CN108696107A - 单电源供电的混合动力驱动谐振栅极驱动器 - Google Patents

单电源供电的混合动力驱动谐振栅极驱动器 Download PDF

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Abstract

本公开涉及一种单电源供电的混合动力驱动谐振栅极驱动器。一种功率器件的栅极驱动器包括电感器和电源。电感器被配置为：在功率器件的过渡期期间，将栅极上的电势转换为场并且将所述场转换为反向电势，以对栅极进行切换并在多余的场消失时将浮动电容器充电到反向电势。电源被配置为：在非过渡期期间，将栅极保持在所述电势上，并且产生所述多余的场。

Description

单电源供电的混合动力驱动谐振栅极驱动器
技术领域
本申请总体上涉及用于固态开关的栅极驱动器，其中，谐振电路使能量在电感器与栅极之间再循环以降低栅极开关损耗。
背景技术
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(HEV)、插电式混合动力电动车辆(PHEV)和电池电动车辆(BEV))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(DC)电力转换为交流(AC)电力。典型的AC牵引马达是可由3个正弦信号提供电力的三相马达，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作并提供最大电流。可选地，牵引电池被称作高电压电池。电机的改善的性能可通过在与牵引电池电压不同的电压(诸如，高于牵引电池电压的电压)下进行操作来实现。因此，很多电气化车辆包括DC-DC转换器(还被称作可变电压转换器(VVC))，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。由于电压需求、电流需求和开关需求，固态开关(诸如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT))通常被用于产生电力逆变器和VVC中的信号。
发明内容
一种功率器件的栅极驱动器包括电感器和电源。电感器被配置为：在功率器件的过渡期期间，将栅极上的电势转换为场并且将所述场转换为反向电势，以对栅极进行切换并在多余的场消失时将浮动电容器充电到所述反向电势。电源被配置为：在非过渡期期间，将栅极保持在所述电势上，并且产生所述多余的场。
提供一种在车辆动力传动系统的功率开关的过渡期间对栅极电荷进行再循环的方法，所述方法在导通期间由栅极驱动器执行并且包括：经由功率开关的栅极上的负电荷在电感器中感应出场；将所述场转换为正电荷；使正电荷流到栅极上，并且使多余的电荷流到浮动电容器；经由浮动电容器将正电荷锁存到栅极上。
一种功率器件的栅极驱动器包括具有电感器的谐振电路。谐振电路被配置为：在截止期间，通过基于由电源的正电势引起的来自功率器件的栅极的正电荷而感应出第一场，对电荷进行再循环，并且响应于电感器两端的电压反转，使第一场消失以从栅极汲取电荷并传递到浮动电容器。
根据本发明的一个实施例，所述栅极驱动器还包括控制器，控制器被配置为：与浮动电容器两端的电压成比例地调节预充电时间，以减小预充电电荷与能量恢复电荷之间的差。
根据本发明的一个实施例，电源具有电源幅值并且浮动电容器具有在截止期间的平均幅值，使得所述电源幅值大于所述平均幅值。
根据本发明的一个实施例，谐振电路还包括低侧开关，低侧开关被配置为将栅极锁存到浮动电容器的负电势。
根据本发明的一个实施例，谐振电路还被配置为：在导通期间，通过基于由负电势引起的来自栅极的负电荷而感应出第二场，对电荷进行再循环，并且响应于电感器两端的电压反转，使第二场消失以将电荷注入到栅极上。
附图说明
图1是示出典型的动力传动系统和能量储存组件以及在动力传动系统和能量储存组件之间的可变电压转换器和电力逆变器的混合动力车辆的示图。
图2是车辆的包括旁路二极管的可变电压转换器的示意图。
图3是车辆的电机逆变器的示意图。
图4是典型的绝缘栅双极型晶体管栅极驱动电路的示意图。
图5是在绝缘栅双极型晶体管的导通期间栅极电压相对于电荷的电压曲线的图形示图。
图6是绝缘栅双极型晶体管的具有单个低侧电源的谐振栅极驱动电路的示意图。
图7是绝缘栅双极型晶体管的具有单个高侧电源的谐振栅极驱动电路的示意图。
图8是功率器件的谐振栅极驱动电路的操作特性相对于时间的图形示图。
图9是针对用于浮动电容器的电压平衡控制系统的流程图。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
一般而言，诸如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)的固态器件(SSD)在多种汽车和工业应用(诸如，电动马达驱动、电力逆变器、DC-DC转换器以及电力模块))中被广泛使用。IGBT和MOSFET的操作是电压控制的，其中，所述操作是基于施加到IGBT或MOSFET的栅极的电压的，而BJT的操作是电流控制的，其中，所述操作是基于施加到BJT的基极的电流的。这里，将讨论IGBT的使用，然而，架构和方法也可应用于其它SSD(例如，包括IGBT和MOSFET两者的绝缘栅SSD)。IGBT的操作受由栅极驱动器供应的栅极电压控制。常规的栅极驱动器通常是基于被施加到具有限流电阻器的IGBT栅极上的大于阈值电压的电压的，所述栅极驱动器通常由可开关电压源和栅极电阻器组成。低栅极电阻会导致快速的开关速度和低开关损耗，但是也可在半导体器件上产生更高的应力(stress)(例如，过电压应力)。因此，选择栅极电阻以寻求开关损耗、开关延迟和应力之间的折衷。当使IGBT截止时，栅极电阻器使从栅极流出的电流减小，从而增加IGBT的截止时间。此外，IGBT可能在导通和截止期间具有不同损耗，从而可使用提供与截止电阻不同的导通电阻的栅极驱动器。
当考虑到诸如HEV、PHEV或BEV的电动车辆(xEV)的电路的开关损耗时，电源侧转换通常导致大量的开关损耗。电源侧转换包括导通转换或截止转换，在导通转换中，IGBT从IGBT的发射极与集电极之间的开路转换为导通状态，在截止转换中，IGBT从IGBT的发射极与集电极之间的导通状态转换为开路。这里，提出了一种经由谐振电路降低电源开关的控制侧上的开关损耗的电路，所述谐振电路在截止与导通之间的转换期间将下拉能量再循环为上拉能量。所述电路被配置为在导通与截止之间的转换期间还将上拉能量再循环为下拉能量。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(PHEV)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114可在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(BEV)。在BEV配置中，可以不存在发动机118。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(FHEV)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流(DC)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接至其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供DC电压而电机114可使用三相交流电(AC)来运转。电力电子模块126可将DC电压转换为三相AC电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相AC电流转换为与牵引电池124兼容的DC电压。
