CN106134079A - 驱动装置 - Google Patents

Abstract

一种驱动装置，对功率开关元件(200)的导通断开进行控制，具有：通侧电路(110)，进行所述功率开关元件的导通动作；以及断侧电路(120)，进行断开动作；以及温度检测部(D)，检测温度。所述通侧及断侧电路的至少一方具有：电流路径，用于供应或导出所述功率开关元件的栅极电流；以及开关电路(SW1～SW5、SW6～SW10)，切换所述栅极电流。该开关电路在切换所述栅极电流时，基于所述功率开关元件的温度，使所述栅极电流过渡性地变化。

Description

驱动装置

关联申请的交叉引用

本申请基于在2014年3月27日申请的日本申请号2014-66593号和在2014年10月20日申请的日本申请号2014-213590号，此处引用其记载内容。

技术领域

本申请涉及将温度特性纳入考虑地进行功率开关(power switching)元件的导通断开动作的驱动装置。

背景技术

关于构成逆变器、转换器等半导体电力转换装置的功率开关元件，作为解决开关动作时的浪涌电压和开关损失的折衷的技术，使用动态地控制栅极电压或栅极电流的主动栅极控制(AGC)。

例如，在使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)作为功率开关元件的情况下，对关断时的集电极-发射极间电压(以后，称为集电极电压Vce)的时间变化dV/dt进行反馈，控制IGBT的栅极电荷的放电速度。具体而言，在专利文献1中，提出了在放电过程中切换IGBT的栅极电荷的放电速度的技术。

关于进行切换的定时，例如，若在集电极电压Vce达到电源电压VB的定时进行切换，则能够抑制浪涌且降低开关损失。

但是，一般来说，IGBT等功率开关元件中的dV/dt中存在温度依赖性。伴随于此，根据功率开关元件的温度，功率开关元件中的栅极电荷的放电速度的切换定时不免发生变化。

作为考虑了功率开关元件的温度特性的驱动电路，例如，在专利文献2中，提出了根据功率开关元件的温度来调整dV/dt的反馈量的技术。具体而言，将关断用的晶体管的反馈电阻(基极-GND间电阻)设为根据温度而可变。由此，能够根据温度来控制栅极电荷的放电速度。

但是，专利文献2的技术根据功率开关元件的温度来规定栅极电荷的放电速度、即驱动能力，不能解决浪涌电压和开关损失的折衷。此外，即使将专利文献2中记载的技术与专利文献1中记载的技术结合，也难以使放电速度的切换定时最优化。因此，开关损失的降低的效果不充分。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第3885563号公报

专利文献2：日本特许第4904993号公报

发明内容

本申请的目的在于，降低温度导致的开关损失。对功率开关元件的导通断开进行控制的驱动装置具备：通侧电路，进行所述功率开关元件的导通动作；断侧电路，进行所述功率开关元件的断开动作；以及温度检测部，检测所述功率开关元件的温度。所述通侧电路以及所述断侧电路的至少一方的电路具有：电流路径，用于供应或导出所述功率开关元件的栅极电流；以及开关电路，切换所述栅极电流。该开关电路在切换所述栅极电流时，基于由所述温度检测部检测到的所述功率开关元件的温度，使所述栅极电流过渡性地变化。

例如，在功率开关元件成为比常温时高的温度的情况下，集电极电压Vce的时间变化(斜率)变缓。即，dV/dt的值变小。因此，例如在关断动作中，开始关断动作后，集电极电压Vce上升并过冲后返回稳定值为止所需的时间变得比常温时长。因此，开关损失、即集电极电压Vce和集电极电流Ic的积变大。

在上述的驱动装置中，基于功率开关元件的温度而使栅极电流过渡性地变化。因此，在切换栅极电流时，能够使栅极电荷的量过渡性地变化。因此，能够抑制在切换栅极电流时集电极电压的斜率dV/dt急剧地变小。换言之，能够对功率开关元件的温度引起的dV/dt的钝化进行校正。从而，能够降低功率开关元件的温度引起的开关损失。

