CN108183656A - 具有温度补偿的栅极驱动器的自平衡并联功率器件 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及具有温度补偿的栅极驱动器的自平衡并联功率器件。一种动力传动系统包括第一开关、第二开关和栅极驱动器，第一开关与第二开关并联连接以驱动电机。栅极驱动器可被配置为：响应于在第一开关的第一温度超过第二开关的第二温度时的转换请求，向第二开关的栅极注入电流以使通过第一开关和第二开关流向电机的电流的变化率为同一值。

Description

具有温度补偿的栅极驱动器的自平衡并联功率器件
技术领域
本申请总体上涉及一种用于并联连接的固态开关的自平衡栅极驱动器，其中，来自固态开关的温度反馈被用于独立调节导通/截止的栅极电流以对导通速率和截止速率进行平衡。
背景技术
电气化车辆(包括混合动力电动车辆(HEV)、插电式混合动力电动车辆(PHEV)和电池电动车辆(BEV))依靠牵引电池向用于推进的牵引马达提供电力，并且依靠牵引电池和牵引马达之间的电力逆变器将直流(DC)电力转换为交流(AC)电力。典型的AC牵引马达是3相马达，3相马达可由3个正弦信号提供电力，所述3个正弦信号中的每个以120度的相位分离被驱动。牵引电池被配置为在特定电压范围内操作，并提供最大电流。牵引电池可选地被称作高电压电池，其中，典型的牵引电池的端电压超过100伏特DC。然而，电机的改善的性能可通过在不同的电压范围内进行操作来实现，所述电压范围通常高于牵引电池的端电压。同样，用于驱动车辆电机的电流需求通常被称作高电流。
此外，很多电气化车辆包括DC-DC转换器(还被称作可变电压转换器(VVC))，以将牵引电池的电压转换为电机的操作电压水平。可包括牵引马达的电机可能需要高电压和高电流。由于电压需求、电流需求和开关需求，固态开关(诸如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT))通常被用于产生电力逆变器和VVC中的信号。
发明内容
一种动力传动系统包括第一开关、第二开关和栅极驱动器，第一开关与第二开关并联连接以驱动电机。栅极驱动器可被配置为：响应于在第一开关的第一温度超过第二开关的第二温度时的转换请求，向第二开关的栅极注入电流以使通过第一开关和第二开关流向电机的电流的变化率为同一值。
一种控制并联连接的功率开关的方法包括：输出与第一功率开关的第一温度和第二功率开关的第二温度之间的差成比例的电压，第一功率开关和第二功率开关并联连接且连接到电机；通过向第一功率开关的栅极注入与所述电压成比例的附加电流，对第一功率开关的第一集电极电流与第二功率开关的第二集电极电流进行平衡。
一种车辆动力传动系统包括第一开关、第二开关和栅极驱动器，第一开关和第二开关并联连接且连接到电机，第一开关具有第一传感器，第二开关具有第二传感器。栅极驱动器可被配置为：响应于在第一传感器的第一温度超过第二传感器的第二温度时的转换请求，将与第二开关的栅极电阻器并联连接的电阻性开关的操作限制在饱和区域，以向第二开关的栅极注入电流，使得通过第一开关和第二开关流向电机的电流的变化率为同一值。
附图说明
图1是示出典型的传动系和能量储存组件的混合动力车辆的示图，其中，在传动系与能量储存组件之间具有可变电压转换器和电力逆变器。
图2是车辆的可变电压转换器的示意图。
图3是车辆的电机逆变器的示意图。
图4是在不同结温下固态开关的饱和电流相对于固态开关的栅极电压的图形示图。
图5是在不同结温下并联连接的两个固态开关的驱动电流相对于时间的图形示图。
图6是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的示意图。
图7是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第一示意图。
图8是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第二示意图。
图9是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第三示意图。
具体实施方式
在此描述本公开的实施例。然而，应理解的是，所公开的实施例仅为示例，并且其它实施例可采用各种和替代形式。附图不必按比例绘制；可夸大或最小化一些特征以示出特定组件的细节。因此，在此公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制，而仅仅作为用于教导本领域技术人员以多种形式利用本发明的代表性基础。如本领域普通技术人员将理解的是，参考任一附图示出和描述的各种特征可与在一个或更多个其它附图中示出的特征组合，以产生未明确示出或描述的实施例。示出的特征的组合提供用于典型应用的代表实施例。然而，与本公开的教导一致的特征的各种组合和变型可被期望用于特定的应用或实施方式。
当考虑电动车辆(诸如，HEV、PHEV或BEV)时，操作状况可能在电动车辆的寿命期间变化很大。例如，在动力传动系统中操作的功率器件(诸如，转换器(包括DC-DC转换器或DC-AC转换器)中的晶体管)可在宽温度范围内操作，并且因此转换器中的功率器件可具有从极低温度(例如，-40℃)变化到非常高的温度(例如，150℃)的结温(Tj)。当操作电压变化时，由于功率器件的击穿电压(VB)是Tj的函数，因此VB也变化。这里，公开了一种电路来自动调节以适应器件结温的变化从而提供针对组件的反向电压击穿的增强保护。通常，室温为25℃，低温为低于室温的任何温度，而非常低的温度是低于0℃(即，水结冰的温度)的任何温度。通常，开关的击穿电压在室温(即，25℃)下被测量。IGBT的击穿可被规定为在栅极短接到发射极的情况下的从集电极到发射极的击穿电压(BVces)，同时限制与所述规定有关的状况。例如，当集电极电流为1mA并且Vge为0V时，所述规定可将击穿状况限制为25℃的温度。然而，在恶劣环境下的使用期间，击穿电压BVces可能在-25℃下降额外的5％，并且可能在-50℃下降额外的7％。因此，车辆中的电气模块(诸如，DC-DC转换器或DC-AC转换器)可具有当Tj大于室温时低于击穿电压但是在低温时可超过击穿电压的电压峰值。电压峰值是基于栅极电流大小、通过开关的电流的变化率以及通过开关的电流的大小的。通常，开关的击穿电压是基于电路拓扑和制造工艺的。针对给定的电流容量，具有较高击穿电压的开关通常成本较高，并且在一些实例中，具有较高击穿电压的开关由于开关的材料限制而是不可用的。使用开关的电路设计者通常期望使开关的操作情况接近击穿电压而不超过击穿电压。因此，为了满足开关的要求和约束，系统通常被设计为在整个操作温度范围内使用最小击穿电压。然而，开关通常仅短时间在非常低或极低的温度(例如，-50℃、-40℃、-35℃、-25℃、-15℃或-5℃)下操作，之后组件升温(内部升温或者通过使用外部加热器升温)并且击穿电压增大。为了降低成本并提高效率，公开了这样的方法和系统，所述方法和系统基于开关温度来调节开关的栅极电流，以按比例调节在开关在低和非常低的温度下操作时的负载电流。