车辆112可包括电连接在牵引电池124和电力电子模块126之间的可变电压转换器(VVC)152。VVC 152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的DC/DC升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可以以较高的效率和较低的损耗运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量以外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括DC/DC转换器模块128，DC/DC转换器模块128将牵引电池124的高电压DC输出转换为与低电压车辆负载兼容的低电压DC供应。DC/DC转换器模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12V电池)以用于给辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有适时地操作和控制电负载146的关联的控制器。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接至电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(EVSE)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。EVSE 138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向EVSE 138提供DC电力或AC电力。EVSE 138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从EVSE 138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从EVSE 138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与EVSE 138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。EVSE连接器140可具有与充电端口134的相应凹入紧密配合的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以进行车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应，并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。制动系统150的控制器可在被另一控制器或子功能请求时实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络进行通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(CAN)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(IEEE)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过CAN或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络未在图1中被示出，但是可隐含了车辆网络可连接在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(VCS)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的VVC 152的示图。VVC 152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。VVC 152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。VVC 152可被操作为使得输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制VVC 152内的多个位置处的电参数(例如，电压和电流)的VVC控制器200。在一些配置中，VVC控制器200可作为VVC 152的一部分被包括。VVC控制器200可确定输出电压基准。VVC控制器200可基于电参数和电压基准确定足以使VVC 152实现期望的输出电压的控制信号。在一些配置中，控制信号可被实现为脉冲宽度调制(PWM)信号，其中，PWM信号的占空比是变化的。控制信号可在预定开关频率下操作。VVC控制器200可命令VVC152使用控制信号提供期望的输出电压。操作VVC 152的特定控制信号可与由VVC 152提供的电压升高的量直接相关。
VVC 152的输出电压可被控制以实现期望的基准电压。在一些配置中，VVC 152可以是升压转换器。在升压转换器的配置中，VVC控制器200控制占空比，输入电压Vin和输出电压Vout之间的理想关系以及占空比D可使用以下等式示出：
期望的占空比D可通过测量输入电压(例如，牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压而被确定。VVC 152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的不同表达式。在一些配置中，VVC152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。在此描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑。
