten Felds basierend auf einer positiven Ladung von einem Gate der Leistungsvorrichtung, die durch ein positives Potential einer Versorgung verursacht wird, zurückzuführen, und als Reaktion auf die Umkehrung einer Spannung über dem Induktor das erste Feld zu kollabieren, um eine Ladung aus dem Gate und zu einem Floating-Kondensator zu ziehen.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm eines Hybridfahrzeugs, das typische Komponenten zur Kraftübertragung und Energiespeicherung mit einem Wandler für variable Spannungen und Leistungswechselrichter dazwischen veranschaulicht.
2 ist ein schematisches Diagramm eines Wandlers für variable Spannungen in einem Fahrzeug, der eine Bypassdiode beinhaltet.
3 ist ein schematisches Diagramm eines Wechselrichters für elektrische Maschinen eines Fahrzeugs.
4 ist ein schematisches Diagramm einer typischen Gateantriebsschaltung für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode.
5 ist eine grafische Darstellung eines Spannungsprofils einer Gatespannung in Bezug auf eine Ladung während des Einschaltens eines Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode.
6 ist ein schematisches Diagramm einer Resonanzgateantriebsschaltung für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode, die eine einzelne niederspannungsseitige Leistungsversorgung aufweist.
7 ist ein schematisches Diagramm einer Resonanzgateantriebsschaltung für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode, die eine einzelne hochspannungsseitige Leistungsversorgung aufweist.
8 ist ein grafisches Diagramm der Betriebseigenschaften einer Resonanzgateantriebsschaltung für eine Leistungsvorrichtung in Bezug auf die Zeit.
9 ist ein Ablaufdiagramm für ein spannungsausgeglichenes Steuersystem für einen Floating-Kondensator.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Hier werden Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich Beispiele sind und andere Ausführungsformen verschiedene und alternative Formen annehmen können. Die Figuren sind nicht zwingend maßstabsgetreu; einige Merkmale können vergrößert oder verkleinert dargestellt sein, um Details bestimmter Komponenten zu zeigen. Demnach sind hierin offenbarte spezifische strukturelle und funktionelle Einzelheiten nicht als einschränkend auszulegen, sondern lediglich als repräsentative Grundlage, um einen Fachmann eine vielfältige Verwendung der vorliegenden Erfindung zu lehren. Für einen Durchschnittsfachmann versteht es sich, dass verschiedene Merkmale, die in Bezug auf jegliche der Figuren veranschaulicht und beschrieben sind, mit Merkmalen kombiniert werden können, welche in einer oder mehreren anderen Figuren veranschaulicht sind, um Ausführungsformen zu erzeugen, welche nicht explizit veranschaulicht oder beschrieben sind. Die Kombinationen aus veranschaulichten Merkmalen stellen repräsentative Ausführungsformen für typische Anwendungen bereit. Unterschiedliche Kombinationen und Modifikationen der Merkmale, die mit den Lehren dieser Offenbarung vereinbar sind, können jedoch für bestimmte Anwendungen oder Umsetzungen erwünscht sein.
Im Allgemeinen werden Festkörpervorrichtungen (Solid State Devices - SSD), wie etwa Bipolartransistoren mit isolierter Gateelektrode (IGBTs), Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFETs) oder Bipolartransistoren (Bipolar Junction Transistors - BJTs) häufig in einer Vielzahl von Automobil- und Industrieanwendungen verwendet, wie etwa in Elektromotorantrieben, Leistungswechselrichtern, DC/DC-Wandlern und Leistungsmodulen. Der Betrieb eines IGBT und eines MOSFET ist spannungsgesteuert, wobei der Betrieb auf einer Spannung basiert, die an ein Gate des IGBT oder MOSFET angelegt wird, während der Betrieb eines BJT stromgesteuert ist, wobei der Betrieb auf einem Strom basiert, der an eine Basis des BJT angelegt wird. Hier wird die Verwendung eines IGBT erläutert, die Struktur und die Verfahren können jedoch auf andere SSDs anwendbar sein, zum Beispiel eine isolierte Gate-SSD beinhaltet sowohl einen IGBT wie auch einen MOSFET. Der Betrieb eines IGBT wird durch eine Gatespannung, die durch einen Gatetreiber zugeführt wird, gesteuert. Herkömmliche Gatetreiber basieren üblicherweise auf einer Spannung, die größer als eine Schwellenspannung ist, die mit einem strombegrenzenden Widerstand an das IGBT-Gate angelegt wird, der üblicherweise aus einer schaltbaren Spannungsquelle und einem Gatewiderstand besteht. Ein geringer Gatewiderstand würde zu einer schnellen Schaltgeschwindigkeit und geringem Schaltverlust führen, kann aber auch höhere Belastungen der Halbleitervorrichtungen bewirken, z. B. übermäßige Spannungsbelastungen. Daher ist der Gatewiderstand ausgewählt, um einen Kompromiss zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen anzustreben. Wenn ein IGBT ausgeschaltet wird, reduziert der Gatewiderstand den Strom, der vom Gate strömt, und erhöht dadurch eine Abschaltzeit des IGBT. Der IGBT kann während des Einschaltens und des Abschaltens ebenfalls keine gleichen Verluste aufweisen, daher kann ein Gatetreiber verwendet werden, der einen Einschaltwiderstand bereitstellt, der sich von dem Abschaltwiderstand unterscheidet.
Wenn Schaltverluste einer Schaltung eines xEV, wie etwa eines HEV, PHEV oder BEV, berücksichtigt werden, ist in der Regel ein Großteil der Schaltverluste auf die leistungsseitigen Übergänge zurückzuführen. Die leistungsseitigen Übergänge beinhalten einen Einschaltübergang, bei dem ein IGBT von einer offenen Schaltung zu einem leitenden Zustand zwischen einem Emitter und einem Kollektor des IGBT übergeht, oder einen Abschaltübergang, bei dem der IGBT von einem leitenden Zustand zu einer offenen Schaltung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des IGBT übergeht. Hier wird eine Schaltung vorgestellt, die Schaltverluste auf der Steuerseite eines Leistungsschalters über eine Resonanzschaltung, die Pull-down-Energie als Pull-up-Energie während der Übergänge zwischen Abschalten und Einschalten zurückführt, reduziert. Die Schaltung ist dazu ausgelegt, außerdem Pull-up-Energie als Pull-down-Energie während der Übergänge zwischen Einschalten und Abschalten zurückzuführen.
1 zeigt ein elektrifiziertes Fahrzeug 112, das als Plug-in-Hybridelektrofahrzeug (Plug-in Hybrid Electric Vehicle - PHEV) bezeichnet werden kann. Ein Plug-in-Hybridelektrofahrzeug 112 kann eine oder mehrere elektrische Maschinen 114 umfassen, die mechanisch an ein Hybridgetriebe 116 gekoppelt sind. Die elektrischen Maschinen 114 können dazu in der Lage sein, als Elektromotor oder Generator zu arbeiten. Außerdem ist das Hybridgetriebe 116 mechanisch an einen Motor 118 gekoppelt. Das Hybridgetriebe 116 ist zudem mechanisch an eine Antriebswelle 120 gekoppelt, die mechanisch an die Räder 122 gekoppelt ist. Die elektrischen Maschinen 114 können Vortriebs- und Abbremsfähigkeit bereitstellen, wenn der Motor 118 an- oder ausgeschaltet wird. Die elektrischen Maschinen 114 können zudem als Generatoren fungieren und können Kraftstoffeffizienzvorteile durch Zurückgewinnen von Energie bereitstellen, die normalerweise in einem Reibungsbremssystem als Wärme verloren gehen würde. Die elektrischen Maschinen 114 können zudem Fahrzeugemissionen reduzieren, indem ermöglicht wird, dass der Verbrennungsmotor 118 bei effizienteren Drehzahlen betrieben wird, und ermöglicht wird, dass das Hybridelektrofahrzeug 112 im Elektromodus betrieben wird, wobei der Verbrennungsmotor 118 unter bestimmten Bedingungen ausgeschaltet ist. Ein elektrifiziertes Fahrzeug 112 kann zudem ein Batterieelektrofahrzeug (BEV) sein. In einer BEV-Konfiguration ist der Motor 118 möglicherweise nicht vorhanden. Bei anderen Konfigurationen kann das elektrifizierte Fahrzeug 112 ein Vollhybridelektrofahrzeug (Full Hybrid-Electric Vehicle - FHEV) ohne Plug-in-Fähigkeit sein.
Eine Traktionsbatterie oder ein Batteriepack 124 speichert Energie, die von den elektrischen Maschinen 114 verwendet werden kann. Das Fahrzeugbatteriepack 124 kann einen Hochspannungsgleichstrom-(DC-)Ausgang bereitstellen. Die Traktionsbatterie 124 kann elektrisch an ein oder mehrere Leistungselektronikmodule 126 gekoppelt sein. Ein oder mehrere Schütze 142 können die Traktionsbatterie 124 von anderen Komponenten isolieren, wenn sie geöffnet sind, und die Traktionsbatterie 124 mit anderen Komponenten verbinden, wenn sie geschlossen sind. Das Leistungselektronikmodul 126 ist zudem elektrisch an die elektrischen Maschinen 114 gekoppelt und stellt die Fähigkeit bereit, Energie bidirektional zwischen der Traktionsbatterie 124 und den elektrischen Maschinen 114 zu übertragen. Zum Beispiel kann eine Traktionsbatterie 124 eine DC-Spannung bereitstellen, während die elektrischen Maschinen 114 mit einem Dreiphasenwechselstrom (AC) arbeiten können, um zu funktionieren. Das Leistungselektronikmodul 126 kann die DC-Spannung in einen Dreiphasen-AC umwandeln, um die elektrischen Maschinen 114 zu betreiben. In einem Regenerationsmodus kann das Leistungselektronikmodul 126 den Dreiphasen-AC von den elektrischen Maschinen 114, die als Generatoren fungieren, in die DC-Spannung umwandeln, die mit der Traktionsbatterie 124 kompatibel ist.
Das Fahrzeug 112 kann einen Wandler für variable Spannungen (VVC) 152 beinhalten, der elektrisch zwischen der Traktionsbatterie 124 und dem Leistungselektronikmodul 126 gekoppelt ist. Der VVC 152 kann ein DC/DC-Aufwärtswandler sein, der dazu ausgelegt ist, die durch die Traktionsbatterie 124 bereitgestellte Spannung zu erhöhen oder aufwärts zu wandeln. Durch Erhöhen der Spannung können Stromanforderungen gesenkt werden, was zu einer Reduktion der Kabelgröße für das Leistungselektronikmodul 126 und die elektrischen Maschinen 114 führt. Ferner können die elektrischen Maschinen 114 mit besserer Effizienz und geringeren Verlusten betrieben werden.