附图说明

参照附图，通过下述的详细的记述，关于本申请的上述目的以及其他目的、特征、优点变得更明确。该附图是，

图1是表示第一实施方式所涉及的驱动装置的概略结构的电路图，

图2是表示由驱动装置进行的驱动的时序图，

图3是表示开关电路的详细的结构的电路图，

图4是表示由驱动装置进行的驱动的时序图，

图5是表示变形例1中的由驱动装置进行的驱动的时序图，

图6是表示第二实施方式所涉及的驱动装置的概略结构的电路图，

图7是表示第三实施方式所涉及的驱动装置的概略结构的电路图，

图8是表示由驱动装置进行的驱动的时序图，

图9是表示第四实施方式所涉及的驱动装置的概略结构的电路图，

图10是表示变形例2所涉及的驱动装置的概略结构的电路图，

图11是表示变形例3所涉及的驱动装置的概略结构的电路图。

具体实施方式

以下，基于附图说明本申请的实施方式。另外，在以下的各图中，对相互同一或者等同的部分赋予同一标记。

(第一实施方式)

最初，参照图1，说明本实施方式所涉及的驱动装置。

如图1所示，该驱动装置100控制作为对负载300进行驱动的功率开关元件的绝缘栅双极晶体管(IGBT)200的驱动。

该驱动装置100具备通侧电路110、断侧电路120、dV/dt检测电路和延迟电路140。

通侧电路110以及断侧电路120在电源和GND(地)之间串联连接，在其中间点上连接有IGBT200的栅极。通侧电路110由PMOS晶体管构成，在该PMOS晶体管为导通状态时向IGBT200的栅极施加电源电压Vcc。由此IGBT200成为导通状态，在IGBT200的集电极-发射极间流过电流，向负载供应电力。

断侧电路120具有多个NMOS晶体管(Tr10～Tr15、Tr20)。这些NMOS晶体管由作为输出晶体管的主MOS晶体管(Tr10～Tr15)、和规定主MOS晶体管的漏极电流的感测MOS晶体管Tr20构成。在本实施方式中，六个主MOS晶体管(Tr10～Tr15)相对于感测MOS晶体管Tr20构成电流镜。具体而言，各主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的栅极与感测MOS晶体管Tr20的栅极共通，源极共通而与GND连接。各主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的漏极与IGBT200的栅极连接。

在这样的结构中，在各主MOS晶体管(Tr10～Tr15)中分别以与感测MOS晶体管Tr20的尺寸比相同的电流比流过漏极电流。也就是说，在本实施方式中，存在六个从IGBT200的栅极导出的电流的电流路径。另外，尺寸是MOS晶体管中的沟道宽度W与沟道长度L的宽长比(W/L)。

此外，断侧电路120具有：运算放大器121，用于对感测MOS晶体管Tr20的漏极电流进行控制；基准电阻122，用于规定该运算放大器121的输出；以及参照电源123，向该运算放大器121的一个输入端子赋予参照电位Vref。若从未图示的微机等被输入表示使IGBT200断开的控制信号，则运算放大器121向感测MOS晶体管Tr20的栅极施加电压，从而从IGBT200的栅极导出固定电流。

基准电阻122是分流电阻，规定感测MOS晶体管Tr20的漏极电流的电流值。进而，规定从IGBT200的栅极导出的电流的电流值。从IGBT200的栅极导出的电流是在主MOS晶体管(Tr10～Tr15)中流过的漏极电流的合计。并且，主MOS晶体管(Tr10～Tr15)与感测MOS晶体管Tr20一起构成电流镜，因此从IGBT200的栅极导出的电流依赖于感测MOS晶体管Tr20的漏极电流。

在这样的结构中，若被输入表示使IGBT200断开的控制信号，则运算放大器121被驱动而向感测MOS晶体管Tr20施加栅极电压。此时的漏极电流由基准电阻122的电阻值R规定。并且，其电流值以使基准电阻122和感测MOS晶体管Tr20之间的中间电位接近于参照电位Vref的方式，通过调整运算放大器121的输出而被反馈控制。由此，感测MOS晶体管Tr20的漏极电流高精度地被控制为固定的值(＝Vref/R)。因此，从IGBT200的栅极导出的电流也高精度地被设为固定电流。另外，在本实施方式中，感测电流控制电路SC相当于由运算放大器121和基准电阻122以及参照电源123构成的电路。