参照图2，VVC 152可升高或“提高”(step up)由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(HV)DC电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和VVC 152之间。当接触器142闭合时，HV DC电力可从牵引电池124被传输到VVC 152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。VVC 152可接收HV DC电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电压电势。
输出电容器204可电连接在VVC 152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小VVC 152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，VVC 152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206和开关器件208可被配置为使电流选择性地流动至电负载(例如，电力电子模块126和电机114)。开关器件206和开关器件208中的每个可由VVC控制器200的栅极驱动电路(未示出)单独控制，并且可包括任何类型的可控开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或场效应晶体管(FET))。栅极驱动电路可向开关器件206和开关器件208中的每个提供基于控制信号(例如，PWM控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206和开关器件208中的每个上。开关器件206和开关器件208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如，开/关和关/开的转换)期间产生的功率损耗。可通过在转换期间流过开关器件206和开关器件208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件导通时产生的关联的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量VVC 152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如，电池124的电压)，并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量VVC 152的输出电压并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与DC总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合VVC控制器200的水平的电路。VVC控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器214(通常称为升压电感器)可串联电连接在牵引电池124与开关器件206和开关器件208之间。输入电感器214可在将能量储存在VVC152中和释放VVC 152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流作为VVC 152的输出并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向VVC控制器200提供相应的电流信号(IL)。通过输入电感器214的输入电流可以是VVC 152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206和开关器件208的导通时间以及输入电感器214的电感L共同作用的结果。VVC控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
VVC控制器200可被配置为控制VVC 152的输出电压。VVC控制器200可经由车辆网络从VVC 152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。VVC控制器200可监测输入信号(Vbat，Vdc，IL，)，以确定控制信号。例如，VVC控制器200可向栅极驱动电路提供与占空比命令对应的控制信号。栅极驱动电路随后可基于占空比命令控制开关器件206和开关器件208中的每个。
提供给VVC 152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206和开关器件208。在开关频率的每个周期内，开关器件206和开关器件208可以以特定的占空比被操作。占空比定义开关器件206和开关器件208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206和开关器件208在接通状态下操作持续半个周期并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206和208的控制信号可以是互补的。也就是说，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反的版本。开关器件206和208的互补控制的使用适合于避免在电流直接流过高侧开关器件206和低侧开关器件208的情况下的击穿状况。高侧开关器件206也被称为通过器件(pass device)206，低侧开关器件208也被称为充电器件208。
由开关器件206和开关器件208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206和开关器件208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流的状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比的状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计VVC 152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是在DC信号中呈现的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206和开关器件208可在最大电感器电流(DC电流加纹波电流)下断开，这可引起开关器件206和开关器件208两端的大的电压尖峰。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。