Zusätzlich zum Bereitstellen von Vortriebsenergie kann die Traktionsbatterie 124 Energie für andere elektrische Fahrzeugsysteme bereitstellen. Das Fahrzeug 112 kann ein DC/DC-Wandlermodul 128 beinhalten, das den Hochspannungs-DC-Ausgang der Traktionsbatterie 124 in eine Niederspannungs-DC-Versorgung umwandelt, die mit Niederspannungslasten des Fahrzeugs kompatibel ist. Ein Ausgang des Gleichspannungswandlermoduls 128 kann elektrisch an eine Hilfsbatterie 130 (z. B. eine 12 V-Batterie) zum Laden der Hilfsbatterie 130 gekoppelt sein. Die Niederspannungssysteme können elektrisch an die Hilfsbatterie 130 gekoppelt sein. Eine oder mehrere elektrische Lasten 146 können an den Hochspannungsbus gekoppelt sein. Die elektrischen Lasten 146 können eine zugeordnete Steuerung aufweisen, die die elektrischen Lasten 146 gegebenenfalls betreibt und steuert. Bespiele für elektrische Lasten 146 können ein Gebläse, ein elektrisches Heizelement und/oder ein Klimakompressor sein.
Das elektrifizierte Fahrzeug 112 kann dazu ausgelegt sein, die Traktionsbatterie 124 von einer externen Leistungsquelle 136 wiederaufzuladen. Die externe Leistungsquelle 136 kann eine Verbindung zu einer Steckdose sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann elektrisch an eine Ladevorrichtung oder eine Ladestation für Elektrofahrzeuge (Electric Vehicle Supply Equipment-EVSE) 138 gekoppelt sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann ein elektrisches Stromversorgungsnetz sein, wie es von einem Stromversorgungsunternehmen bereitgestellt wird. Das EVSE 138 kann eine Schaltung und Steuerungen bereitstellen, um die Übertragung von Energie zwischen der Leistungsquelle 136 und dem Fahrzeug 112 zu regulieren und zu verwalten. Die externe Leistungsquelle 136 kann dem EVSE 138 elektrische Leistung als DC oder AC bereitstellen. Das EVSE 138 kann einen Ladestecker 140 zum Einstecken in einen Ladeanschluss 134 des Fahrzeugs 112 aufweisen. Bei dem Ladeanschluss 134 kann es sich um eine beliebige Art von Anschluss handeln, der dazu ausgelegt ist, Leistung vom EVSE 138 an das Fahrzeug 112 zu übertragen. Der Ladeanschluss 134 kann elektrisch an eine Ladevorrichtung oder ein bordeigenes Leistungsumwandlungsmodul 132 gekoppelt sein. Das Leistungsumwandlungsmodul 132 kann die vom EVSE 138 zugeführte Leistung konditionieren, um der Traktionsbatterie 124 die richtigen Spannungs- und Strompegel bereitzustellen. Das Leistungsumwandlungsmodul 132 kann mit dem EVSE 138 über eine Schnittstelle verbunden sein, um die Abgabe von Leistung an das Fahrzeug 112 zu koordinieren. Der EVSE-Stecker 140 kann Stifte aufweisen, die mit entsprechenden Aussparungen des Ladeanschlusses 134 zusammenpassen. Alternativ dazu können verschiedene Komponenten, die als elektrisch gekoppelt oder verbunden beschrieben sind, Leistung unter Verwendung einer drahtlosen induktiven Kopplung übertragen.
Eine oder mehrere Radbremsen 144 können bereitgestellt sein, um das Fahrzeug 112 abzubremsen und eine Bewegung des Fahrzeugs 112 zu verhindern. Die Radbremsen 144 können hydraulisch betätigt, elektrisch betätigt oder eine Kombination davon sein. Die Radbremsen 144 können Teil eines Bremssystems 150 sein. Das Bremssystem 150 kann weitere Komponenten beinhalten, um die Radbremsen 144 zu betätigen. Der Einfachheit halber zeigt die Figur eine einzige Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und einer der Radbremsen 144. Eine Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und den weiteren Radbremsen 144 wird impliziert. Das Bremssystem 150 kann eine Steuerung beinhalten, um das Bremssystem 150 zu überwachen und zu koordinieren. Das Bremssystem 150 kann die Bremskomponenten überwachen und die Radbremsen 144 zum Verlangsamen des Fahrzeugs steuern. Das Bremssystem 150 kann auf Fahrerbefehle reagieren und kann außerdem autonom betrieben werden, um Funktionen, wie etwa eine Fahrdynamikregelung, umzusetzen. Die Steuerung des Bremssystems 150 kann ein Verfahren zum Ausüben einer angeforderten Bremskraft umsetzen, wenn dies von einer weiteren Steuerung oder einer Unterfunktion angefordert wird.
Elektronische Module in dem Fahrzeug 112 können über ein oder mehrere Fahrzeugnetzwerke kommunizieren. Das Fahrzeugnetzwerk kann eine Vielzahl von Kanälen zur Kommunikation beinhalten. Bei einem Kanal des Fahrzeugnetzwerks kann es sich um einen seriellen Bus, wie etwa ein Controller Area Network (CAN), handeln. Einer der Kanäle des Fahrzeugnetzwerks kann ein Ethernet-Netzwerk laut der Definition durch die Normengruppe 802 des Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) beinhalten. Zusätzliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks können diskrete Verbindungen zwischen Modulen beinhalten und können Leistungssignale von der Hilfsbatterie 130 beinhalten. Unterschiedliche Signale können über unterschiedliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks übertragen werden. Zum Beispiel können Videosignale über einen Hochgeschwindigkeitskanal (z. B. Ethernet) übertragen werden, während Steuersignale über ein CAN oder diskrete Signale übertragen werden können. Das Fahrzeugnetzwerk kann beliebige Hardware- und Softwarekomponenten beinhalten, die eine Übertragung von Signalen und Daten zwischen Modulen unterstützen. Das Fahrzeugnetzwerk ist in 1 nicht gezeigt, aber es kann impliziert werden, dass sich das Fahrzeugnetzwerk mit jedem elektronischen Modul verbinden kann, das im Fahrzeug 112 vorhanden ist. Eine Fahrzeugsystemsteuerung (Vehicle System Controller - VSC) 148 kann vorhanden sein, um den Betrieb der verschiedenen Komponenten zu koordinieren.
2 stellt ein Diagramm eines VVC 152 dar, der als Aufwärtswandler ausgelegt ist. Der VVC 152 kann Eingangsanschlüsse beinhalten, die durch die Schütze 142 mit Anschlüssen der Traktionsbatterie 124 gekoppelt sein können. Der VVC 152 kann Ausgangsanschlüsse beinhalten, die an Anschlüsse des Leistungselektronikmoduls 126 gekoppelt sind. Der VVC 152 kann so betrieben werden, dass veranlasst wird, dass eine Spannung an den Ausgangsanschlüssen höher ist als eine Spannung an den Eingangsanschlüssen. Das Fahrzeug 112 kann eine VVC-Steuerung 200 beinhalten, die elektrische Parameter (z. B. Spannung und Strom) an verschiedenen Stellen innerhalb des VVC 152 überwacht und steuert. In einigen Konfigurationen kann die VVC-Steuerung 200 als Teil des VVC 152 beinhaltet sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Ausgangsspannungsreferenz bestimmen, $V_{d c}^{*} .$
Die VVC-Steuerung 200 kann basierend auf den elektrischen Parametern und der Spannungsreferenz, $V_{d c}^{*},$
ein Steuerungssignal bestimmen, das genügt, um zu veranlassen, dass der VVC 152 die erwünschte Ausgangsspannung erreicht. In einigen Konfigurationen kann das Steuersignal als impulsbreitenmoduliertes (Pulse-width Modulated - PWM-) Signal umgesetzt sein, in dem ein Arbeitszyklus des PWM-Signals variiert ist. Das Steuersignal kann mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz betrieben werden. Die VVC-Steuerung 200 kann dem VVC 152 befehlen, die gewünschte Ausgangsspannung unter Verwendung des Steuersignals bereitzustellen. Das bestimmte Steuersignal, bei dem der VVC 152 betrieben wird, kann direkt mit dem Ausmaß an Spannungsverstärkung in Zusammenhang stehen, die von dem VVC 152 bereitzustellen ist.
Die Ausgangsspannung des VVC 152 kann gesteuert werden, um eine gewünschte Referenzspannung zu erreichen. In einigen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Aufwärtswandler sein. In einer Aufwärtswandlerkonfiguration, in der die VVC-Steuerung 200 den Arbeitszyklus steuert, kann die ideale Beziehung zwischen der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out und dem Arbeitszyklus D unter Verwendung der folgenden Gleichung veranschaulicht werden: $V_{o u t} = \frac{V_{i n}}{(1 - D)}$
Der gewünschte Arbeitszyklus, D, kann bestimmt werden, indem die Eingangsspannung (z. B. Traktionsbatteriespannung) gemessen wird und die Ausgangsspannung auf die Referenzspannung eingestellt wird. Der VVC 152 kann ein Abwärtswandler sein, der die Spannung vom Eingang zum Ausgang reduziert. In einer Abwärtswandlungskonfiguration kann ein anderer Ausdruck abgeleitet werden, der die Eingangs- und die Ausgangsspannung mit dem Arbeitszyklus in Beziehung stellt. In einigen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Abwärts-Aufwärts-Wandler sein, der die Eingangsspannung erhöhen oder verringern kann. Die hier beschriebene Steuerstrategie ist nicht auf eine bestimmte Topologie von Wandlern für variable Spannungen beschränkt.
Unter Bezugnahme auf 2 kann der VVC 152 das Spannungspotential der elektrischen Leistung, die von der Traktionsbatterie 124 bereitgestellt wird, hochsetzen oder „hochtransformieren“. Die Traktionsbatterie 124 kann Hochspannungs(High Voltage - HV)-DC-Leistung bereitstellen. Bei einigen Konfigurationen kann die Traktionsbatterie 124 eine Spannung zwischen 150 und 400 Volt bereitstellen. Das Schütz 142 kann elektrisch in Reihe zwischen der Traktionsbatterie 124 und dem VVC 152 gekoppelt sein. Wenn das Schütz 142 geschlossen ist, kann die HV-DC-Leistung von der Traktionsbatterie 124 zum VVC 152 übertragen werden. Ein Eingangskondensator 202 kann elektrisch parallel zu der Traktionsbatterie 124 gekoppelt sein. Der Eingangskondensator 202 kann die Busspannung stabilisieren und Spannungs- und Stromwelligkeit reduzieren. Der VVC 152 kann die HV-DC-Leistung aufnehmen und das Spannungspotential der Eingangsspannung gemäß dem Arbeitszyklus hochzusetzen oder „hochzutransformieren“.
Ein Ausgangskondensator 204 kann elektrisch zwischen den Ausgangsanschlüssen des VVC 152 gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 204 kann die Busspannung stabilisieren und Spannungs- und Stromwelligkeit am Ausgang des VVC 152 reduzieren.