进而，断侧电路120具有用于对从IGBT200的栅极导出的电流的电流值、即驱动能力进行切换的开关电路(SW1～SW5)。该开关电路(SW1～SW5)与六个主MOS晶体管(Tr10～Tr15)之中五个主MOS晶体管(Tr11～Tr15)的栅极分别连接。例如，若是开关电路SW1被设为有效，其他开关电路(SW2～SW5)为无效的状态，则IGBT200的栅极电荷通过由主MOS晶体管Tr10以及Tr11规定的电流而导出。也就是说，能够通过开关电路(SW1～SW5)之中哪个开关电路成为有效来控制断侧电路120的驱动能力。另外，五个开关电路(SW1～SW5)相互等价，以后，除了关于各个开关电路进行叙述的情况外，总称为标记SW。随后说明本实施方式中的开关电路SW的详细的电路结构。

驱动装置100中的dV/dt检测电路130是对IGBT200的集电极电压Vce的时间变化dV/dt进行检测的电路。具体而言，dV/dt检测电路130与在IGBT200的集电极和GND之间串联连接而构成微分器的电容器C1和电阻器R1的中间点连接。若向运算放大器121输入表示使IGBT200断开的控制信号，则IGBT200的栅极电荷被导出而集电极电压Vce上升，所以dV/dt取非零的值。dV/dt检测电路130对其进行检测，并将该情况输出至延迟电路140。

延迟电路140是从dV/dt开始上升的时刻起延迟规定的延迟时间而使开关电路SW动作的电路。关于使五个开关电路(SW1～SW5)之中哪个开关电路SW动作，既能够预先决定，也可以根据dV/dt的值等来决定。

接着，参照图2说明如本实施方式的驱动装置100那样对IGBT200的栅极电荷的放电期间中的电荷的放电速度进行切换的驱动。

在时刻t1，向运算放大器121输入表示使IGBT200断开的控制信号。由此，如图2所示，运算放大器121驱动而从IGBT200的栅极导出电流。在该说明中，时刻t1的开关电路SW设为SW1有效(导通)，而SW2～SW5为无效(断开)。也就是说，从栅极导出的电流是主MOS晶体管Tr10的漏极电流I1与主MOS晶体管Tr11的漏极电流I2的合计值I1+I2。

若开始从IGBT200的栅极进行电荷的导出，则栅极电压降低。并且，在时刻t2，若栅极电压降低到规定的电位，则IGBT200的集电极电流Ic开始减少，集电极电压Vce开始上升。即，在时刻t2的时刻，从dV/dt为大致零的状态起，dV/dt取正值。dV/dt检测电路130对其进行检测，将该情况输出给延迟电路140。

并且，在由延迟电路140预先规定的延迟时间后的时刻t3，开关电路SW1被断开而无效化。由此，IGBT200的栅极电流从I1+I2切换为I1。即，断侧电路120的驱动能力被降低而栅极电荷的放电速度降低。因此，与时刻t3紧前的dV/dt相比，时刻t3紧后的dV/dt变小。其结果，集电极电压Vce的过冲被抑制，能够发挥降低浪涌电压的效果。其后，在时刻t4，集电极电压Vce收敛于稳定值而IGBT200的断开动作结束。

在此，说明IGBT200处于高温的状态的情况。IGBT200的集电极电压的变化dV/dt依赖于温度，越高温则dV/dt变得越小。因此，如图2的点划线所示，时刻t2以后的集电极电压Vce的上升率降低。进而，时刻t3以后，断侧电路120的驱动能力降低后，集电极电压Vce的上升率进一步降低。因此，Vce到稳定值为止所需的时间变长，开关损失增加。

