DE102017107797A1

DE102017107797A1 - Igbt-gate-treiber während dem ausschalten zum reduzieren eines schaltverlustes

Info

Publication number: DE102017107797A1
Application number: DE102017107797.9A
Authority: DE
Inventors: Zhuxian Xu; Chingchi Chen; Xi LU; Ke Zou
Original assignee: Ford Global Technologies LLC
Current assignee: Ford Global Technologies LLC
Priority date: 2016-04-19
Filing date: 2017-04-11
Publication date: 2017-10-19
Also published as: US20170302263A1; CN107306077B; CN107306077A; US9838002B2

Abstract

Ein Fahrzeugantriebsstrang weist einen IGBT und einen Gate-Treiber auf. Der IGBT ist konfiguriert, um eine Elektromaschine mit Strom zu versorgen. Der Gate-Treiber ist konfiguriert, um eine Ausschaltspannung, die niedriger als eine Schwellenspannung ist, an einem Gate des IGBT anzulegen, während der IGBT in einem Sättigungsmodus arbeitet, und in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls über der Ausschaltspannung anzulegen, um den Rücklauf von der Elektromaschine zu reduzieren. Der Gate-Treiber kann konfiguriert sein, um in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls über der Ausschaltspannung und unter dem Schwellenwert anzulegen, um den Rücklauf von der Elektromaschine zu reduzieren.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Anmeldung betrifft allgemein ein System und eine Steuerung einer Spannung an einem Gate eines IGBT in einem hybrid-elektrischen Antriebsstrang während dem Ausschalten einer Vorrichtung zum Reduzieren eines Schaltverlustes.
STAND DER TECHNIK
Elektrisch betriebene Fahrzeuge, einschließlich Hybridelektrofahrzeugen (HEV) und Batterieelektrofahrzeugen (BEV), sind auf eine Traktionsbatterie, um einen Traktionsmotor zum Antrieb mit Leistung zu versorgen, und einen Leistungswechselrichter dazwischen angewiesen, um eine Gleichstrom(DC)-Leistung in eine Wechselstrom(AC)-Leistung zu wandeln. Der typische AC-Traktionsmotor ist ein 3-Phasen-Motor, der von 3 Sinussignalen angetrieben werden kann, die jeweils mit einer Phasentrennung von 120 Grad angesteuert werden. Die Traktionsbatterie ist dafür ausgelegt, in einem bestimmten Spannungsbereich zu funktionieren. Die Anschlussspannung einer typischen Traktionsbatterie beträgt über 100 Volt DC, wobei die Traktionsbatterie alternativ als eine Hochspannungsbatterie bezeichnet wird. Allerdings kann eine verbesserte Leistung von Elektromaschinen durch Betrieb in einem anderen Spannungsbereich, typischerweise bei höheren Spannungen als die Traktionsbatterie, erzielt werden.
Viele elektrisch betriebene Fahrzeuge weisen einen DC-DC-Wandler auf, der auch als ein variabler Spannungswandler (Variable Voltage Converter – VVC) bezeichnet wird, um die Spannung der Traktionsbatterie in einen Betriebsspannungspegel der Elektromaschine zu wandeln. Die Elektromaschine, die einen Traktionsmotor aufweisen kann, kann eine hohe Spannung und einen starken Strom erfordern. Aufgrund von Spannungs-, Strom- und Schaltanforderungen wird typischerweise ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) verwendet, um die Signale in dem Leistungswechselrichter und dem VVC zu erzeugen.
KURZDARSTELLUNG
Ein Fahrzeugantriebsstrang weist einen IGBT und einen Gate-Treiber auf. Der IGBT ist konfiguriert, um eine Elektromaschine mit Strom zu versorgen. Der Gate-Treiber ist konfiguriert, um eine Ausschaltspannung, die niedriger als eine Schwellenspannung ist, an einem Gate des IGBT anzulegen, während der IGBT in einem Sättigungsmodus arbeitet, und in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls über der Ausschaltspannung anzulegen, um den Rücklauf von der Elektromaschine zu reduzieren.
Ein Verfahren zum Ausschalten eines IGBT eines Stromversorgungssystems umfasst das Reduzieren durch einen Gate-Treiber einer Spannung eines Gates des IGBT, während er in einem Sättigungsmodus betrieben wird, auf einen Pegel unterhalb einer Schwellenspannung, und in Reaktion auf einen Übergang des IGBT von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus das Anlegen eines Spannungspulses über der Ausschaltspannung, um einen Schaltverlust des IGBT zu reduzieren.
Ein Fahrzeugantriebsstrang weist einen IGBT und einen Gate-Treiber auf. Der IGBT ist konfiguriert, um eine Elektromaschine mit Strom zu versorgen. Der Treiber ist konfiguriert, um eine Ausschaltspannung an einem Gate des IGBT anzulegen, während der IGBT in einem Sättigungsmodus arbeitet, und in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang des IGBT von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls, der größer als die Ausschaltspannung ist, anzulegen, um den Rücklauf von der Elektromaschine zu reduzieren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm eines Hybridfahrzeugs, das typische Antriebsstrang- und Energiespeicherkomponenten mit einem variablen Spannungswandler und einem Leistungswechselrichter dazwischen veranschaulicht.
2 ist eine schematische Darstellung eines variablen Spannungswandlers eines Fahrzeugs.
3 ist eine schematische Darstellung eines Elektromaschinen-Wechselrichters eines Fahrzeugs.
4A und 4B sind grafische Darstellungen von Gate-Spannungen und -Strömen in Bezug auf die Zeit.
5 ist eine grafische Darstellung einer Gate-Spannung, einer Spannung über dem Kollektor und Emitter und eines Kollektorstroms in Bezug auf die Zeit.
6A und 6B sind Flussdiagramme von Verfahren zum Antreiben eines Gates eines IGBT zum Reduzieren eines Schaltverlustes beim Ausschalten.
7 ist eine grafische Darstellung von IGBT-Betriebsmerkmalen in Bezug auf die Zeit.