通常，固态器件(SSD)(诸如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT))广泛用于各种车辆应用和工业应用(诸如，电动马达驱动、电力逆变器、DC-DC转换器和功率模块)。IGBT和MOSFET的操作是电压控制的，其中，所述IGBT和MOSFET的操作基于施加到IGBT或MOSFET的栅极的电压，而BJT的操作是电流控制的，其中，所述BJT的操作基于施加到BJT的基极的电流。在此将论述IGBT的使用，但是结构和方法可应用于其它的SSD(例如，绝缘栅SSD包括IGBT和MOSFET)。IGBT的操作由栅极驱动器提供的栅极电压控制。传统的栅极驱动器通常基于利用限流电阻器施加到IGBT的栅极的电压，该电压大于阈值电压，所述栅极驱动器一般由可切换的电压源和栅极电阻器构成。低的栅极电阻会引起开关速度快和开关损耗低，但是还可对半导体器件造成较高的负荷(stress)(例如，过电压负荷)。因此，栅极电阻被选择以寻求在开关损耗、开关延迟和负荷之间的折衷。当使IGBT截止时，栅极电阻器使从栅极流出的电流减小，从而增加IGBT的截止时间。同样地，当使IGBT导通时，栅极电阻器使流到栅极的电流减小，从而增加IGBT的导通时间。此外，IGBT在导通与截止期间可能具有不相等的损耗，因此，可使用提供与截止电阻不同的导通电阻的栅极驱动器。
在此公开一种自平衡温度补偿推挽式栅极驱动器，所述自平衡温度补偿推挽式栅极驱动器基于来自二极管阵列的反馈调节在导通和截止期间的附加的栅极电流的流动。所述调节栅极电流通过利用与电动车辆中的并联器件/模块关联的温度传感器来提供针对所述并联器件/模块的电流平衡方法。提出的方法通过针对温度差进行调节来调节在开关瞬变期间的栅极电流以补偿Vth失配。
图1描绘了可被称作插电式混合动力电动车辆(PHEV)的电气化车辆112。插电式混合动力电动车辆112可包括机械地连接至混合动力传动装置116的一个或更多个电机114。电机114能够作为马达或发电机运转。此外，混合动力传动装置116机械地连接至发动机118。混合动力传动装置116还机械地连接至驱动轴120，驱动轴120机械地连接至车轮122。电机114能在发动机118启动或关闭时提供推进和减速能力。电机114还可用作发电机，并且能够通过回收在摩擦制动系统中通常将作为热损失掉的能量来提供燃料经济性效益。电机114还可通过允许发动机118以更高效的转速运转并允许混合动力电动车辆112在特定状况下以发动机118关闭的电动模式运转而减少车辆排放。电气化车辆112还可以是电池电动车辆(BEV)。在BEV配置中，发动机118可不存在。在其它配置中，电气化车辆112可以是没有插电能力的全混合动力电动车辆(FHEV)。
牵引电池或电池组124储存可被电机114使用的能量。车辆电池组124可提供高电压直流电(DC)输出。牵引电池124可电连接至一个或更多个电力电子模块126。一个或更多个接触器142可在断开时将牵引电池124与其它组件隔离，并且可在闭合时将牵引电池124连接到其它组件。电力电子模块126还电连接至电机114，并提供在牵引电池124与电机114之间双向传输能量的能力。例如，牵引电池124可提供DC电压而电机114可使用三相交流电(AC)来运转。电力电子模块126可将DC电压转换为三相AC电流来运转电机114。在再生模式下，电力电子模块126可将来自用作发电机的电机114的三相AC电流转换为与牵引电池124兼容的DC电压。
车辆112可包括在牵引电池124和电力电子模块126之间电连接的可变电压转换器(VVC)152。VVC 152可以是被配置为增大或升高由牵引电池124提供的电压的DC/DC升压转换器。通过增大电压，电流需求可被降低，从而导致电力电子模块126和电机114的布线尺寸减小。此外，电机114可在较高的效率和较低的损耗下运转。
牵引电池124除了提供用于推进的能量之外，还可为其它车辆电力系统提供能量。车辆112可包括DC/DC转换模块128，DC/DC转换模块128将牵引电池124的高电压DC输出转换成与低电压车辆负载兼容的低电压DC供应。DC/DC转换模块128的输出可电连接至辅助电池130(例如，12V电池)以用于为辅助电池130充电。低电压系统可电连接至辅助电池130。一个或更多个电负载146可连接至高电压总线。电负载146可具有相关联的控制器，所述控制器适时地操作和控制电负载146。电负载146的示例可以是风扇、电加热元件和/或空调压缩机。
电气化车辆112可被配置为通过外部电源136对牵引电池124进行再充电。外部电源136可连接到电插座。外部电源136可电连接至充电器或电动车辆供电设备(EVSE)138。外部电源136可以是由公共电力公司提供的配电网或电网。EVSE 138可提供电路和控制，以调节和管理电源136与车辆112之间的能量传输。外部电源136可向EVSE 138提供DC电力或AC电力。EVSE 138可具有用于插入到车辆112的充电端口134中的充电连接器140。充电端口134可以是被配置为从EVSE 138向车辆112传输电力的任意类型的端口。充电端口134可电连接至充电器或车载电力转换模块132。电力转换模块132可对从EVSE 138供应的电力进行调节，以向牵引电池124提供合适的电压水平和电流水平。电力转换模块132可与EVSE 138进行接口连接，以协调对车辆112的电力传输。EVSE连接器140可具有与充电端口134的相应凹槽匹配的引脚。可选地，被描述为电耦合或电连接的各种组件可使用无线感应耦合来传输电力。
可提供一个或更多个车轮制动器144，以使车辆112减速并阻止车辆112移动。车轮制动器144可以是液压致动的、电致动的或者它们的某种组合。车轮制动器144可以是制动系统150的一部分。制动系统150可包括用于操作车轮制动器144的其它组件。为简单起见，附图描绘了制动系统150与车轮制动器144中的一个之间的单一连接。制动系统150和其它车轮制动器144之间的连接被隐含。制动系统150可包括控制器，以监测和协调制动系统150。制动系统150可监测制动组件并控制车轮制动器144以使车辆减速。制动系统150可对驾驶员命令做出响应并且还可自主运转以实现诸如稳定性控制的功能。当被另一控制器或子功能请求时，制动系统150的控制器可实现施加被请求的制动力的方法。
车辆112中的电子模块可经由一个或更多个车辆网络通信。车辆网络可包括用于通信的多个信道。车辆网络的一个信道可以是诸如控制器局域网(CAN)的串行总线。车辆网络的信道中的一个可包括由电气与电子工程师协会(IEEE)802标准族定义的以太网。车辆网络的其它信道可包括模块之间的离散连接，并且可包括来自辅助电池130的电力信号。不同的信号可通过车辆网络的不同信道进行传输。例如，视频信号可通过高速信道(例如，以太网)进行传输，而控制信号可通过CAN或离散信号进行传输。车辆网络可包括协助在模块之间传输信号和数据的任何硬件组件和软件组件。车辆网络没有在图1中示出，但是可隐含了车辆网络可连接到在车辆112中存在的任何电子模块。可存在车辆系统控制器(VSC)148来协调各个组件的操作。
