DE102018107178A1

DE102018107178A1 - Gatetreiber mit temperaturkompensiertem Abschalten

Info

Publication number: DE102018107178A1
Application number: DE102018107178.7A
Authority: DE
Inventors: Yan Zhou; Lihua Chen; Shuitao Yang; Fan Xu; Mohammed Khorsched Alam; Baoming Ge
Original assignee: Ford Global Technologies LLC
Current assignee: Ford Global Technologies LLC
Priority date: 2017-03-29
Filing date: 2018-03-26
Publication date: 2018-10-04
Also published as: CN108696102B; US20180281600A1; US10611246B2; CN108696102A

Abstract

Ein Fahrzeugantriebsstrang beinhaltet einen monolithisch integrierten Lastschalter, Spiegelschalter und Temperaturarray und einen Gatetreiber. Der Gatetreiber beinhaltet einen ersten Komparator, der dazu konfiguriert ist, einen Strompegel aus dem Spiegelschalter zu filtern, und einen zweiten Komparator, der dazu konfiguriert ist, dem ersten Komparator eine Referenz auf Grundlage der Ausgabe des Temperaturarrays derart bereitzustellen, dass eine Gate-Entladegeschwindigkeit des Schalters, die von dem ersten Komparator ermöglicht wird, proportional mit einem temperierten gefilterten Strompegel variiert.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Anmeldung betrifft im Allgemeinen einen Gatetreiber für einen Festkörperschalter, in dem ein temperaturgesteuertes Stromspiegelsignal von dem Schalter verwendet wird, um einen Gatestrom einzustellen, um eine Geschwindigkeit einer Abschaltung zu ändern.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrifizierte Fahrzeuge, einschließlich Hybridelektrofahrzeuge (hybrid-electric vehicles - HEVs), Plug-in-Hybridelektrofahrzeuge (plugin hybrid electric vehicles - PHEVs) und Batterieelektrofahrzeuge (battery electric vehicles - BEVs), sind davon abhängig, dass eine Traktionsbatterie einem Traktionsmotor Leistung zum Vortrieb bereitstellt und ein Leistungswechselrichter dazwischen Gleichstromleistung (direct current - DC) in Wechselstromleistung (alternating current - AC) umwandelt. Der typische AC-Traktionsmotor ist ein 3-Phasen-Motor, der durch 3 sinusförmige Signale angetrieben werden kann, die jeweils mit einer Phasenverschiebung von 120 Grad angetrieben werden. Die Traktionsbatterie ist dazu ausgelegt, in einem bestimmten Spannungsbereich zu arbeiten und einen maximalen Strom bereitzustellen. Die Traktionsbatterie wird alternativ als Hochspannungsbatterie bezeichnet.
Außerdem beinhalten viele elektrifizierte Fahrzeuge einen DC/DC-Wandler, der auch als Wandler für variable Spannungen (variable voltage converter - VVC) bezeichnet wird, um die Spannung der Traktionsbatterie in einen Betriebsspannungspegel der elektrischen Maschine umzuwandeln. Die elektrische Maschine, die einen Traktionsmotor beinhalten kann, kann Hochspannung und Hochstrom erfordern. Aufgrund der Spannungs-, Strom- und Schaltanforderungen wird typischerweise ein Festkörperschalter, wie zum Beispiel ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (Insulated Gate Bipolar junction Transistor - IGBT) verwendet, um die Signale in dem Leistungswechselrichter und dem VVC zu erzeugen.
KURZDARSTELLUNG
Ein Fahrzeugantriebsstrang beinhaltet einen monolithisch integrierten Lastschalter, Spiegelschalter und Temperaturarray und einen Gatetreiber. Der Gatetreiber beinhaltet einen ersten Komparator, der dazu konfiguriert ist, einen Strompegel aus dem Spiegelschalter zu filtern, und einen zweiten Komparator, der dazu konfiguriert ist, dem ersten Komparator eine Referenz auf Grundlage der Ausgabe des Temperaturarrays derart bereitzustellen, dass eine Gate-Entladegeschwindigkeit des Schalters, die von dem ersten Komparator ermöglicht wird, proportional mit einem temperierten gefilterten Strompegel variiert.
Ein Verfahren zum Steuern eines Schalters beinhaltet das Filtern eines Spiegelstroms, Variieren einer Referenzspannung und Variieren einer Entladegeschwindigkeit eines Gates des Schalters. Der Spiegelstrom wird gemäß Angaben eines Stromflusses durch den Schalter gefiltert. Die Referenzspannung wird proportional mit einer Übergangstemperatur des Schalters variiert. Die Entladegeschwindigkeit des Gates des Schalters wird auf Grundlage eines Offenschleifenvergleichs des gefilterten Spiegelstroms mit der variierten Referenzspannung derart variiert, dass die Entladegeschwindigkeit bei Erreichen des Durchbruchsschwellenwerts des Schalters verringert wird.
Ein Fahrzeug beinhaltet einen Leistungswandler und einen Gatetreiber. Der Leistungswandler beinhaltet einen Leistungsschalter. Der Gatetreiber ist dazu konfiguriert, als Reaktion darauf, dass eine Differenzspannung eines gefilterten Strompegels eines Spiegelschalters des Leistungsschalters eine temperaturabhängige Referenzspannung erreicht, eine Entladegeschwindigkeit eines Gates des Leistungsschalters derart zu reduzieren, dass ein Strom auf eine Last, die mit dem Leistungsschalter gekoppelt ist, einen Schwellenwert, der mit der Temperatur variiert, nicht übersteigt.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm eines Hybridfahrzeugs, das typische Komponenten zur Kraftübertragung und Energiespeicherung mit einem Wandler für variable Spannungen und Leistungswechselrichter dazwischen veranschaulicht.
2 ist ein schematisches Diagramm eines Wandlers für variable Spannungen in einem Fahrzeug.
3 ist ein schematisches Diagramm eines Wechselrichters für elektrische Maschinen eines Fahrzeugs.
4 ist ein schematisches Diagramm einer Gatetreiberschaltung, die eine Temperaturkompensationsschaltung aufweist.
5 ist ein schematisches Diagramm eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode mit einem Stromspiegel und Sensorwiderstand.
6 ist eine grafische Darstellung eines Kollektorstroms in Bezug auf eine Spannung über einen Kollektor und einen Emitter eines IGBT und eines Spiegelstroms in Bezug auf eine Spannung über einen Kollektor und Emitter einer Spiegelvorrichtung, die monolithisch mit dem IGBT integriert ist.
7 ist eine grafische Darstellung von Abschaltverlusten und Spannungsstress eines IGBT in Bezug auf einen Kollektorstrom des IGBT.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden hier beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich beispielhaften Charakters sind und andere Ausführungsformen verschiedene und alternative Formen annehmen können. Die Figuren sind nicht unbedingt maßstabsgetreu; einige Merkmale könnten vergrößert oder verkleinert dargestellt sein, um Einzelheiten bestimmter Komponenten zu zeigen. Daher sind die hier offenbarten konkreten strukturellen und funktionellen Einzelheiten nicht als einschränkend auszulegen, sondern lediglich als repräsentative Grundlage, um den Fachmann die vielseitige Verwendung der vorliegenden Erfindung zu lehren. Für einen Durchschnittsfachmann versteht es sich, dass verschiedene Merkmale, die in Bezug auf beliebige der Figuren veranschaulicht und beschrieben sind, mit Merkmalen kombiniert sein können, welche in einer oder mehreren anderen Figuren veranschaulicht sind, um Ausführungsformen zu erzeugen, welche nicht explizit veranschaulicht oder beschrieben sind. Die Kombinationen aus veranschaulichten Merkmalen stellen repräsentative Ausführungsformen für typische Anwendungen bereit. Verschiedene Kombinationen und Modifikationen der Merkmale, die mit den Lehren dieser Offenbarung vereinbar sind, könnten jedoch für bestimmte Anwendungen oder Umsetzungen wünschenswert sein.
Wenn ein xEV, wie etwa ein HEV, PHEV oder BEV in Betracht gezogen wird, variieren die Betriebsbedingungen während der Lebensdauer des xEV stark. Zum Beispiel kann eine Leistungsvorrichtung, die in einem Antriebsstrangsystem, wie etwa einem Transistor in einem Wandler, einschließlich eines DC/DC-Wandlers oder eines DC/AC-Wandlers, über einen breiten Temperaturbereich betrieben werden, und somit kann die Leistungsvorrichtung im Wandler eine Sperrschichttemperatur (Tj) aufweisen, die von einer extrem niedrigen Temperatur (z. B. -40 °C) bis zu einer sehr hohen Temperatur (z. B. 150 °C) variiert. Wenn die Betriebsspannung variiert, tut dies eine Durchbruchsspannung (breakdown voltage - VB) der Leistungsvorrichtung ebenfalls, da VB eine Funktion von Tj ist. Hier wird eine Schaltung offenbart, die die Änderung in der Vorrichtungssperrschichttemperatur automatisch einstellt, um einen erhöhten Schutz vor Rückwärtsspannungseinbruch der Komponente bereitzustellen. Im Allgemeinen ist die Raumtemperatur 25 °C und eine niedrige Temperatur ist jede Temperatur, die unter der Raumtemperatur liegt, wobei eine sehr niedrige Temperatur jede Temperatur ist, die unter 0 °C liegt (d. h. die Temperatur, bei der Wasser gefriert). Typischerweise wird die Durchbruchsspannung des Schalters bei Raumtemperatur (d. h. 25 °C) gemessen. Ein Durchbruch eines IGBT kann als eine Durchbruchsspannung vom Kollektor zum Emitter beschrieben werden, wobei das Gate zum Emitter hin kurzgeschlossen ist (BVces), während die Bedingung, die der Beschreibung zugeordnet ist, beschränkt wird. Zum Beispiel kann die Beschreibung die Durchbruchsbedingungen auf eine Temperatur von 25 °C beschränken, während ein Kollektorstrom 1 mA ist und Vge 0 V ist. Die Durchbruchsspannung BVces kann jedoch bei Verwendung in anspruchsvollen Umgebungen um zusätzliche 5 % bei -25 °C und zusätzlichen 7 % bei -50 °C fallen. Daher kann ein elektrisches Modul in einem Fahrzeug wie etwa ein DC/DC-Wandler oder ein DC/AC-Wandler Spannungsspitzen aufweisen, die unter der Durchbruchsspannung liegen, wenn Tj größer ist als Raumtemperatur, die jedoch bei niedrigen Temperaturen die Durchbruchsspannung übersteigen können. Die Spannungsspitzen basieren auf einer Gatestromgröße, einer Änderungsgeschwindigkeit eines Stroms durch den Schalter und einer Größe des Stroms. Oft basiert die Durchbruchsspannung eines Schalters auf der Schaltungstopologie und dem Herstellungsprozess. Für eine bestimmte Stromkapazität weisen Schalter, die höhere Durchbruchsspannungen aufweisen, typischerweise höhere Kosten auf und in einigen Fällen sind Schalter mit hohen Durchbruchsspannungen wegen Materialbeschränkungen des Schalters nicht verfügbar. Ein Schaltungsdesigner, der den Schalter verwendet, möchte den Schalter oft nahe an der Durchbruchsspannung betreiben, ohne diese zu übersteigen. Daher ist ein System typischerweise unter Verwendung einer Minimaldurchbruchsspannung über den gesamten Betriebstemperaturbereich ausgestaltet, um den Anforderungen und Einschränkungen der Schalter zu entsprechen. Jedoch werden die Schalter bei den sehr niedrigen oder extrem niedrigen Temperaturen (z. B. -50, -40, -35, -25, -15 oder -5) oft nur während eines kurzen Zeitraums betrieben, wonach sich die Komponenten aufwärmen (entweder intern oder über die Verwendung eines externen Heizelements) und sich die Durchbruchsspannung erhöht. Um Kosten zu reduzieren und die Effizienz zu verbessern, werden Verfahren und Schaltungen offenbart, um einen Gatestrom eines Schalters einzustellen, auf Grundlage einer Temperatur des Schalters, um einen Ladungsstrom proportional einzustellen, wenn der Schalter bei niedrigen und sehr niedrigen Temperaturen betrieben wird.