8A und 8B sind grafische Darstellungen eines IGBT-Ausschaltverlustes in Bezug auf den Kollektorstrom.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Hier werden Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich Beispiele sind und dass andere Ausführungsformen diverse und alternative Formen annehmen können. Die Figuren sind nicht unbedingt maßstabsgetreu; einige Merkmale können übertrieben oder minimiert sein, um Einzelheiten besonderer Bauteile zu zeigen. Daher sollen hier offenbarte spezifische strukturelle und funktionale Einzelheiten nicht als einschränkend interpretiert werden, sondern lediglich als eine repräsentative Basis, um einen Fachmann zu lehren, wie die vorliegende Erfindung auf verschiedene Art und Weise einzusetzen ist. Für einen Durchschnittsfachmann liegt auf der Hand, dass diverse Merkmale, die unter Bezugnahme auf irgendeine der Figuren dargestellt und beschrieben werden, mit Merkmalen kombiniert werden können, die in einer oder mehreren anderen Figuren dargestellt sind, um Ausführungsformen zu schaffen, die nicht explizit dargestellt oder beschrieben werden. Die Kombinationen veranschaulichter Merkmale stellen repräsentative Ausführungsformen für typische Anwendungen bereit. Es können jedoch diverse Kombinationen und Modifikationen der Merkmale, die den Lehren der vorliegenden Offenbarung entsprechen, für bestimmte Anwendungen oder Implementierungen erwünscht sein.
Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (Insulated Gate Bipolar junction Transistors – IGBTs) and Rücklauf- oder Freilaufdioden werden oftmals in vielen industriellen Anwendungen, wie etwa Elektromotorantrieben und Leistungswechselrichtern verwendet. Der Betrieb eines IGBT wird über eine von einem Gate-Treiber gelieferte Gate-Spannung gesteuert. Herkömmliche Gate-Treiber basieren typischerweise auf einer Spannung, die größer als eine Schwellenspannung ist, die an ein IGBT-Gate mit einem Strombegrenzungswiderstand angelegt wird, der aus einer schaltbaren Spannungsquelle und einem Gate-Widerstand besteht. Ein niedriger Gate-Widerstandswert würde zu einer schnellen Schaltgeschwindigkeit und einem geringen Schaltverlust führen, verursacht jedoch höhere Belastungen der Halbleiterbauelemente, z. B. Überspannungsbelastung. Daher wird der Gate-Widerstandswert mit dem Ziel eines Kompromisses zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen ausgewählt. Wenn ein IGBT ausgeschaltet wird, reduziert der Gate-Widerstand den Strom, der von dem Gate fließt, und erhöht dadurch eine Ausschaltzeit des IGBT.
Einige Nachteile im Zusammenhang mit herkömmlichen Gate-Treibern zur IGBT-Einschaltung und -Ausschaltung schließen eine begrenzte Steuerung der Schaltverzögerungszeit, der Stromsteigung und der Spannungssteigung ein, sodass eine Optimierung von Schaltverlusten begrenzt ist. Ein anderer Nachteil besteht darin, dass ein Gate-Widerstandswert typischerweise basierend auf Worst-Case-Betriebsbedingungen ausgewählt wird, sodass unter normalen Betriebsbedingungen übermäßige Schaltverluste eingeführt werden. Zum Beispiel wird bei einer hohen DC-Sammelleitungsspannung ein Gate-Widerstandswert basierend auf einer zeitlichen Veränderung des Stroms (di/dt) ausgewählt, um ein übermäßiges Diodenspannungsüberschwingen während eines Diodenrücklaufs der Last zu vermeiden. Allerdings führt bei einer niedrigen DC-Sammelleitungsspannung die Verwendung des Gate-Widerstandswerts, der zum Schutz vor hohen Sammelleitungsspannungen ausgewählt ist, übermäßige Schaltverluste ein, da eine Schaltgeschwindigkeit dann von dem Gate-Widerstandswert reduziert wird, selbst wenn sich die Diodenüberspannung unter einem Schwellenwert befindet.
Hier wird während dem Ausschalten einer Festkörpervorrichtung, wie etwa ein IGBT oder ein Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET), ein Spannungspuls an ein Gate der Festkörpervorrichtung angelegt, der eine Zweiphasen-Gate-Strom-Ausschaltwellenform erzeugt. Eine Ausschaltspannung wird an das Gate angelegt (Vg), um die Ladung von dem Gate aufzubrauchen und den Kanal, der durch die Gate-Spannung gebildet wird, auszuschalten. Wenn der erweiterte Kanal aufgebraucht ist, geht die Festkörpervorrichtung von einem Sättigungsbetriebsmodus in einen linearen Betriebsmodus über, wenn die Vorrichtungskanalspannung, wie etwa die Kollektor-Emitter-Spannung (Vce) eines IGBT oder eine Drain-Source-Spannung (Vds) eines MOSFET, aufgrund des linearen Betriebsmodus zunimmt. Dann wird ein Spannungspuls an das Gate der Festkörpervorrichtung angelegt, um den Strom, der von dem Gate fließt, zu reduzieren und das Ausschalten der Vorrichtung abzuschwächen. In einer anderen Ausführungsform kann der Spannungspuls derart eine lineare Spannungsrampe aufweisen, dass der Gate-Strom während des Pulses im Wesentlichen konstant gehalten wird.
Bei einem herkömmlichen Gate-Treibersystem ist der Gate-Treiber für das Ausschalten eines IGBT eine Schrittfunktion von einer Einschaltspannung, wie etwa 15 V, zu einer Ausschaltspannung, wie etwa 0 V. Ein niedriger Gate-Widerstandswert Rg würde zu einer schnellen Schaltgeschwindigkeit und einem geringen Schaltverlust führen, verursacht jedoch auch höhere Belastungen der Halbleiterbauelemente, z. B. Überspannungsbelastung. Daher wird der Gate-Widerstandswert mit dem Ziel eines Kompromisses zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen ausgewählt. Herkömmliche Gate-Treibersysteme können die Schaltverzögerungszeit, die Stromsteigung und die Spannungssteigung nicht einzeln steuern, um den Schaltverlauf zu optimieren.
Bei dem vorgeschlagenen Gate-Treiberprofil zur IGBT-Ausschaltung wird eine Sägezahnwellenform in das Vg-Profil eingeführt, was eine Zweiphasen-Gate-Stromwellenform erzeugt. Es wird ein höherer Ig zu Beginn erzeugt, um die Ansteiggeschwindigkeit der Spannung Vce zu erhöhen und Schaltverluste zu reduzieren. Es wird zu dem späteren Zeitraum ein niedrigerer Ig erzeugt, um die Absinkrate des Stroms Ic zu senken, was die IGBT-Überspannung effektiv reduziert. Somit verwendet das vorgeschlagene Gate-Treiberprofil das Wesen der IGBT-Merkmale und erzeugt zwei Ig-Phasen, um den gesamten Schaltverlauf zu optimieren.