通常，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流的状况和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206和开关器件208的开关频率可被选择为高于连接至VVC 152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5kHz)的频率(例如，10kHz)。在一些应用中，VVC 152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和纹波电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在VVC 152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但是可能是在其它操作状况下的折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206和开关器件208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是VVC 152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(NVH)问题。
VVC控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206和开关器件208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少NVH问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206和开关器件208可能经受增大的电压负荷。在VVC 152的最大操作电流下，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续地改变开关频率。
VVC控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是VVC 152的最大操作电流。开关频率的改变可以是基于输入到开关器件206和开关器件208的电流的幅值的。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率进行操作，开关损耗被降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，所以输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。同理，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续地变化。
VVC控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如，50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与IGBT的栅极相关联的寄生电感。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(PEM)126。图3的PEM126被示出为包括多个开关302(例如，IGBT)，所述多个开关302被配置为共同操作为具有第一相桥(phase leg)316、第二相桥318和第三相桥320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括额外的相桥。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，PEM126可包括多个转换器，PEM126中的每个逆变器包括三个或更多个相桥。例如，系统300可控制PEM126中的两个或更多个逆变器。PEM126还可包括具有高功率开关(例如，IGBT)的DC至DC转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是DC至AC转换器。在操作中，DC至AC转换器通过DC总线304(包括DC总线304A和304B)从DC电力链路(power link)306接收DC电力，并将DC电力转换为AC电力。AC电力经由相电流ia、ib和ic被传输，以驱动AC电机，所述AC电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(PMSM))。在这样的示例中，DC电力链路306可包括DC蓄电池，以向DC总线304提供DC电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自AC电机114(例如，发电机)的AC电力转换为DC电力的AC至DC转换器，其中，DC总线304可将DC电力提供至DC电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构的PEM126。
继续参照图3，逆变器中的相桥316、318和320中的每个均包括功率开关302，功率开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个功率开关302可包括二极管和晶体管(例如，IGBT)。图3中的二极管被标记为Da1、Da2、Db1、Db2、Dc1和Dc2，而图3中的IGBT分别被标记为Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1和Sc2。功率开关Sa1、Sa2、Da1和Da2是三相转换器的相桥A的一部分，其在图3中被标记为第一相桥A 316。类似地，功率开关Sb1、Sb2、Db1和Db2是三相转换器的相桥B 318的一部分，功率开关Sc1、Sc2、Dc1和Dc2是三相转换器的相桥C 320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的功率开关302或电路元件。二极管(Dxx)与IGBT(Sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联。这种反向并联构造中的二极管也被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器CSa、CSb和CSc以感测各个相桥316、318和320中的电流。图3示出了与PEM 126分离的电流传感器CSa、CSb和CSc。然而，根据PEM 126的构造，电流传感器CSa、CSb和CSc可被集成为PEM 126的一部分。