Im Allgemeinen werden Festkörpervorrichtungen (solid state devices - SSD), wie etwa Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBTs), Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFETs) oder Bipolartransistoren (Bipolar Junction Transistors - BJTs) häufig in einer Vielzahl von Automobil- und Industrieanwendungen verwendet, wie etwa in Elektromotorantrieben, Leistungswechselrichtern, DC/DC-Wandlern und Leistungsmodulen. Der Betrieb eines IGBT und eines MOSFET ist spannungsgesteuert, wobei der Betrieb auf einer Spannung basiert, die an ein Gate des IGBT oder MOSFET angelegt wird, während der Betrieb eines BJT stromgesteuert ist, wobei der Betrieb auf einem Strom basiert, der an eine Basis des BJT angelegt wird. Hier wird die Verwendung eines IGBT erläutert, die Struktur und die Verfahren können jedoch auf andere SSDs anwendbar sein, zum Beispiel eine isolierte Gate-SSD beinhaltet sowohl einen IGBT wie auch einen MOSFET. Der Betrieb eines IGBT wird durch eine Gatespannung, die durch einen Gateantrieb zugeführt wird, gesteuert. Herkömmliche Gatetreiber basieren typischerweise auf einer Spannung, die größer als eine Schwellenspannung ist, die mit einem strombegrenzenden Widerstand an das IGBT-Gate angelegt wird, der typischerweise aus einer schaltbaren Spannungsquelle und einem Gatewiderstand besteht. Ein geringer Gatewiderstand würde zu einer schnellen Schaltgeschwindigkeit und geringem Schaltverlust führen, kann aber auch höhere Belastungen der Halbleitervorrichtungen bewirken, z. B. übermäßige Spannungsbelastungen. Daher ist der Gatewiderstand ausgewählt, um einen Kompromiss zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen anzustreben. Wenn ein IGBT ausgeschaltet wird, verringert der Gatewiderstand den Strom, der vom Gate fließt, und erhöht dadurch eine Abschaltzeit des IGBT. Der IGBT kann während des Einschaltens und des Abschaltens ebenfalls keine gleichen Verluste aufweisen, daher kann ein Gatetreiber verwendet werden, der einen Einschaltwiderstand bereitstellt, der sich von dem Abschaltwiderstand unterscheidet.
1 stellt ein elektrifiziertes Fahrzeug 112 dar, das als Plug-in-Hybridelektrofahrzeug (PHEV) bezeichnet werden kann. Ein Plug-in-Hybridelektrofahrzeug 112 kann eine oder mehrere elektrische Maschinen 114 umfassen, die mechanisch an ein Hybridgetriebe 116 gekoppelt sind. Die elektrischen Maschinen 114 können dazu in der Lage sein, als Elektromotor oder Generator zu arbeiten. Außerdem ist das Hybridgetriebe 116 mechanisch an einen Verbrennungsmotor 118 gekoppelt. Das Hybridgetriebe 116 ist zudem mechanisch an eine Antriebswelle 120 gekoppelt, die mechanisch an die Räder 122 gekoppelt ist. Die elektrischen Maschinen 114 können Vortriebs- und Verlangsamungsfähigkeit bereitstellen, wenn der Verbrennungsmotor 118 an- oder ausgeschaltet wird. Die elektrischen Maschinen 114 können zudem als Generatoren fungieren und können Kraftstoffeffizienzvorteile bereitstellen, indem Energie zurückgewonnen wird, die normalerweise in einem Reibungsbremssystem als Wärme verloren gehen würde. Die elektrischen Maschinen 114 können zudem Fahrzeugemissionen reduzieren, indem ermöglicht wird, dass der Verbrennungsmotor 118 mit effizienteren Drehzahlen arbeitet, und ermöglicht wird, dass das Hybridelektrofahrzeug 112 im Elektromodus betrieben wird, wobei der Verbrennungsmotor 118 unter bestimmten Bedingungen ausgeschaltet ist. Ein elektrifiziertes Fahrzeug 112 kann zudem ein Batterieelektrofahrzeug (BEV) sein. In einer BEV-Auslegung ist der Verbrennungsmotor 118 möglicherweise nicht vorhanden. In anderen Konfigurationen kann das elektrifizierte Fahrzeug 112 ein Vollhybridelektrofahrzeug (full hybrid-electric vehicle - FHEV) ohne Plug-in-Fähigkeit sein.
Eine Traktionsbatterie oder ein Batteriepack 124 speichert Energie, die von den elektrischen Maschinen 114 verwendet werden kann. Das Fahrzeugbatteriepack 124 kann einen Hochspannungsgleichstrom-(DC-)Ausgang bereitstellen. Die Traktionsbatterie 124 kann elektrisch an ein oder mehrere Leistungselektronikmodule 126 gekoppelt sein. Ein oder mehrere Schütze 142 können die Traktionsbatterie 124 von anderen Komponenten isolieren, wenn sie geöffnet sind, und die Traktionsbatterie 124 mit anderen Komponenten verbinden, wenn sie geschlossen sind. Das Leistungselektronikmodul 126 ist zudem elektrisch an die elektrischen Maschinen 114 gekoppelt und stellt die Fähigkeit bereit, Energie bidirektional zwischen der Traktionsbatterie 124 und den elektrischen Maschinen 114 zu übertragen. Zum Beispiel kann eine Traktionsbatterie 124 eine DC-Spannung bereitstellen, während die elektrischen Maschinen 114 mit einem Dreiphasenwechselstrom (AC) arbeiten können, um zu funktionieren. Das Leistungselektronikmodul 126 kann die DC-Spannung in einen Dreiphasenwechselstrom (AC) umwandeln, um die elektrischen Maschinen 114 zu betreiben. In einem Regenerationsmodus kann das Leistungselektronikmodul 126 den Dreiphasenwechselstrom (AC) von den elektrischen Maschinen 114, die als Generatoren fungieren, in die DC-Spannung umwandeln, die mit der Traktionsbatterie 124 kompatibel ist.
Das Fahrzeug 112 kann einen Wandler für variable Spannungen (VVC) 152 beinhalten, der elektrisch zwischen der Traktionsbatterie 124 und dem Leistungselektronikmodul 126 gekoppelt ist. Der VVC 152 kann ein DC/DC-Aufwärtswandler sein, der dazu ausgelegt ist, die durch die Traktionsbatterie 124 bereitgestellte Spannung zu erhöhen oder aufwärts zu wandeln. Durch Erhöhen der Spannung können Stromanforderungen gesenkt werden, was zu einer Reduktion der Kabelgröße für das Leistungselektronikmodul 126 und die elektrischen Maschinen 114 führt. Ferner können die elektrischen Maschinen 114 mit besserer Effizienz und geringeren Verlusten betrieben werden.
Zusätzlich zum Bereitstellen von Vortriebsenergie kann die Traktionsbatterie 124 Energie für weitere elektrische Fahrzeugsysteme bereitstellen. Das Fahrzeug 112 kann ein DC/DC-Wandlermodul 128 beinhalten, das den Hochspannungs-DC-Ausgang der Traktionsbatterie 124 in eine Niederspannungs-DC-Versorgung umwandelt, die mit Niederspannungslasten des Fahrzeugs kompatibel ist. Ein Ausgang des DC/DC-Wandlermoduls 128 kann elektrisch an eine Hilfsbatterie 130 (z. B. eine 12-V-Batterie) gekoppelt sein, um die Hilfsbatterie 130 zu laden. Die Niederspannungssysteme können elektrisch an die Hilfsbatterie 130 gekoppelt sein. Eine oder mehrere elektrische Lasten 146 können an den Hochspannungsbus gekoppelt sein. Die elektrischen Lasten 146 können eine zugeordnete Steuerung aufweisen, die die elektrischen Lasten 146 gegebenenfalls betreibt und steuert. Bespiele für elektrische Lasten 146 können ein Gebläse, ein elektrisches Heizelement und/oder ein Klimakompressor sein.
Das elektrifizierte Fahrzeug 112 kann dazu ausgelegt sein, die Traktionsbatterie 124 von einer externen Leistungsquelle 136 wiederaufzuladen. Die externe Leistungsquelle 136 kann eine Verbindung zu einer Steckdose sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann elektrisch an ein Ladegerät oder Elektrofahrzeugversorgungsgerät (electric vehicle supply equipment - EVSE) 138 gekoppelt sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann ein elektrisches Stromversorgungsnetz sein, wie es von einem Stromversorgungsunternehmen bereitgestellt wird. Das EVSE 138 kann eine Schaltung und Steuerungen bereitstellen, um die Übertragung von Energie zwischen der Leistungsquelle 136 und dem Fahrzeug 112 zu regulieren und zu verwalten. Die externe Leistungsquelle 136 kann dem EVSE 138 elektrische Leistung als DC oder AC bereitstellen. Das EVSE 138 kann einen Ladestecker 140 zum Einstecken in einen Ladeanschluss 134 des Fahrzeugs 112 aufweisen. Der Ladeanschluss 134 kann jede Art von Anschluss sein, der dazu ausgelegt ist, Energie von dem EVSE 138 an das Fahrzeug 112 zu übertragen. Der Ladeanschluss 134 kann elektrisch an ein Ladegerät oder ein fahrzeugseitiges Leistungsumwandlungsmodul 132 gekoppelt sein. Das Leistungsumwandlungsmodul 132 kann die Leistung konditionieren, die von dem EVSE 138 zugeführt wird, um der Traktionsbatterie 124 die richtigen Spannungs- und Strompegel bereitzustellen. Das Leistungsumwandlungsmodul 132 kann mit dem EVSE 138 eine Schnittstelle bilden, um die Abgabe von Leistung an das Fahrzeug 112 zu koordinieren. Der EVSE-Stecker 140 kann Stifte aufweisen, die mit entsprechenden Aussparungen des Ladeanschlusses 134 zusammenpassen. Alternativ dazu können verschiedene Komponenten, die als elektrisch gekoppelt oder verbunden beschrieben sind, Leistung unter Verwendung einer drahtlosen induktiven Kopplung übertragen.