1 stellt ein elektrisch betriebenes Fahrzeug 112 dar, auf das als ein Plug-in-Hybrid-Elektrofahrzeug (PHEV) Bezug genommen werden kann. Ein Plug-in-Hybrid-Elektrofahrzeug 112 kann eine oder mehrere Elektromaschinen 114 umfassen, die mechanisch mit einem Hybridgetriebe 116 gekoppelt sind. Die elektrischen Maschinen 114 können in der Lage sein, als ein Motor oder als ein Generator zu arbeiten. Zusätzlich ist das Hybridgetriebe 116 mechanisch mit einem Verbrennungsmotor 118 gekoppelt. Das Hybridgetriebe 116 ist auch mechanisch mit einer Antriebswelle 120 gekoppelt, die mechanisch mit den Rädern 122 gekoppelt ist. Die Elektromaschinen 114 können Vortriebs- und Verlangsamungsfähigkeit bereitstellen, wenn der Verbrennungsmotor 118 ein- oder ausgeschaltet ist. Die Elektromaschinen 114 können auch als Generatoren fungieren und können Vorteile hinsichtlich der Kraftstoffwirtschaftlichkeit bereitstellen, indem sie Energie zurückgewinnen, die in einem Reibungsbremssystem normalerweise als Wärme verloren gehen würde. Die Elektromaschinen 114 können auch Fahrzeugemissionen reduzieren, indem sie es dem Verbrennungsmotor 118 gestatten, bei effizienteren Drehzahlen zu arbeiten, und indem sie es dem Hybrid-Elektrofahrzeug 112 gestatten, unter gewissen Bedingungen im elektrischen Modus mit ausgeschaltetem Verbrennungsmotor 118 betrieben zu werden. Ein elektrisch betriebenes Fahrzeug 112 kann auch ein Batterie-elektrofahrzeug (BEV) sein. Bei einer BEV-Konfiguration ist der Verbrennungsmotor 118 möglicherweise nicht vorhanden. Bei anderen Konfigurationen kann das elektrisch betriebene Fahrzeug 112 ein Vollhybrid-Elektrofahrzeug (FHEV) ohne Plug-in-Fähigkeit sein.
Eine Traktionsbatterie oder ein Batteriesatz 124 speichert Energie, die von den Elektromaschinen 114 verwendet werden kann. Der Fahrzeugbatteriesatz 124 kann eine Hochspannungs-Gleichstrom-Ausgabe (Hochspannungs-DC-Ausgabe) bereitstellen. Die Traktionsbatterie 124 kann elektrisch mit einem oder mehreren Leistungselektronikmodulen 126 gekoppelt sein. Ein oder mehrere Schütze 142 können die Traktionsbatterie 124 von anderen Komponenten entkoppeln, wenn sie geöffnet werden, und die Traktionsbatterie 124 mit anderen Komponenten koppeln, wenn sie geschlossen werden. Das Leistungselektronikmodul 126 ist auch elektrisch mit den Elektromaschinen 114 gekoppelt und stellt die Fähigkeit zur bidirektionalen Übertragung von Energie zwischen der Traktionsbatterie 124 und den Elektromaschinen 114 bereit. Zum Beispiel kann eine Traktionsbatterie 124 eine Gleichspannung bereitstellen, während die Elektromaschinen 114, um zu funktionieren, mit einem dreiphasigen Wechselstrom (AC) arbeiten können. Das Leistungselektronikmodul 126 kann die Gleichspannung in einen dreiphasigen Wechselstrom wandeln, um die Elektromaschinen 114 zu betreiben. Bei einem Regenerationsmodus kann das Leistungselektronikmodul 126 den Dreiphasen-Wechselstrom von den Elektromaschinen 114, die als Generatoren fungieren, in die mit der Traktionsbatterie 124 kompatible Gleichspannung wandeln.
Das Fahrzeug 112 kann einen variablen Spannungswandler (VVC) 152 aufweisen, der elektrisch zwischen die Traktionsbatterie 124 und das Leistungselektronikmodul 126 geschaltet ist. Der VVC 152 kann ein DC/DC-Aufwärtswandler sein, der dazu ausgelegt ist, die von der Traktionsbatterie 124 bereitgestellte Spannung zu erhöhen oder anzuheben. Durch Erhöhen der Spannung können Stromanforderungen verringert werden, was zu einer Reduzierung der Verdrahtungsgröße für das Leistungselektronikmodul 126 und die Elektromaschinen 114 führt. Weiterhin können die Elektromaschinen 114 mit besserem Wirkungsgrad und geringeren Verlusten betrieben werden.
Zusätzlich dazu, dass die Traktionsbatterie 124 Energie für den Antrieb bereitstellt, kann sie Energie für andere elektrische Fahrzeugsysteme bereitstellen. Das Fahrzeug 112 kann ein DC-DC-Wandlermodul 128 enthalten, das die DC-Hochspannungsausgabe der Traktionsbatterie 124 in eine Niederspannungs-DC-Versorgung wandelt, die kompatibel mit Niederspannungsfahrzeuglasten ist. Ein Ausgang des DC-DC-Wandlermoduls 128 kann elektrisch mit einer Hilfsbatterie 130 (z. B. einer 12 V-Batterie) gekoppelt sein, um die Hilfsbatterie 130 aufzuladen. Die Niederspannungssysteme können elektrisch mit der Hilfsbatterie 130 gekoppelt sein. Ein oder mehrere elektrische Lasten 146 können mit dem Hochspannungsbus gekoppelt sein. Die elektrischen Lasten 146 können eine zugeordnete Steuerung aufweisen, die die elektrischen Lasten 146, wenn zutreffend, betreibt und steuert. Beispiele elektrischer Lasten 146 können ein Lüfter, ein elektrisches Heizelement und/oder ein Klimaanlagenkompressor sein.