为了将其解决，该驱动装置100中的开关电路SW构成为抑制温度引起的dV/dt的降低。

参照图3以及图4，说明本实施方式中的开关电路SW的具体结构及其作用效果。另外，图3所示的电路中，各开关电路(SW1～SW5)都是同一结构。

开关电路SW具有主电路125、恒流电路126和温度特性调整电路127。

主电路125基于来自延迟电路140的信号而负责输入端子IN和输出端子OUT之间的电流的通电以及隔断。主电路125如图3所示那样具有根据来自延迟电路140的信号而进行导通断开动作的MOS晶体管Tr30。此外，具有相对于恒流电路126而与MOS晶体管Tr30并联连接，以对从恒流电路126输入的电流I3进行镜像的方式构成电流镜的两个NPN晶体管Q1、Q2。此外，具有基于被注入至栅极的电流而进行输入端子IN和输出端子OUT之间的电流的通电以及隔断的MOS晶体管Tr40。进而，具有在将开关电路SW设为导通状态的情况下向MOS晶体管Tr40的栅极注入电流的电流源P1。另外，在本实施方式中，图3所示的输入端子IN与运算放大器121的输出端子连接，输出端子OUT与主MOS晶体管(Tr11～Tr15)的栅极连接。

说明主电路125的动作。在将开关电路SW设为导通状态的情况下，从延迟电路被输入意在将MOS晶体管Tr30设为导通状态的信号。在该状态下，来自恒流电路126的电流I3作为MOS晶体管Tr30的漏极电流而流动，在形成电流镜的NPN晶体管Q1、Q2中没有流过电流。即，不流动图3所示的电流I4。因此，来自电流源P1的电流I5被注入至MOS晶体管Tr40的栅极而成为导通，输入端子IN和输出端子OUT之间被通电。即，开关电路SW成为导通状态。另外，被插入至电流源P1和GND之间的电阻器R1是用于规定MOS晶体管Tr40的稳定状态下的栅极电压的电阻。

另一方面，在将开关电路SW设为断开状态的情况下，从延迟电路被输入意在将MOS晶体管Tr30设为断开状态的信号。在该状态下，不流动MOS晶体管Tr30的漏极电流，从恒流电路126输入至主电路125的电流I3通过NPN晶体管Q1、Q2进行镜像而流动图3所示的电流I4。该电流I4以导出电流源P1的电流I5以及MOS晶体管Tr40的栅极电荷的方式流动，所以MOS晶体管Tr40断开。因此，输入端子IN和输出端子OUT之间的电流被隔断而开关电路SW成为断开状态。另外，若开关电路SW断开，则对应的主MOS晶体管的栅极成为高阻抗。为了使开关电路SW的断开动作可靠，本实施方式中的开关电路SW在输出端子OUT和GND之间被插入了下拉电阻器R2。

前述的恒流电路126是用于向主电路125供应固定的电流I3的电路。该恒流电路126如图3所示那样形成用于赋予固定的电流的一般已知的电路结构。具体而言，恒流电路126具有：NPN晶体管Q3、与NPN晶体管Q3的基极并联连接且作为电阻而发挥作用的NPN晶体管Q4以及PNP晶体管Q5。进而，在NPN晶体管Q3的发射极和GND之间连接有电阻器R3。通过该结构，在NPN晶体管Q3中，流过根据NPN晶体管Q4、PNP晶体管Q5、以及电阻器R3的电阻值而规定的固定的集电极电流。该电流通过构成电流镜的NPN晶体管Q8、Q9而被镜像，向主电路125供应电流I3。另外，为了抑制电阻器R3以及PNP晶体管Q5的电阻值的温度特性而分别插入NPN晶体管Q6以及PNP晶体管Q7。

像这样，电流I3根据NPN晶体管Q4、PNP晶体管Q5、以及电阻器R3的电阻值而规定。在本实施方式中的恒流电路126中，NPN晶体管Q4以及电阻器R3的电阻值固定，因此电流I3依赖于PNP晶体管Q5的导通电阻。