图2描绘了被配置为升压转换器的VVC 152的示图。VVC 152可包括可通过接触器142连接至牵引电池124的端子的输入端子。VVC 152可包括连接至电力电子模块126的端子的输出端子。VVC 152可被操作为使输出端子处的电压高于输入端子处的电压。车辆112可包括监测和控制VVC 152中的多个位置处的电参数(例如电压和电流)的VVC控制器200。在一些配置中，VVC控制器200可被包括为VVC 152的一部分。VVC控制器200可确定输出电压基准VVC控制器200可基于电参数和电压基准确定足够使VVC 152实现期望的输出电压的控制信号。在一些配置中，控制信号可被实现为脉冲宽度调制(PWM)信号，其中，PWM信号的占空比是变化的。控制信号可在预定开关频率下操作。VVC控制器200可使用控制信号命令VVC 152提供期望的输出电压。操作VVC 152的特定控制信号可与由VVC 152提供的电压升高量直接相关。
VVC 152的输出电压可被控制以达到期望的基准电压。在一些配置中，VVC 152可以是升压转换器。在VVC控制器200控制占空比的升压转换器的配置中，输入电压Vin和输出电压Vout以及占空比D之间的理想关系可使用以下等式示出：
期望的占空比D可通过测量输入电压(例如牵引电池电压)以及将输出电压设置为基准电压来被确定。VVC 152可以是降低从输入至输出的电压的降压转换器。在降压配置中，可推导得到将输入电压和输出电压与占空比关联的另一表达式。在一些配置中，VVC152可以是可增大或减小输入电压的降压-升压转换器。这里描述的控制策略不限于特定的可变电压转换器拓扑结构。
参照图2，VVC 152可升高或“提高(step up)”由牵引电池124提供的电力的电势。牵引电池124可提供高电压(HV)DC电力。在一些配置中，牵引电池124可提供150伏特和400伏特之间的电压。接触器142可串联电连接在牵引电池124和VVC 152之间。当接触器142闭合时，HV DC电力可从牵引电池124被传输到VVC 152。输入电容器202可与牵引电池124并联电连接。输入电容器202可稳定总线电压并减小任何电压纹波和电流纹波。VVC 152可接收HV DC电力，并根据占空比升高或“提高”输入电压的电势。
输出电容器204可电连接在VVC 152的输出端子之间。输出电容器204可稳定总线电压，并减小VVC 152的输出处的电压纹波和电流纹波。
进一步参照图2，VVC 152可包括用于升高输入电压以提供升高的输出电压的第一开关器件206和第二开关器件208。开关器件206、208可被配置为使电流选择性地流向电负载(例如电力电子模块126和电机114)。每个开关器件206、208可被VVC控制器200的栅极驱动电路(未示出)独立控制，并可包括任何类型的可控开关(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或场效应晶体管(FET))。栅极驱动电路可向每个开关器件206、208提供基于控制信号(例如PWM控制信号的占空比)的电信号。二极管可跨接在开关器件206、208中的每个上。开关器件206、208可分别具有关联的开关损耗。开关损耗是在开关器件的状态变化(例如开/关和关/开的转换)期间产生的电力损耗。可通过在转换期间流经开关器件206、208的电流以及开关器件206两端的电压和开关器件208两端的电压来量化开关损耗。开关器件还可具有当器件接通时产生的相关联的传导损耗。
车辆系统可包括用于测量VVC 152的电参数的传感器。第一电压传感器210可被配置为测量输入电压(例如电池124的电压)，并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vbat)。在一个或更多个实施例中，第一电压传感器210可测量与电池电压对应的输入电容器202两端的电压。第二电压传感器212可测量VVC 152的输出电压，并向VVC控制器200提供相应的输入信号(Vdc)。在一个或更多个实施例中，第二电压传感器212可测量与DC总线电压对应的输出电容器204两端的电压。第一电压传感器210和第二电压传感器212可包括用于将电压缩放到适合VVC控制器200的水平的电路。VVC控制器200可包括用于对来自第一电压传感器210和第二电压传感器212的信号进行滤波和数字化的电路。
输入电感器(通常被称作升压电感器)214可串联电连接在牵引电池124和开关器件206、208之间。输入电感器214可在将能量储存在VVC 152中和释放VVC 152中的能量之间转换，从而能够提供可变的电压和电流作为VVC 152的输出，并且能够实现期望的电压升高。电流传感器216可测量通过输入电感器214的输入电流，并且可向VVC控制器200提供相应的电流信号(IL)。通过输入电感器214的输入电流可以是VVC 152的输入电压和输出电压之间的电压差、开关器件206、208的导通时间以及输入电感器214的电感L共同作用的结果。VVC控制器200可包括用于对来自电流传感器216的信号进行缩放、滤波和数字化的电路。
VVC控制器200可被配置为控制VVC 152的输出电压。VVC控制器200可经由车辆网络从VVC 152和其它控制器接收输入，并且可确定控制信号。VVC控制器200可监测输入信号(Vbat、Vdc、IL、)，以确定控制信号。例如，VVC控制器200可向栅极驱动电路提供与占空比命令对应的控制信号。栅极驱动电路随后可基于占空比命令控制每个开关器件206、208。
提供给VVC 152的控制信号可被配置为以特定的开关频率驱动开关器件206、208。在开关频率的每个周期内，开关器件206、208可以以特定的占空比操作。占空比定义开关器件206、208处于接通状态和断开状态的时间量。例如，100％的占空比可使开关器件206、208在无断开的持续接通状态下操作。0％的占空比可使开关器件206和开关器件208在无接通的持续断开状态下操作。50％的占空比可使开关器件206、208在接通状态下操作持续半个周期，并且在断开状态下操作持续半个周期。两个开关206、208的控制信号可以是互补的。即，发送至开关器件中的一个(例如，开关器件206)的控制信号可以是发送至另一开关器件(例如，开关器件208)的控制信号的相反版本。期望进行开关器件206和208的互补控制，以避免电流直接流过高侧开关器件206和低侧开关器件208的击穿状况。高侧开关器件206还被称作通过器件206，低侧开关器件208还被称作充电器件208。
由开关器件206、208控制的电流可包括纹波分量，所述纹波分量具有随着电流幅值以及开关器件206、208的占空比和开关频率的变化而变化的幅值。相对于输入电流，在相对高的输入电流状况期间出现最差情况的纹波电流幅值。当占空比固定时，电感器电流的增大引起纹波电流幅值的增大。纹波电流的幅值还与占空比相关。当占空比等于50％时，出现最高幅值的纹波电流。基于这些事实，在高电流和中间范围占空比状况下实施用于减小纹波电流幅值的措施可能是有益的。