Eine oder mehrere Radbremsen 144 können bereitgestellt sein, um das Fahrzeug 112 zu verlangsamen und eine Bewegung des Fahrzeugs 112 zu verhindern. Die Radbremsen 144 können hydraulisch betätigt, elektrisch betätigt oder eine Kombination davon sein. Die Radbremsen 144 können Teil eines Bremssystems 150 sein. Das Bremssystem 150 kann weitere Komponenten beinhalten, um die Radbremsen 144 zu betreiben. Der Einfachheit halber stellt die Figur eine einzige Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und einer der Radbremsen 144 dar. Eine Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und den weiteren Radbremsen 144 wird impliziert. Das Bremssystem 150 kann eine Steuerung beinhalten, um das Bremssystem 150 zu überwachen und zu koordinieren. Das Bremssystem 150 kann die Bremskomponenten überwachen und die Radbremsen 144 zum Verlangsamen des Fahrzeugs steuern. Das Bremssystem 150 kann auf Fahrerbefehle reagieren und kann zudem autonom arbeiten, um Funktionen wie etwa Stabilitätskontrolle umzusetzen. Die Steuerung des Bremssystems 150 kann ein Verfahren zum Anwenden einer angeforderten Bremskraft umsetzen, wenn dies von einer weiteren Steuerung oder einer Unterfunktion angefordert wird.
Elektronische Module in dem Fahrzeug 112 können über ein oder mehrere Fahrzeugnetzwerke kommunizieren. Das Fahrzeugnetzwerk kann eine Vielzahl von Kommunikationskanälen beinhalten. Ein Kanal des Fahrzeugnetzwerks kann ein serieller Bus, wie etwa ein Controller Area Network (CAN), sein. Einer der Kanäle des Fahrzeugnetzwerks kann ein Ethernetnetzwerk laut der Definition durch die Normengruppe 802 des Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) beinhalten. Zusätzliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks können diskrete Verbindungen zwischen Modulen beinhalten und können Leistungssignale von der Hilfsbatterie 130 beinhalten. Unterschiedliche Signale können über unterschiedliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks übertragen werden. Zum Beispiel können Videosignale über einen Hochgeschwindigkeitskanal (z. B. Ethernet) übertragen werden, während Steuersignale über ein CAN oder diskrete Signale übertragen werden können. Das Fahrzeugnetzwerk kann beliebige Hardware- und Software-Komponenten beinhalten, die eine Übertragung von Signalen und Daten zwischen Modulen unterstützen. Das Fahrzeugnetzwerk ist in 1 nicht gezeigt, es kann jedoch impliziert sein, dass das Fahrzeugnetzwerk mit jedem elektronischen Modul verbunden sein kann, das in dem Fahrzeug 112 vorhanden ist. Eine Fahrzeugsystemsteuerung (vehicle system Controller - VSC) 148 kann vorhanden sein, um den Betrieb der verschiedenen Komponenten zu koordinieren.
2 stellt ein Diagramm eines VVC 152 dar, der als Aufwärtswandler ausgelegt ist. Der VVC 152 kann Eingangsanschlüsse beinhalten, die durch die Schütze 142 mit Anschlüssen der Traktionsbatterie 124 gekoppelt sein können. Der VVC 152 kann Ausgangsanschlüsse beinhalten, die an Anschlüsse des Leistungselektronikmoduls 126 gekoppelt sind. Der VVC 152 kann so betrieben werden, dass veranlasst wird, dass eine Spannung an den Ausgangsanschlüssen höher ist als eine Spannung an den Eingangsanschlüssen. Das Fahrzeug 112 kann eine VVC-Steuerung 200 beinhalten, die elektrische Parameter (z. B. Spannung und Strom) an verschiedenen Stellen innerhalb des VVC 152 überwacht und steuert. In einigen Konfigurationen kann die VVC-Steuerung 200 als Teil des VVC 152 beinhaltet sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Ausgangsspannungsreferenz bestimmen, $V_{d c}^{*} .$
Die VVC-Steuerung 200 kann basierend auf den elektrischen Parametern und der Spannungsreferenz, $V_{d c}^{*},$
ein Steuerungssignal bestimmen, das genügt, um zu verursachen, dass der VVC 152 die erwünschte Ausgangsspannung erreicht. In einigen Auslegungen kann das Steuersignal als pulsweitenmoduliertes (PWM-) Signal umgesetzt sein, in dem ein Arbeitszyklus des PWM-Signals variiert ist. Das Steuersignal kann mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz betrieben werden. Die VVC-Steuerung 200 kann dem VVC 152 befehlen, die gewünschte Ausgangsspannung unter Verwendung des Steuersignals bereitzustellen. Das bestimmte Steuersignal, bei dem der VVC 152 betrieben wird, kann direkt mit dem Ausmaß an Spannungsaufwärtswandlung in Zusammenhang stehen, die von dem VVC 152 bereitzustellen ist.
Die Ausgangsspannung des VVC 152 kann gesteuert werden, um eine gewünschte Referenzspannung zu erreichen. In einigen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Aufwärtswandler sein. In einer Aufwärtswandlerkonfiguration, in der die VVC-Steuerung 200 den Arbeitszyklus steuert, kann die ideale Beziehung zwischen der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out und dem Arbeitszyklus D unter Verwendung der folgenden Gleichung veranschaulicht werden: $V_{o u t} = \frac{V_{i n}}{(1 - D)}$
Der gewünschte Arbeitszyklus D kann bestimmt werden, indem die Eingangsspannung (z. B. Traktionsbatteriespannung) gemessen wird und die Ausgangsspannung auf die Referenzspannung eingestellt wird. Der VVC 152 kann ein Abwärtswandler sein, der die Spannung von Eingang zu Ausgang reduziert. In einer Abwärtswandlungskonfiguration kann ein anderer Ausdruck abgeleitet werden, der die Eingangs- und die Ausgangsspannung mit dem Arbeitszyklus in Beziehung stellt. In einigen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Abwärts-Aufwärts-Wandler sein, der die Eingangsspannung erhöhen oder verringern kann. Die hier beschriebene Steuerstrategie ist nicht auf eine bestimmte Topologie von Wandlern für variable Spannungen beschränkt.
Unter Bezugnahme auf 2 kann der VVC 152 das Spannungspotenzial der elektrischen Leistung, die von der Traktionsbatterie 124 bereitgestellt wird, aufwärts wandeln oder „hinauftransformieren“. Die Traktionsbatterie 124 kann Hochspannungs-(high voltage - HV-)DC-Leistung bereitstellen. In einigen Konfigurationen kann die Traktionsbatterie 124 eine Spannung zwischen 150 und 400 Volt bereitstellen. Das Schütz 142 kann elektrisch in Reihe zwischen der Traktionsbatterie 124 und dem VVC 152 gekoppelt sein. Wenn das Schütz 142 geschlossen ist, kann die HV-DC-Leistung von der Traktionsbatterie 124 zu dem VVC 152 übertragen werden. Ein Eingangskondensator 202 kann elektrisch parallel zu der Traktionsbatterie 124 gekoppelt sein. Der Eingangskondensator 202 kann die Busspannung stabilisieren und Spannungs- und Stromwelligkeit reduzieren. Der VVC 152 kann die HV-DC-Leistung aufnehmen und das Spannungspotenzial der Eingangsspannung gemäß dem Arbeitszyklus aufwärts wandeln oder „hinauftransformieren“.
Ein Ausgangskondensator 204 kann elektrisch zwischen den Ausgangsanschlüssen des VVC 152 gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 204 kann die Busspannung stabilisieren und Spannungs- und Stromwelligkeit am Ausgang des VVC 152 reduzieren.
Ferner unter Bezugnahme auf 2 kann der VVC 152 eine erste Schaltvorrichtung 206 und eine zweite Schaltvorrichtung 208 beinhalten, um eine Eingangsspannung aufwärts zu wandeln, um die aufwärtsgewandelte Ausgangsspannung bereitzustellen. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können dazu ausgelegt sein, selektiv einen Strom zu einer elektrischen Last (z. B. dem Leistungselektronikmodul 126 und den elektrische Maschinen 114) fließen zu lassen. Jede Schaltvorrichtung 206, 208 kann einzeln durch eine Gate-Treiberschaltung (nicht gezeigt) der VVC-Steuerung 200 gesteuert werden und kann jede Art eines steuerbaren Schalters beinhalten (z. B. einen Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) oder Feldeffekttransistor (FET)). Die Gate-Treiberschaltung kann jeder der Schaltvorrichtungen 206, 208 elektrische Signale bereitstellen, die auf dem Steuersignal basieren (z. B. Arbeitszyklus des PWM-Steuersignals). Eine Diode kann über jede der Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können jeweils einen zugehörigen Schaltverlust aufweisen. Die Schaltverluste sind diejenigen Leistungsverluste, die während Zustandsänderungen der Schaltvorrichtung auftreten (z. B. An-/Aus- und Aus-/An-Übergänge). Die Schaltverluste können durch den hindurchfließenden Strom und die Spannung an der Schaltvorrichtung 206, 208 während des Übergangs quantifiziert werden. Die Schaltvorrichtungen können zudem zugehörige Leitungsverluste aufweisen, die auftreten, wenn die Vorrichtung angeschaltet wird.
Das Fahrzeugsystem kann Sensoren zum Messen elektrischer Parameter des VVC 152 beinhalten. Ein erster Spannungssensor 210 kann dazu konfiguriert sein, die Eingangsspannung zu messen (z. B. Spannung der Batterie 124), und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_bat) bereitstellen. In einer oder mehreren Ausführungsformen kann der erste Spannungssensor 210 die Spannung an dem Eingangskondensator 202 messen, die der Batteriespannung entspricht. Ein zweiter Spannungssensor 212 kann die Ausgangsspannung des VVC 152 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_dc) bereitstellen. In einer oder mehreren Ausführungsformen kann der zweite Spannungssensor 212 die Spannung an dem Ausgangskondensator 204 messen, die der DC-Bus-Spannung entspricht. Der erste Spannungssensor 210 und der zweite Spannungssensor 212 können eine Schaltung beinhalten, um die Spannungen auf ein Niveau zu skalieren, das für die VVC-Steuerung 200 angemessen ist. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Schaltung beinhalten, um die Signale von dem ersten Spannungssensor 210 und dem zweiten Spannungssensor 212 zu filtern und zu digitalisieren.