前述的温度特性调整电路127是用于对恒流电路126中的前述的PNP晶体管Q5的基极施加与IGBT200的温度对应的电压的电路。该温度特性调整电路127具有：相对于电流源P2与电阻器R4串联连接而配置在IGBT200的附近的感温二极管D、和构成缓冲电路的运算放大器A。具体而言，温度特性调整电路127构成为，输出被负反馈到运算放大器A的一方的输入端子，对另一方的输入端子施加依赖于感温二极管D的电压下降的电压。因此，运算放大器A的输出依赖于感温二极管D的电压下降。一般来说，关于感温二极管D，温度越高则越成为低电阻，电压下降量越减少。因此，IGBT200的温度越高，则被施加给恒流电路126中的PNP晶体管Q5的基极的电压降低。电流I3由将PNP晶体管Q5的基极电压除以电阻器R3的电阻值而得到的值来决定。因此，IGBT200的温度越高则电流I3变得越小。

像这样，在本实施方式中的开关电路SW中，IGBT200的温度越高，则用于从MOS晶体管Tr40的栅极导出栅极电荷的电流I4的值变得越小，电荷的放电速度变得越慢。即，开关电路SW的断开速度具有温度依赖性。因此，在IGBT200的栅极电流从I1+I2向I1切换时，如图4中实线所示，栅极电流过渡性地变化。也就是说，感温二极管D相当于温度检测部。由此，与开关电路SW的断开速度不具有温度依赖性的情况相比，集电极电压Vce能够使时刻t3以后的dV/dt变大。从而，能够缩短Vce过冲起至稳定值为止所需的时间，能够降低开关损失。另外，图4中的点划线表示开关电路SW的断开速度不具有温度依赖性的情况下的IGBT200中的各电特性值的变化。

(变形例1)

在上述例子中，示出了从仅开关电路SW1导通的状态起断开开关电路SW1，从而切换IGBT200的栅极电流的例子。换言之，示出了栅极电流的切换级数为2级的例子。但是，不限定于该例。即，栅极电流的切换级数也可以是3级以上。

例如，也可以如图5所示那样控制为，在时刻t1的时刻将开关电路SW1～SW3设为导通状态，在时刻t3断开开关电路SW3，在时刻t5断开开关电路SW2，在时刻t6断开开关电路SW1。

据此，与栅极电流的切换级数为2级的情况相比，能够使栅极电流更平滑地变化，因此能够进一步抑制IGBT200的温度特性引起的开关损失的增加。

(第二实施方式)

在上述的实施方式中，示出了在断侧电路120中，使得能够进行基于IGBT200的温度的控制的例子，但这还能够应用于通侧电路110。

具体而言，如图6所示，通侧电路110具有多个PMOS晶体管(Tr50～Tr55、Tr60)。这些PMOS晶体管由作为输出晶体管的主MOS晶体管(Tr50～Tr55)、和规定主MOS晶体管的漏极电流的感测MOS晶体管Tr60构成。在本实施方式中，六个主MOS晶体管(Tr50～Tr55)相对于感测MOS晶体管Tr60构成电流镜。具体而言，各主MOS晶体管(Tr50～Tr55)的栅极与感测MOS晶体管Tr60的栅极共通，漏极共通而与电源Vcc连接。各主MOS晶体管(Tr50～Tr55)的源极与IGBT200的栅极连接。

此外，通侧电路110具有：用于控制感测MOS晶体管Tr60的漏极电流的运算放大器111、用于规定该运算放大器111的输出的基准电阻112、以及向该运算放大器111的一个输入端子赋予参照电位Vref的参照电源113。运算放大器111若从未图示的微机等被输入表示使IGBT200导通的控制信号，则向感测MOS晶体管Tr60的栅极施加电压，从而向IGBT200的栅极供应固定电流。

进而，通侧电路110具有用于切换向IGBT200的栅极供应的电流的电流值、即驱动能力的开关电路(SW6～SW10)。该开关电路(SW6～SW10)与六个主MOS晶体管(Tr50～Tr55)之中五个主MOS晶体管(Tr51～Tr55)的栅极分别连接。这些开关电路(SW6～SW10)与第一实施方式所述的开关电路SW等价，其电路结构能够采用图3所示的电路结构。