Das elektrisch betriebene Fahrzeug 112 kann dafür ausgelegt sein, die Traktionsbatterie 124 aus einer externen Leistungsquelle 136 aufzuladen. Die externe Leistungsquelle 136 kann eine Verbindung zu einer elektrischen Steckdose sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann elektrisch mit einem Ladegerät oder einer elektrischen Fahrzeugversorgungsausrüstung (Electric Vehicle Supply Equipment – EVSE) 138 gekoppelt sein. Die externe Leistungsquelle 136 kann ein elektrisches Leistungsverteilungsnetz oder ein Stromnetz sein, wie es von einem Elektrizitätsversorgungsunternehmen bereitgestellt wird. Die EVSE 138 kann Schaltungsanordnungen und Steuerungen bereitstellen, um die Übertragung von Energie zwischen der Leistungsquelle 136 und dem Fahrzeug 112 zu regeln und zu managen. Die externe Leistungsquelle 136 kann der EVSE 138 elektrische Gleichstrom- oder Wechselstromleistung bereitstellen. Die EVSE 138 kann einen Ladeverbinder 140 zum Einstecken in einen Ladeport 134 des Fahrzeugs 112 aufweisen. Der Ladeport 134 kann irgendeine Art von Port sein, der dazu konfiguriert ist, Leistung von der EVSE 138 zum Fahrzeug 112 zu übertragen. Der Ladeport 134 kann elektrisch mit einem Ladegerät oder einem fahrzeugeigenen Leistungswandlungsmodul 132 gekoppelt sein. Das Leistungswandlungsmodul 132 kann die aus der EVSE 138 zugeführte Leistung aufbereiten, um für die Traktionsbatterie 124 die richtigen Spannungs- und Strompegel bereitzustellen. Das Leistungswandlungsmodul 132 kann an die EVSE 138 angekoppelt sein, um die Zufuhr von Leistung zum Fahrzeug 112 zu koordinieren. Der EVSE-Verbinder 140 kann Pins aufweisen, die mit entsprechenden Vertiefungen des Ladeanschlusses 134 ineinandergreifen. Alternativ können verschiedene Komponenten, die als elektrisch gekoppelt oder verbunden beschrieben werden, Leistung unter Verwendung einer drahtlosen induktiven Kopplung übertragen.
Eine oder mehrere Radbremsen 144 können zum Verlangsamen des Fahrzeugs 112 und zum Verhindern von Bewegung des Fahrzeugs 112 bereitgestellt sein. Die Radbremsen 144 können hydraulisch, elektrisch oder mit einer Kombination daraus betätigt werden. Die Radbremsen 144 können ein Teil eines Bremssystems 150 sein. Das Bremssystem 150 kann andere Komponenten enthalten, um die Radbremsen 144 zu betätigen. Zur Vereinfachung zeigt die Figur eine einzige Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und einer der Radbremsen 144. Eine Verbindung zwischen dem Bremssystem 150 und den anderen Radbremsen 144 wird vorausgesetzt. Das Bremssystem 150 kann eine Steuerung enthalten, um das Bremssystem 150 zu überwachen und zu koordinieren. Das Bremssystem 150 kann die Bremsenkomponenten überwachen und die Radbremsen 144 zur Fahrzeugverlangsamung steuern. Das Bremssystem 150 kann auf Fahrerbefehle reagieren und kann zum Umsetzen von Funktionalitäten, wie zum Beispiel Stabilitätskontrolle, auch autonom arbeiten. Die Steuerung des Bremssystems 150 kann ein Verfahren zum Anwenden einer angeforderten Bremskraft implementieren, wenn dies von einer anderen Steuerung oder Unterfunktion angefordert wird.
Elektronikmodule im Fahrzeug 112 können über ein oder mehrere Fahrzeugnetzwerke kommunizieren. Das Fahrzeugnetzwerk kann mehrere Kanäle zur Kommunikation enthalten. Ein Kanal des Fahrzeugnetzwerks kann ein serieller Bus sein, wie zum Beispiel ein Controller Area Network (CAN). Einer der Kanäle des Fahrzeugnetzwerks kann ein Ethernet-Netzwerk enthalten, das durch die Familie der Standards 802 des Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) definiert ist. Zu zusätzlichen Kanälen des Fahrzeugnetzwerks können diskrete Verbindungen zwischen Modulen zählen, und sie können Leistungssignale von der Hilfsbatterie 130 enthalten. Unterschiedliche Signale können über unterschiedliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks übertragen werden. Zum Beispiel können Videosignale über einen Hochgeschwindigkeitskanal (z. B. Ethernet) übertragen werden, während Steuersignale über CAN- oder diskrete Signale übertragen werden können. Das Fahrzeugnetzwerk kann beliebige Hardware- und Software-Komponenten enthalten, die beim Übertragen von Signalen und Daten zwischen Modulen helfen. Das Fahrzeugnetzwerk wird in 1 nicht gezeigt, aber es kann vorausgesetzt werden, dass sich das Fahrzeugnetzwerk mit irgendeinem elektronischen Modul, das im Fahrzeug 112 vorhanden ist, verbinden kann. Eine Fahrzeugsystemsteuerung (Vehicle System Controller – VSC) 148 kann vorhanden sein, um den Betrieb der verschiedenen Komponenten zu koordinieren.
2 bildet ein Diagramm eines VVC 152 ab, der als ein Hochsetzwandler konfiguriert ist. Der VVC 152 kann Eingangsanschlüsse aufweisen, die durch die Schütze 142 mit Anschlüssen der Traktionsbatterie 124 gekoppelt sein können. Der VVC 152 kann Ausgangsanschlüsse aufweisen, die mit Anschlüssen des Leistungselektronikmoduls 126 gekoppelt sind. Der VVC 152 kann betrieben werden, um dafür zu sorgen, dass eine Spannung an den Ausgangsanschlüssen größer als eine Spannung an den Eingangsanschlüssen ist. Das Fahrzeug 112 kann eine VVC-Steuerung 200 enthalten, die elektrische Parameter (zum Beispiel Spannung und Strom) an verschiedenen Stellen innerhalb des VVC 152 überwacht und steuert. Bei einigen Konfigurationen kann die VVC-Steuerung 200 als Teil des VVC 152 enthalten sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Ausgangsreferenzspannung V * / dc bestimmen. Die VVC-Steuerung 200 kann basierend auf den elektrischen Parametern und der Referenzspannung V * / dc ein Steuersignal bestimmen, das ausreicht, um zu bewirken, dass der VVC 152 die gewünschte Ausgangsspannung erreicht. Bei einigen Konfigurationen kann das Steuersignal als ein Pulsweitenmodulations(PWM)-Signal umgesetzt sein, bei dem ein Tastverhältnis des PWM-Signals variiert wird. Das Steuersignal kann mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz betrieben werden. Die VVC-Steuerung 200 kann dem VVC 152 befehlen, die gewünschte Ausgangsspannung unter Verwendung des Steuersignals bereitzustellen. Das bestimmte Steuersignal, bei dem der VVC 152 betrieben wird, kann direkt mit dem Betrag der Spannungsanhebung in Zusammenhang stehen, die von dem VVC 152 bereitzustellen ist.