图3中的电流传感器CSa、CSb和CSc被安装成分别与相桥A、B和C(即，图3中的相桥316、318和320)串联，并提供用于系统300的各个反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(LD)310处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于流过各个相桥316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，功率开关302(例如，IGBT)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示流过各个相桥A、B和C的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(LD)或控制器310。控制器或LD 310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制PEM 126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑或门阵列中。如图3的实施例中所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相桥316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括相电流ia、ib和ic流进和流出DC总线304或DC总线电容器308的模式。图3中的DC总线电容器308被示出为与PEM 126分离。然而，DC总线电容器308可被集成为PEM 126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于PEM 126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相桥316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被设置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相桥316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的功率开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换DC电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个功率开关302的开关状态改变为开启状态或关闭状态。在示出的实施例中，为了将功率开关302切换到开启状态或关闭状态，控制器或LD 310向每个功率开关302提供栅极电压(Vg)，从而驱动每个功率开关302的开关状态。栅极电压Vga1、Vga2、Vgb1、Vgb2、Vgc1和Vgc2(在图3中被示出)控制各个功率开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将功率开关302在开启状态和关闭状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或IGBT开关的温度来改变每个IGBT的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与IGBT开关速度的变化成正比。
还如图3所示，相桥316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相桥316、318和320中的每个中仅有一个开关可处于开启状态而不会使DC电力链路306短路。因此，在每个相桥中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。上方开关通常被称为高侧开关(即，302A、302B、302C)，下方开关通常被称为低侧开关(即，302D、302E、302F)。因此，相桥的高状态指的是相桥中的上方开关处于开启状态并且下方开关处于关闭状态。同样地，相桥的低状态指的是相桥的上方开关处于关闭状态并且下方开关处于开启状态。因此，具有电流镜像能力的IGBT可以是所有IGBT、IGBT的子集(例如，Sa1、Sb1、Sc1)或单个IGBT。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相桥处于高状态，而第三个相桥处于低状态，或者(2)一个相桥处于高状态，而另外两个相桥处于低状态。因此，三相转换器中的一个相桥(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相桥(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
图4是典型的绝缘栅双极型晶体管栅极驱动电路400的示意图。该传统的基于半桥的栅极驱动电路可被用于控制流到MOSFET或IGBT的电力。绝缘栅双极型晶体管(IGBT)402通常由上拉开关404和下拉开关408驱动，上拉开关404经由上拉电源406供电，下拉开关408经由下拉电源410供电。该栅极驱动电路400是已被广泛用于各种工业应用的普及的栅极驱动电路。该电路的一个方面是栅极驱动电源需要在导通/截止过程期间提供能量以对栅极电容器进行充电/放电。而且，在导通/截止过程期间对栅极电容器进行充电/放电所需的能量通常在内部栅极电阻器和外部栅极电阻器中被消耗。这里，提出了一种经由谐振电路来降低开关损耗的电路，所述谐振电路在截止与导通之间的转换期间将下拉能量再循环为上拉能量。该电路被配置为还在导通与截止之间的转换期间将上拉能量再循环为下拉能量。
图5是在绝缘栅双极型晶体管的导通和截止期间栅极电压502相对于电荷504的电压曲线506的图形示图500。根据MOSFET/IGBT的栅极电容器电荷特性，计算传统栅极驱动电路的栅极电阻Rg中的功率损耗的等式如以下的等式(2)。
Pg＝fs·(Qg1+Qg2)·(Vcc+Vee) (2)
其中，fs是开关的开关频率，Qg1是从零到Vcc的栅极电荷，Qg2是从–Vee到零的栅极电荷。栅极驱动电路功率损耗与开关频率成正比，且与栅极电阻无关。针对具有可切换达几百kHz到MHz的高开关频率的功率器件(例如，SiC(碳化硅)和GaN(氮化镓)MOSFET)，期望的是提供具有极低功率损耗的高性能栅极驱动电路以提高系统效率。
图6是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)602的谐振栅极驱动电路600的示意图。典型地，推挽式输出驱动器包括由上拉电源供电的上拉开关604和由下拉电源610(例如，Vn)供电的下拉开关608。这里，上拉电源被上拉电容器Cp 606替代，从而不需要附加电源。此外，谐振电路组件被添加以通过在开关转换期间对栅极电荷进行再循环而减少开关损耗。谐振上拉开关612和谐振上拉二极管614(也称作续流二极管614)以及谐振下拉开关616和谐振下拉二极管618(也称作续流二极管618)连同续流电感器620一起形成具有栅极电容622的谐振电路。在一个实施例中，上拉电容器Cp 606比栅极电容622大超过100倍，使得上拉电容器Cp606两端的电压在施加到栅极电容622时仅下降几毫伏。这里，负电源610的电压和电容器Cp606两端的电压的均值可能具有相等或不同的电压幅值。