当设计VVC 152时，可选择开关频率和电感器214的电感值以满足最大可允许纹波电流幅值。纹波分量可以是出现在DC信号中的周期性变量。纹波分量可由纹波分量幅值和纹波分量频率来定义。纹波分量可具有处于可听频率范围内的谐波，所述谐波可增加车辆的噪声特征。此外，纹波分量可能导致难以精确地控制由电源供电的器件。在开关瞬变期间，开关器件206、208可在最大电感器电流(DC电流加纹波电流)处断开，这可引起开关器件206、208两端的大电压峰值。由于尺寸和成本的限制，可基于传导电流选择电感值。总之，随着电流增大，电感可由于饱和而减小。
开关频率可被选择以限制在最差情况的情境(例如，最高输入电流和/或占空比接近50％的状况)下的纹波电流分量的幅值。开关器件206、208的开关频率可被选择为高于连接至VVC 152的输出的马达/发电机逆变器的开关频率(例如，5kHz)的频率(例如，10kHz)。在一些应用中，VVC 152的开关频率可被选择为预定的固定频率。预定的固定频率通常被选择以满足噪声和纹波电流的规范。然而，预定的固定频率的选择可能无法在VVC 152的全部操作范围内提供最佳性能。预定的固定频率可在特定集合的操作状况下提供最佳结果，但可能在其它操作状况下对预定的固定频率做出折衷。
增大开关频率可减小纹波电流幅值并降低开关器件206、208上的电压负荷，但可能导致更高的开关损耗。虽然可针对最差情况的纹波状况选择开关频率，但是VVC 152在最差情况的纹波状况下的操作时间可能仅占总操作时间的小百分比。这可能导致可降低燃料经济性的非必要的高开关损耗。此外，固定的开关频率可将噪声频谱集中在非常窄的范围内。在这个窄的范围内的增大的噪声密度可引起显著的噪声、振动和声振粗糙度(NVH)问题。
VVC控制器200可被配置为基于占空比和输入电流改变开关器件206、208的开关频率。开关频率的改变可通过降低开关损耗来改善燃料经济性并减少NVH问题，同时保持最差情况的操作状况下的纹波电流目标。
在相对高的电流状况期间，开关器件206、208可能经受增大的电压负荷。在VVC152的最大操作电流处，可期望选择相对高的开关频率，从而减小纹波分量的幅值并且开关损耗水平是合理的。可基于输入电流幅值来选择开关频率，使得开关频率随着输入电流幅值的增大而增大。开关频率可增大到预定的最大开关频率。预定的最大开关频率可以是在较低的纹波分量幅值和较高的开关损耗之间提供折衷的水平。可在操作电流范围内按照离散步长改变开关频率或持续改变开关频率。
VVC控制器200可被配置为响应于电流输入低于预定的最大电流而降低开关频率。预定的最大电流可以是VVC 152的最大操作电流。开关频率的改变可基于输入到开关器件206、208的电流的幅值。当电流大于预定的最大电流时，开关频率可被设置为预定的最大开关频率。随着电流减小，纹波分量的幅值减小。通过在电流减小时以较低的开关频率操作，开关损耗降低。开关频率可基于输入到开关器件的功率而变化。由于输入功率是输入电流和电池电压的函数，因此输入功率和输入电流可以以类似的方式被使用。
由于纹波电流还受占空比影响，所以开关频率可基于占空比而变化。可基于输入电压与输出电压之间的比值来确定占空比。因此，开关频率还可基于输入电压和输出电压之间的比值而变化。当占空比接近50％时，预测的纹波电流幅值是最大值，并且开关频率可被设置为预定的最大频率。预定的最大频率可以是被选择为使纹波电流幅值最小化的最大开关频率值。开关频率可在占空比范围内按照离散步长变化或持续变化。
VVC控制器200可被配置为响应于占空比和预测的纹波分量幅值为最大值时的占空比值(例如50％)之间的差的大小而从预定的最大频率开始减小开关频率。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定频率。当所述差的大小减小时，开关频率可向着预定的最大频率增大，以减小纹波分量幅值。当所述差的大小小于阈值时，开关频率可被设置为预定的最大频率。
开关频率可被限制在预定的最大频率和预定的最小频率之间。预定的最小频率可以是大于连接至可变电压转换器152的输出的电力电子模块126的预定开关频率的频率水平。开关频率还可基于与IGBT的栅极相关联的寄生电感。
参照图3，系统300被提供用于控制电力电子模块(PEM)126。图3的PEM 126被示出为包括多个开关302(例如，IGBT)，所述多个开关302被配置为共同操作为具有第一相桥(phase leg)316、第二相桥318和第三相桥320的逆变器。尽管逆变器被示出为三相转换器，但是逆变器可包括附加的相桥。例如，逆变器可以是四相转换器、五相转换器、六相转换器等。此外，PEM 126可包括多个转换器，PEM 126中的每个逆变器包括三个或更多个相桥。例如，系统300可控制PEM 126中的两个或更多个逆变器。PEM 126还可包括具有高功率开关(例如，IGBT)的DC至DC转换器，以经由升压、降压或它们的组合将电力电子模块输入电压转换为电力电子模块输出电压。
如图3所示，逆变器可以是DC至AC转换器。在操作中，DC至AC转换器通过DC总线304从DC电力链路(power link)306接收DC电力，并将DC电力转换为AC电力。AC电力经由相电流ia、ib和ic传输，以驱动AC电机，所述AC电机也被称作电机114(诸如图3中描绘的三相永磁同步马达(PMSM))。在这个示例中，DC电力链路306可包括DC蓄电池，以向DC总线304提供DC电力。在另一示例中，逆变器可操作为将来自AC电机114(例如，发电机)的AC电力转换为DC电力的AC至DC转换器，其中，DC总线304可将DC电力提供至DC电力链路306。此外，系统300可控制其它电力电子拓扑结构中的PEM 126。
继续参照图3，逆变器中的相桥316、318和320中的每个均包括电力开关302，电力开关302可由多种类型的可控开关来实现。在一个实施例中，每个电力开关302可包括二极管和晶体管(例如，IGBT)。图3中的二极管被标记为Da1、Da2、Db1、Db2、Dc1和Dc2，而图3的IGBT分别被标记为Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1和Sc2。电力开关Sa1、Sa2、Da1和Da2是三相转换器的相桥A的一部分，相桥A在图3中被标记为第一相桥A 316。类似地，电力开关Sb1、Sb2、Db1和Db2是三相转换器的相桥B 318的一部分，电力开关Sc1、Sc2、Dc1和Dc2是三相转换器的相桥C 320的一部分。逆变器可根据逆变器的特定构造而包括任意数量的电力开关302或电路元件。二极管(Dxx)与IGBT(Sxx)并联连接，然而，由于为了适当的操作，极性是相反的，因此该构造通常被称作反向并联连接。这种反向并联构造中的二极管还被称作续流二极管。