Ferner unter Bezugnahme auf 2 kann der VVC 152 eine erste Schaltvorrichtung 206 und eine zweite Schaltvorrichtung 208 beinhalten, um eine Eingangsspannung zu verstärken, um die verstärkte Ausgangsspannung bereitzustellen. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können dazu konfiguriert sein, selektiv einen Strom zu einer elektrischen Last (z. B. dem Leistungselektronikmodul 126 und den elektrische Maschinen 114) zu strömen. Jede Schaltvorrichtung 206, 208 kann einzeln durch eine Gateantriebsschaltung (nicht dargestellt) der VVC-Steuerung 200 gesteuert werden und kann jede Art eines steuerbaren Schalters beinhalten (z. B. einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (IGBT) oder Feldeffekttransistor (FET)). Die Gateantriebsschaltung kann jeder der Schaltvorrichtungen 206, 208 elektrische Signale bereitstellen, die auf dem Steuersignal basieren (z. B. Arbeitszyklus des PWM-Steuersignals). Eine Diode kann über jede der Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können jeweils einen zugehörigen Schaltverlust aufweisen. Die Schaltverluste sind diejenigen Leistungsverluste, die während Zustandsänderungen der Schaltvorrichtung auftreten (z. B. Ein-Aus- und Aus-Ein-Übergänge). Die Schaltverluste können durch den Strom, der durch die Schaltvorrichtung 206, 208 strömt und die Spannung und die Spannung über dieser während des Übergangs quantifiziert werden. Die Schaltvorrichtungen können zudem zugehörige Leitungsverluste aufweisen, die auftreten, wenn die Vorrichtung angeschaltet wird.
Das Fahrzeugsystem kann Sensoren zum Messen elektrischer Parameter des VVC 152 beinhalten. Ein erster Spannungssensor 210 kann dazu konfiguriert sein, die Eingangsspannung zu messen (z. B. Spannung der Batterie 124), und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_bat) bereitstellen. In einer oder mehreren Ausführungsformen kann der erste Spannungssensor 210 die Spannung über dem Eingangskondensator 202 messen, die der Batteriespannung entspricht. Ein zweiter Spannungssensor 212 kann die Ausgangsspannung des VVC 152 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_dc) bereitstellen. In einer oder mehreren Ausführungsformen kann der zweite Spannungssensor 212 die Spannung über dem Ausgangskondensator 204 messen, die der DC-Bus-Spannung entspricht. Der erste Spannungssensor 210 und der zweite Spannungssensor 212 können eine Schaltung beinhalten, um die Spannungen auf einen Pegel zu skalieren, das für die VVC-Steuerung 200 angemessen ist. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Schaltung beinhalten, um die Signale von dem ersten Spannungssensor 210 und dem zweiten Spannungssensor 212 zu filtern und zu digitalisieren.
Ein Eingangsinduktor 214, der oft als Boost-Induktor bezeichnet wird, kann elektrisch in Reihe zwischen der Traktionsbatterie 124 und den Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Der Eingangsinduktor 214 kann zwischen dem Speichern und Freisetzen von Energie in dem VVC 152 wechseln, um das Bereitstellen der variablen Spannungen und Ströme als Ausgang des VVC 152 und das Erreichen der gewünschten Spannungsaufwärtswandlung zu ermöglichen. Ein Stromsensor 216 kann den Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Stromsignal (I_L) bereitstellen. Der Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 kann ein Ergebnis der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung des VVC 152, der Leitzeit der Schaltvorrichtungen 206, 208 und der Induktivität L des Eingangsinduktors 214 sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Schaltung beinhalten, um das Signal von dem Stromsensor 216 zu skalieren, zu filtern und zu digitalisieren.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Ausgangsspannung des VVC 152 zu steuern. Die VVC-Steuerung 200 kann Eingaben von dem VVC 152 und anderen Steuerungen über das Fahrzeugnetzwerk empfangen und die Steuersignale bestimmen. Die VVC-Steuerung 200 kann die Eingangssignale (V_bat, V_dc, I_L, $V_{d c}^{*}$
) überwachen, um die Steuersignale zu bestimmen. Zum Beispiel kann die VVC-Steuerung 200 der Gateantriebsschaltung Steuersignale bereitstellen, die einem Arbeitszyklusbefehl entsprechen. Die Gateantriebsschaltung kann dann jede Schaltvorrichtung 206, 208 auf Grundlage des Arbeitszyklusbefehls steuern.
Die Steuersignale zu dem VVC 152 können dazu konfiguriert sein, die Schaltvorrichtungen 206, 208 mit einer bestimmten Schaltfrequenz anzutreiben. Innerhalb jedes Zyklus der Schaltfrequenz können die Schaltvorrichtungen 206, 208 mit dem angegebenen Arbeitszyklus betrieben werden. Der Arbeitszyklus definiert die Zeitspanne, in der sich die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem eingeschalteten Zustand und einem ausgeschalteten Zustand befinden. Zum Beispiel kann ein Arbeitszyklus von 100 % die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlich angeschalteten Zustand ohne Ausschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 0 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlich ausgeschalteten Zustand ohne Anschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 50 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 für eine Hälfte des Zyklus in einem eingeschalteten Zustand und für eine Hälfte des Zyklus in einem ausgeschalteten Zustand betreiben. Die Steuersignale für die zwei Schalter 206, 208 können komplementär sein. Das heißt, dass das Steuersignal, das zu einer der Schaltvorrichtungen (z. B. 206) gesendet wird, eine invertierte Version des Steuersignals sein kann, das zu der anderen Schaltvorrichtung (z. B. 208) gesendet wird. Die Verwendung einer komplementären Steuerung der Schaltvorrichtungen 206, 208 ist wünschenswert, um einen Durchschusszustand zu vermeiden, bei dem Strom direkt durch eine hochspannungsseitige Schaltvorrichtung 206 und eine niederspannungsseitige Schaltvorrichtung 208 strömt. Die hochspannungsseitige Schaltvorrichtung 206 wird auch als Durchlassvorrichtung 206 bezeichnet und die niederspannungsseitige Schaltvorrichtung 208 wird auch als Ladevorrichtung 208 bezeichnet.
Der Strom, der durch die Schaltvorrichtungen 206, 208 gesteuert wird, kann eine Welligkeitskomponente beinhalten, die eine Größe aufweist, die mit einer Größe des Stroms und dem Arbeitszyklus und der Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 variiert. In Bezug auf den Eingangsstrom tritt die Worst-Case-Welligkeitsstromgröße unter relativ hohen Eingangsstrombedingungen auf. Wenn der Arbeitszyklus fest ist, verursacht ein Anstieg des Induktorstroms einen Anstieg der Größe des Welligkeitsstroms. Die Größe des Welligkeitsstroms steht auch mit dem Arbeitszyklus in Verbindung. Die höchste Welligkeitsstromgröße tritt auf, wenn der Arbeitszyklus gleich 50 % ist. Die allgemeine Beziehung zwischen der Größe des Induktorwelligkeitsstroms und dem Arbeitszyklus kann wie in 5 dargestellt sein. Basierend auf diesen Tatsachen kann es von Vorteil sein, Maßnahmen umzusetzen, um die Welligkeitsstromgröße unter Bedingungen mit Hochstrom und mittleren Arbeitszyklen zu reduzieren.
Bei der Konzeption des VVC 152 können die Schaltfrequenz und der Induktivitätswert des Induktors 214 ausgewählt werden, um eine maximal zulässige Welligkeitsstromgröße zu erfüllen. Die Welligkeitskomponente kann eine periodische Variation sein, die an einem DC-Signal auftritt. Die Welligkeitskomponente kann durch eine Welligkeitskomponentengröße und eine Welligkeitskomponentenfrequenz definiert sein. Die Welligkeitskomponente kann Harmonische aufweisen, die in einem hörbaren Frequenzbereich liegen, der zur Geräuschsignatur des Fahrzeugs beitragen kann. Ferner kann die Welligkeitskomponente Schwierigkeiten mit dem genauen Steuern von Vorrichtungen verursachen, die von der Quelle versorgt werden. Während Schaltübergängen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 bei dem maximalen Induktorstrom (DC-Strom plus Welligkeitsstrom) ausgeschaltet werden, was über den Schaltvorrichtungen 206, 208 eine große Spannungsspitze verursachen kann. Aufgrund der Größen- und Kosteneinschränkungen kann der Induktivitätswert auf Grundlage des geleiteten Stroms ausgewählt werden. Im Allgemeinen kann die Induktivität aufgrund von Sättigung abnehmen, wenn der Strom steigt.
Die Schaltfrequenz kann so ausgewählt werden, dass eine Größe der Welligkeitsstromkomponente in Worst-Case-Szenarien begrenzt wird (z. B. Bedingungen mit höchstem Eingangsstrom und/oder Arbeitszyklus nahe 50 %). Die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 kann so ausgewählt sein, dass sie eine Frequenz (z. B. 10 kHz) ist, die größer ist als eine Schaltfrequenz des Elektromotor/Generator-Wechselrichters (z. B. 5 kHz), der an einen Ausgang des VVC 152 gekoppelt ist. In einigen Anwendungen kann die Schaltfrequenz des VVC 152 so ausgewählt sein, dass sie eine vorbestimmte feste Frequenz ist. Die vorbestimmte feste Frequenz ist im Allgemeinen dazu ausgewählt, Spezifikationen bezüglich Geräuschen und Welligkeitsstrom zu erfüllen. Die Auswahl der vorbestimmten festen Frequenz stellt jedoch womöglich nicht die beste Leistung über alle Betriebsregionen des VVC 152 bereit. Die vorbestimmte feste Frequenz kann beste Ergebnisse bei einer bestimmten Reihe von Betriebsbedingungen bereitstellen, kann aber bei anderen Betriebsbedingungen ein Kompromiss sein.
Das Erhöhen der Schaltfrequenz kann die Welligkeitsstromgröße verringern und Spannungsbelastungen über die Schaltvorrichtungen 206, 208 senken, kann aber zu höheren Schaltverlusten führen. Während die Schaltfrequenz für Worst-Case-Welligkeitsbedingungen ausgewählt sein kann, kann der VVC 152 nur für einen kleinen prozentualen Anteil der gesamten Betriebszeit unter den Worst-Case-Welligkeitsbedingungen arbeiten. Dies kann zu unnötig hohen Schaltverlusten führen, die die Kraftstoffeffizienz senken könnten. Außerdem kann die feste Schaltfrequenz das Geräuschspektrum in einem sehr engen Bereich konzentrieren. Die erhöhte Geräuschdichte in diesem engen Bereich kann zu spürbaren Problemen mit Geräuschen, Schwingungen und Rauigkeit (Noise, Vibration and Harshness - NVH) führen.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 basierend auf dem Arbeitszyklus und dem Eingangsstrom zu variieren. Die Variation der Schaltfrequenz kann die Kraftstoffeffizienz verbessern, indem Schaltverluste reduziert werden und Probleme mit NVH reduziert werden, während unter Worst-Case-Betriebsbedingungen Welligkeitsstromziele eingehalten werden.