类似地，图7是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)702的谐振栅极驱动电路700的示意图。推挽式输出驱动器包括由上拉电源706(例如，Vp)供电的上拉开关704和由下拉电容器710(例如，Cn)供电的下拉开关708，附加的谐振电路组件被添加以通过在开关转换期间对栅极电荷进行再循环而减少开关损耗。利用下拉电容器Cn 710替代下拉电源使得不再需要附加电源。附加的谐振电路组件包括谐振上拉开关712和谐振上拉二极管714、谐振下拉开关716和谐振下拉二极管718以及续流电感器720，以形成具有栅极电容722的谐振电路。在一个实施例中，下拉电容器Cn 710比栅极电容722大超过100倍，使得下拉电容器Cn 710两端的电压在施加到栅极电容722时仅下降几毫伏。在图6和图7中，N型MOSFET被用于开关S1和S4，然而，例如，它们可被P型MOSFET或其它固态半导体器件替代，或者N型MOSFET与P型MOSFET的组合也可被使用，例如，P型MOSFET可被用于对栅极进行上拉，N型MOSFET可被用于对栅极进行下拉。这里，正电源706的电压和电容器Cn 710两端的电压的均值可能具有相等或不同的电压幅值。
图8是功率器件的谐振栅极驱动电路(例如，图6和图7的栅极驱动电路)的操作特性相对于时间802的示意图800。提出的用于MOSFET/IGBT的谐振栅极驱动电路(例如，图6和图7的栅极驱动电路)被示出为两种不同的构造。然而，两种构造仅需要单个电压来产生输出双极型栅极电压(即，+Vp、-Vn)。由于图6和图7中的两种电路构造具有类似的操作原理，所以为了简要，图8的示意图详细说明了将被解释的图6中的电路的操作原理。
这里，操作特性包括控制信号的输入电压曲线(包括上拉开关栅极电压曲线804(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件604或图7的栅极驱动电路的元件704关联的栅极电压曲线)、谐振上拉开关栅极电压曲线806(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件612或图7的栅极驱动电路的元件712关联的栅极电压曲线)、谐振下拉开关栅极电压曲线808(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件616或图7的栅极驱动电路的元件716关联的栅极电压曲线)以及下拉开关栅极电压曲线810(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件608或图7的栅极驱动电路的元件708关联的栅极电压曲线))、谐振电感器(Lr)电流曲线812(例如，分别与图6的谐振电感器Lr 620或图7的谐振电感器Lr 720关联的电流曲线)、栅极电压曲线814(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件622两端的电压或图7的栅极驱动电路的元件722两端的电压关联的栅极电压曲线)以及电感器电压曲线816(例如，分别与图6的栅极驱动电路的元件620或图7的栅极驱动电路的元件720关联的电压曲线)。在该图形示图800中，处理装置、控制器、控制逻辑或类似结构可用于对开关S1至S4(例如，604、608、612、616、704、708、712以及716)的输入进行驱动和转换。
该图形示图在时间t0 818之前的时间开始，此时，开关S3(例如，616、716)和S4(例如，608、708)均导通以将栅极电压钳位在-Vn，在图6的实施例中是负电源Vn 610的电压，在图7的实施例中是浮动电容器Cn 710的电压。在时间t0之前，功率器件Q(例如，602、702)截止。
在时间t0 818，开关S2(例如，612、712)导通，同时开关S3(例如，616、716)和S4(例如，608、708)均导通。当开关S2(例如，612、712)导通时，在图7的实施例中，谐振电感器Lr(例如，620、720)通过浮动电容器Cn 710被预充电，在图6的实施例中，谐振电感器Lr(例如，620、720)通过负电源610被预充电。t0(818)与t1(820)之间的时间段是导通预充电时间段Tpre_on，Tpre_on等于t1-t0。在导通预充电时间段期间，栅极的电压(例如，622、722)被钳位到-Vn。
在时间t1 820，开关S3(例如，616、716)和S4(例如，608、708)截止，而开关S2(例如，612、712)保持导通。由于开关S2(例如，612、712)导通，所以栅极电容器Cg(例如，622、722)通过D1(例如，614和714)以及S2(例如，612、712)与Lr(例如，620、720)并联连接。这在Cg(例如，622、722)与Lr(例如，620、720)之间形成LC谐振电路，该LC谐振电路使电荷流到栅极，使得栅极电压Vg从-Vn增大到+Vp，功率器件Q(例如，602、702)导通。
在栅极电压Vg被充电到正电容器Cp 606两端的电压(VCp)或正电源706两端的电压+Vp之后，开关S1(例如，604、704)的反并联二极管变为正向偏置，并对栅极电压Vg进行钳位。在栅极电压Vg被钳位到+Vp或VCp之后，电感器Lr(例如，620、720)中的多余电流将流回正电源Vp 706或正电容器Cp 606。t2 822与t3 824之间的时间段是导通能量恢复时间段Trec_on，Trec_on等于t3(824)-t2(822)。在图6的实施例中，电感器Lr 620中的多余电流将流回正电容器Cp 606的正极端子，并且将对电容器Cp 606进行再充电以保持操作。
在t3 824与t4 826之间的时间期间，二极管D1(例如，614、714)在电感器Lr(例如，620、720)中的电流变为零时截止。当电感器Lr(例如，620、720)中的电流变为零时，来自电感器Lr(例如，620、720)的场的能量停止通过图7中示出的正电源Vp 706或图6中示出的正电容器Cp 606进行恢复。
在t4 826，开关S1(例如，604、704)导通，并且在t4 826之后，由于开关S1(例如，604、704)和开关S2(例如，612、712)均导通，所以栅极电压将被钳位到+Vp或VCp。功率器件在导通期间的过渡期是从t0 818到t4 826的时间。