如图3所示，设置电流传感器CSa、CSb和CSc以分别感测相桥316、318和320中的电流。图3示出了与PEM 126分离的电流传感器CSa、CSb和CSc。然而，根据PEM 126的构造，电流传感器CSa、CSb和CSc可被集成为PEM 126的一部分。图3中的电流传感器CSa、CSb和CSc被安装成分别与相桥A、B和C(即，图3中的相桥316、318和320)串联，并分别提供用于系统300的反馈信号ias、ibs和ics(也在图3中示出)。反馈信号ias、ibs和ics可以是由逻辑器件(LD)处理的原始电流信号，或者可被嵌入关于分别流过相桥316、318和320的电流的数据或信息，或者可利用所述数据或信息被编码。此外，电力开关302(例如，IGBT)可包括电流感测能力。电流感测能力可包括被配置有可提供表示ias、ibs和ics的数据或信号的电流镜像输出。所述数据或信号可指示分别流过相桥A、B和C的电流的方向、幅值或者方向和幅值两者。
再次参照图3，系统300包括逻辑器件(LD)或控制器310。控制器或LD 310可由多种类型的电子装置和/或基于微处理器的计算机或控制器或者它们的组合来实现。为了实现控制PEM 126的方法，控制器310可执行被嵌入有所述方法或利用所述方法编码并且被存储在易失性存储器312和/或永久性存储器312中的计算机程序或算法。可选地，逻辑可被编码到离散逻辑、微处理器、微控制器或存储在一个或更多个集成电路芯片上的逻辑阵列或门阵列中。如图3中的实施例所示，控制器310接收并处理反馈信号ias、ibs和ics以控制相电流ia、ib和ic，使得相电流ia、ib和ic根据多种电流模式或电压模式流过相桥316、318和320并进入电机114的对应的绕组。例如，电流模式可包括流进和流出DC总线304或DC总线电容器308的相电流ia、ib和ic的模式。图3中的DC总线电容器308被示出为与PEM 126分离。然而，DC总线电容器308可被集成为PEM 126的一部分。
如图3所示，诸如计算机可读存储器的存储介质312(以下称为“存储器”)可存储被嵌入有所述方法或利用所述方法编码的计算机程序或算法。此外，存储器312可存储关于PEM 126中的各种操作状况或组件的数据或信息。例如，存储器312可存储关于流过各个相桥316、318和320的电流的数据或信息。如图3所示，存储器312可以是控制器310的一部分。然而，存储器312可被布置在控制器310可访问的任何合适的位置。
如图3所示，控制器310向电力转换器系统126发送至少一个控制信号236。电力转换器系统126接收控制信号236以控制逆变器的开关配置，从而控制流过各个相桥316、318和320的电流。所述开关配置是逆变器中的电力开关302的开关状态的集合。一般而言，逆变器的开关配置确定逆变器如何转换DC电力链路306和电机114之间的电力。
为了控制逆变器的开关配置，逆变器基于控制信号236将逆变器中的每个电力开关302的开关状态改变为闭合状态或断开状态。在示出的实施例中，为了将电力开关302切换到闭合状态或断开状态，控制器或LD 310向每个电力开关302提供栅极电压(Vg)，从而驱动每个电力开关302的开关状态。栅极电压Vga1、Vga2、Vgb1、Vgb2、Vgc1和Vgc2(在图3中示出)控制各个的电力开关302的开关状态和特性。虽然逆变器在图3中被示出为电压驱动的器件，但是逆变器可以是电流驱动的器件，或者可由将电力开关302在闭合状态和断开状态之间进行切换的其它策略来控制。控制器310可基于电机114的转速、镜像电流或IGBT开关的温度来改变每个IGBT的栅极驱动。栅极驱动的变化可根据多个栅极驱动电流被选择，在所述多个栅极驱动电流中，栅极驱动电流的变化与IGBT开关速度的变化成比例。
还如图3所示，相桥316、318和320中的每个包括两个开关302。然而，在相桥316、318和320中的每个中仅有一个开关可以处于闭合状态而不会使DC电力链路306短路。因此，在每个相桥中，下方开关的开关状态通常与对应的上方开关的开关状态相反。上方开关通常被称作高侧开关(即，302A、302B、302C)，下方开关通常被称作低侧开关(即，302D、302E、302F)。因此，相桥的高状态指的是相桥中的上方开关处于闭合状态并且下方开关处于断开状态。类似地，相桥的低状态指的是相桥的上方开关处于断开状态并且下方开关处于闭合状态。作为结果，具有电流镜像能力的IGBT可以是所有IGBT、IGBT的子集(例如，Sa1、Sb1、Sc1)或单个IGBT。
在图3中示出的三相转换器示例的激活状态期间会出现两种情况：(1)两个相桥处于高状态，而第三个相桥处于低状态，或者(2)一个相桥处于高状态，而另外两个相桥处于低状态。因此，三相转换器中的一个相桥(可被定义为逆变器的特定激活状态的“参考”相)处于与另外两个具有相同状态的相桥(或者“非参考”相)的状态相反的状态。因此，非参考相在逆变器的激活状态期间均处于高状态或者均处于低状态。
在许多高功率应用中(诸如，在电动车辆中)，功率半导体和功率模块可被并联连接和并联使用以实现高功率输出。然而，每个独立组件可与其它组件有微小差异，因此产生不统一的电路和系统参数，使得难以操作并联器件/模块。为了操作并联器件/模块，需要对在两种传导模式下且在开关瞬变期间的每个器件的电流进行平衡。并联器件/模块的传导电阻(Rds-on)的失配可导致传导电流失衡。动态的电流失衡是由于阈值栅极电压(Vth)的变化和不平衡的回路寄生造成的。不平衡的电流通常导致并联器件/模块的温度失衡，并且可能使一些器件过热，从而增加能量损耗并且减少可操作的寿命。此外，电动车辆中的功率模块的冷却剂的温度和流速的不均衡分布可导致并联模块的温度差异。
半导体器件的许多参数(诸如，Rds-on和Vth)是结温Tj的函数。在常用的电动车辆操作温度范围内，许多功率器件的Rds-on有正温度系数，所述正温度系数表示在功率器件并联连接时稳态电流可被自动平衡。然而，一些参数有负温度系数，所述负温度系数使并联器件的稳态电流平衡恶化。
在导通瞬变和截止瞬变期间，功率器件的峰值电压可能由于电压过冲或浪涌电压而高于DC链路电压。该电压过冲(Vsurge)基于功率回路杂散电感(LS)(例如，寄生电感)和负载电流的变化率(di/dt)(例如，当驱动电机时，是驱动电流的变化率)，使得Vsurge＝LS*di/dt。此外，多数电阻材料(诸如，被用于器件封装的铜和铝的金属及合金)的电阻随着温度降低而减小，从而增大di/dt并增大Vsurge。
图4是在不同结温下固态开关的饱和电流402相对于固态开关的栅极电压404的图形示图400。在此示出饱和电流相对于栅极电压的变化率，处于低Tj的器件的曲线406的变化率大于与高Tj曲线408关联的变化率。此外，高Tj曲线408具有低的Tj阈值电压410，低Tj曲线406具有高的Tj阈值电压412，使得高Tj曲线的阈值电压410小于低Tj曲线的阈值电压412。为了平衡并联连接的两个器件的操作，平衡电路必须考虑到阈值电压相对于Tj的变化以及电流相对于Tj的变化率。
图5是在不同结温下并联连接的两个固态开关的驱动电流502相对于时间504的图形示图500。在此，示出了高温器件曲线506以及低温器件曲线508。在于时间510开始导通之后，高温器件曲线506比低温器件曲线508更快地开始导电，并且相比于低温器件曲线508，高温器件曲线506以电流变化率增大到更高的幅值，直到两个器件都在时间512时导通为止。同样地，在于时间514开始截止之后，相比于低温器件曲线508，高温器件曲线506以正的电流变化率增大到更高的幅值，直到两个器件都在时间516时截止为止。如图5所示，当器件并联连接时，器件中的一个由于温度和器件的差异而具有较小的Vth，具有较小的Vth的功率器件比具有较大的Vth的功率器件导通得更早并且截止得更晚，其中，具有较小的Vth的功率器件与具有较大的Vth的功率器件并联连接。这种操作的结果可包括具有较小的Vth的功率器件可由于较高的开关损耗而具有较高的温度变化率。这样进而减小具有较小的Vth的功率器件的Vth，并因此具有正反馈或雪球效应。