Ein Eingangsinduktor 214, der oft als Boost-Induktor bezeichnet ist, kann elektrisch in Reihe zwischen der Traktionsbatterie 124 und den Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Der Eingangsinduktor 214 kann zwischen dem Speichern und Freisetzen von Energie in dem VVC 152 wechseln, um das Bereitstellen der variablen Spannungen und Ströme als Ausgang des VVC 152 und das Erreichen der gewünschten Spannungsaufwärtswandlung zu ermöglichen. Ein Stromsensor 216 kann den Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Stromsignal (I_L) bereitstellen. Der Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 kann ein Ergebnis der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung des VVC 152, der Leitzeit der Schaltvorrichtungen 206, 208 und der Induktivität L des Eingangsinduktors 214 sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Schaltung beinhalten, um das Signal von dem Stromsensor 216 zu skalieren, zu filtern und zu digitalisieren.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Ausgangsspannung des VVC 152 zu steuern. Die VVC-Steuerung 200 kann Eingaben von dem VVC 152 und anderen Steuerungen über das Fahrzeugnetzwerk empfangen und die Steuersignale bestimmen. Die VVC-Steuerung 200 kann die Eingangssignale (V_bat, V_dc, I_L, $V_{d c}^{*}$
) überwachen, um die Steuersignale zu bestimmen. Zum Beispiel kann die VVC-Steuerung 200 der Gate-Treiberschaltung Steuersignale bereitstellen, die einem Arbeitszyklusbefehl entsprechen. Die Gate-Treiberschaltung kann dann jede Schaltvorrichtung 206, 208 auf Grundlage des Arbeitszyklusbefehls steuern.
Die Steuersignale zu dem VVC 152 können dazu ausgelegt sein, die Schaltvorrichtungen 206, 208 mit einer bestimmten Schaltfrequenz anzutreiben. Innerhalb jedes Zyklus der Schaltfrequenz können die Schaltvorrichtungen 206, 208 mit dem angegebenen Arbeitszyklus betrieben werden. Der Arbeitszyklus definiert die Zeitspanne, in der sich die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem angeschalteten Zustand und einem ausgeschalteten Zustand befinden. Zum Beispiel kann ein Arbeitszyklus von 100 % die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlich angeschalteten Zustand ohne Ausschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 0 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlich ausgeschalteten Zustand ohne Anschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 50 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 für den halben Zyklus in einem angeschalteten Zustand und für den halben Zyklus in einem ausgeschalteten Zustand betreiben. Die Steuersignale für die zwei Schalter 206, 208 können komplementär sein. Das heißt, dass das Steuersignal, das zu einer der Schaltvorrichtungen (z. B. 206) gesendet wird, eine invertierte Version des Steuersignals sein kann, das zu der anderen Schaltvorrichtung (z. B. 208) gesendet wird. Die Verwendung einer komplementären Steuerung der Schaltvorrichtungen 206, 208 ist wünschenswert, um einen Durchschusszustand zu vermeiden, bei dem Strom direkt durch eine High-Side-Schaltvorrichtung 206 und eine Low-Side-Schaltvorrichtung 208 fließt. Die High-Side-Schaltvorrichtung 206 wird auch als Durchlassvorrichtung 206 bezeichnet und die Low-Side-Schaltvorrichtung 208 wird auch als Ladevorrichtung 208 bezeichnet.
Der Strom, der von den Schaltvorrichtungen 206, 208 gesteuert wird, kann eine Welligkeitskomponente beinhalten, die eine Größe aufweist, die mit einer Größe des Stroms und dem Arbeitszyklus und der Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 variiert. In Bezug auf den Eingangsstrom tritt die Worst-Case-Welligkeitsstromgröße unter relativ hohen Eingangsstrombedingungen auf. Wenn der Arbeitszyklus fest ist, verursacht ein Anstieg des Induktorstroms einen Anstieg der Größe des Welligkeitsstroms. Die Größe des Welligkeitsstroms steht auch mit dem Arbeitszyklus in Verbindung. Die höchste Welligkeitsstromgröße tritt auf, wenn der Arbeitszyklus gleich 50 % ist. Die allgemeine Beziehung zwischen der Größe des Induktorwelligkeitsstroms und dem Arbeitszyklus kann wie in 5 gezeigt sein. Auf Grundlage dieser Tatsachen kann es von Vorteil sein, Maßnahmen umzusetzen, um die Welligkeitsstromgröße unter Bedingungen mit Hochstrom und mittleren Arbeitszyklen zu reduzieren.
Bei der Konzeption des VVC 152 können die Schaltfrequenz und der Induktivitätswert des Induktors 214 ausgewählt werden, um eine maximal zulässige Welligkeitsstromgröße zu erfüllen. Die Welligkeitskomponente kann eine periodische Variation sein, die an einem DC-Signal auftritt. Die Welligkeitskomponente kann durch eine Welligkeitskomponentengröße und eine Welligkeitskomponentenfrequenz definiert sein. Die Welligkeitskomponente kann Harmonische aufweisen, die in einem hörbaren Frequenzbereich liegen, der zur Geräuschsignatur des Fahrzeugs beitragen kann. Ferner kann die Welligkeitskomponente Schwierigkeiten mit dem genauen Steuern von Vorrichtungen verursachen, die von der Quelle versorgt werden. Während Schaltübergängen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 bei dem maximalen Induktorstrom (DC-Strom plus Welligkeitsstrom) ausgeschaltet werden, was an den Schaltvorrichtungen 206, 208 eine große Spannungsspitze verursachen kann. Aufgrund der Größen- und Kosteneinschränkungen kann der Induktivitätswert auf Grundlage des geleiteten Stroms ausgewählt werden. Im Allgemeinen kann die Induktivität aufgrund von Sättigung sinken, wenn der Strom steigt.
Die Schaltfrequenz kann so ausgewählt werden, dass eine Größe der Welligkeitsstromkomponente in Worst-Case-Szenarien begrenzt wird (z. B. Bedingungen mit höchstem Eingangsstrom und/oder Arbeitszyklus nahe 50 %). Die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 kann so ausgewählt sein, dass sie eine Frequenz (z. B. 10 kHz) ist, die größer ist als eine Schaltfrequenz des Elektromotor/Generator-Wechselrichters (z. B. 5 kHz), der an einen Ausgang des VVC 152 gekoppelt ist. In einigen Anwendungen kann die Schaltfrequenz des VVC 152 so ausgewählt sein, dass sie eine vorbestimmte feste Frequenz ist. Die vorbestimmte feste Frequenz ist im Allgemeinen dazu ausgewählt, Spezifikationen bezüglich Geräuschen und Welligkeitsstrom zu erfüllen. Die Auswahl der vorbestimmten festen Frequenz stellt jedoch womöglich nicht die beste Leistung über alle Betriebsbereiche des VVC 152 bereit. Die vorbestimmte feste Frequenz kann beste Ergebnisse bei einer bestimmten Reihe von Betriebsbedingungen bereitstellen, kann aber bei anderen Betriebsbedingungen ein Kompromiss sein.
Das Erhöhen der Schaltfrequenz kann die Welligkeitsstromgröße verringern und Spannungsbelastungen an den Schaltvorrichtungen 206, 208 senken, kann aber zu höheren Schaltverlusten führen. Während die Schaltfrequenz für Worst-Case-Welligkeitsbedingungen ausgewählt sein kann, kann der VVC 152 nur für einen kleinen prozentualen Anteil der gesamten Betriebszeit unter den Worst-Case-Welligkeitsbedingungen arbeiten. Dies kann zu unnötig hohen Schaltverlusten führen, die die Kraftstoffeffizienz senken könnten. Außerdem kann die feste Schaltfrequenz das Geräuschspektrum in einem sehr engen Bereich konzentrieren. Die erhöhte Geräuschdichte in diesem engen Bereich kann zu spürbaren Problemen mit Geräuschen, Schwingungen und Rauigkeit (noise, vibration, and harshness - NVH) führen.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 basierend auf dem Arbeitszyklus und dem Eingangsstrom zu variieren. Die Variation der Schaltfrequenz kann die Kraftstoffeffizienz verbessern, indem Schaltverluste reduziert werden und Probleme mit NVH reduziert werden, während unter Worst-Case-Betriebsbedingungen Welligkeitsstromziele eingehalten werden.
Unter relativ hohen Strombedingungen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 eine erhöhte Spannungsbelastung erleben. Bei einem maximalen Betriebsstrom des VVC 152 kann es gewünscht sein, eine relativ hohe Schaltfrequenz auszuwählen, die die Welligkeitskomponentengröße bei einem angemessenen Pegel von Schaltverlusten reduziert. Die Schaltfrequenz kann derart auf Grundlage der Eingangsstromgröße ausgewählt sein, dass die Schaltfrequenz steigt, wenn die Eingangsstromgröße steigt. Die Schaltfrequenz kann bis zu einer vorbestimmten maximalen Schaltfrequenz erhöht werden. Die vorbestimmte maximale Schaltfrequenz kann auf einem Niveau sein, das einen Kompromiss zwischen niedrigeren Welligkeitskomponentengrößen und höheren Schaltverlusten bereitstellt. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Schritten oder kontinuierlich in dem Betriebsstrombereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz als Reaktion darauf zu reduzieren, dass der Stromeingang geringer ist als ein vorbestimmter maximaler Strom. Der vorbestimmte maximale Strom kann ein maximaler Betriebsstrom des VVC 152 sein. Die Veränderung der Schaltfrequenz kann auf der Größe des Stromeingangs zu den Schaltvorrichtungen 206, 208 basieren. Wenn der Strom größer als der vorbestimmte maximale Strom ist, kann die Schaltfrequenz auf eine vorbestimmte maximale Schaltfrequenz eingestellt werden. Wenn der Strom sinkt, sinkt die Größe der Welligkeitskomponente. Durch Betrieb bei niedrigeren Schaltfrequenzen, wenn der Strom sinkt, werden Schaltverluste reduziert. Die Schaltfrequenz kann auf Grundlage des Leistungseingangs zu den Schaltvorrichtungen variiert werden. Wenn die Eingangsleistung eine Funktion des Eingangsstroms und der Batteriespannung ist, können die Eingangsleistung und der Eingangsstrom auf eine ähnliche Weise verwendet werden.