Unter relativ hohen Strombedingungen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 eine erhöhte Spannungsbelastung erleben. Bei einem maximalen Betriebsstrom des VVC 152 kann es gewünscht sein, eine relativ hohe Schaltfrequenz auszuwählen, die die Welligkeitskomponentengröße bei einem angemessenen Pegel von Schaltverlusten reduziert. Die Schaltfrequenz kann derart auf Grundlage der Eingangsstromgröße ausgewählt sein, dass die Schaltfrequenz steigt, wenn die Eingangsstromgröße steigt. Die Schaltfrequenz kann bis zu einer vorbestimmten maximalen Schaltfrequenz erhöht werden. Die vorbestimmte maximale Schaltfrequenz kann auf einem Pegel sein, der einen Kompromiss zwischen niedrigeren Welligkeitskomponentengrößen und höheren Schaltverlusten bereitstellt. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Schritten oder kontinuierlich in dem Betriebsstrombereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz als Reaktion darauf zu reduzieren, dass der Stromeingang geringer ist als ein vorbestimmter maximaler Strom. Der vorbestimmte maximale Strom kann ein maximaler Betriebsstrom des VVC 152 sein. Die Änderung der Schaltfrequenz kann auf der Größe des Stromeingangs zu den Schaltvorrichtungen 206, 208 basieren. Wenn der Strom größer als der vorbestimmte maximale Strom ist, kann die Schaltfrequenz auf eine vorbestimmte maximale Schaltfrequenz eingestellt werden. Wenn der Strom abnimmt, nimmt die Größe der Welligkeitskomponente ab. Durch Betrieb bei niedrigeren Schaltfrequenzen, werden Schaltverluste reduziert, wenn der Strom abnimmt. Die Schaltfrequenz kann auf Grundlage des Leistungseingangs zu den Schaltvorrichtungen variiert werden. Wenn die Eingangsleistung eine Funktion des Eingangsstroms und der Batteriespannung ist, können die Eingangsleistung und der Eingangsstrom auf eine ähnliche Weise verwendet werden.
Da der Welligkeitsstrom ebenfalls vom Arbeitszyklus beeinflusst wird, kann die Schaltfrequenz basierend auf dem Arbeitszyklus variiert werden. Der Arbeitszyklus kann auf Grundlage eines Verhältnisses der Eingangsspannung zu der Ausgangsspannung bestimmt werden. Demnach kann die Schaltfrequenz ebenfalls auf Grundlage des Verhältnisses zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung variiert werden. Wenn der Arbeitszyklus nahe 50 % ist, ist die vorhergesagte Welligkeitsstromgröße ein maximaler Wert, und die Schaltfrequenz kann auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden. Die vorbestimmte maximale Frequenz kann ein maximaler Schaltfrequenzwert sein, der so ausgewählt ist, dass die Welligkeitsstromgröße minimiert wird. Die Schaltfrequenz kann in einzelnen Schritten oder kontinuierlich über den Arbeitszyklusbereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz von der vorbestimmten maximalen Frequenz als Reaktion auf eine Größe einer Differenz zwischen dem Arbeitszyklus und dem Arbeitszykluswert (z. B. 50 %), bei dem die vorhergesagte Welligkeitskomponentengröße ein Maximum ist, zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte Frequenz eingestellt werden. Wenn die Größe der Differenz abnimmt, kann die Schaltfrequenz in Richtung der vorbestimmten maximalen Frequenz erhöht werden, um die Welligkeitskomponentengröße zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden.
Die Schaltfrequenz kann darauf beschränkt werden, zwischen der vorbestimmten maximalen Frequenz und einer vorbestimmten minimalen Frequenz zu liegen. Die vorbestimmte minimale Frequenz kann ein Frequenzniveau sein, das höher ist als eine vorbestimmte Schaltfrequenz des Leistungselektronikmoduls 126, das an einen Ausgang des Wandlers für variable Spannungen 152 gekoppelt ist. Die Schaltfrequenz kann zudem auf parasitärer Induktivität im Zusammenhang mit dem Gate des IGBT basieren.
Unter Bezugnahme auf 3 wird ein System 300 zum Steuern eines Leistungselektronikmoduls (Power Electronics Module - PEM) 126 bereitgestellt. Das PEM 126 aus 3 beinhaltet der Darstellung nach eine Vielzahl von Schaltern 302 (z. B. IGBTs), die dazu ausgelegt sind, zusammen als ein Wechselrichter mit einem ersten, zweiten und dritten Phasenzweig 316, 318, 320 zu arbeiten. Während der Wechselrichter als Dreiphasen-Stromrichter dargestellt ist, kann der Wechselrichter zusätzliche Phasenzweige beinhalten. Der Wechselrichter kann z. B. ein Vierphasen-Stromrichter, ein Fünfphasen-Stromrichter, ein Sechsphasen-Stromrichter usw. sein. Darüber hinaus kann das PEM 126 mehrere Stromrichter beinhalten, wobei jeder Wechselrichter im PEM 126 drei oder mehr Phasenzweige beinhaltet. Das System 300 kann z. B. zwei oder mehr Wechselrichter im PEM 126 steuern. Das PEM 126 kann ferner einen Gleichspannungswandler beinhalten, der Hochleistungsschalter (z. B. IGBTs) aufweist, um eine Eingangsspannung des Leistungselektronikmoduls durch Hochsetzen, Tiefsetzen oder eine Kombination davon in eine Ausgangsspannung des Leistungselektronikmoduls umzuwandeln.
Wie in 3 dargestellt, kann der Wechselrichter ein DC/AC-Umrichter sein. Im Betrieb nimmt der DC/AC-Umrichter DC-Leistung über eine DC-Leistungsverbindung 306 durch einen DC-Bus 304 auf und wandelt die DC-Leistung in AC-Leistung um. Die AC-Leistung wird über die Phasenströme ia, ib und ic übertragen, um eine AC-Maschine anzutreiben, die auch als elektrische Maschine 114 bezeichnet wird, wie z. B. einen dreiphasigen permanenterregten Synchronmotor (Permanent-Magnet Synchronous Motor - PMSM), wie in 3 dargestellt. In einem derartigen Beispiel kann die DC-Stromverbindung 306 eine DC-Speicherbatterie beinhalten, um dem DC-Bus 304 DC-Leistung bereitzustellen. In einem weiteren Beispiel kann der Wechselrichter als AC/DC-Wandler arbeiten, der AC-Leistung aus der AC-Maschine 114 (z. B. dem Generator) in DC-Leistung umwandelt, die der DC-Bus 304 der DC-Stromverbindung 306 bereitstellen kann. Ferner kann das System 300 das PEM 126 in anderen Leistungselektroniktopologien steuern.
Unter weiterer Bezugnahme auf 3 beinhaltet jeder der Phasenzweige 316, 318, 320 in dem Wechselrichter Leistungsschalter 302, die durch verschiedene Arten von steuerbaren Schaltern umgesetzt sein können. In einer Ausführungsform kann jeder Leistungsschalter 302 eine Diode und einen Transistor (z. B. einen IGBT) beinhalten. Die Dioden aus 3 sind als D_a1, D_a2, D_b1, D_b2, D_c1 und D_c2 gekennzeichnet, während die IGBTs aus 3 jeweils als S_a1, S_a2, S_b1, S_b2, S_c1 und S_c2 gekennzeichnet sind. Die Leistungsschalter S_a1, S_a2, D_a1 und D_a2 sind Teil eines Phasenzweigs A des Dreiphasen-Stromrichters, der in 3 als der erste Phasenzweig A 316 gekennzeichnet ist. Ebenso sind die Leistungsschalter S_b1, S_b2, D_b1 und D_b2 Teil eines Phasenzweigs B 318 und sind die Leistungsschalter S_c1, S_c2, D_c1 und D_c2 Teil eines Phasenzweigs C 320 des Dreiphasen-Stromrichters. Der Wechselrichter kann je nach der konkreten Auslegung des Wechselrichters eine beliebige Anzahl der Leistungsschalter 302 oder Schaltungselemente beinhalten. Die Dioden (D_xx) sind mit den IGBTs (S_xx) parallel verbunden, doch da die Polaritäten für den ordnungsgemäßen Betrieb umgekehrt sind, wird diese Konfiguration häufig als antiparallel verbunden bezeichnet. Eine Diode in dieser antiparallelen Konfiguration wird auch eine Freilaufdiode genannt.
Wie in 3 veranschaulicht, werden Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c bereitgestellt, um einen Stromfluss in den jeweiligen Phasenzweigen 316, 318, 320 zu erfassen. 3 zeigt die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c getrennt vom PEM 126. Die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c können jedoch je nach seiner Auslegung als Teil des PEM 126 integriert sein. Die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c aus 3 sind in Reihe mit jedem der Phasenzweige A, B und C (d. h. der Phasenzweige 316, 318, 320 in 3) installiert und stellen die jeweiligen Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs (ebenfalls in 3 veranschaulicht) für das System 300 bereit. Die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs können rohe Stromsignale sein, die von einer Logikvorrichtung (Logic Device - LD) 310 verarbeitet werden, oder können in Daten oder Informationen über den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 eingebettet oder als solche codiert sein. Ferner können die Leistungsschalter 302 (z. B. IGBTs) eine Stromerfassungsfähigkeit beinhalten. Die Stromerfassungsfähigkeit kann beinhalten, dass sie mit einem Stromspiegelausgang ausgelegt ist, der Daten/Signale bereitstellen kann, die für i_as, i_bs und i_cs repräsentativ sind. Die Daten/Signale können eine Richtung eines Stromflusses, eine Größe des Stromflusses oder sowohl die Richtung als auch den Betrag des Stromflusses durch die jeweiligen Phasenzweige A, B und C angeben.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 beinhaltet das System 300 zudem eine Logikvorrichtung (LD) oder Steuerung 310. Die Steuerung oder LD 310 kann durch verschiedene Arten oder Kombinationen von elektronischen Vorrichtungen und/oder mikroprozessorbasierten Computern oder Steuerungen umgesetzt sein. Um ein Verfahren zum Steuern des PEM 126 umzusetzen, kann die Steuerung 310 ein Computerprogramm oder einen Algorithmus ausführen, das/der in dem Verfahren eingebettet oder codiert und in einem flüchtigen und/oder dauerhaften Speicher 312 gespeichert ist. Alternativ dazu kann Logik in diskreter Logik, einem Mikroprozessor, einem Mikrocontroller oder einer Logik- oder Gateanordnung, die auf einem oder mehreren integrierten Schaltungschips gespeichert ist, codiert sein. Wie in der Ausführungsform aus 3 dargestellt, empfängt und verarbeitet die Steuerung 310 die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs, um die Phasenströme i_a, i_b und i_c zu steuern, sodass die Phasenströme i_a, i_b und i_c gemäß verschiedenen Strom- oder Spannungsmustern durch die Phasenzweige 316, 318, 320 und in die jeweiligen Wicklungen der elektrischen Maschine 114 strömen. Die Strommuster können z. B. Muster der Phasenströme i_a, i_b und i_c beinhalten, die in den und weg vom DC-Bus 304 oder einem DC-Bus-Kondensator 308 strömen. Der DC-Bus-Kondensator 308 aus 3 ist getrennt vom PEM 126 dargestellt. Der DC-Bus-Kondensator 308 kann jedoch als Teil des PEM 126 integriert sein.