作为本实施方式中的结构要素的主MOS晶体管(Tr50～Tr55)、感测MOS晶体管Tr60、运算放大器111、基准电阻112、参照电源113、以及开关电路(SW6～SW10)分别是相当于第一实施方式中的主MOS晶体管(Tr10～Tr15)、感测MOS晶体管Tr20、运算放大器121、基准电阻122、参照电源123、以及开关电路(SW1～SW5)的要素。因此，各结构要素的动作以及作用效果与第一实施方式及其变形例相对应。即，在接通IGBT200时，与开关电路SW的断开速度不具有温度依赖性的情况相比，能够缩短从由于集电极电压Vce的降低而下冲直到稳定值为止所需的时间，能够降低开关损失。

另外，本实施方式中的参照电位Vref不需要必须与第一实施方式中的参照电位Vref一致。

(第三实施方式)

在第一实施方式中，示出了形成六个主MOS晶体管(Tr10～Tr15)，导出栅极电荷的电流路径为六个，且栅极电流的切换级数为2级(在变形例中为3级以上)的例子。

相对于此，在本实施方式中，说明断侧电路150中的电流路径为一个的情况。具体而言，如图7所示，成为相对于第一实施方式的断侧电路120，去除主MOS晶体管(Tr10、Tr12～Tr15)，仅存在主MOS晶体管Tr11的结构。另外，对应于此，没有形成开关电路SW2～SW5，开关电路SW1与运算放大器121和主MOS晶体管Tr11连接。除了感测电流控制电路SC外的电路结构与第一实施方式同样。

图8表示本实施方式中的IGBT200的关断时的时序图。设为断开IGBT200的控制信号、由延迟电路140规定的延迟时间与第一实施方式同样，时刻的记载与第一实施方式的说明(图2以及图4)相对应。

在本实施方式中，在关断IGBT200时，将栅极电流以1级的方式切换。具体而言，如图8所示，在时刻t1的时刻将开关电路SW1设为导通状态，在时刻t3控制为断开开关电路SW1。由此，栅极电流从I1变化为零。在此，开关电路SW1的断开速度具有温度依赖性，因此在IGBT200的栅极电流从I1向零切换时，能够如图8所示那样使栅极电流过渡性地变化。

(第四实施方式)

感测电流控制电路SC不限定于由运算放大器111、121和基准电阻112、122以及参照电源113、123构成的电路。

在上述的各实施方式中的感测电流控制电路SC中，构成为进行反馈控制以成为由基准电阻112、122的电阻值R和参照电源113、123的参照电位Vref规定的电流值。相对于此，本实施方式中的感测电流控制电路SC为不进行反馈控制的结构。

本实施方式中的断侧电路160的感测电流控制电路SC如图9所示那样具有：输出端子与感测MOS晶体管Tr20的栅极连接的运算放大器161、向运算放大器161的一方的输入端子施加规定的电压的参照电源162。运算放大器161的输出被负反馈到另一方的输入端子，由参照电源162规定的电压被施加给感测MOS晶体管Tr20。在这样的结构中，也能够通过切换设为有效的主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的数目来切换输出电流。另外，与本实施方式相比，采用如第一以及第二实施方式那样的感测电流控制电路SC更能够更高精度地维持感测MOS晶体管Tr20的漏极电流，但在驱动不需要高精度的负载300的情况下，通过采用本实施方式所涉及的感测电流控制电路SC，能够降低部件件数、制造成本。

(变形例2)

为了高精度地控制第四实施方式中的感测电流控制电路SC向感测MOS晶体管Tr20以及主MOS晶体管(Tr10～Tr15)供应的栅极电流，如图10所示，能够采用Vds调整电路163。