Da der Welligkeitsstrom auch von dem Arbeitszyklus beeinflusst wird, kann die Schaltfrequenz auf Grundlage des Arbeitszyklus variiert werden. Der Arbeitszyklus kann auf Grundlage eines Verhältnisses der Eingangsspannung zu der Ausgangsspannung bestimmt werden. Demnach kann die Schaltfrequenz ebenfalls auf Grundlage des Verhältnisses zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung variiert werden. Wenn der Arbeitszyklus nahe 50 % ist, ist die vorhergesagte Welligkeitsstromgröße ein maximaler Wert, und die Schaltfrequenz kann auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden. Die vorbestimmte maximale Frequenz kann ein maximaler Schaltfrequenzwert sein, der so ausgewählt ist, dass die Welligkeitsstromgröße minimiert wird. Die Schaltfrequenz kann in einzelnen Schritten oder kontinuierlich über den Arbeitszyklusbereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz von der vorbestimmten maximalen Frequenz als Reaktion auf eine Größe einer Differenz zwischen dem Arbeitszyklus und dem Arbeitszykluswert (z. B. 50 %), bei dem die vorhergesagte Welligkeitskomponentengröße ein Maximum ist, zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte Frequenz eingestellt werden. Wenn die Größe der Differenz sinkt, kann die Schaltfrequenz in Richtung der vorbestimmten maximalen Frequenz erhöht werden, um die Welligkeitskomponentengröße zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden.
Die Schaltfrequenz kann darauf beschränkt werden, zwischen der vorbestimmten maximalen Frequenz und einer vorbestimmten minimalen Frequenz zu sein. Die vorbestimmte minimale Frequenz kann ein Frequenzniveau sein, das höher ist als eine vorbestimmte Schaltfrequenz des Leistungselektronikmoduls 126, das an einen Ausgang des Wandlers für variable Spannungen 152 gekoppelt ist. Die Schaltfrequenz kann zudem auf parasitärer Induktivität im Zusammenhang mit dem Gate des IGBT basieren.
In Bezug auf 3 wird ein System 300 zum Steuern eines elektronischen Leistungsmoduls (PEM) 126 bereitgestellt. Das PEM 126 aus 3 beinhaltet der Darstellung nach eine Vielzahl von Schaltern 302 (z. B. IGBTs), die dazu ausgelegt sind, kollektiv als ein Wechselrichter mit einem ersten, zweiten und dritten Phasenzweig 316, 318, 320 zu arbeiten. Während der Wechselrichter als Drei-Phasen-Wandler gezeigt ist, kann der Wechselrichter zusätzliche Phasenzweige beinhalten. Der Wechselrichter kann zum Beispiel ein Vier-Phasen-Wandler, ein Fünf-Phasen-Wandler, ein Sechs-Phasen-Wandler usw. sein. Außerdem kann das PEM 126 mehrere Umwandler enthalten, wobei jeder Umrichter in dem PEM 126 drei oder mehr Phasenzweige enthält. Das System 300 kann zum Beispiel zwei oder mehr Wechselrichter in dem PEM 126 steuern. Das PEM 126 kann ferner einen DC/DC-Wandler beinhalten, der Hochleistungsschalter (z. B. IGBTs) aufweist, um eine Eingangsspannung des Leistungselektronikmoduls durch Aufwärtswandlung, Abwärtswandlung oder eine Kombination davon in eine Ausgangsspannung des Leistungselektronikmoduls umzuwandeln.
Wie in 3 gezeigt, kann der Wechselrichter ein DC/AC-Wandler sein. Im Betrieb nimmt der DC/AC-Wandler DC-Leistung aus einer DC-Stromverbindung 306 durch einen DC-Bus 304 auf und wandelt die DC-Leistung in AC-Leistung um. Die AC-Leistung wird über die Phasenströme ia, ib und ic übertragen, um eine AC-Maschine anzutreiben, die auch als elektrische Maschine 114 bezeichnet wird, wie etwa einen dreiphasigen permanenterregten Synchronmotor (permanent-magnet synchronous motor - PMSM), wie in 3 dargestellt. In einem derartigen Beispiel kann die DC-Stromverbindung 306 eine DC-Speicherbatterie beinhalten, um dem DC-Bus 304 DC-Leistung bereitzustellen. In einem weiteren Beispiel kann der Wechselrichter als AC/DC-Wandler arbeiten, der AC-Leistung aus der AC-Maschine 114 (z. B. dem Generator) in DC-Leistung umwandelt, die der DC-Bus 304 der DC-Stromverbindung 306 bereitstellen kann. Ferner kann das System 300 das PEM 126 in anderen Leistungselektroniktopologien steuern.
Unter weiterer Bezugnahme auf 3 beinhaltet jeder der Phasenzweige 316, 318, 320 in dem Wechselrichter Leistungsschalter 302, die durch verschiedene Arten von steuerbaren Schaltern umgesetzt werden können. In einer Ausführungsform kann jeder Leistungsschalter 302 eine Diode und einen Transistor (z. B. einen IGBT) enthalten. Die Dioden aus 3 sind als D_a1, D_a2, D_b1, D_b2, D_c1 und D_c2 beschriftet, während die IGBTs aus 3 jeweils als S_a1, S_a2, S_b1, S_b2, S_c1 und S_c2 beschriftet sind. Die Leistungsschalter S_a1, S_a2, D_a1 und D_a2 sind Teil eines Phasenzweigs A des Drei-Phasen-Wandlers, der in 3 als der erste Phasenzweig A 316 gekennzeichnet ist. Gleichermaßen sind die Leistungsschalter S_b1, S_b2, D_b1 und D_b2 Teil eines Phasenzweigs B 318 und die Leistungsschalter S_c1, S_c2, D_c1 und D_c2 Teil eines Phasenzweigs C 320 des Drei-Phasen-Wandlers. Der Wechselrichter kann in Abhängigkeit von der konkreten Auslegung des Wechselrichters eine beliebige Anzahl der Leistungsschalter 302 oder Schaltungselemente beinhalten. Die Dioden (D_xx) sind mit den IGBTs (S_xx) parallel verbunden, doch da die Polaritäten für den ordnungsgemäßen Betrieb umgekehrt sind, wird diese Konfiguration häufig als antiparallel verbunden bezeichnet. Eine Diode in dieser antiparallelen Konfiguration wird auch eine Freilaufdiode genannt.
Wie in 3 gezeigt, werden Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c bereitgestellt, um Stromfluss in den jeweiligen Phasenzweigen 316, 318, 320 zu erfassen. 3 zeigt die aktuellen Sensoren CS_a, CS_b und CS_c separat von dem PEM 126. Die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c können jedoch in Abhängigkeit von seiner Konfiguration als Teil des PEM 126 integriert sein. Die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c aus 3 sind in Reihe mit jedem der Phasenzweige A, B und C (d. h. der Phasenzweige 316, 318, 320 in 3) installiert und stellen die jeweiligen Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs (ebenfalls in 3 veranschaulicht) für das System 300 bereit. Die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs können rohe Stromsignale sein, die von einer Logikvorrichtung (logic device - LD) 310 verarbeitet werden, oder können in Daten oder Informationen über den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 eingebettet oder codiert sein. Zudem können die Leistungsschalter 302 (z. B. IGBTs) eine Stromerfassungsfähigkeit beinhalten. Die Stromerfassungsfähigkeit kann beinhalten, dass sie mit einem Stromspiegelausgang ausgelegt ist, wodurch Daten/Signale bereitgestellt werden können, die für i_as, i_bs und i_cs repräsentativ sind. Die Daten/Signale können eine Richtung eines Stromflusses, eine Größe des Stromflusses oder sowohl die Richtung als auch die Größe des Stromflusses durch die jeweiligen Phasenzweige A, B und C angeben.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 beinhaltet das System 300 zudem eine Logikvorrichtung (LD) oder Steuerung 310. Die Steuerung oder LD 310 kann durch verschiedene Arten oder Kombinationen von elektronischen Vorrichtungen und/oder mikroprozessorbasierten Computern oder Steuerungen umgesetzt sein. Um ein Verfahren zum Steuern des PEM 126 umzusetzen, kann die Steuerung 310 ein Computerprogramm oder einen Algorithmus ausführen, das/der in dem Verfahren eingebettet oder codiert ist und in einem flüchtigen und/oder dauerhaften Speicher 312 gespeichert ist. Alternativ kann Logik in diskreter Logik, einem Mikroprozessor, einem Mikrocontroller oder einer Logik- oder Gate-Anordnung, die auf einem oder mehreren integrierten Schaltungschips gespeichert ist, kodiert sein. Wie in der Ausführungsform aus 3 gezeigt, empfängt und verarbeitet die Steuerung 310 die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs, um die Phasenströme i_a, i_b und i_c zu steuern, sodass die Phasenströme i_a, i_b und i_c gemäß verschiedenen Strom- oder Spannungsmustern durch die Phasenzweige 316, 318, 320 und in die jeweiligen Wicklungen der elektrischen Maschine 114 fließen. Die Strommuster können zum Beispiel Muster der Phasenströme i_a, i_b und i_c beinhalten, die in den und weg von dem DC-Bus 304 oder einem DC-Bus-Kondensator 308 fließen. Der DC-Bus-Kondensator 308 aus 3 ist separat zu dem PEM 126 gezeigt. Der DC-Bus-Kondensator 308 kann jedoch als Teil des PEM 126 integriert sein.
Wie in 3 gezeigt, kann ein Speichermedium 312 (nachfolgend „Speicher“), wie etwa ein computerlesbarer Speicher, das Computerprogramm oder den Algorithmus speichern, das/der in dem Verfahren eingebettet oder codiert ist. Außerdem kann der Speicher 312 Daten oder Informationen über die verschiedenen Betriebsbedingungen oder Komponenten in dem PEM 126 speichern. Der Speicher 312 kann zum Beispiel Daten oder Informationen über Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 speichern. Der Speicher 312 kann wie 3 gezeigt Teil der Steuerung 310 sein. Der Speicher 312 kann jedoch an jeder geeigneten Stelle positioniert werden, auf die durch die Steuerung 310 zugegriffen werden kann.
Wie in 3 gezeigt, überträgt die Steuerung 310 mindestens ein Steuerungssignal 236 an das Leistungswandlersystem 126. Das Leistungswandlersystem 126 empfängt das Steuersignal 322, um die Schaltauslegung des Wechselrichters und daher den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318 und 320 zu steuern. Die Schaltauslegung ist ein Satz von Schaltzuständen der Leistungsschalter 302 in dem Wechselrichter. Im Allgemeinen bestimmt die Schaltauslegung des Wechselrichters, wie der Wechselrichter Leistung zwischen der DC-Stromverbindung 306 und der elektrischen Maschine 114 umwandelt.
Um die Schaltauslegung des Wechselrichters zu steuern, ändert der Wechselrichter den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302 in dem Wechselrichter auf Grundlage des Steuersignals 322 entweder in einen AN-Zustand oder einen AUS-Zustand. In der veranschaulichten Ausführungsform stellt die Steuerung/LD 310 jedem Leistungsschalter 302 die Gate-Spannung (Vg) bereit, um den Leistungsschalter 302 entweder in den AN- oder AUS-Zustand zu schalten, und treibt daher den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302 an. Die Gate-Spannungen Vg_a1, Vg_a2, Vg_b1, Vg_b2, Vgci und Vg_c2 (in 3 gezeigt) steuern den Schaltzustand und Eigenschaften der jeweiligen Leistungsschalter 302. Während der Wechselrichter in 3 als eine spannungsgesteuerte Vorrichtung gezeigt ist, kann der Wechselrichter eine stromgesteuerte Vorrichtung sein oder durch andere Strategien gesteuert sein, die den Leistungsschalter 302 zwischen AN- und AUS-Zuständen schalten. Die Steuerung 310 kann den Gatetreiber für jeden IGBT auf Grundlage der Drehzahl der elektrischen Maschine 114, des Spiegelstroms oder einer Temperatur des IGBT-Schalters ändern. Die Änderung des Gatetreibers kann aus einer Vielzahl von Gate-Treiberströmen ausgewählt sein, bei denen die Änderung des Gate-Treiberstroms proportional zu einer Änderung der IGBT-Schaltgeschwindigkeit ist.