Die Ausgangsspannung des VVC 152 kann so gesteuert werden, dass eine gewünschte Referenzspannung erreicht wird. In manchen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Aufwärtswandler sein. In einer Aufwärtswandlerkonfiguration, in der die VVC-Steuerung 200 das Tastverhältnis steuert, kann das ideale Verhältnis zwischen der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out und dem Tastverhältnis D unter Verwendung der folgenden Gleichung dargestellt werden:
Das gewünschte Tastverhältnis, D, kann durch Messen der Eingangsspannung (z. B. der Traktionsbatteriespannung) und Einstellen der Ausgangsspannung auf die Referenzspannung bestimmt werden. Der VVC 152 kann ein Abwärtswandler sein, der die Spannung vom Eingang zum Ausgang verringert. Bei einer Abwärtskonfiguration kann ein anderer Ausdruck, der die Eingangs- und Ausgangsspannung mit dem Tastverhältnis in Zusammenhang setzt, abgeleitet werden. Bei manchen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Abwärts-Aufwärtswandler sein, der die Eingangsspannung erhöhen oder verringern kann. Die hierin beschriebene Steuerungsstrategie ist nicht auf eine bestimmte Topologie des variablen Spannungswandlers beschränkt.
Bezüglich 2 kann der VVC 152 das Spannungspotential der elektrischen Energie, die von der Traktionsbatterie 124 bereitgestellt wird, anheben oder „hochsetzen”. Die Traktionsbatterie 124 kann Hochspannungs(HV)-DC-Leistung bereitstellen. Bei manchen Konfigurationen kann die Traktionsbatterie 124 eine Spannung zwischen 150 und 400 Volt liefern. Das Schütz 142 kann elektrisch in Reihe zwischen die Traktionsbatterie 124 und den VVC 152 geschaltet sein. Wenn das Schütz 142 geschlossen ist, kann die HV-DC-Leistung von der Traktionsbatterie 124 zum VVC 152 übertragen werden. Ein Eingangskondensator 202 kann zur Traktionsbatterie 124 elektrisch parallelgeschaltet sein. Der Eingangskondensator 202 kann die Sammelleitungsspannung stabilisieren und etwaige Spannungs- und Stromwelligkeiten reduzieren. Der VVC 152 kann die HV-DC-Leistung empfangen und das Spannungspotential der Eingangsspannung gemäß dem Tastgrad anheben oder „hochsetzen”.
Ein Ausgangskondensator 204 kann elektrisch zwischen die Ausgangsanschlüsse des VVC 152 gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 204 kann die Sammelleitungsspannung stabilisieren und Spannungs- und Stromwelligkeit am Ausgang des VVC 152 reduzieren.
Des Weiteren unter Bezugnahme auf 2 kann der VVC 152 eine erste Schaltvorrichtung 206 und eine zweite Schaltvorrichtung 208 zum Hochsetzen der Eingangsspannung zur Bereitstellung der hochgesetzten Ausgangsspannung aufweisen. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können ausgelegt sein, einen Strom gezielt einer elektrischen Last (z. B. Leistungselektronikmodul 126 und Elektromaschinen 114) zuzuführen. Jede Schaltvorrichtung 206, 208 kann individuell durch eine Gate-Treiberschaltung (nicht gezeigt) der VVC-Steuerung 200 gesteuert werden und kann irgendeine Art von steuerbarem Schalter sein (zum Beispiel ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (Insulated Gate Bipolar Transistor – IGBT) oder ein Feldeffekttransistor (FET)). Die Gate-Treiberschaltung kann jeder der Schaltvorrichtungen 206, 208 elektrische Signale zuführen, die auf dem Steuersignal (zum Beispiel dem Tastverhältnis des PWM-Steuersignals) basieren. Eine Diode kann über jede der Schaltvorrichtungen 206, 208 geschaltet sein. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können jeweils einen zugeordneten Schaltverlust aufweisen. Die Schaltverluste sind die Leistungsverluste, die während Zustandsänderungen der Schaltvorrichtung (z. B. Einschalt-/Ausschalt- und Ausschalt-/Einschalt-Übergängen) auftreten. Die Schaltverluste können durch den Strom, der hindurch fließt, und die Spannung über die Schaltvorrichtung 206, 208 während des Übergangs quantifiziert werden. Die Schaltvorrichtungen können auch zugehörige Leitungsverluste aufweisen, die auftreten, wenn die Vorrichtung eingeschaltet ist.
Das Fahrzeugsystem kann Sensoren zum Messen der elektrischen Parameter des VVC 152 aufweisen. Ein erster Spannungssensor 210 kann konfiguriert sein, um die Eingangsspannung (zum Beispiel die Spannung der Batterie 124) zu messen und ein entsprechendes Eingangssignal (V_bat) der VVC-Steuerung 200 bereitzustellen. Bei einer oder mehreren Ausführungsformen kann der erste Spannungssensor 210 die Spannung über dem Eingangskondensator 202, die der Batteriespannung entspricht, messen. Ein zweiter Spannungssensor 212 kann die Ausgangsspannung des VVC 152 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_dc) bereitstellen. Bei einer oder mehreren Ausführungsformen kann der zweite Spannungssensor 212 die Spannung über dem Ausgangskondensator 204 messen, die der DC-Sammelleitungsspannung entspricht. Der erste Spannungssensor 210 und der zweite Spannungssensor 212 können Schaltungsanordnungen aufweisen, um die Spannungen auf einen Pegel zu skalieren, der für die VVC-Steuerung 200 geeignet ist. Die VVC-Steuerung 200 kann Schaltungsanordnungen aufweisen, um die Signale von dem ersten Spannungssensor 210 und dem zweiten Spannungssensor 212 zu filtern und zu digitalisieren.