图6是具有温度补偿电路的栅极驱动电路600的示意图。在此，示出了通过温度补偿栅极驱动电路600驱动的IGBT 602。虽然该示图示出了单个开关602，但是，该系统是用并联的双开关实现的，电流平衡器618接收来自两个开关的输入。温度补偿电路调节栅极电流以控制导通和截止期间的开关特性，诸如控制截止期间的Vsurge。栅极驱动电路具有附加的栅极电流发生器，所述栅极电流发生器基于温度传感器反馈信号而操作以调节并联开关的Vth，从而平衡两个开关的电流，其中，根据来自两个开关的温度反馈得出温度传感器反馈信号。提出的用于驱动IGBT 602的方法的架构包括五个单元：1)温度传感器和反馈604，被示出为二极管阵列606；2)电流平衡器618；3)逻辑电路608；4)附加的栅极电流发生器610；5)栅极驱动器612，被示出为具有栅极驱动器614和限流电阻器616。示出了基于对温度敏感的二极管阵列606的温度传感器和反馈604。二极管阵列606被配置为基于IGBT 602的温度输出电压信号(VT)。二极管阵列606可与IGBT 602单片集成为一体，使得VT是Tj的更准确的表示。在另一实施例中，温度传感器可以是与IGBT连接的热敏电阻，并且位于功率模块内，使得温度传感器与IGBT紧密结合。
电流平衡器618基于器件之间的温度差计算电流失衡，并且产生用于逻辑电路608的参考信号。电流平衡器618输出用于逻辑电路608的控制信号。此外，栅极电流发生器610基于来自逻辑电路608的控制信号产生可调节的栅极电流(Ig’)，以对并联器件/模块的不平衡的开关电流进行补偿。
基本上，在导通瞬变期间，在低温下操作的功率器件将比高温下的并联的功率器件需要更大的Ig’。因此，低温功率器件的导通延迟将缩短并且导通瞬变将加速，以平衡具有不同结温的这两个器件。类似地，在截止瞬变期间，低温下的功率器件将比高温下的功率器件具有更小的Ig’。因此，低温下的功率器件的截止延迟将延长并且截止瞬变将减慢。
图7是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第一示意图700。在该实施例中，IGBT702与温度传感器和反馈单元704连接，温度传感器和反馈单元704基于对温度敏感的二极管阵列706。二极管阵列706被配置为基于IGBT 702的温度(通常为结温Tj)输出电压信号(VT)。二极管阵列706可与IGBT 702单片集成为一体，使得VT提供IGBT 702的Tj的更准确的表示。温度传感器704向电流平衡器718输出信号，电流平衡器718根据从另一IGBT的温度传感器和反馈单元输出的另一电压信号VTref补偿电压信号VT，所述另一IGBT与IGBT 702并联连接。电流平衡器718对信号进行组合并向逻辑电路708输出信号，逻辑电路708可被用于对来自温度传感器704的原始信号进行缓冲、滤波或处理，之后，逻辑电路708可输出用于驱动电流发生器710的信号。电流发生器710与限流栅极电阻器716并联连接，使得从IGBT 702的栅极流出的总的栅极电流为流过栅极电阻器716的电流(Ig)与流过电流发生器710的电流(Ig’)的和。在此，由于电流发生器与限流栅极电阻器716并联连接，因此，响应于对输入栅极驱动器714的转换请求，通过电流发生器710A和710B调节有效的栅极电阻。
传统的电压源栅极驱动电路714包括外部栅极电阻器Rg 716。温度传感器输出是VT。对于并联的N(N≥2)个功率器件，功率器件中的一个将是参考器件，并且这个器件的VT将被赋予参考值VTref。其它器件的VT与VTref的差可以是正的或负的，使得相关的附加导通/截止延迟会是正的或负的。参考值VREF用于产生控制信号VO-off(截止期间)和VO-on(导通期间)。
如果温度传感器输出VT随着器件温度升高而减小(图7、图8和图9示出这种情况)，则
以及
如果温度传感器输出VT随着器件温度升高而增大，则
以及
n沟道MOSFET(M1和M2)可在饱和区域作为电流源操作。在考虑这种电流源对单个开关的影响(即上面提到的Ig’)时，通过M1和M2的栅极电压(即，产生的控制信号VO-off和VO-on)确定所述影响。随着VO-off和VO-on越高，针对截止/导通的Ig’(Ig’off/Ig’on)将越高。在图4中示出了MOSFET的栅极电压与饱和电流的典型关系。Ig’被产生并添加到Rg的已有的栅极电流(Ig)。所以总的导通/截止栅极电流将是Ig-total＝Ig+Ig’。二极管D1/D2用于阻止截止/导通瞬变期间的附加栅极电流。齐纳二极管D3/D4用于防止VO-off/VO-on超过M1/M2的栅极限制。
电流发生器710的n沟道MOSFET(M)可被配置为在饱和区域或线性区域内操作。在饱和区域内，沟道的电阻由漏极到源极的电阻(RDS(on))指定。在线性区域内，沟道未饱和并且因此产生随着施加的电压变化而变化的电阻。一般而言，在线性区域内操作的MOSFET的电阻可被表示为R＝VDS/ID，其中，VDS是漏极-源极电压，ID是漏极电流。此外，ID基于当|VDS|<<(VGS-VT)时的器件特性、栅极到源极电压(VGS)、阈值电压(VT)和VDS。电流发生器710的值(Ig’)通常由晶体管M的栅极电压确定，所述栅极电压是通过等式(2)-(5)得到的生成的控制信号VO。这里，控制器可将操作限制到线性区域，使得电阻性沟道(处于电阻模式的开关的沟道)与栅极电阻器并联连接。除了线性区域内的操作以外，MOSFET还可在饱和区域内操作。MOSFET在饱和区域内的性能使得漏极电流相对于漏极到源极电压的改变而基本恒定，并且恒定的漏极电流值基于MOSFET栅极电压。在饱和模式下使用开关允许对(IGBT或BJT)的宽范围的集电极到发射极电压或者MOSFET的宽范围的漏极到源极电压进行沟道控制。此外，随着操作状况改变并且器件温度改变，可能需要从线性模式的操作转换到饱和模式的操作。在截止瞬变期间，栅极驱动器(GD)的输出从高下降到低，而IGBT 702的栅极电压(Vge)由于栅极上的电荷而保持高水平。将VO施加到晶体管M导致由电流发生器710产生的电流Ig’随后被添加到电阻器Rg 716中的栅极电流(Ig)。因此，总的截止栅极电流可被计算为这些部分的总和，即，Ig-total＝Ig+Ig’。电流发生器710的二极管D1防止导通瞬变期间的附加的栅极电流，但是这仅在使用单个栅极电阻器716的情况下才适用。如果功率器件702的导通栅极电路和截止栅极电路(诸如，导通电阻器和截止电阻器)是分离的，并且Rg仅仅是截止栅极电阻，则D1可被去除。齐纳二极管D2被配置为防止VO超过晶体管M的栅极限制。当考虑低温下的功率器件在击穿电压(BV)低时的操作时，根据等式(2)-(5)，温度传感器的输出信号VT将是高的，晶体管M的栅极信号VO将是低的。低的VO可导致低的Ig’并且因此导致低的Ig-total。随着Ig-total减小，截止期间的电流变化率(di/dt)也减小，并且因此Vsurge以及峰值电压Vpeak也减小。因此，可避免在很多电动车辆操作的极低温度环境下发生功率器件电压击穿。