Wie ebenfalls in 3 gezeigt, beinhaltet jeder Phasenzweig 316, 318 und 320 zwei Schalter 302. Es kann sich jedoch nur ein Schalter in jedem der Zweige 316, 318, 320 in dem AN-Zustand befinden, ohne die DC-Stromverbindung 306 kurzzuschließen. Daher ist in jedem Phasenzweig der Schaltzustand des unteren Schalters typischerweise dem Schaltzustand des entsprechenden oberen Schalters entgegengesetzt. Die oberen Schalter werden üblicherweise als High-Side-Schalter (d. h. 302A, 302B, 302C) bezeichnet und die unteren Schalter werden üblicherweise als Low-Side-Schalter (d. h. 302D, 302E, 302F) bezeichnet. Folglich bezieht sich ein HOHER Zustand eines Phasenzweigs darauf, dass sich der obere Schalter in dem Zweig im AN-Zustand befindet, wobei sich der untere Schalter im AUS-Zustand befindet. Gleichermaßen bezieht sich ein NIEDRIGER Zustand des Phasenzweigs darauf, dass sich der obere Schalter in dem Zweig im AUS-Zustand befindet, wobei sich der untere Schalter im AN-Zustand befindet. Infolgedessen können sich IGBTs mit Stromspiegelfähigkeit an allen IGBTs, einer Teilmenge der IGBTs (z. B. S_a1, S_b1, S_c1) oder einem einzigen IGBT befinden.
Zwei Situationen können während eines aktiven Zustands des beispielhaften Drei-Phasen-Wandlers auftreten, der in 3 veranschaulicht ist: (1) Zwei Phasenzweige befinden sich in dem HOHEN Zustand, während sich der dritte Phasenzweig in dem NIEDRIGEN Zustand befindet, oder (2) ein Phasenzweig befindet sich in dem HOHEN Zustand, während sich die beiden anderen Phasenzweige in dem NIEDRIGEN Zustand befinden. Daher befindet sich ein Phasenzweig in dem Drei-Phasen-Wandler, der als die „Referenz“-Phase für einen bestimmten aktiven Zustand des Wechselrichters definiert sein kann, in einem Zustand, der den anderen beiden Phasenzweigen, oder „Nicht-Referenz“-Phasen, die denselben Zustand aufweisen, entgegengesetzt ist. Folglich befinden sich die Nicht-Referenz-Phasen während eines aktiven Zustands des Wechselrichters entweder beide in dem HOHEN Zustand oder beide in dem NIEDRIGEN Zustand.
4 ist ein schematisches Diagramm einer Gatetreiberschaltung, die eine Temperaturkompensationsschaltung aufweist. Typischerweise kann eine herkömmliche Gatetreiberschaltung, die verwendet wird, um einen IGBT anzutreiben, eine Pufferstufe, einen Einschaltwiderstand und einen Abschaltgatewiderstand beinhalten. Der Gatetreiber empfängt typischerweise ein Gate-Eingangssignal von dem Mikroprozessor und der/die Ausgang/Ausgänge ist/sind mit einem Gate des IGBT verbunden. Das Gate-Eingabesignal von dem Mikroprozessor kann durch eine Pufferstufe, die aus Schaltern (z. B. BJTs oder MOSFETs) besteht, verstärkt sein. Wenn das Gate-Eingabesignal hoch ist, wird ein High-Side-Schalter eingeschaltet und ein Strom fließt von der Gatetreiber-Leistungsversorgung, z.B. 15 V, durch einen Einschaltgatewiderstand, Ron, zu dem Gate. Wenn das Gate-Eingabesignal niedrig ist, wird das Gate durch einen Abschaltgatewiderstand, Roff, und einen Low-Side-Switch derart entladen, dass Ron und Roff die IGBT-Anschalt- bzw. - Abschaltgeschwindigkeiten bestimmen.
Ein typischer Abschaltübergang beinhaltet typischerweise vier Phasen, eine Abschaltverzögerungsphase, einen Vce-Anstiegszeitraum, einen Ic-Abfallzeitraum und einen Zeitraum der Vge-Entladung auf Null. Zuerst ist die Abschaltverzögerungsphase wenn der Abschaltprozess beginnt, die Gate-Spannung (Vge) anfängt abzunehmen, jedoch bevor die Vge die Miller-Plateau-Spannung der Vorrichtung erreicht, wobei die IGBT-Emitter-Kollektor-Spannung (Vce) und der Kollektorstrom (Ic) im Wesentlichen konstant bleiben. Die Abschaltverzögerungsphase ist direkt mit einer Totzeit verbunden, so dass je größer die Abschaltverzögerungsphase ist, desto größer ist die benötigte Totzeit, um möglichen Durchschuss zwischen einem High-Side- und einem Low-Side-Switch zu verhindern. Jedoch könnte eine große Totzeit die Qualität des Wechselrichterausgangs verschlechtern. Die zweite Phase ist ein Vce-Anstiegszeitraum, in dem Vce eine DC-Anschlussspannung am Ende dieser Phase erreicht. Während der dritten Phase beginnt Ic wegen Streuinduktivität in der Leistungsschaltung abzunehmen, in der ein di/dt eine Stoßspannung über den IGBT verursacht. Demnach muss die entsprechende IGBT-Nennspannungsanforderung ebenfalls steigen, während die Vce weiter ansteigt und die DC-Anschlussspannung wegen der Vce-Stoßspannung übersteigt. In der vierten Phase entlädt sich Vge auf Null und erzeugt einen Tail-Strom.
Wenn ein herkömmlicher Gatetreiber für einen EV/HEV-Traktionswechselrichter oder einen EV/HEV-DC/DC-Wandler ausgestaltet wird, zieht ein Entwickler typischerweise Kompromisse zwischen Schaltverlusten und Vorrichtungsbelastung in Betracht. Zum Beispiel werden die Gatewiderstände unter Verwendung von Worst-Case-Szenarien ausgewählt (z. B. maximaler Ladungsstrom und maximale DC-Busspannung), um sicherzustellen, dass eine höchste Stoßspannung der Vorrichtung immer unter ihren Nenngrenzwerten liegt. Dies führt typischerweise zu einer Auswahl von großen Gatewiderständen. Jedoch können die ausgewählten großen Gatewiderstände während Schwachstromvorgängen zu unnötig langsamen Schaltgeschwindigkeiten führen. Ein Traktionswechselrichter wird hauptsächlich bei Schwachstrompegeln während typischen Antriebszyklen betrieben, weshalb die allgemeine Kraftstoffeffizienz des Fahrzeugs geopfert wird, wenn das System dazu ausgestaltet ist, die Worst-Case-Anforderungen zu erfüllen.
Hier stellt eine vorgeschlagene Gatetreiberschaltung aktiv eine Abschaltgeschwindigkeit auf Grundlage von unterschiedlichen Strompegeln und unterschiedlichen Vorrichtungssperrschichttemperaturen ein. Die in 4 gezeigte Analyse verwendet einen Stromtaststift (z. B. einen Stromspiegelstift) eines IGBT, um Hybridfahrzeug-Antriebsstrangsysteme (z. B. einen DC/DC-Wandler/VVC oder einen Traktionswechselrichter) zu betreiben. Während des Betriebs, wenn der Ladungsstrom und somit der Spiegelstrom niedrig ist, erhöht der Gatetreiber eine Schaltgeschwindigkeit, um Verluste zu minimieren. Der Gatetreiber kann ebenfalls, im Worst-Case-Fall, eine maximale Stoßspannung auf einem Wert eines herkömmlichen Gatetreibers halten. Die Schaltung ist ferner dazu konfiguriert, die Schaltgeschwindigkeit und maximale Stoßspannung auf Grundlage einer Wirkung einer Sperrschichttemperatur auf die Stromspiegelmerkmale durch Anwenden von negativer Rückkopplung von dem monolithisch integrierten (d. h. chipinternen) Temperatursensor zu kompensieren.
4 ist ein schematisches Diagramm einer Gatetreiberschaltung 400, die eine Temperaturkompensationsschaltung aufweist. Die Gatetreiberschaltung 400 treibt ein Gate eines IGBT 402 an, das einen gegenwärtigen Spiegel und ein Temperatursensorarray aufweist. Die Gatetreiberschaltung 400 beinhaltet einen Pull-up-Schalter 404, der einen Strom auf das Gate des IGBT 402 über einen Einschaltwiderstand (Ron) 406, und einen Abschaltwiderstand 408 strömt, der einen Strom auf das Gate des IBGT 402 über einen Abschaltwiderstand (Roff) 410 strömt. Der Pull-up-Schalter 404 kann eine Festzustandsvorrichtung (SSD) sein, wie etwa ein Metall-Oxid-Halbleiter-FeldeffektTransistor (MOSFET), ein Bipolartransistor (BJT), ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) oder eine andere Art von gängigem Gatetreiberschalter. Parallel mit Roff 410 liegt eine schnelle Abschaltstruktur 412, die einen Strom, der von dem Gate während Abschalten strömt, erhöht. Die gezeigte schnelle Abschaltstruktur 412 beinhaltet einen schnellen Abschaltwiderstand (Roff_schnell) und einen Längsschalter (z. B. MOSFET). Die Steuerung des seriellen Gates wird durch einen Steuerungsschalter 414 (z. B. MOSFET) durchgeführt, der von einem Offenschlaufen-Filterungskomparator 416 angetrieben ist, der durch negative Rückkopplung von einem Differentialverstärker 418 eingestellt ist, der einen Ausgang aufweist, der umgekehrt proportional zu einem Unterschied zwischen dem Ausgang des chipinternen Sensors und einer Referenzspannung ist.