Eine Eingangsspule 214 kann elektrisch in Reihe zwischen die Traktionsbatterie 124 und die Schaltvorrichtungen 206, 208 geschaltet sein. Die Eingangsspule 214 kann zwischen Speichern und Freisetzen von Energie in den VVC 152 wechseln, um das Bereitstellen der variablen Spannungen und Ströme als Ausgabe des VVC 152 und das Erzielen der gewünschten Spannungsanhebung zu ermöglichen. Ein Stromsensor 216 kann den Eingangsstrom durch die Eingangsdrosselspule 214 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Stromsignal (I_L) bereitstellen. Der Eingangsstrom durch die Eingangsdrosselspule 214 kann ein Ergebnis der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung des VVC 152, der Leitungszeit der Schaltvorrichtungen 206, 208 und der Induktivität L der Eingangsdrosselspule 214 sein. Die VVC-Steuerung 200 kann Schaltungsanordnungen aufweisen zum Anpassen, Filtern und Digitalisieren des Signals vom Stromsensor 216.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert werden, die Ausgangsspannung des VVC 152 zu steuern. Die VVC-Steuerung 200 kann Eingaben vom VVC 152 und anderen Steuerungen über das Fahrzeugnetzwerk empfangen und die Steuersignale bestimmen.
Die VVC-Steuerung 200 kann die Eingangssignale (V_bat, V_dc, I_L, V * / dc) überwachen, um die Steuersignale zu bestimmen. Beispielsweise kann die VVC-Steuerung 200 Steuersignale an die Gate-Treiberschaltung liefern, die einem Tastgradbefehl entsprechen. Die Gate-Treiberschaltung kann dann jede Schaltvorrichtung 206, 208 basierend auf dem Tastgradbefehl steuern.
Die Steuersignale zu dem VVC 152 können dazu konfiguriert werden, die Schaltvorrichtungen 206, 208 mit einer bestimmten Schaltfrequenz anzusteuern. Innerhalb jedes Zyklus der Schaltfrequenz können die Schaltvorrichtungen 206, 208 bei dem bestimmten Tastverhältnis betrieben werden. Der Tastgrad definiert den Zeitraum, während dem sich die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem eingeschalteten Zustand und in einem ausgeschalteten Zustand befinden. Zum Beispiel kann ein Tastgrad von 100% die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem durchgehend eingeschalteten Zustand ohne Ausschalten betreiben. Ein Tastgrad von 0% kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem durchgehend ausgeschalteten Zustand ohne Einschalten betreiben. Ein Tastgrad von 50% kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem eingeschalteten Zustand während der Hälfte des Zyklus und in einem ausgeschalteten Zustand während der Hälfte des Zyklus betreiben. Die Steuersignale für die zwei Schalter 206, 208 können komplementär sein. D. h., das Steuersignal, das an eine der Schaltvorrichtungen (z. B. 206) gesendet wird, kann eine invertierte Version des Steuersignals sein, das an die andere Schaltvorrichtung (z. B. 208) gesendet wird.
Der Strom, der durch die Schaltvorrichtungen 206, 208 gesteuert wird, kann eine Welligkeitskomponente beinhalten, die eine Stärke aufweist, die mit einer Stärke des Stroms und dem Tastgrad und der Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 variiert. Relativ zu dem Eingangsstrom tritt die Welligkeitsstromstärke des schlimmsten Falls während relativ hoher Eingangsstrombedingungen auf. Wenn das Tastverhältnis fixiert ist, bewirkt eine Erhöhung des Drosselspulenstroms eine Erhöhung der Stärke des Welligkeitsstroms, wie in 4 dargestellt ist. Die Stärke des Welligkeitsstroms hängt auch mit dem Tastverhältnis zusammen. Der Welligkeitsstrom mit der höchsten Stärke tritt auf, wenn der Tastgrad 50% beträgt. Das allgemeine Verhältnis zwischen der Drosselspulenwelligkeitsstromstärke und dem Tastverhältnis kann wie in 5 gezeigt sein. Basierend auf diesen Tatsachen kann es vorteilhaft sein, Maßnahmen umzusetzen, um die Welligkeitsstromstärke unter Hochstrom- und Mittelbereich-Tastverhältnisbedingungen zu reduzieren.
Beim Entwurf des VVC 152 können die Schaltfrequenz und der Induktivitätswert der Spule 214 so ausgewählt werden, dass eine maximal erlaubte Welligkeitsstromstärke eingehalten wird. Die Welligkeitskomponente kann eine periodische Variation sein, die auf einem Gleichstromsignal auftritt. Die Welligkeitskomponente kann durch eine Welligkeitskomponentenstärke und eine Welligkeitskomponentenfrequenz definiert sein. Die Welligkeitskomponente kann Oberschwingungen aufweisen, die in einem hörbaren Frequenzbereich liegen, die zu der Rauschsignatur des Fahrzeugs hinzugefügt werden können. Ferner kann die Welligkeitskomponente Schwierigkeiten bei der genauen Steuerung von Vorrichtungen, die von der Quelle gespeist werden, hervorrufen. Während Schaltübergängen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 bei dem maximalen Spulenstrom (Gleichstrom plus Welligkeitsstrom), welcher eine hohe Spannungsspitze über den Schaltvorrichtungen 206, 208 bewirken kann, ausschalten. Aufgrund von Größen- und Kostenbeschränkungen kann der Induktivitätswert basierend auf dem geleiteten Strom gewählt werden. Im Allgemeinen kann die Induktivität aufgrund von Sättigung mit zunehmendem Strom abnehmen.
Die Schaltfrequenz kann so gewählt werden, dass eine Stärke der Welligkeitsstromkomponente in Szenarien des schlimmsten Falls (z. B. Bedingungen mit stärkstem Eingangsstrom und/oder einem Tastgrad von beinahe 50%) beschränkt wird. Die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 kann derart gewählt werden, dass sie eine Frequenz (z. B. 10 kHz) ist, die höher als eine Schaltfrequenz des Motor-/Generator-Wechselrichters (z. B. 5 kHz) ist, der mit einem Ausgang des VVC 152 gekoppelt ist. In manchen Anwendungen kann die Schaltfrequenz des VVC 152 als eine vorbestimmte feste Frequenz ausgewählt werden. Die vorbestimmte feste Frequenz wird im Allgemeinen ausgewählt, um Geräusch- und Welligkeitsstromspezifikationen einzuhalten. Es ist jedoch möglich, dass die Wahl der vorbestimmten festen Frequenz nicht die beste Leistungsfähigkeit über alle Betriebsbereiche des VVC 152 hinweg liefert. Die vorbestimmte feste Frequenz kann beste Ergebnisse bei einer bestimmten Gruppe von Betriebsbedingungen liefern, bei anderen Betriebsbedingungen allerdings einen Kompromiss darstellen.