在时间t'0 828，开关S3(例如，616、716)导通，同时开关S1(例如，604、704)和开关S2(例如，612、712)均导通。当开关S3(例如，616、716)导通时，在图6的实施例中，谐振电感器Lr(例如，620、720)通过浮动电容器Cp 606被预充电，在图7的实施例中，谐振电感器Lr(例如，620、720)通过正电源706被预充电。t'0(828)与t'1(830)之间的时间段是截止预充电时间段Tpre_off，Tpre_off等于t'1-t'0。在截止预充电时间段期间，栅极电压(例如，622、722)被钳位到+Vp。
在时间t'1 830，开关S1(例如，604、704)和S2(例如，612、712)截止，而开关S3(例如，616、716)保持导通。由于开关S3(例如，616、716)导通，所以栅极电容器Cg(例如，622、722)通过D2(例如，618和718)以及S3(例如，616、716)与Lr(例如，620、720)并联连接。这在Cg(例如，622、722)与Lr(例如，620、720)之间形成LC谐振电路，该LC谐振电路将使电荷从栅极流出，使得栅极电压Vg从+Vp减小到-Vn，功率器件Q(例如，602、702)截止。
在栅极电压Vg减小到负电容器Cn 710两端的电压(VCn)或负电源610两端的电压-Vn之后，S4(例如，608、708)的反并联二极管变为正向偏置，并对栅极电压Vg进行钳位。在栅极电压Vg被钳位到-Vn或VCn之后，电感器Lr(例如，620、720)中的多余电流将流回负电源Vn610或负电容器Cn 710。t'2 832与t'3 834之间的时间段是截止能量恢复时间段Trec_off，Trec_off等于t'3(834)-t'2(832)。在图7的实施例中，电感器Lr 720中的多余电流将流回负电容器Cn710的正极端子，并且将对电容器Cn710进行再充电以保持操作。
在t'3 834与t'4 836之间的时间期间，二极管D2(例如，618和718)在电感器Lr(例如，620、720)中的电流变为零时截止。当电感器Lr(例如，620、720)中的电流变为零时，来自电感器Lr(例如，620、720)的场的能量停止通过图6中示出的负电源Vn 610或由图7示出的负电容器Cn 710进行恢复。
在t'4836，开关S4(例如，608、708)导通，并且在t'4836之后，由于开关S3(例如，616、716)和S4(例如，608、708)均导通，所以栅极电压将被钳位到-Vn或VCn。功率器件在截止期间的过渡期是从t'0828到t'4836的时间。
图9是用于浮动电容器的电压平衡控制系统900的流程图。考虑图6的谐振栅极驱动电路600中的浮动电容器Cp 606或者图7的谐振栅极驱动电路700中的浮动电容器Cn710。这些电路600和700允许在对栅极的电荷进行再循环时使用单个电源。该系统的一个关键的方面是控制浮动电容器606和710的电压的平衡。该用于浮动电容器的电压平衡控制系统900是针对诸如图7的Cn 710的负浮动电容器，但是原理可应用于诸如图6的Cp 606的正浮动电容器。这里，目标参考电压Vn_ref 902与负电容器反馈电压Vn_fbk 904结合。输出随后被转发到稳压器906，稳压器906输出与栅极控制电路的开关(例如，604、612、616、608、704、712、716以及708)的操作关联的时间或占空比，操作时间或占空比随后受到限制器908的限制，使得产生时间差ΔTd，时间差ΔTd被用于对导通期间的目标预充电导通时间T*pre_on 910进行补偿，以输出导通期间的调节的预充电时间Tpre_on 912，并且时间差ΔTd被用于对截止期间的目标预充电截止时间T*pre_off914进行补偿，以输出截止期间的调节的预充电时间Tpre_off916。
由于图6和图7的电路具有类似的操作原理，所以这些电路中的一个电路的操作原理可被用于描述另一个电路的操作原理。考虑图8以示出与图7的电路的操作关联的电气特性。在导通(例如，t0818到t4826)和截止(例如，t'0828到t'4836)期间针对正电源706和负浮动电容器710两端的负电压的电荷可在四个电荷再循环或再捕获阶段(即，Qn_on、Qp_on、Qp_off和Qn_off)期间被评估。
用于参照，根据电感器电流来定义电荷(即，电荷的正向是指电荷从负电源或负电容器流出，而针对正电源/电容器，正向是指电荷流入电源/电容器)。
首先，如在图8中示出的，Qn_on是在导通过程的Tpre_on期间从负电源流出的电荷，其中，Tpre_on是时间或时间段(t1 820-t0 818)，并且负电源是如在图7中示出的浮动电容器Cn 710。
接下来，如在图8中示出的，Qp_on是在导通过程的Trec_on期间流入正电源的电荷，其中，Trec_on＝t3 824-t2 822，并且正电源指示如在图7中示出的电源Vp 706。这里，在栅极处于水平Vp之后的多余电荷流过上拉二极管714和开关S1 704的体二极管而流到正电源。考虑图6的该操作，因电感器Lr 620的场的消失而产生的多余能量流过二极管D1 614和开关S1 604的体二极管而对正浮动电容器Cp 606进行充电，从而使正浮动电容器Cp 606的电压增大。Qp_on是能量恢复电荷。
Qp_off是在截止过程的Tpre_off期间流入正电源的电荷，其中，Tpre_off＝t'1830–t'0 828，并且正电源指示如在图7中示出的电源Vp 706。
Qn_off是在截止过程的Trec_off期间从负电源流出的电荷，其中，Trec_off＝t'3834–t'2 832，并且负电源指示如在图7中示出的浮动电容器Cn710。因电感器Lr 720的场的消失而产生的多余能量流过二极管D2 718和开关S4 708的体二极管而对负浮动电容器Cn710进行充电，从而使负浮动电容器Cn 710的电压增大。Qn_off是能量恢复电荷。
图7的浮动电容器Cn 710将在Tpre_on和Trec_off期间被充电/放电，Tpre_on和Trec_off分别与Qn_on和Qn_off对应。因此，保持图7的浮动电容器Cn 710上的电荷的平衡可根据下面的等式(3)来实现。
Qn_on+Qn_off＝0 (3)
类似地，图6的浮动电容器Cp 606将在Tpre_off和Trec_on期间被充电/放电，Tpre_off和Trec_on分别与Qp_off和Qp_on对应。因此，保持图6的浮动电容器Cp 606上的电荷的平衡可根据下面的等式(4)来实现。
Qp_off+Qp_on＝0 (4)
当考虑等式(3)和图7时，电容器净电荷在一对开关周期(即，一个开关接通+一个开关断开)期间是零，从而电容器电压可通过对系统和电路进行相应的设计来保持。Qn_on和Qn_off的电荷可使用下面的等式(5)和(6)的关系来导出。