本变形例中的Vds调整电路163例如是威尔逊(Wilson)型的电流镜电路，两个电流路径与感测MOS晶体管Tr20以及主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的漏极分别连接。由此，各NMOS晶体管的漏极-源极间电压Vds被调整为固定，所以能够精度更高地控制各NMOS晶体管的漏极电流。

(变形例3)

感测MOS晶体管Tr20以及主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的阈值电压、电荷的移动度一般来说具有温度特性，因此存在随着温度的变化而IGBT200的栅极电压变化的顾虑。在本变形例中，为了将其抑制，采用使第四实施方式以及变形例2所示的参照电源162具有适当的温度特性而成的结构作为感测电流控制电路SC。

具体而言，本实施方式中的断侧电路160的感测电流控制电路SC如图11所示那样具有：运算放大器161、将规定的电流供应给运算放大器161的一方的输入端子的电流源P3、以及相对于运算放大器161与电流源P3并联连接的感温元件164。本变形例中的感温元件164例如是感温二极管。各NMOS晶体管的阈值电压、电荷的移动度一般来说具有负的温度特性，此外，感温二极管的电压下降量(Vf)也具有负的温度特性。因此，如图11所示，在运算放大器161的同相输入端子上连接电流源P3以及感温二极管，使运算放大器161的输出负反馈到反相输入端子。由此，能够与驱动装置100的温度上升配合，使感测MOS晶体管Tr20以及主MOS晶体管(Tr10～Tr15)的栅极电压降低。即，能够抑制温度导致的IGBT200的栅极电压的变化。另外，作为感温元件164，不限定于感温二极管。

(其他实施方式)

以上，说明了本申请的优选的实施方式，但本申请完全没有被上述的实施方式限制，在不脱离本申请的主旨的范围中，能够进行各种变形而实施。

在上述的实施方式中，示出了由电流镜构成用于规定IGBT200的栅极电流的多个电流路径的例子，但不限定于此。在IGBT200的栅极电荷的放电期间中，为了切换栅极电流而切换电流的路径的方式中，就能够应用本申请。

此外，在上述的实施方式中，示出了使用感温二极管D作为用于检测IGBT200的温度的温度检测部的例子，但不限定于该例，例如，是热敏电阻等输出电压与温度相应地变化的元件即可。

此外，在开关电路SW中，作为向主电路125供应固定电流的电路，以图3所示的恒流电路126为例来示出，但只要构成为所输出的电流值与来自温度特性调整电路127的输入相应地变化，则不限定于上述例。

此外，在上述的第一实施方式中，示出了由PMOS晶体管构成通侧电路110，由NMOS晶体管构成断侧电路120的例子，但该关系也可以相反。在该情况下，构成为运算放大器111、121的输出相对于上述实施方式分别反转。

上述的第四实施方式、变形例2以及变形例3的说明针对断侧电路记载了感测电流控制电路SC的变形，但还能够应用于通侧电路110。

本申请遵照实施例而记述，但应该理解本申请不限定于该实施例、构造。本申请还包含各种变形例、等同范围内的变形。此外，各种组合、方式、进而在它们中包含仅一要素、这以上、或这以下的其他组合、方式也落入本申请的范畴和思想范围内。

Claims (10)