Wie in 3 dargestellt, kann ein Speichermedium 312 (nachfolgend „Speicher“), wie etwa ein computerlesbarer Speicher, das Computerprogramm oder den Algorithmus speichern, das/der in dem Verfahren eingebettet oder codiert ist. Des Weiteren kann der Speicher 312 Daten oder Informationen über die verschiedenen Betriebsbedingungen oder Komponenten in dem PEM 126 speichern. Der Speicher 312 kann z. B. Daten oder Informationen über einen Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 speichern. Der Speicher 312 kann, wie in 3 dargestellt, Teil der Steuerung 310 sein. Der Speicher 312 kann jedoch an jeder geeigneten Stelle positioniert sein, auf die durch die Steuerung 310 zugegriffen werden kann.
Wie in 3 veranschaulicht, überträgt die Steuerung 310 wenigstens ein Steuersignal 236 an das Leistungswandlersystem 126. Das Leistungswandlersystem 126 empfängt das Steuersignal 322, um die Schaltanordnung des Wechselrichters und daher den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318 und 320 zu steuern. Die Schaltanordnung ist ein Satz von Schaltzuständen der Leistungsschalter 302 in dem Wechselrichter. Im Allgemeinen bestimmt die Schaltanordnung des Wechselrichters, wie der Wechselrichter Leistung zwischen der DC-Leistungsverbindung 306 und der elektrischen Maschine 114 umwandelt.
Um die Schaltanordnung des Wechselrichters zu steuern, ändert der Wechselrichter den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302 im Wechselrichter auf Grundlage des Steuersignals 322 entweder in einen EIN-Zustand oder einen AUS-Zustand. In der veranschaulichten Ausführungsform stellt die Steuerung/LD 310 jedem Leistungsschalter 302 die Gatespannung (Vg) bereit, um den Leistungsschalter 302 entweder in den EIN- oder den AUS-Zustand zu schalten, und treibt somit den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302 an. Die Gatespannungen Vg_a1, Vg_a2, Vg_b1, Vg_b2, Vgci und Vg_c2 (in 3 dargestellt) steuern den Schaltzustand und die Eigenschaften der jeweiligen Leistungsschalter 302. Während der Wechselrichter in 3 als spannungsgesteuerte Vorrichtung dargestellt ist, kann der Wechselrichter eine stromgesteuerte Vorrichtung sein oder durch andere Strategien gesteuert werden, die den Leistungsschalter 302 zwischen dem EIN- und AUS-Zustand schalten. Die Steuerung 310 kann den Gateantrieb für jeden IGBT auf Grundlage der Drehzahl der elektrischen Maschine 114, des Spiegelstroms oder einer Temperatur des IGBT-Schalters ändern. Die Änderung des Gateantriebs kann aus einer Vielzahl von Gateantriebsströmen ausgewählt sein, wobei die Änderung des Gateantriebsstroms proportional zu einer Änderung der IGBT-Schaltgeschwindigkeit ist.
Wie ebenfalls in 3 dargestellt, beinhaltet jeder Phasenzweig 316, 318 und 320 zwei Schalter 302. Es kann sich jedoch nur ein Schalter in jedem der Zweige 316, 318, 320 im EIN-Zustand befinden, ohne die DC-Leistungsverbindung 306 kurzzuschließen. Daher ist in jedem Phasenzweig der Schaltzustand des unteren Schalters üblicherweise dem Schaltzustand des entsprechenden oberen Schalters entgegengesetzt. Die oberen Schalter werden üblicherweise als hochspannungsseitige Schalter (d. h. 302A, 302B, 302C) bezeichnet und die unteren Schalter werden üblicherweise als niederspannungsseitige Schalter (d. h. 302D, 302E, 302F) bezeichnet. Folglich bezieht sich ein HOHER Zustand eines Phasenzweigs darauf, dass sich der obere Schalter im Zweig im EIN-Zustand befindet, wobei sich der untere Schalter im AUS-Zustand befindet. Gleichermaßen bezieht sich ein NIEDRIGER Zustand des Phasenzweigs darauf, dass sich der obere Schalter im Zweig im AUS-Zustand befindet, wobei sich der untere Schalter im EIN-Zustand befindet. Infolgedessen können sich IGBTs mit Stromspiegelfähigkeit an allen IGBTs, einer Teilmenge der IGBTs (z. B. S_a1, S_b1, S_c1) oder einem einzigen IGBT befinden.
Zwei Situationen können während eines aktiven Zustands des beispielhaften Dreiphasen-Stromrichters auftreten, der in 3 veranschaulicht ist: (1) Zwei Phasenzweige befinden sich im HOHEN Zustand, während sich der dritte Phasenzweig im NIEDRIGEN Zustand befindet, oder (2) ein Phasenzweig befindet sich im HOHEN Zustand, während sich die beiden anderen Phasenzweige im NIEDRIGEN Zustand befinden. Daher befindet sich ein Phasenzweig im Dreiphasen-Stromrichter, der als „Referenz“-Phase für einen bestimmten aktiven Zustand des Wechselrichters definiert sein kann, in einem Zustand, der den anderen beiden Phasenzweigen, oder „Nicht-Referenz“-Phasen, die den gleichen Zustand aufweisen, entgegengesetzt ist. Folglich befinden sich die Nicht-Referenz-Phasen während eines aktiven Zustands des Wechselrichters entweder beide im HOHEN Zustand oder beide im NIEDRIGEN Zustand.
4 ist ein schematisches Diagramm einer typischen Gateantriebsschaltung für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode 400. Diese konventionelle halbbrückenbasierte Gateantriebsschaltung kann verwendet werden, um den Leistungsfluss zu MOSFETs oder IGBTs zu steuern. Ein Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (Insulated Gate Bipolar junction Transistor - IGBT) 402 wird üblicherweise über einen Pull-up-Schalter 404 angetrieben, dem über eine Pull-up-Versorgung 406 Leistung zugeführt wird, und einen Pull-down-Schalter 408, dem über eine Pull-down-Versorgung 410 Leistung zugeführt wird. Diese Gateantriebsschaltung 400 ist eine beliebte Gateantriebsschaltung, die in verschiedenen Industrieanwendungen weit verbreitet ist. Ein Aspekt dieser Schaltung besteht darin, dass die Gateantriebsleistungsversorgung Energie bereitstellen muss, um den Gatekondensator während des Einschalt-/Abschaltvorgangs zu laden/entladen. Und die zum Laden/Entladen des Gatekondensators während des Einschalt-/Abschaltvorgangs erforderliche Energie wird häufig in internen und externen Gatewiderständen verbraucht. Hier wird eine Schaltung vorgestellt, die Schaltverluste über eine Resonanzschaltung, die Pull-down-Energie als Pull-up-Energie während der Übergänge zwischen Abschalten und Einschalten zurückführt, reduziert. Die Schaltung ist dazu ausgelegt, außerdem Pull-up-Energie als Pull-down-Energie während der Übergänge zwischen Einschalten und Abschalten zurückzuführen.
5 ist eine grafische Darstellung 500 eines Spannungsprofils 506 einer Gatespannung 502 in Bezug auf eine Ladung 504 während des Einschaltens und Abschaltens eines Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode. Gemäß den Gatekondensator-Ladeeigenschaften eines MOSFET/IGBT, entspricht eine Gleichung zum Berechnen des Leistungsverlustes in dem Gatewiderstand R_g einer konventionellen Gateantriebsschaltung der nachstehenden Gleichung 2. $P_{g} = f_{s} \cdot (Q_{g 1} + Q_{g 2}) \cdot (V_{c c} + V_{e e})$
Wobei f_s eine Schaltfrequenz des Schalters ist, Q_g1 die Gateladung von Null auf Vcc ist, Q_g2 die Gateladung von -Vee auf Null ist. Der Leistungsverlust der Gateantriebsschaltung ist direkt proportional zu der Schaltfrequenz und unabhängig vom Gatewiderstand. Für eine Leistungsvorrichtung mit hohen Schaltfrequenzen (z. B. SiC- und GaN-MOSFETs), die bis zu Hunderte von kHz bis MHz schalten kann, ist es wünschenswert, eine Gateantriebsschaltung mit hoher Leistung und mit extrem geringem Leistungsverlust bereitzustellen, um die Systemeffizienz zu verbessern.
6 ist ein schematisches Diagramm einer Resonanzgateantriebsschaltung 600 für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (IGBT) 602. Üblicherweise beinhaltet ein Push-Pull-Ausgabetreiber einen Pull-up-Schalter 604, der von einer Pull-up-Versorgung versorgt wird und einen Pull-down-Schalter 608, der von einer Pull-down-Versorgung 610 (z. B. Vn) versorgt wird. Hier ist die Pull-up-Versorgung durch einen Pull-up-Kondensator Cp 606 ersetzt, wodurch der Bedarf an einer zusätzlichen Leistungsversorgung beseitigt wird. Zusätzliche Resonanzschaltungskomponenten sind hinzugefügt, um Schaltverluste durch Rückführen der Gateladung während Schaltübergängen zu reduzieren. Ein Resonanz-Pull-up-Schalter 612 und eine Resonanz-Pull-up-Diode 614 (auch als rückführende Diode 614 bezeichnet) zusammen mit einem Resonanz-Pull-down-Schalter 616 und einer Resonanz-Pull-down-Diode 618 (auch als rückführende Diode 618 bezeichnet) zusammen mit einem rückführenden Induktor 620 bilden eine Resonanzschaltung mit der Gatekapazität 622. In einer Ausführungsform ist der Pull-up-Kondensator Cp 606 mehr als 100 Mal größer als die Gatekapazität 622, sodass eine Spannung über dem Pull-up-Kondensator Cp 606 um nur einige wenige Millivolt abfällt wenn sie an die Gatekapazität 622 angelegt wird. Hier können die Spannung der negativen Versorgung 610 und ein Durchschnitt der Spannung über dem Kondensator Cp 606 gleiche oder unterschiedliche Spannungsamplituden aufweisen.