一般而言，逻辑电路708向电流发生器710的MOSFET M提供栅极电压(Vge)。电流发生器710基于Vge产生附加的栅极电流(Ig’)。考虑常见的MOSFET I-V曲线，MOSFET在低温下的漏极电流将高于在高温下的漏极电流。这里，在较低温度下需要较小的MOSFET漏极电流，因此，由于不同温度的对Ig’的调整来自于温度传感器704的不同输出，温度传感器704的不同输出进而导致电流发生器710的不同输出。此外，由于在不同的栅极电压下的MOSFET特性，电流发生器710的不同输出将产生不同水平的附加的栅极电流Ig’。逻辑电路708可被配置为在多个不同的区域内操作电流发生器710。例如，MOSFET M可在线性区域或饱和区域内操作。为了使MOSFET M在饱和区域内操作，漏极到源极电压(Vds)必须大于栅极到源极电压(Vgs)与阈值电压(Vth)的差或(Vgs-Vth)。当漏极到源极的电压(Vds)更大时，无论Vds如何变化(只要Vds>Vgs-Vth，而Vgs>Vt)，MOSFET基本上以恒定的电流进行操作。该操作区域的优点是对附加的栅极电流(Ig’)的控制是基于栅极到源极的电压(即，栅极驱动器714的输出电压和逻辑电路708的输出电压)的。然而，如果器件在低的漏极到源极电压(Vds)下操作，则器件可能落在(Vds<Vgs-Vth，而Vgs>Vt)的线性区域内。在线性区域内，随着Vds沿着由Vgs-Vt限定的基本线性的线变化，漏极电流Id成比例地变化。为了在线性区域内操作时控制附加的栅极电流(Ig’)以准确地提供给定的附加的栅极电流(Ig’)，逻辑电路708可能需要预测功率器件702的栅极电压以及栅极驱动器714的输出电压和逻辑电路708的输出电压，使得MOSFET M的Vds和MOSFET M的Vgs两者可相对于MOSFET M的Vds而被控制。
与MOSFET类似，可使用BJT，然而，BJT是电流控制器件，而MOSFET是电压控制器件。因此，逻辑电路708可被配置为向BJT M(代替MOSFETM)提供给定的基极电流，并且BJT的集电极电流将是附加的栅极电流(Ig’)。其中，集电极电流通过在饱和区域内并且处于低的集电极到发射极电压(Vce)下的BJT的增益(Hfe)与基极电流相关，BJT在也基于Vce的线性区域内操作。这里，BJT的电阻性沟道基于基极电流而形成。在两个实例中，栅极电流的预测(基于栅极电阻器Rg 716以及栅极驱动器714的输出)可被用于确定功率器件702的栅极电压，从而提供在MOSFET M的漏极或BJT M的集电极处的电压。
图8是IGBT 802以及具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第二示意图800。该实施例被示出为使用传统的图腾柱结构的栅极驱动器814被实现，在该示例中，示出了BJT，但是也可使用其它器件(诸如，MOSFET)。电流发生器晶体管M与截止电阻器Roff并联，D1可由于导通瞬变期间的Q2的断开状态而被去除。图8中的电路操作原理与图7中的电路类似。IGBT802与被示出为二极管阵列806的温度传感器804连接。温度传感器804被配置为输出基于IGBT 802的温度(通常为结温Tj)的电压信号(VT)。输出电压VT由电流平衡器818接收，电流平衡器818根据从另一IGBT的温度传感器和反馈单元输出的另一电压信号VTref补偿电压信号VT，所述另一IGBT与IGBT 802并联连接。电流平衡器818对信号进行组合并且向逻辑电路808输出信号，逻辑电路808可被用于对来自温度传感器804的原始信号进行缓冲、滤波或处理，然后逻辑电路808可输出信号以驱动电流发生器810。电流发生器810与限流栅极电阻器812并联连接，使得从IGBT 802的栅极流出的总的栅极电流为流过栅极电阻器812的电流(Ig)与流过电流发生器810的电流(Ig’)的总和。图腾柱结构的栅极驱动器814包括高侧开关814B和低侧开关814A。高侧开关814B具有上拉限流电阻器(Ron)816B，低侧开关814A具有下拉限流电阻器(Roff)816A。这里，下拉限流电阻器(Roff)816A与电流发生器810A的晶体管(M)并联。与图7一样，逻辑电路808的运算放大器的增益可被表示为VO，VO等于(R2/R1)·VT。其中，基于晶体管M的特性、参考电压(Vref)以及IGBT 802、二极管阵列806和由IGBT 802驱动的负载电流的相互作用来选择(R2/R1)的比值。
图9是具有温度补偿电路的栅极驱动电路的第三示意图900。IGBT 902与温度传感器904连接，温度传感器904被示出为二极管阵列906。温度传感器904被配置为输出基于IGBT 902的与结温Tj关联的温度的电压信号(VT)。输出电压VT由电流平衡器918接收，电流平衡器918根据从另一IGBT的温度传感器和反馈单元输出的另一电压信号VTref补偿电压信号VT，所述另一IGBT与IGBT 902并联连接。电流平衡器918对信号进行组合并且向逻辑电路908输出信号，逻辑电路908可被用于对来自温度传感器904的原始信号进行缓冲、滤波或处理，然后逻辑电路908可输出信号以驱动电流发生器910。电流发生器910与限流栅极电阻器916并联连接，使得从IGBT 902的栅极流出的总的栅极电流为流过栅极电阻器916的电流(Ig)与流过电流发生器910的电流(Ig’)的总和。该栅极驱动器被配置为使得栅极驱动器914可被用于向IGBT 902的栅极供应电流或者从IGBT 902的栅极吸收电流，逻辑电路908可在栅极驱动器914吸收电流以使IGBT 902截止时被启用，并且逻辑电路908可在栅极驱动器914供应电流以使IGBT导通时被禁用。
此外，所提出的方法使用已经在电动车辆中用于温度监测和过温度保护的温度感测二极管的输出。因此，通常不需要额外的感测电路/组件。最后，所提出的方法相对于现有的栅极驱动原理图具有最少的额外的组件。因此，所提出的方法可被用于任何栅极驱动策略(包括电压源栅极驱动、电流源栅极驱动等)，并且将不影响原始栅极驱动功能。
如上所示，在高操作温度下，所提出的系统可增加截止速度并且降低截止损耗。由于电动车辆大部分时间在该范围内操作，所以电动车辆中的功率器件将在这些高温范围内工作，从而提高车辆的燃料经济性。