1.一种驱动装置，对功率开关元件(200)的导通断开进行控制，具备：

通侧电路(110)，进行所述功率开关元件的导通动作；

断侧电路(120)，进行所述功率开关元件的断开动作；以及

温度检测部(D)，检测所述功率开关元件的温度，

所述通侧电路以及所述断侧电路中的至少一方的电路具有：

电流路径，用于供应或导出所述功率开关元件的栅极电流；以及

开关电路(SW1～SW5、SW6～SW10)，切换所述栅极电流，

该开关电路在切换所述栅极电流时，基于由所述温度检测部检测到的所述功率开关元件的温度，使所述栅极电流过渡性地变化。

2.如权利要求1所述的驱动装置，

所述电流路径存在至少两个路径，

所述栅极电流根据由所述开关电路切换所述至少两个路径而变化。

3.如权利要求1或权利要求2所述的驱动装置，

所述断侧电路具有：

多个主MOS晶体管(Tr10～Tr15)，作为输出晶体管，形成所述电流路径；

感测MOS晶体管(Tr20)，栅极与所述主MOS晶体管的栅极共通，相对于所述主MOS晶体管构成电流镜，从而规定所述主MOS晶体管的漏极电流；以及

感测电流控制电路(SC)，将所述感测MOS晶体管的漏极电流控制为固定，

进而，所述开关电路与所述主MOS晶体管的栅极连接，控制所述主MOS晶体管的导通断开，从而切换所述功率开关元件中的所述栅极电流，

该开关电路在切换所述栅极电流时，基于所述功率开关元件的温度来控制所述主MOS晶体管的导通电阻，使所述栅极电流过渡性地变化。

4.如权利要求3所述的驱动装置，

所述感测电流控制电路具有：

参照电源(123)，产生参照电位(Vref)；

基准电阻(122)，与所述感测MOS晶体管串联连接；以及

运算放大器(121)，以所述基准电阻与所述感测MOS晶体管之间的电位接近于所述参照电位的方式，使输出施加于所述感测MOS晶体管的栅极，

所述感测电流控制电路流动根据所述基准电阻的电阻值和所述参照电位决定的电流，作为所述感测MOS晶体管的漏极电流。

5.如权利要求3所述的驱动装置，

所述感测电流控制电路具有：

运算放大器(161)，使输出施加于所述感测MOS晶体管的栅极；

电流源(P2)，将规定的电流供应给所述运算放大器的一方的输入端子；以及

感温元件(164)，与所述电流源并联连接至所述运算放大器，

所述感测电流控制电路基于依赖于温度的所述感温元件的电压下降，使所述感测MOS晶体管的漏极电流变化。

6.如权利要求3～5的任一项所述的驱动装置，

所述主MOS晶体管包括相连接的至少三个以上的晶体管，所述栅极电流阶段性地降低，并且

该开关电路在切换所述栅极电流时，使所述栅极电流过渡性地变化。

7.如权利要求1或权利要求2所述的驱动装置，

所述通侧电路具有：

多个主MOS晶体管(Tr50～Tr55)，作为输出晶体管，形成所述电流路径；

感测MOS晶体管(Tr60)，栅极与所述主MOS晶体管的栅极共通，相对于所述主MOS晶体管构成电流镜，从而规定所述主MOS晶体管的漏极电流；

感测电流控制电路(SC)，将所述感测MOS晶体管的漏极电流控制为固定，

进而，所述开关电路与所述主MOS晶体管的栅极连接，控制所述主MOS晶体管的导通断开，从而切换所述功率开关元件中的所述栅极电流，

该开关电路在切换所述栅极电流时，基于所述功率开关元件的温度来控制所述主MOS晶体管的导通电阻，使所述栅极电流过渡性地变化。

8.如权利要求7所述的驱动装置，

所述感测电流控制电路具有：

参照电源(113)，产生参照电位(Vref)；

基准电阻(112)，与所述感测MOS晶体管串联连接；

运算放大器(111)，以所述基准电阻与所述感测MOS晶体管之间的电位接近于所述参照电位的方式，使输出施加于所述感测MOS晶体管的栅极，

所述感测电流控制电路流动根据所述基准电阻的电阻值和所述参照电位决定的电流，作为所述感测MOS晶体管的漏极电流。

9.如权利要求7所述的驱动装置，

所述感测电流控制电路具有：

运算放大器(161)，使输出施加于所述感测MOS晶体管的栅极；

电流源(P3)，将规定的电流供应给所述运算放大器的一方的输入端子；以及

感温元件(164)，与所述电流源并联连接至所述运算放大器，

所述感测电流控制电路基于依赖于温度的所述感温元件的电压下降，使所述感测MOS晶体管的漏极电流变化。

10.如权利要求6～9的任一项所述的驱动装置，

所述主MOS晶体管包括相连接的至少三个以上的晶体管，所述栅极电流阶段性地降低，并且

该开关电路在切换所述栅极电流时，使所述栅极电流过渡性地变化。