Die gegenwärtige Spiegelstruktur des IGBT 402 ist typischerweise eine mit dem Spiegel-IGBT monolithisch integrierte Vorrichtung, die eine Bruchzahl des IGBT-Kollektorstroms i_c strömt. Der Stromspiegelausgang wird normalerweise verwendet, um Überstrom und/oder Kurzschlusszustände zu erfassen. Hier wird der Stromspiegelausgang verwendet, um die Abschaltgeschwindigkeit des IGBT aktiv zu steuern. Wenn der Strompegel i_c niedrig ist, wird ein schnelles Abschalten ermöglicht. Wenn der Strompegel i_c hoch ist, wird das schnelle Abschalten deaktiviert. Um schnelles Abschalten unter Schwachstrombedingungen zu erreichen, wird der schnelle Gateentladungsverlauf, der die schnelle Abschaltstruktur 412 verwendet, welche den Schalter (d. h. MOSFET Q3) beinhaltet, und ein Abschaltwiderstand Roff_schnell unter Verwendung des Schalters 414 ermöglicht. Der Schalter 414 wird durch den Offenschlaufen-Filterungskomparator 416 gesteuert, der auf einem Auslass des Stromspiegel-Taststifts basiert, welcher mit einem Erfassungswiderstand Rs verbunden ist, um das Stromsignal in ein Spannungssignal umzuwandeln. Da das Stromspiegelsignal während IGBT- 402 Schaltübergängen Höchstwerte aufweisen kann, kann ein RC-Filter verwendet werden, um den Lärm zu filtern. Hier ist ein durch Rf und Cf gebildeter Filter ein Tiefpassfilter, in dem der Filter zu einer Frequenz dämpft, die auf der Frequenzreaktion des Kondensators basiert, in anderen Ausführungsformen kann ein Bandsperrfilter verwendet werden. Die Ausgabe des RC-Filters wird mit einer Referenzspannung Vref verglichen, die einem Strompegelschwellenwert entspricht. Wenn der Strom niedriger ist, als der Schwellenwert, gibt der Komparator ein niedriges Signal derart aus, dass MOSFET Q4 abgeschaltet wird und das Q3-Gate durch die Vcc-Leistungsversorgung angehoben wird, wodurch das Entladen des Gates des IGBT 402 durch den schnellen Entladeverlauf 412 ermöglicht wird. Wenn der Strom des IGBT 402 einen Schwellenwert derart übersteigt, dass der Auslass des RC-Filters größer ist als Vref, wird Q4 eingeschaltet und das Gate von Q3 wird herabgesetzt, um den schnellen Entladeverlauf 412 abzuschalten. Wenn der schnelle Entladeverlauf 412 deaktiviert ist, kann das Gate des IGBT 402 nur durch Roff entladen werden. Vor dem Abschaltereignis lädt der durch den Stromspiegelstift des IGBT 402 strömende Strom den Kondensator Cf, der die Spannung bis zum Ende des Schaltübergangs hält.
Typischerweise ist der Stromspiegelsensor ein kleiner IGBT, der monolithisch mit dem Haupt-IGBT integriert ist (d. h. chipintern oder Einzelchip). Daher werden Merkmale des Stromspiegelsensors von Änderungen der Temperaturen des kleinen IGBT und des Haupt-IGBT beeinträchtigt. Wenn eine konstante Vref als ein Einlass zum Filterungskomparator 416 verwendet wird, wird der Spiegelspannungsschwellenwert, der verwendet wird, um die schnell schaltende Schaltung 412 zu ermöglichen oder zu deaktivieren, mit den Änderungen der Temperatur variieren (z. B. wird bei unterschiedlichen Temperaturen unterschiedlich sein).
5 ist ein schematisches Diagramm einer Schaltung des Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) mit einem Haupt-IGBT 502, einem Stromspiegel-IGBT 504 und einem Sensorwiderstand 506. Hier wird das interne Schema einer IGBT-Vorrichtung 500, die einen Haupt-IGBT 502 und einen Spiegel-IGBT 504 in paralleler Verbindung aufweist, veranschaulicht. Der Emitter-Stift des Spiegel-IGBT 504 ist mit einem Erfassungswiderstand (Rs) 506 verbunden. Wenn eine Spannung über Rs (d. h. VRs) Vref erreicht, kann der Strom, der durch den Spiegelstrom, iSpiegel, strömt durch die nachstehend gezeigte Gleichung 1 dargestellt sein: $i_{S p i e g e l_S c h w e l l e n w e r t} = V_{r e f} / R_{S} .$
6 ist eine grafische Darstellung 600 eines Kollektorstroms 602 in Bezug auf eine Spannung über einen Kollektor und einen Emitter eines IGBT 604 und eines Spiegelstroms 606 in Bezug auf eine Spannung über einen Kollektor und Emitter einer Spiegelvorrichtung 608, in der die Spiegelvorrichtung monolithisch mit dem IGBT integriert ist. Diese Darstellung zeigt Vce- gegen ic- 610 Verläufe und Vce_Spiegel + VRs gegen iSpiegel- 612 Verlaufe bei 150 °C mit Vce gegen ic- 614 Verläufe und Vce_Spiegel + VRs gegen iSpiegel- 616 Verläufe bei - 40 °C. Bei einer bestimmten Vce_Spiegel+VRs, die einer Vce entspricht, entspricht ein iSpiegel_Schwellenwert unterschiedlichen ic-Schwellenwerten bei -40 °C und 150 °C. Diese unterschiedlichen Stromschwellenwerte werden als iSchwellenwert_-40_°C bzw. iSchwellenwert_150_°C gezeigt. IGBTs weisen typischerweise einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, in dem sich die Anschaltspannung bei erhöhten Temperaturen verringert, wodurch der Kollektor-zu-Emitter-Strom und somit die Spannung Vce erhöht wird.
Bei hohen Strompegeln ist iSchwellenwert_-40_°C größer als iSchwellenwert_150_°C, wie in der 6 veranschaulicht.
Wenn auf eine traditionelle Gatetreiberschaltung angewendet, würde die Schaltung das schnelle Schalten bei einem höheren Strompegel deaktivieren, wenn die Temperatur niedriger ist. Der Betrieb der traditionellen Gatetreiberschaltung ist nicht bevorzugt, da eine Abschaltdi/dt (z. B. Stoßspannung) bei höheren Strompegeln höher sein kann. Des Weiteren ist eine Vorrichtungsdurchbruchsspannung niedriger bei niedrigen Temperaturen. Um die Temperaturwirkung auf die Merkmale des Spiegel-IGBT zu kompensieren, passt die Schaltung aus 4 Vref für unterschiedliche Temperaturen an. Und verringert Vref konkret bei niedrigerer Temperatur, die zu einem niedrigeren Stromschwellenwert bei niedrigen Temperaturen führt.
Der Gatetreiber aus Figur 4 führt zusätzliche Funktionen ein, um eine Änderung der Vorrichtungssperrschichttemperatur zu kompensieren. Die Temperaturkompensationsschaltung beinhaltet einen On-Die-Temperatursensor (z. B. Diodenarray), einen optionalen Verstärker und ein paar Widerstände (z. B. R1-R6). Der Spannungspegel von Vref wird von der Temperaturkompensationsschaltung (z. B. 418) bestimmt. Der Auslasspegel der chipinternen Temperatursensoren (z. B. Vtemp) variiert typischerweise von 0 bis 5 V, wobei 0 V der höchsten Temperatur entspricht und 5 V der niedrigsten Temperatur entspricht. Die Betriebsverstärker und Widerstände (R1 bis R6) werden verwendet, um den Auslass des Temperatursensors von 0-5 V zur Vref zu skalieren, das heißt Werten, die unterschiedlichen ic-Stromschwellenwerten entsprechen. Hier entspricht der Widerstand von R1 dem von R2 und der Widerstand von R3 entspricht dem von R4 derart, dass Vref wie folgt berechnet werden kann. $V_{ref} = (R_{3} / R_{1}) \times (V_{n} - V_{temp})$
Die Widerstände R5 und R6 bilden einen Spannungsteiler, um Vn zu erzeugen, (z. B. Vn=10 V). Ein kleines Verhältnis von R3 in Bezug auf R1 ist wünschenswert, zum Beispiel R3/R1=0,04. Dies würde zu einer Umsetzung führen, die als Vref =(R3/ R1)×(Vn-Vtemp)=0,04×(10V- Vtemp) dargestellt werden kann. In dieser Umsetzung zum Beispiel, wenn Vtemp = 0 bei 150 °C und Vtemp = 5 V bei -40 °C, erhalten wir Vref = 0,4 V bei 150 °C und 0,2 V bei -40 °C, somit ist Vref bei niedrigen Temperaturen niedriger als gewünscht.
7 ist eine grafische Darstellung 700 von Abschaltverlusten und Spannungsstress eines IGBT in Bezug auf einen Kollektorstrom des IGBT. Die Abschaltverlust- und IGBT-Spannungsstressdaten zu unterschiedlichen Strömen und unterschiedlichen Temperaturen für sowohl eine Ausführungsform dieses offenbarten Verfahrens und eines herkömmlichen Verfahrens werden in 7 bereitgestellt. Hier wird gezeigt, dass die Abschaltverluste des vorgeschlagenen Verfahrens niedriger sind als die des herkömmlichen Verfahrens, wenn der Strom unter iSchwellenwert_-40_°C und iSchwellenwert_150_°C bei -40 °C bzw. 150 °C liegt. Dies liegt daran, dass schnelles Abschalten ermöglicht ist. Wenn sich der Strom über den Schwellenwert erhöht, sind die Abschaltverluste für die beiden Verfahren die gleichen. Es wird ebenfalls angemerkt, dass iSchwellenwert_-40_°C kleiner ist als iSchwellenwert_150_°C, dank der Temperaturkompensationsschaltung.
Der IGBT-Spannungsstress während Abschaltübergängen entspricht der DC-Verbindungsspannung plus der Abschaltstoßspannung. Wenn der Strom unter dem Schwellenwert liegt, da schnelles Abschalten ermöglicht ist, ist die Stoßspannung (sowie der IGBT-Spannungsstress) höher als für das vorgeschlagene Verfahren. Wenn der Strom über dem Schwellenwert liegt, ist die Stoßspannung für die beiden Verfahren die gleiche. Für konventionelle Verfahren ist der IGBT-Höchstspannungsstress bei maximalem Ladungsstrom gleich/nahe an der IGBT-Durchbruchsspannung bei einem -40 °C-Zustand (unter Vorbehalt von Ermessensspielraum). Da di/dt bei hoher Temperatur üblicherweise höher ist als di/dt bei niedriger Temperatur, ist der IGBT-Spannungsstress bei maximalem Laststrom bei 150 °C niedriger als der Stress bei -40 °C. Es wird gezeigt, dass die höhere Einbruchsspannung bei 150 °C nicht vollständig eingesetzt wird. Für das vorgeschlagene Verfahren, wenn die Temperatur bei -40 °C liegt, entspricht die Stoßspannung bei iSchwellenwert_-40_°C dem Wert bei Maximallaststrom, der der gleiche ist/nahe liegt an der Durchbruchsspannung bei jener Temperatur. Wenn die Temperatur bei 150 °C liegt, ist die Stoßspannung bei iSchwellenwert_150_°C auf die Durchbruchsspannung erhöht. Dies bedeutet, dass die Vorrichtungsnennspannung vollständig eingesetzt wird, um Schaltverluste zu minimieren.