Gleichermaßen ist 7 ein schematisches Diagramm einer Resonanzgateantriebsschaltung 700 für einen Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (IGBT) 702. Ein Push-Pull-Ausgabetreiber, der einen Pull-up-Schalter 704, der durch eine Pull-up-Versorgung 706 (z. B. Vp) versorgt wird, und einen Pull-down-Switch 708, der durch einen Pull-down-Kondensator 710 (z. B. Cp) versorgt wird, beinhaltet, mit hinzugefügten zusätzlichen Resonanzschaltungskomponenten, um Schaltverluste durch Rückführen der Gateladung während Schaltübergängen zu reduzieren. Das Ersetzen der Pull-down-Versorgung durch einen Pull-down-Kondensator Cn 710 beseitigt den Bedarf an einer zusätzlichen Leistungsversorgung. Die zusätzlichen Resonanzschaltungskomponenten beinhalten einen Resonanz-Pull-up-Schalter 712 und eine Resonanz-Pull-up-Diode 714 zusammen mit einem Resonanz-Pull-down-Schalter 716 und einer Resonanz-Pull-down-Diode 718 zusammen mit einem rückführenden Induktor 720, um die Resonanzschaltung mit der Gatekapazität 722 zu bilden. In einer Ausführungsform ist der Pull-down-Kondensator Cn 610 mehr als 100 Mal größer als die Gatekapazität 722, sodass eine Spannung über dem Pull-down-Kondensator Cn 610 um nur einige wenige Millivolt abfällt wenn sie an die Gatekapazität 722 angelegt wird. In 6 und 7 werden N-MOSFETs für die Schalter S1 bis S4 verwendet, wobei sie jedoch durch P-MOSFETs oder andere Festkörper-Halbleitervorrichtungen ersetzt werden können oder eine Kombination von N-MOSFETs und P-MOSFETs verwendet werden kann, wobei z B. P-MOSFETs verwendet werden können, um das Gate nach oben zu ziehen und N-MOSFETs verwendet werden können, um das Gate nach unten zu ziehen. Hier können die Spannung der positiven Versorgung 706 und ein Durchschnitt der Spannung über dem negativen Kondensator Cn 710 gleiche oder unterschiedliche Spannungsamplituden aufweisen.
8 ist ein grafisches Diagramm 800 von Betriebseigenschaften einer Resonanzgateantriebsschaltung (z. B. der Gateantriebsschaltung aus 6 und 7) für eine Leistungsvorrichtung in Bezug auf die Zeit 802. Die vorgeschlagenen Resonanzgateantriebsschaltungen (z. B. 6 und 7) für MOSFETs/IGBTs sind mit zwei unterschiedlichen Konfigurationen gezeigt. Beide Konfigurationen benötigen jedoch nur eine einzelne Stromversorgung, um eine bipolare Gateausgabespannung zu erzeugen, d. h. +Vp, - Vn. Da die beiden Schaltungskonfigurationen in 6 und 7 ein ähnliches Betriebsprinzip aufweisen, beschreibt die Veranschaulichung aus 8 die Betriebsprinzipien der Schaltung in 6, die zur Vereinfachung erklärt wird.
Hier beinhalten die Betriebseigenschaften ein Eingangsspannungsprofil der Steuersignale einschließlich eines Gatespannungsprofils eines Pull-up-Schalters 804 (das z. B. mit Element 604 oder 704 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist), eines Gatespannungsprofils eines Resonanz-Pull-up-Schalters 806 (das z. B. mit Element 612 oder 712 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist), eines Gatespannungsprofil eines Resonanz-Pull-down-Schalters 808 (das z. B. mit Element 616 oder 716 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist) und eines Gatespannungsprofil eines Pull-down-Schalters 810 (das z. B. mit Element 608 oder 708 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist), zusammen mit einem Stromprofil eines Resonanzinduktors (Lr) 812 (das z. B. mit dem Resonanzinduktor Lr 620 oder 720 aus 6 bzw. 7 verbunden ist), einem Gatespannungsprofil 814 (das z. B. mit einer Spannung über Element 622 oder 722 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist), und einem Induktorspannungsprofil 816 (das z. B. mit Element 620 oder 720 der Gateantriebsschaltung aus 6 bzw. 7 verbunden ist). In diesem grafischen Diagramm 800 kann eine Verarbeitungsvorrichtung, eine Steuerung, eine Steuerlogik oder eine ähnliche Struktur für das Antreiben und den Übergang der Eingänge der Schalter S1-S4 (z. B. 604, 608, 612, 616, 704, 708, 712 und 716) verwendet werden.
Dieses grafische Diagramm beginnt zu einem Zeitpunkt, vor dem Zeitpunkt t0 818, zu dem die Schalter S3 (z. B. 616, 716) und S4 (z. B. 608, 708) beide eingeschaltet sind, um die Gatespannung auf -Vn zu klemmen, das heißt in der Ausführungsform aus 6 die Spannung der negativen Versorgung Vn 610 und in der Ausführungsform aus 7 die Spannung des Floating-Kondensators Cn 710. Vor dem Zeitpunkt t0 ist Leistungsvorrichtung Q (z. B. 602, 702) ausgeschaltet.
Zum Zeitpunkt t0 818 ist der Schalter S2 (z. B. 612, 712) eingeschaltet, während die Schalter S3 (z. B. 616, 716) und S4 (z. B. 608, 708) beide eingeschaltet sind. Wenn der Schalter S2 (z. B. 612, 712) eingeschaltet wird, wird ein Resonanzinduktor Lr (z. B. 620, 720) in der Ausführungsform aus 7 durch den Floating-Kondensator Cn 710 vorgeladen und wird in der Ausführungsform aus 6 durch die negative Versorgung 610 vorgeladen. Die Zeit zwischen t0 (818) und t1 (820) ist ein Einschalt-Vorladezeitraum Tpre-on, der gleich t1 - t0 ist. Während des Einschalt-Vorladezeitraums wird die Spannung des Gates (z. B. 622, 722) auf-Vn geklemmt.
Zum Zeitpunkt t1 820 werden die Schalter S3 (z. B. 616, 716) und S4 (z. B. 608, 708) ausgeschaltet während der Schalter S2 (z. B. 612, 712) eingeschaltet bleibt. Da der Schalter S2 (z. B. 612, 712) eingeschaltet ist, ist der Gatekondensator Cg (z. B. 622, 722) parallel mit Lr (z. B. 620, 720) über D1 (z. B. 614 und 714) und S2 (z. B. 612, 712) gekoppelt. Dies erzeugt eine LC-Resonanzschaltung zwischen Cg (z. B. 622, 722) und Lr (z. B. 620, 720), die eine elektrische Ladung zu dem Gate strömt, sodass sich eine Gatespannung Vg von -Vn auf +Vp erhöht, und die Leistungsvorrichtung Q (z. B. 602, 702) eingeschaltet wird.
Nachdem die Spannung des Gates Vg auf die Spannung über dem positiven Kondensator Cp 606 (VCp) oder der positiven Versorgung +Vp 706 geladen ist, wird eine antiparallele Diode des Schalters S1 (z. B. 604, 704) in Vorwärtsrichtung gespannt und spannt die Gatespannung Vg. Nachdem die Gatespannung Vg auf +Vp oder VCp geklemmt ist, strömt überschüssiger Strom in dem Induktor Lr (z. B. 620, 720) zu der positiven Leistungsversorgung von Vp 706 oder dem positiven Kondensator Cp 606 zurück. Die Zeit zwischen t2 822 and t3 824 ist ein Einschalt-Energierückgewinnungszeitraum Trec-on, der gleich t3 (824) - t2 (822) ist. In der Ausführungsform aus 6, strömt der überschüssige Strom in dem Induktor Lr 620 zum positiven Anschluss des positiven Kondensators Cp 606 zurück und lädt den Kondensator Cp 606 wieder auf, um den Betrieb zu erhalten.
Während der Zeit zwischen t3 824 und t4 826 wird die Diode D1 (z. B. 614, 714) abgeschaltet, wenn der Strom in Induktor Lr (z. B. 620, 720) Null wird. Wenn der Strom in dem Induktor Lr (z. B. 620, 720) Null wird, wird die Energie aus dem Feld des Induktors Lr (z. B. 620, 720) nicht mehr durch die positive Leistungsversorgung Vp 706, wie in 7 gezeigt, oder den positiven Kondensator Cp 606, wie durch 6 gezeigt, wiedergewonnen.
Bei t4 826 wird der Schalter S1 (z. B. 604, 704) eingeschaltet und nach t4 826, wenn beide Schalter S1 (z. B. 604, 704) und S2 (z. B. 612, 712) eingeschaltet sind, wird die Spannung des Gates auf +Vp oder VCp geklemmt. Ein Übergangszeitraum der Leistungsvorrichtung während der Einschaltzeit ist eine Zeit von T0 818 bis T4 826.
Zum Zeitpunkt t'0 828 ist der Schalter S3 (z. B. 616, 716) eingeschaltet, während die Schalter S1 (z. B. 604, 704) und S2 (z. B. 612, 712) beide eingeschaltet sind. Wenn der Schalter S3 (z. B. 616, 716) eingeschaltet wird, wird ein Resonanzinduktor Lr (z. B. 620, 720) in der Ausführungsform aus 6 durch den Floating-Kondensator Cp 606 vorgeladen und wird in der Ausführungsform aus 7 durch die positive Versorgung 706 vorgeladen. Die Zeit zwischen t'0 (828) und t'1 (830) ist ein Abschalt-Vorladezeitraum Tpre-off, der gleich t'1 - t'0 ist. Während des Abschalt-Vorladezeitraums wird die Spannung des Gates (z. B. 622, 722) auf +Vp geklemmt.
Zum Zeitpunkt t'1 830 werden die Schalter S1 (z. B. 604, 704) und S2 (z. B. 612, 712) ausgeschaltet während der Schalter S3 (z. B. 616, 716) eingeschaltet bleibt. Da der Schalter S3 (z. B. 616, 716) eingeschaltet ist, ist der Gatekondensator Cg (z. B. 622, 722) parallel mit Lr (z. B. 620, 720) über D2 (z. B. 618 und 718) und S3 (z. B. 616, 716) gekoppelt. Dies erzeugt eine LC-Resonanzschaltung zwischen Cg (z. B. 622, 722) und Lr (z. B. 620, 720), die eine elektrische Ladung von dem Gate strömt, sodass sich die Gatespannung Vg von +Vp auf-Vn erhöht, und die Leistungsvorrichtung Q (z. B. 602, 702) abgeschaltet wird.