Das Erhöhen der Schaltfrequenz kann die Welligkeitsstromstärke senken und die Spannungsbelastung über den Schaltvorrichtungen 206, 208 verringern, jedoch zu höheren Schaltverlusten führen. Während die Schaltfrequenz für Worst-Case-Welligkeitsbedingungen ausgewählt werden kann, arbeitet der VVC 152 möglicherweise nur während eines kleinen Prozentsatzes der Gesamtbetriebszeit unter den Worst-Case-Welligkeitsbedingungen. Dies kann zu unnötig hohen Schaltverlusten führen, die die Kraftstoffökonomie verringern können. Zusätzlich kann die feste Schaltfrequenz das Rauschspektrum in einem sehr schmalen Bereich konzentrieren. Die erhöhte Rauschdichte in diesem schmalen Bereich kann zu merklichen Rausch-, Vibrations- und Rauheits-Problemen (Noise, Vibration, and Harshness – NVH) führen.
Die VVC-Steuerung 200 kann dazu programmiert sein, die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 basierend auf dem Tastgrad und dem Eingangsstrom zu variieren. Die Veränderung der Schaltfrequenz kann die Kraftstoffwirtschaftlichkeit durch Reduzieren von Schaltverlusten verbessern und NVH-Probleme verringern, während Welligkeitsstromziele unter Worst-Case-Betriebsbedingungen aufrechterhalten werden.
Während Bedingungen mit relativ starkem Strom können die Schaltvorrichtungen 206, 208 eine erhöhte Spannungsbelastung erfahren. Bei einem maximalen Betriebsstrom des VVC 152 kann es erwünscht sein, eine relativ hohe Schaltfrequenz auszuwählen, die die Welligkeitskomponentenstärke bei einem vernünftigen Niveau an Schaltverlusten reduziert. Die Schaltfrequenz kann basierend auf der Eingangsstromstärke derart ausgewählt werden, dass die Schaltfrequenz mit zunehmender Eingangsstromstärke zunimmt. Die Schaltfrequenz kann bis zu einer vorbestimmten maximalen Schaltfrequenz erhöht werden. Die vorbestimmte maximale Schaltfrequenz kann ein Niveau sein, das einen Kompromiss zwischen niedrigeren Welligkeitskomponentenstärken und höheren Schaltverlusten liefert. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Schritten oder kontinuierlich über den Betriebsstrombereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert sein, die Schaltfrequenz als Reaktion darauf, dass die Stromeingabe geringer als ein vorbestimmter maximaler Strom ist, zu reduzieren. Der vorbestimmte maximale Strom kann ein maximaler Betriebsstrom des VVC 152 sein. Die Änderung der Schaltfrequenz kann auf der Stärke des Stroms, der in die Schaltvorrichtungen 206, 208 eingegeben wird, basieren. Wenn der Strom größer als der vorbestimmte maximale Strom ist, kann die Schaltfrequenz auf eine vorbestimmte maximale Schaltfrequenz eingestellt werden. Mit abnehmendem Strom kann die Stärke der Welligkeitskomponente abnehmen. Durch ein Betreiben mit niedrigeren Schaltfrequenzen werden Schaltverluste mit abnehmendem Strom reduziert. Die Schaltfrequenz kann basierend auf der Leistung, die in die Schaltvorrichtungen eingegeben wird, geändert werden. Da die Eingangsleistung eine Funktion des Eingangsstroms und der Batteriespannung ist, können die Eingangsleistung und der Eingangsstrom auf ähnliche Art und Weise verwendet werden.
Da der Welligkeitsstrom auch vom Tastverhältnis beeinflusst wird, kann die Schaltfrequenz basierend auf dem Tastverhältnis verändert werden. Das Tastverhältnis kann basierend auf einem Verhältnis der Eingangsspannung zur Ausgangsspannung bestimmt werden. Von daher kann die Schaltfrequenz auch basierend auf dem Verhältnis zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung variiert werden. Wenn das Tastverhältnis beinahe 50% beträgt, ist die vorhergesagte Welligkeitsstromstärke ein Höchstwert und die Schaltfrequenz kann auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden. Die vorbestimmte maximale Frequenz kann ein maximaler Schaltfrequenzwert sein, der ausgewählt wird, um die Welligkeitsstromstärke zu minimieren. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Schritten oder kontinuierlich über den Tastgradbereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert sein, die Schaltfrequenz anhand der vorbestimmten maximalen Frequenz als Reaktion auf eine Größe einer Differenz zwischen dem Tastverhältnis und dem Tastverhältniswert (z. B. 50%), bei welchem die vorhergesagte Welligkeitskomponentenstärke ein Maximum einnimmt, zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer als eine Schwelle ist, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte Frequenz eingestellt werden. Wenn die Größe der Differenz abnimmt, kann die Schaltfrequenz zu der vorbestimmten maximalen Frequenz hin erhöht werden, um die Welligkeitskomponentenstärke zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer als eine Schwelle ist, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden.
Die Schaltfrequenz kann möglicherweise derart beschränkt sein, dass sie zwischen der vorbestimmten maximalen Frequenz und einer vorbestimmten minimalen Frequenz liegt. Die vorbestimmte minimale Frequenz kann ein Frequenzniveau sein, das höher als eine vorbestimmte Schaltfrequenz des Leistungselektronikmoduls 126 ist, das mit einem Ausgang des variablen Spannungswandlers 152 gekoppelt ist. Die Schaltfrequenz kann auch auf einer parasitären Induktivität basieren, die mit dem Gate des IGBT verknüpft ist.