Das vorgeschlagene Verfahren kann ebenfalls für Anschaltverbesserung angewendet werden.
Vorteile dieser Lösung beinhalten niedrigere Schaltverluste mit erhöhter Zuverlässigkeit und gleichzeitigem Vermeiden eines Spannungseinbruch der Leistungsvorrichtung bei niedrigen Temperaturen. Dies kann ebenfalls mit einem einstellbaren temperaturkompensierten Abschaltgatetreiber erreicht werden. Die Einstellbarkeit ist für eine Änderung in der Durchbruchspannung der Leistungsvorrichtung für die xEVs verantwortlich, sogar bei extrem niedrigen Betriebstemperaturen (z. B. bei -40 °C). Bei Betrieb in einem Hochtemperaturbereich stellt sich das System jedoch auf die erhöhte Durchbruchspannung der gewählten Leistungsvorrichtung ein, da sie viel höher ist, als die Anforderungen für niedrige Temperaturen. Eine Vorrichtung mit höherer Durchbruchsspannung weist typischerweise einen höheren Leitverlust auf. Durch Verwenden des vorgeschlagenen einstellbaren Abschaltgatetreibers auf Grundlage der Betriebstemperatur der xEVs ist die Spannungsspitze der Vorrichtung innerhalb eines breiten Temperaturbereichs optimiert. Folglich können Leistungsvorrichtungen mit reduzierter Nennspannung sicher für die gleichen Anwendungen verwendet werden, wodurch Leitverlust reduziert wird. Ferner verwendet das vorgeschlagene Verfahren eine Ausgabe der Temperaturerfassungsdiode, die bereits für Temperaturüberwachung und Übertemperaturschutz in xEVs verwendet ist. Daher werden typischerweise keine zusätzlichen Erfassungsschaltungen/-komponenten benötigt. Letztlich weist das vorgeschlagene Verfahren minimale zusätzliche Komponenten zu den bestehenden Gatetreiberschaltplänen auf. Folglich kann das vorgeschlagene Verfahren für alle Gatetreiberstrategien verwendet werden, einschließlich des Gatetreibers der Spannungsquelle, des Gatetreibers der Stromquelle, usw., und die ursprüngliche Gatetreiberfunktion wird nicht beeinträchtigt.
Wie oben gezeigt kann das vorgeschlagene System bei hohen Betriebstemperaturen die Abschaltgeschwindigkeit erhöhen und die Abschaltverluste reduzieren. Da das Meiste eines xEV in diesem Bereich betrieben wird, werden die Leistungsvorrichtungen in xEVs in diesem hohen Temperaturbereich funktionieren, wodurch die Kraftstoffeffizienz des Fahrzeugs verbessert wird.
Die Steuerlogik oder die von der Steuerung ausgeführten Funktionen können in einer oder mehreren Figuren durch Ablaufdiagramme oder ähnliche Diagramme dargestellt sein. Diese Figuren stellen repräsentative Steuerstrategien und/oder -logik bereit, die unter Verwendung einer oder mehrerer Verarbeitungsstrategien, wie etwa ereignisgesteuert, unterbrechungsgesteuert, Multitasking, Multithreading und dergleichen, umgesetzt werden kann bzw. können. Demnach können verschiedene veranschaulichte Schritte oder Funktionen in der veranschaulichten Reihenfolge oder parallel durchgeführt oder in manchen Fällen weggelassen werden. Wenngleich sie nicht immer ausdrücklich veranschaulicht sind, wird der Durchschnittsfachmann erkennen, dass eine(r) oder mehrere der veranschaulichten Schritte oder Funktionen in Abhängigkeit von der bestimmten verwendeten Verarbeitungsstrategie wiederholt ausgeführt werden können. Gleichermaßen ist die Verarbeitungsreihenfolge nicht notwendigerweise erforderlich, um die hier beschriebenen Merkmale und Vorteile zu erreichen, sondern soll die Veranschaulichung und Beschreibung erleichtern. Die Steuerlogik kann hauptsächlich in Software umgesetzt sein, die durch eine mikroprozessorbasierte Fahrzeug-, Verbrennungsmotor- und/oder Antriebsstrangsteuerung, wie etwa die Steuerung, ausgeführt wird. Selbstverständlich kann die Steuerlogik in Abhängigkeit von der konkreten Anwendung in Software, Hardware oder einer Kombination aus Software und Hardware in einer oder mehreren Steuerungen umgesetzt sein. Bei einer Umsetzung in Software kann die Steuerlogik in einer bzw. einem oder mehreren computerlesbaren Speichervorrichtungen oder -medien bereitgestellt sein, auf denen Daten gespeichert sind, die Code oder Anweisungen darstellen, der bzw. die durch einen Computer zum Steuern des Fahrzeugs oder seiner Teilsysteme ausgeführt wird bzw. werden. Zu den computerlesbaren Speichervorrichtungen oder -medien können eine oder mehrere einer Reihe von bekannten physikalischen Vorrichtungen gehören, die ausführbare Anweisungen und zugehörige Kalibrierungsinformationen, Betriebsvariablen und dergleichen elektronisch, magnetisch und/oder optisch speichern.
Die hier offenbarten Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können einer Verarbeitungsvorrichtung, einer Steuerung oder einem Computer zuführbar sein/davon umgesetzt werden, die/der eine bereits bestehende programmierbare elektronische Steuereinheit oder eine dedizierte elektronische Steuereinheit beinhalten kann. Gleichermaßen können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen als Daten und Anweisungen gespeichert sein, die durch eine Steuerung oder einen Computer in vielen Formen ausgeführt werden können, darunter unter anderem Informationen, die permanent auf nicht beschreibbaren Speichermedien wie Nur-Lese-Speicher-(ROM-)Vorrichtungen gespeichert sind, und Informationen, die veränderbar auf beschreibbaren Speichermedien wie etwa Disketten, Magnetbändern, Compact Discs (CDs), Direktzugriffsspeicher-(RAM-)Vorrichtungen und weiteren magnetischen und optischen Medien gespeichert sind. Die Prozesse, Verfahren und Algorithmen können auch in einem von Software ausführbaren Objekt umgesetzt sein. Alternativ können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen ganz oder teilweise unter Verwendung geeigneter Hardwarekomponenten wie etwa anwendungsspezifischer integrierter Schaltungen (Application Specific Integrated Circuits - ASICs), feldprogrammierbarer Gate-Anordnungen (Field-Programmable Gate Arrays - FPGAs), Zustandsmaschinen, Steuerungen oder sonstiger Hardwarekomponenten oder Vorrichtungen oder einer Kombination aus Hardware-, Software- und Firmwarekomponenten ausgeführt sein.
Während vorstehend beispielhafte Ausführungsformen beschrieben sind, sollen diese Ausführungsformen nicht alle möglichen Formen beschreiben, die durch die Patentansprüche eingeschlossen werden. Die in der Beschreibung verwendeten Ausdrücke sind vielmehr beschreibende Ausdrücke als einschränkende Ausdrücke, und es versteht sich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der Offenbarung abzuweichen. Wie zuvor beschrieben, können die Merkmale verschiedener Ausführungsformen miteinander kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen der Erfindung zu bilden, die unter Umständen nicht ausdrücklich beschrieben oder veranschaulicht sind. Obwohl verschiedene Ausführungsformen so beschrieben worden sein könnten, dass sie gegenüber anderen Ausführungsformen oder Umsetzungen auf dem Stand der Technik in Bezug auf eine oder mehrere erwünschte Eigenschaften Vorteile bereitstellen oder bevorzugt sind, wird ein Durchschnittsfachmann erkennen, dass ein oder mehrere Merkmale oder eine oder mehrere Eigenschaften in Frage gestellt werden können, um die gewünschten Gesamtattribute des Systems zu erreichen, die von der konkreten Anwendung und Umsetzung abhängig sind. Diese Attribute können unter anderem Folgendes beinhalten: Kosten, Festigkeit, Lebensdauer, Lebenszykluskosten, Marktfähigkeit, Erscheinungsbild, Verpackung, Größe, Betriebsfähigkeit, Gewicht, Herstellbarkeit, bequeme Montage usw. Daher liegen Ausführungsformen, welche in Bezug auf eine oder mehrere Eigenschaften als weniger wünschenswert als andere Ausführungsformen oder Umsetzungen auf dem Stand der Technik beschrieben werden, nicht außerhalb des Schutzbereichs der Offenbarung und können für bestimmte Anwendungen wünschenswert sein.

Claims

Fahrzeugantrieb, der Folgendes umfasst: einen monolithisch integrierten Lastschalter, Spiegelschalter und Temperaturarray; und einen Gatetreiber, der Folgendes beinhaltet einen ersten Komparator, der dazu konfiguriert ist, einen Strompegel des Spiegelschalters zu filtern; und einen zweiten Komparator, der dazu konfiguriert ist, dem ersten Komparator eine Referenz auf Grundlage der Ausgabe des Temperaturarrays derart bereitzustellen, dass eine Gate-Entladegeschwindigkeit des Lastschalters, die von dem ersten Komparator ermöglicht wird, proportional mit einem temperierten gefilterten Strompegel variiert.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Lastschalter und der Spiegelschalter Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistoren (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFETs) oder Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBTs) sind.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei die Entladegeschwindigkeit proportional zu einer Änderung in den gefilterten Strompegeln ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Lastschalter in einem DC/AC-Wandler ist und dazu konfiguriert ist, einen Strom in einer elektrischen Maschine proportional zu dem Strompegel des Spiegelschalter zu strömen, und der Filter über einem Fenster liegt, das größer ist, als eine vorbestimmte Abschaltzeit.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Lastschalter in einem DC/DC-Wandler ist und dazu konfiguriert ist, einen Strom in einem Boost-Induktor zu strömen, der dazu konfiguriert ist, eine Batteriespannung zu erhöhen, um eine elektrische Maschine anzutreiben, und der Filter über einem Fenster liegt, das größer ist, als eine vorbestimmte Abschaltzeit.
Verfahren zum Steuern eines Schalters, das Folgendes umfasst: Filtern eines Spiegelstroms gemäß Angaben eines Stromflusses durch den Schalter; Variieren einer Referenzspannung proportional mit einer Übergangstemperatur des Schalters; und Variieren einer Entladegeschwindigkeit eines Gates des Schalters auf Grundlage eines Offenschleifenvergleichs des gefilterten Spiegelstroms mit der variierten Referenzspannung derart, dass die Entladegeschwindigkeit bei Erreichen des Durchbruchsschwellenwerts des Schalters verringert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schalter ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors - MOSFET) oder ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) ist.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Durchbruchsschwellenwert einer Durchbruchsspannung des Schalters zugehörig ist.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Entladegeschwindigkeit proportional zu einer Änderung in dem gefilterten Spiegelstrom variiert ist.