其中，Vn是Cn 710的电容器电压。系统可被设计为使得在Cn 710的电容足够大时在每个导通和截止过程期间Vn实质上是常数。在导通过程的Tpre_on期间，谐振电感器Lr720在电荷流出Cn 710以对谐振电感器Lr 720进行充电时由浮动电容器Cn 710进行充电。而且，在截止过程的Trec_off期间，在栅极电压Vg由谐振电感器Lr 720充电到-Vn之后，当场消失时Lr 720上的多余电流将通过二极管D2 718和开关S4 708的体二极管而流回Cn710。
当设计电路时，期望保持Qn_on+Qn_off＝0的平衡以保持浮动电容器Cn的电压。在一些实施例中，Qn_off的值可略大于Qn_on，使得少量的多余电荷在浮动电容器Cn 710的两端产生微小的电压增长。如在上面的等式中指示的，Qn_on与Tpre_on 2成正比，Qn_off与Trec_off 2成正比。Qn_on的调节与预充电时间Tpre_on关联，Qn_off的调节与预充电时间Trec_off关联。在一个实施例中，我们将经由预充电时间Tpre_on来调节Qn_on，并且Qn_off与预充电时间Tpre_off关联，这是因为通过直接调节时间Trec-off来调节Qn_off可能是困难的。
值得注意的是，Vn_ref是浮动电容器的目标电压，其可以是常数值或者可调节的值(如果必要)。
利用提出的图9的拓扑和控制方法，图6的浮动电容器Cp 606的电压Vp和图7的浮动电容器Cn的电压Vn可被控制在任何期望的值。在图7的栅极驱动电路700上电之前，浮动电容器Cn 710的初始电压Vn是零，然而，浮动电容器电压Vn可利用在图9中示出的控制方法在几个PWM开关周期之后逐渐被充电，使得不需要附加的电路或特定控制方法来对该浮动电容器进行预充电。
由控制器执行的控制逻辑或功能可由在一个或更多个附图中的流程图或类似示图来表示。这些附图提供代表性的控制策略和/或逻辑，所述代表性的控制策略和/或逻辑可使用一个或更多个处理策略(诸如，事件驱动、中断驱动、多任务、多线程等)来实现。因此，示出的各个步骤或功能可按照示出的顺序被执行、并行地执行或者在一些情况下被省略。虽然未总是被明确示出，但是本领域普通技术人员将认识到，示出的一个或更多个步骤或功能可根据使用的特定处理策略而被重复执行。类似地，处理的顺序不一定需要实现在此描述的功能和优点，而是被提供以便于示出和描述。控制逻辑可主要以由基于微处理器的车辆、发动机和/或动力传动系统控制器(诸如，控制器)执行的软件的形式被实现。当然，控制逻辑可根据特定应用以一个或更多个控制器中的软件、硬件或者软件和硬件的组合的形式被实现。当以软件形式被实现时，控制逻辑可在已经存储表示由计算机执行以控制车辆或其子系统的代码或指令的数据的一个或更多个计算机可读存储装置或介质中被提供。计算机可读存储装置或介质可包括多个已知物理装置中的一个或更多个，所述多个已知物理装置利用电存储器、磁存储器和/或光学存储器来保存可执行指令和关联的校准信息、操作变量等。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用的电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据或指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息被永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(ROM)装置)中以及信息被可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(CD)、随机存取存储器(RAM)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。

Claims (15)

1.一种功率器件的栅极驱动器，包括：
电感器，被配置为：在功率器件的过渡期期间，将栅极上的电势转换为场并且将所述场转换为反向电势，以对栅极进行切换并在多余的场消失时将浮动电容器充电到所述反向电势；
电源，被配置为：在非过渡期期间，将栅极保持在所述电势上，并且产生所述多余的场。
2.如权利要求1所述的栅极驱动器，还包括控制器，所述控制器被配置为：与在浮动电容器的两端的电压成比例地调节预充电时间，以减小预充电电荷与能量恢复电荷之间的差。
3.如权利要求1所述的栅极驱动器，其中，电源具有电源幅值，并且浮动电容器具有在过渡期上的平均幅值，使得所述电源幅值大于所述平均幅值。
4.如权利要求1所述的栅极驱动器，其中，电源被配置为在功率器件的栅极上施加负电荷，并且浮动电容器被配置为在功率器件的栅极上施加正电荷。
5.如权利要求4所述的栅极驱动器，还包括上拉开关的体二极管和续流二极管，所述体二极管和续流二极管在电感器中的多余的场消失时正向偏置使电流流动以对浮动电容器进行再充电。
6.如权利要求5所述的栅极驱动器，其中，上拉开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)。
7.如权利要求5所述的栅极驱动器，还包括下拉开关，下拉开关被配置为将所述负电荷锁存到电源的负电势。
8.如权利要求1所述的栅极驱动器，其中，电源被配置为在功率器件的栅极上施加正电荷，并且浮动电容器被配置为在功率器件的栅极上施加负电荷。
9.如权利要求1所述的栅极驱动器，其中，功率器件是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
10.一种在车辆动力传动系统的功率开关的过渡期间对栅极电荷进行再循环的方法，包括：
在导通期间，由栅极驱动器执行以下操作：
经由功率开关的栅极上的负电荷在电感器中感应出场；
将所述场转换为正电荷；
使正电荷流到栅极上，并且使多余的电荷流到浮动电容器；
经由浮动电容器将正电荷锁存到栅极上。
11.如权利要求10所述的方法，其中，当谐振上拉开关和谐振上拉二极管正向偏置时，通过使负电荷流过谐振上拉开关和谐振上拉二极管且流到电感器而感应出所述场。
12.如权利要求11所述的方法，其中，正电荷被高侧开关锁存到栅极上。
13.如权利要求12所述的方法，其中，高侧开关和谐振上拉开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)。
14.如权利要求10所述的方法，还包括：在截止期间，由栅极驱动器执行以下操作：
经由栅极上的正电荷在电感器中感应出场；
将所述场转换为负电荷；
使负电荷流到栅极上，并且通过电源产生多余的场；
通过电源将负电荷锁存到栅极上。
15.如权利要求14所述的方法，其中，当谐振下拉开关和谐振下拉二极管正向偏置时，通过使正电荷流过谐振下拉开关和谐振下拉二极管且流到电感器而感应出所述场。
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