由控制器执行的控制逻辑或功能可由在一个或更多个附图中的流程图或类似示图来表示。这些附图提供代表性的控制策略和/或逻辑，所述代表性的控制策略和/或逻辑可使用一个或更多个处理策略(诸如，事件驱动、中断驱动、多任务、多线程等)来实现。因此，示出的各个步骤或功能可按照示出的顺序被执行、并行地执行或者在一些情况下被省略。虽然未总是被明确示出，但是本领域普通技术人员将认识到，示出的一个或更多个步骤或功能可根据使用的特定处理策略而被重复执行。类似地，处理的顺序不一定需要实现在此描述的功能和优点，而是被提供以便于示出和描述。控制逻辑可主要以由基于微处理器的车辆、发动机和/或动力传动系统控制器(诸如，控制器)执行的软件的形式被实现。当然，控制逻辑可根据特定应用以一个或更多个控制器中的软件、硬件或者软件和硬件的组合的形式被实现。当以软件形式被实现时，控制逻辑可在已经存储表示由计算机执行以控制车辆或其子系统的代码或指令的数据的一个或更多个计算机可读存储装置或介质中被实现。计算机可读存储装置或介质可包括多个已知物理装置中的一个或更多个，所述多个已知物理装置利用电存储器、磁存储器和/或光学存储器来保存可执行指令和关联的校准信息、操作变量等。
在此公开的处理、方法或算法可被传送到处理装置、控制器或计算机，或者通过所述处理装置、控制器或计算机实现，其中，所述处理装置、控制器或计算机可包括任何现有的可编程电子控制单元或专用电子控制单元。类似地，所述处理、方法或算法可以多种形式被存储为可由控制器或计算机执行的数据和指令，其中，所述多种形式包括但不限于信息永久地存储在非可写存储介质(诸如，只读存储器(ROM)装置)中以及信息可变地存储在可写存储介质(诸如，软盘、磁带、致密盘(CD)、随机存取存储器(RAM)装置以及其它磁介质和光学介质)中。所述处理、方法或算法也可在软件可执行对象中实现。可选地，可使用合适的硬件组件(诸如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、状态机、控制器或者其它硬件组件或装置)或者硬件组件、软件组件和固件组件的组合来整体或部分地实现所述处理、方法或算法。
虽然以上描述了示例性实施例，但是并不意在这些实施例描述权利要求所涵盖的所有可能形式。说明书中所使用的词语是描述性词语而非限制性词语，并且应理解的是，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下做出各种改变。如前所述，可将各个实施例的特征进行组合以形成本发明的可能未被明确描述或示出的进一步的实施例。尽管针对一个或更多个期望特性，各个实施例可能已经被描述为提供优点或优于其它实施例或现有技术的实施方式，但是本领域普通技术人员应认识到，根据具体的应用和实施方式，一个或更多个特征或特性可被折衷以实现期望的整体系统属性。这些属性可包括但不限于成本、强度、耐用性、生命周期成本、市场性、外观、包装、尺寸、可维护性、重量、可制造性、装配的容易性等。因此，被描述为在一个或更多个特性方面不如其它实施例或现有技术的实施方式的实施例并非在本公开的范围之外，并且可被期望用于特定的应用。

Claims (19)

1.一种动力传动系统，包括：
第一开关和第二开关，并联连接以驱动电机；
栅极驱动器，被配置为：响应于在第一开关的第一温度超过第二开关的第二温度时的转换请求，向第二开关的栅极注入电流，以使通过第一开关和第二开关流向电机的电流的变化率为同一值。
2.根据权利要求1所述的动力传动系统，还包括：与第一开关连接的第一温度传感器以及与第二开关连接的第二温度传感器，其中，第一温度传感器的输出指示第一温度，第二温度传感器的输出指示第二温度。
3.根据权利要求2所述的动力传动系统，其中，第一温度传感器与第一开关单片集成为一体，第二温度传感器与第二开关单片集成为一体。
4.根据权利要求2所述的动力传动系统，其中，第一温度传感器与第一开关连接，第二温度传感器与第二开关连接。
5.根据权利要求1所述的动力传动系统，其中，第一开关和第二开关是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
6.根据权利要求1所述的动力传动系统，还包括电阻性开关，所述电阻性开关被配置为向第二开关的栅极注入电流，其中，所述电阻性开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
7.根据权利要求6所述的动力传动系统，其中，MOSFET工作在饱和区域，使得注入第二开关的栅极的电流与第一温度和第二温度之间的差成比例。
8.根据权利要求1所述的动力传动系统，还包括电阻性开关，所述电阻性开关被配置为向第二开关的栅极注入电流，其中，所述电阻性开关是双极结型晶体管(BJT)，所述BJT工作在饱和区域，使得注入第二开关的栅极的电流与第一温度和第二温度之间的差成比例。
9.一种控制并联连接的功率开关的方法，包括：
输出与第一功率开关的第一温度和第二功率开关的第二温度之间的差成比例的电压，第一功率开关和第二功率开关并联连接且连接到电机；
通过向第一功率开关的栅极注入与所述电压成比例的附加电流，对第一功率开关的第一集电极电流与第二功率开关的第二集电极电流进行平衡。
10.根据权利要求9所述的方法，还包括：第一温度传感器被配置为输出指示第一温度的第一信号，第二温度传感器被配置为输出指示第二温度的第二信号，所述电压从混合器输出，所述混合器将来自第一温度传感器的第一信号和来自第二温度传感器的第二信号进行组合。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，第一温度传感器与第一功率开关单片集成为一体，第二温度传感器与第二功率开关单片集成为一体。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，第一温度传感器与第一功率开关连接，第二温度传感器与第二功率开关连接。
13.根据权利要求9所述的方法，其中，通过金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)注入所述附加电流。
14.一种车辆动力传动系统，包括：
并联连接的第一开关和第二开关，连接到电机，第一开关具有第一传感器，第二开关具有第二传感器；
栅极驱动器，被配置为：响应于在第一传感器的第一温度超过第二传感器的第二温度时的转换请求，将与第二开关的栅极电阻器并联连接的电阻性开关的操作限制在饱和区域，以向第二开关的栅极注入电流，使得通过第一开关和第二开关流向电机的电流的变化率为同一值。
15.根据权利要求14所述的车辆动力传动系统，其中，第一传感器与第一开关单片集成为一体，第二传感器与第二开关单片集成为一体。
16.根据权利要求14所述的车辆动力传动系统，其中，第一传感器与第一开关连接，第二传感器与第二开关连接。
17.根据权利要求14所述的车辆动力传动系统，其中，第一开关和第二开关是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
18.根据权利要求14所述的车辆动力传动系统，其中，所述电阻性开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
19.根据权利要求18所述的车辆动力传动系统，其中，所述MOSFET工作在饱和区域，使得注入第二开关的栅极的电流与第一温度和第二温度之间的差成比例。
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