Nachdem die Spannung des Gates Vg auf die Spannung über dem negativen Kondensator Cn 710 (VCn) oder der negativen Versorgung -Vn 610 verbraucht ist, wird eine antiparallele Diode des Schalters S4 (z. B. 608, 708) in Vorwärtsrichtung gespannt und spannt die Gatespannung Vg. Nachdem die Gatespannung Vg auf-Vn oder VCn geklemmt ist, strömt überschüssiger Strom in dem Induktor Lr (z. B. 620, 720) zu der negativen Leistungsversorgung von Vn 610 oder dem negativen Kondensator Cn 610 zurück. Die Zeit zwischen t'2 832 und t'3 834 ist ein Abschalt-Energierückgewinnungszeitraum Trec-off, der gleich t'3 (834) - t'2 (832) ist. In der Ausführungsform aus 7, strömt der überschüssige Strom in dem Induktor Lr 720 zum positiven Anschluss des negativen Kondensators Cn 710 zurück und lädt den Kondensator Cn 710 wieder auf, um den Betrieb zu erhalten.
Während der Zeit zwischen t'3 834 und t'4 836 wird die Diode D2 (z. B. 618, 718) abgeschaltet, wenn der Strom in Induktor Lr (z. B. 620, 720) Null wird. Wenn der Strom in dem Induktor Lr (z. B. 620, 720) Null wird, wird die Energie aus dem Feld des Induktors Lr (z. B. 620, 720) nicht mehr durch die negative Leistungsversorgung Vn 610, wie in 6 gezeigt, oder den negativen Kondensator Cn 710, wie durch 7 gezeigt, wiedergewonnen.
Bei t'4 836 wird der Schalter S4 (z. B. 608, 708) eingeschaltet und nach t'4 836, wenn beide Schalter S3 (z. B. 616, 716) und S4 (z. B. 608, 708) eingeschaltet sind, wird die Spannung des Gates auf -Vn oder VCn geklemmt. Ein Übergangszeitraum der Leistungsvorrichtung während des Abschaltens ist eine Zeit von T'0 828 bis T'4 836.
9 ist ein Ablaufdiagramm für ein spannungsausgeglichenes Steuersystem 900 für einen Floating-Kondensator. Der Floating-Kondensator Cp 606/Cn 710 ist als in den Resonanzgateantriebsschaltungen 600, 700 aus 6 und 7 zu betrachten. Diese Schaltungen 600, 700 ermöglichen die Verwendung einer einzelnen Leistungsversorgung während des Rückführens der Ladung des Gates. Ein zentraler Aspekt dieses Systems besteht in der Steuerung des Ausgleichs von Spannungen für die Floating-Kondensatoren 606, 710. Dieses spannungsausgeglichene Steuersystem 900 für einen Floating-Kondensator ist für einen negativen Floating-Kondensator wie etwa Cn 710 aus 7, aber die Prinzipien sind auf einen positiven Floating-Kondensator wie etwa Cp 606 aus 6 anwendbar. Hier wird eine Sollreferenzspannung Vn_ref 902 mit einer negativen Kondensatorrückkopplungsspannung Vn_fbk kombiniert. Die Ausgabe wird dann an einen Spannungsregulator 906 weitergeleitet, der Zeiten oder Arbeitszyklen, die mit dem Betrieb der Schalter der Gatesteuerschaltung (z. B. 604, 612, 616, 608, 704, 712, 716 und 708) verbunden sind, ausgibt, wobei die Betriebszeiten oder Arbeitszyklen dann durch einen Begrenzer 908 begrenzt werden, sodass die Zeitdifferenz ΔTd erzeugt wird und verwendet wird, um die Vorladeeinschaltsollzeit während des Einschaltens T*pre_on 910 zu kompensieren, um eine regulierte Vorladezeit während des Einschaltens Tpre_on 912 auszugegben, und die Vorladeabschaltsollzeit während des Abschaltens T*pre_off 914 zu kompensieren, um eine regulierte Vorladezeit während des Abschaltens Tpre_off 916 auszugeben.
Da die Schaltungen aus 6 und 7 ähnliche Betriebsprinzipien aufweisen, können die Prinzipien von einer dieser Schaltungen verwendet werden, um die Prinzipien der anderen zu beschreiben. 8 ist als elektrische Eigenschaften, die mit dem Betrieb der Schaltungen aus 7 verbunden sind, veranschaulichend zu betrachten. Die elektrische Ladung für die positive Leistungsversorgung 706 und die negative Spannung über dem negativen Floating-Kondensator 710 während des Einschaltens (z. B. t0 818 - t4 826) und Abschaltens (z. B. t'0 828 - t'4 836) kann während der vier Laderückführungs- oder -rückgewinnungsphasen, d. h. Qn_on, Qp_on, Qp_off und Qn_off, ausgewertet werden.
Als Referenz wird die Ladung gemäß dem Induktorstrom definiert (d. h. eine positive Ladungsrichtung ist die Ladung, die aus einer negativen Leistungsversorgung oder einem negativen Kondensator strömt; während für eine positive Leistungsversorgung/einen positiven Kondensator eine positive Richtung die Ladung, die in die Leistungsversorgung/den Kondensator strömt, ist).
Als erstes ist Qn_on, wie in 8 veranschaulicht, die elektrische Ladung, die aus der negativen Leistungsversorgung während Tpre_on des Einschaltvorgangs strömt, in dem Tpre_on während der Zeit oder des Zeitraums (t1 820 - t0 818) ist und die negative Leistungsversorgung der Floating-Kondensator Cn 710 ist, wie in 7 gezeigt.
Als nächstes ist Qp_on, wie in 8 veranschaulicht, die elektrische Ladung, die in die positive Leistungsversorgung während Trec_on des Einschaltvorgangs strömt, wobei Trec_on = t3 824 - t2 822 ist, und die positive Leistungsversorgung die Leistungsversorgung Vp 706 anzeigt, wie in 7 gezeigt. Hier strömt die überschüssige Ladung, nachdem das Gate auf einem Niveau, Vp, ist, durch die obere Diode 714 und die Body-Diode von Schalter S1 704 zu der positiven Leistungsversorgung. Bei Betrachtung dieses Vorgangs mit 6 strömt die überschüssige Energie aus dem Kollabieren des Felds des Induktors Lr 620 durch Diode D1 614 und die Body-Diode von Schalter S1 604, um den positiven Floating-Kondensator Cp 606 zu laden, wodurch die Spannung des positiven Floating-Kondensators Cp 606 erhöht wird. Qp_on ist eine Energierückgewinnungsladung.
Qp_off ist die elektrische Ladung in die positive Leistungsversorgung während Tpre_off des Abschaltvorgangs, wobei Tpre_off = t'1 830 - t'0 828 ist, und die positive Leistungsversorgung die Leistungsversorgung Vp 706 anzeigt, wie in 7 gezeigt.
Qn_off ist die elektrische Ladung aus der negativen Leistungsversorgung während Trec_off des Abschaltvorgangs, wobei Trec_off = t'3 834 - t'2 832 ist, und die negative Leistungsversorgung den Floating-Kondensator Cn 710 anzeigt, wie in 7 gezeigt. Die überschüssige Energie aus dem Kollabieren des Felds des Induktors Lr 720 strömt durch Diode D2 718 und die Body-Diode von Schalter S4 708, um den negativen Floating-Kondensator Cn 710 zu laden, wodurch die Spannung des negativen Floating-Kondensators Cn 710 erhöht wird. Qn_off ist eine Energierückgewinnungsladung.
Der Floating-Kondensator Cn 710 aus 7 wird während Tpre_on und Trec_off, die Qn_on bzw. Qn_off entsprechen, geladen/entladen. Demnach kann das Erhalten eines Änderungsgleichgewichts an dem Floating-Kondensator Cn 710 aus 7 gemäß der nachfolgenden Gleichung (3) sein. $Q_{n_o n} + Q_{n_o f f} = 0$
Gleichermaßen wird der Floating-Kondensator Cp 606 aus Fig. 6 während Tpre_off und Trec_on, die Qp_off bzw. Qp_on entsprechen, geladen/entladen. Demnach kann das Erhalten eines Änderungsgleichgewichts an dem Floating-Kondensator Cp 606 aus 6 gemäß der nachfolgenden Gleichung (4) sein. $Q_{p_o f f} + Q_{p_o n} = 0$
Bei Betrachtung von Gleichung 3 und 7 ist die Kondensator-Nettoladung während eines Paares von Schaltzyklen (d. h. eine Einschaltung + eine Abschaltung) Null, demnach kann die Kondensatorspannung erhalten werden indem das System und die Schaltung entsprechend ausgestaltet werden. Die elektrische Ladung von Qn_on und Qn_off kann über die Beziehungen der nachfolgenden Gleichungen 5 und 6 abgeleitet werden. $Q_{n_o n} = \frac{1}{2} \frac{V_{n} T_{p r e_o n}^{2}}{L_{r}}$
$Q_{n_{o f f}} = - \frac{1}{2} \frac{V_{n} T_{r e c_o f f}^{2}}{L_{r}}$
Wobei Vn 'die Kondensatorspannung von Cn 710 ist. Das System kann derart ausgestaltet sein, dass Vn während jedes Einschalt- und Abschaltvorgangs im Wesentlichen konstant ist, wenn die Kapazität von Cn 710 groß genug ist. Während T_pre__on des Einschaltvorgangs wird der Resonanzinduktor Lr 720 durch den Floating-Kondensator Cn 710 geladen, wenn elektrische Ladung aus C_n 710 strömt, um den Resonanzinduktor Lr zu laden. 710. Und während T_{rec_off} des Abschaltvorgangs, nachdem die Gatespannung Vg durch den Resonanzinduktor L_r 720 auf-Vn geladen wurde, strömt der überschüssige Strom bei L_r 720 wenn das Feld kollabiert durch Diode D2 718 und die Body-Diode von Schalter S4 708 zu C_n 710 zurück.
Bei der Ausgestaltung der Schaltung ist eine Erhaltung des Gleichgewichts von Q_{n_on} + Q_{n_off} = 0, um die Spannung des Floating-Kondensators C_n zu erhalten gewünscht. In einigen Ausführungsformen kann der Wert von Q_{n_off} etwas größer als Q_{n_on} sein, sodass ein kleiner Ladungsüberschuss zu einem leichten Anstieg der Spannung über dem Floating-Kondensator C_n 710 führt. Wie in den vorstehenden Gleichungen angezeigt, ist Q_{n_on} proportional zu T_{pre_on} ² und Q_{n_off} ist proportional zu T_{rec_off} ². Die Einstellung von Q_{n_on} ist mit der Vorladezeit T_{pre_on} verbunden, und die Einstellung von Q_{n_off} ist mit der Vorladezeit T_{rec_off} verbunden. In einer Ausführungsform stellen wir Q_{n_on} über die Vorladezeit T_{pre_on} ein, und Q_{n_off} ist mit der Vorladezeit T_{pre_off} verbunden, das es schwierig sein kann, Q_{n_off} durch direktes Einstelle der Zeit T_{rec_off} einzustellen.
Es ist zu beachten, dass die V_{n_ref} die Sollspannung des Floating-Kondensators ist, die ein konstanter oder wenn erforderlich ein einstellbarer Wert sein könnte.
Mit der vorgeschlagenen Technologie und dem vorgeschlagenen Steuerverfahren aus Fig. 9 können die Spannungen V_n/V_p der Floating-Kondensatoren Cp 606 aus Fig. 6 und Cn aus 7 auf jeden gewünschten Wert geregelt werden. Bevor die Gateantriebsschaltung 700 aus 7 eingeschaltet wird, ist die Ausgangsspannung V_n des Floating-Kondensators Cn 710 Null, wobei die Floating-Kondensatorspannung V_n jedoch unter Verwendung des in 9 gezeigten Steuerverfahrens nach einigen wenigen PWM-Schaltzyklen schrittweise aufgeladen werden kann, sodass keine zusätzliche Schaltung oder ein besonderes Steuerverfahren erforderlich ist, um diesen Floating-Kondensator vorzuladen.
Die Steuerlogik oder die von der Steuerung ausgeführten Funktionen können in einer oder mehreren Figuren durch Ablaufdiagramme oder ähnliche Diagramme dargestellt sein. Diese Figuren stellen repräsentative Steuerstrategien und/oder -logik bereit, die unter Verwendung von einer oder mehreren Verarbeitungsstrategien, wie etwa ereignisgesteuert, unterbrechungsgesteuert, Multitasking, Multithreading und dergleichen, umgesetzt werden können. Demnach können verschiedene veranschaulichte Schritte oder Funktionen in der veranschaulichten Reihenfolge oder parallel durchgeführt oder in manchen Fällen weggelassen werden. Wenngleich dies nicht immer ausdrücklich veranschaulicht ist, erkennt der Durchschnittsfachmann, dass eine(r) oder mehrere der veranschaulichten Schritte oder Funktionen in Abhängigkeit von der konkreten verwendeten Verarbeitungsstrategie wiederholt ausgeführt werden können. Ebenso ist die Verarbeitungsreihenfolge nicht zwingend erforderlich, um die hier beschriebenen Merkmale und Vorteile zu erreichen, sondern soll der Veranschaulichung und Beschreibung dienen. Die Steuerlogik kann hauptsächlich als Software umgesetzt sein, die durch eine mikroprozessorbasierte Fahrzeug-, Motor- und/oder Antriebsstrangsteuerung, wie etwa die Steuerung, ausgeführt wird. Selbstverständlich kann die Steuerlogik je nach der konkreten Anwendung als Software, Hardware oder eine Kombination aus Software und Hardware in einer oder mehreren Steuerungen umgesetzt sein. Bei einer Umsetzung als Software kann die Steuerlogik in einer bzw. einem oder mehreren computerlesbaren Speichervorrichtungen oder -medien bereitgestellt sein, auf denen Daten gespeichert sind, die Code oder Anweisungen darstellen, der bzw. die durch einen Computer zum Steuern des Fahrzeugs oder seiner Teilsysteme ausgeführt wird bzw. werden. Zu den computerlesbaren Speichervorrichtungen oder -medien können eine oder mehrere einer Reihe von bekannten physischen Vorrichtungen gehören, die ausführbare Anweisungen und zugehörige Kalibrierungsinformationen, Betriebsvariablen und dergleichen elektronisch, magnetisch und/oder optisch speichern.
Die hier offenbarten Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können einer Verarbeitungsvorrichtung, einer Steuerung oder einem Computer zuführbar sein/davon angewendet werden, die/der eine bereits bestehende programmierbare elektronische Steuerungseinheit oder eine spezielle elektronische Steuereinheit enthalten kann. Gleichermaßen können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen als Daten und Anweisungen gespeichert sein, die durch eine Steuerung oder einen Computer in vielen Formen ausgeführt werden können, darunter unter anderem Informationen, die permanent auf nicht beschreibbaren Speichermedien wie Nur-Lese-Speicher-(ROM-)Vorrichtungen gespeichert sind, und Informationen, die veränderbar auf beschreibbaren Speichermedien wie etwa Disketten, Magnetbändern, Compact Discs (CDs), Direktzugriffsspeicher-(RAM-)Vorrichtungen und weiteren magnetischen und optischen Medien gespeichert sind. Die Prozesse, Verfahren und Algorithmen können auch in einem von Software ausführbaren Objekt umgesetzt sein. Alternativ können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen ganz oder teilweise unter Verwendung geeigneter Hardwarekomponenten wie etwa anwendungsspezifischer integrierter Schaltungen (Application Specific Integrated Circuits - ASICs), feldprogrammierbarer Gateanordnungen (Field-Programmable Gate Arrays - FPGAs), Zustandsmaschinen, Steuerungen oder sonstiger Hardwarekomponenten oder Vorrichtungen oder einer Kombination aus Hardware-, Software- und Firmwarekomponenten ausgeführt sein.
Obwohl vorstehend beispielhafte Ausführungsformen beschrieben sind, ist es nicht beabsichtigt, dass diese Ausführungsformen alle möglichen Formen beschreiben, welche die Patentansprüche umschließen. Bei den in der Beschreibung verwendeten Ausdrücken handelt es sich um beschreibende, nicht um einschränkende Ausdrücke, und es versteht sich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der Offenbarung abzuweichen. Wie vorangehend beschrieben, können die Merkmale verschiedener Ausführungsformen miteinander kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen der Erfindung zu bilden, die unter Umständen nicht ausdrücklich beschrieben oder veranschaulicht sind. Wenngleich verschiedene Ausführungsformen gegenüber anderen Ausführungsformen oder Umsetzungen nach dem Stand der Technik hinsichtlich einer oder mehrerer gewünschter Eigenschaften als vorteilhaft oder bevorzugt beschrieben sein können, erkennt ein Durchschnittsfachmann, dass ein oder mehrere Merkmale oder eine oder mehrere Eigenschaften in Frage gestellt werden können, um die gewünschten Gesamtattribute des Systems zu erreichen, die von der konkreten Anwendung und Umsetzung abhängig sind. Zu diesen Attributen gehören u. a. Kosten, Festigkeit, Lebensdauer, Lebenszykluskosten, Marktfähigkeit, Erscheinungsbild, Verpackung, Größe, Wartbarkeit, Gewicht, Herstellbarkeit, einfache Montage usw. Daher liegen Ausführungsformen, welche in Bezug auf eine oder mehrere Eigenschaften als weniger wünschenswert als andere Ausführungsformen oder Umsetzungen aus dem Stand der Technik beschrieben werden, nicht außerhalb des Umfangs der Offenbarung und können für bestimmte Anwendungen wünschenswert sein.

Claims

Gatetreiber einer Leistungsvorrichtung, umfassend: einen Induktor, der dazu ausgelegt ist, während eines Übergangszeitraums der Leistungsvorrichtung ein Potential an einem Gate in ein Feld und das Feld in ein entgegengesetztes Potential umzuwandeln, um das Gate umzuschalten und einen Floating-Kondensator auf das entgegengesetzte Potential zu laden, wenn ein Überschussfeld kollabiert; und eine Versorgung, die dazu ausgelegt ist, das Gate während eines Nicht-Übergangszeitraums auf dem Potential zu erhalten und das Überschussfeld zu erzeugen.
Gatetreiber nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Steuerung, die dazu ausgelegt ist, eine Vorladezeit proportional zu einer Spannung über dem Floating-Kondensator einzustellen, um die Differenz zwischen einer Vorladeladung und einer Energierückgewinnungsladung zu reduzieren.
Gatetreiber nach Anspruch 1, wobei die Versorgung über dem Übergangszeitraum eine Versorgungsgröße aufweist und der Floating-Kondensator eine durchschnittliche Größe aufweist, sodass die Versorgungsgröße größer als die durchschnittliche Größe ist.
Gatetreiber nach Anspruch 1, wobei die Versorgung dazu ausgelegt ist, eine negative Ladung an das Gate der Leistungsvorrichtung anzulegen und der Floating-Kondensator dazu ausgelegt ist, eine positive Ladung an das Gate der Leistungsvorrichtung anzulegen.
Gatetreiber nach Anspruch 4, ferner umfassend eine Body-Diode eines Pull-up-Schalters und eine rückführende Diode, die in Vorwärtsrichtung gespannt werden, wenn das Überschussfeld in dem Induktor kollabiert, um Strom zu strömen, um den Floating-Kondensator wiederaufzuladen.
Gatetreiber nach Anspruch 5, wobei der Pull-up-Schalter ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor - MOSFET) oder ein Bipolartransistor (BJT) ist.
Gatetreiber nach Anspruch 5, ferner umfassend einen Pull-down-Schalter, der dazu ausgelegt ist, die negative Ladung an einem negativen Potential der Versorgung einzurasten.
Gatetreiber nach Anspruch 1, wobei die Versorgung dazu ausgelegt ist, eine positive Ladung an das Gate der Leistungsvorrichtung anzulegen und der Floating-Kondensator dazu ausgelegt ist, eine negative Ladung an das Gate der Leistungsvorrichtung anzulegen.
Gatetreiber nach Anspruch 1, wobei die Leistungsvorrichtung ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFET) oder ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) ist.
Verfahren zum Rückführen einer Gateladung während des Umstellens eines Leistungsschalters für einen Fahrzeugantriebsstrang, umfassend: durch einen Gatetreiber, während des Einschaltens Induzieren eines Felds in einem Induktor über eine negative Ladung an einem Gate des Leistungsschalters; Umwandeln des Felds in eine positive Ladung; Strömen der positiven Ladung auf das Gate und der überschüssigen Ladung zu einem Floating-Kondensator; und Einrasten der positiven Ladung an dem Gate über den Floating-Kondensator.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Feld durch Strömen der negativen Ladung durch einen Resonanz-Pull-up-Schalter und eine Resonanz-Pull-up-Diode, während diese in Vorwärtsrichtung gespannt sind, an den Induktor, induziert wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die positive Ladung durch einen hochspannungsseitigen Schalter an dem Gate eingerastet wird.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der hochspannungsseitige Schalter und der Resonanz-Pull-up-Schalter Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFETs) oder Bipolartransistoren (Bipolar Junction Transistors - BJTs) sind.
Verfahren nach Anspruch 10 ferner umfassend, durch einen Gatetreiber, während des Abschaltens Induzieren eines Felds in einem Induktor über eine positive Ladung, die sich an dem Gate befindet; Umwandeln des Felds in eine negative Ladung; Strömen der negativen Ladung auf das Gate und Erzeugen eines Überschussfelds durch eine Versorgung; und Einrasten der negativen Ladung an dem Gate durch die Versorgung.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Feld durch Strömen der positiven Ladung durch einen Resonanz-Pull-down-Schalter und eine Resonanz-Pull-down-Diode, während diese in Vorwärtsrichtung gespannt sind, an den Induktor, induziert wird.