Wir nehmen Bezug auf 3, wo ein System 300 zum Steuern eines Leistungselektronikmoduls (PEM) 126 bereitgestellt ist. Das PEM 126 aus 3 ist mit mehreren Schaltern 302 (z. B. IGBT) dargestellt, die zum gemeinsamen Betrieb als ein Wechselrichter mit einem ersten, zweiten und dritten Phasenzweig 316, 318, 320 konfiguriert sind. Wenngleich der Wechselrichter als ein Drei-Phasen-Wandler dargestellt ist, kann der Wechselrichter zusätzliche Phasenzweige aufweisen. Zum Beispiel kann der Wechselrichter ein Vier-Phasen-Wandler, ein Fünf-Phasen-Wandler, ein Sechs-Phasen-Wandler usw. sein. Außerdem kann das PEM 126 eine Vielzahl von Wandlern aufweisen, wobei jeder Wechselrichter in dem PEM 126 drei oder mehr Phasenzweige aufweist. Zum Beispiel kann das System 300 zwei oder mehr Wechselrichter in dem PEM 126 steuern. Das PEM 126 kann ferner einen DC-DC-Wandler mit Hochleistungsschaltern (z. B. IGBT) aufweisen, um eine Leistungselektronikmodul-Eingangsspannung durch Aufwärtsregelung, Abwärtsregelung oder eine Kombination davon in eine Leistungselektronikmodul-Ausgangsspannung umzuwandeln.
Wie in 3 gezeigt, kann der Wechselrichter ein DC-zu-AC-Wandler sein. Im Betrieb empfängt der DC-zu-AC-Wandler DC-Leistung von einer DC-Leistungsverbindung 306 über eine DC-Sammelleitung 304 und wandelt die DC-Leistung in AC-Leistung. Die AC-Leistung wird über die Phasenströme ia, ib und ic an die AC-Maschine, auch als eine Elektromaschine 114 bezeichnet, übertragen, wie etwa einen Drei-Phasen-Permanentmagnet-Synchronmotor (PMSM), wie in 3 dargestellt ist. Bei einem derartigen Beispiel kann die DC-Leistungsverbindung 306 eine DC-Speicherbatterie beinhalten, um DC-Leistung an die DC-Sammelleitung 304 zu liefern. Bei einem weiteren Beispiel kann der Wechselrichter als ein AC-zu-DC-Wandler arbeiten, der AC-Leistung von der AC-Maschine 114 (z. B. einem Generator) in DC-Leistung umwandelt, welche die DC-Sammelleitung 304 an die DC-Leistungsverbindung 306 liefern kann. Darüber hinaus kann das System 300 das PEM 126 in anderen Leistungselektroniktopologien steuern.
Unter weiterer Bezugnahme auf 3 weist jeder der Phasenzweige 316, 318, 320 in dem Wechselrichter Leistungsschalter 302 auf, die durch verschiedene Typen von steuerbaren Schaltern implementiert sein können. In einer Ausführungsform kann jeder Leistungsschalter 302 eine Diode und einen Transistor (z. B. einen IGBT) aufweisen. Die Dioden aus 3 sind als D_a1, D_a2, D_b1, D_b2, D_c1 und D_c2 bezeichnet, während die IGBT aus 3 als S_a1, S_a2, S_b1, S_b2, S_c1 bzw. S_c2 bezeichnet sind. Die Leistungsschalter S_a1, S_a2, D_a1 und D_a2 sind Teil des Phasenzweigs A des Drei-Phasen-Wandlers, der als der erste Phasenzweig A 316 in 3 bezeichnet ist. In ähnlicher Weise sind die Leistungsschalter S_b1, S_b2, D_b1 und D_b2 Teil des Phasenzweigs B 318 und die Leistungsschalter S_c1, S_c2, D_c1 und D_c2 sind Teil des Phasenzweigs C 320 des Drei-Phasen-Wandlers. Der Wechselrichter kann in Abhängigkeit von der jeweiligen Konfiguration des Wechselrichters eine beliebige Anzahl der Leistungsschalter 302 oder Schaltungselemente aufweisen. Die Dioden (D_xx) sind zu den IGBT (S_xx) parallel geschaltet, da jedoch die Polaritäten für einen ordnungsgemäßen Betrieb umgekehrt sind, wird diese Konfiguration oftmals als antiparallel geschaltet bezeichnet. Eine Diode in dieser antiparallelen Konfiguration wird auch als eine Freilaufdiode bezeichnet.
Wie in 3 dargestellt, sind Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c bereitgestellt, um einen Stromfluss in den jeweiligen Phasenzweigen 316, 318, 320 zu erfassen. 3 zeigt die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c getrennt von dem PEM 126. Allerdings können die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c je nach ihrer Konfiguration als Teil des PEM 126 integriert sein. Die Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c aus 3 sind mit jedem der Phasenzweige A, B und C (d. h. Phasenzweige 316, 318, 320 in 3) in Reihe installiert und stellen die jeweiligen Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs (ebenfalls in 3 dargestellt) für das System 300 bereit. Die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs können rohe Stromsignale sein, die von der Logikvorrichtung (LD) 310 verarbeitet werden, oder können mit Daten oder Informationen über den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 eingebettet oder codiert sein. Ferner können die Leistungsschalter 302 (z. B. IGBT) eine Strommessfähigkeit aufweisen. Die Strommessfähigkeit kann mit einer Stromspiegelausgabe konfiguriert sein, die Daten/Signale, die i_as, i_bs und i_cs repräsentieren, bereitstellen kann. Die Daten/Signale können eine Richtung eines Stromflusses, eine Größe eines Stromflusses oder sowohl die Richtung als auch die Größe eines Stromflusses durch die jeweiligen Phasenzweige A, B und C anzeigen.
Unter erneuter Bezugnahme auf 3 weist das System 300 eine Logikvorrichtung (LD) oder Steuerung 310 auf. Die Steuerung oder LD 310 kann durch verschiedene Typen oder Kombinationen von elektronischen Vorrichtungen und/oder mikroprozessorbasierten Computern oder Steuerungen implementiert sein. Zur Implementierung eines Verfahrens zum Steuern des PEM 126 kann die Steuerung 310 ein Computerprogramm oder einen Algorithmus ausführen, der mit dem Verfahren eingebettet oder codiert und in einem flüchtigen und/oder dauerhaften Speicher 312 gespeichert ist. Als Alternative kann die Logik in einer diskreten Logik, einem Mikroprozessor, einem Mikrocontroller oder einer Logik oder einem Gate-Array codiert sein, die auf einem oder mehreren integrierten Schaltungschips gespeichert sind. Wie in der Ausführungsform aus 3 dargestellt, empfängt und verarbeitet die Steuerung 310 die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs, um die Phasenströme i_a, i_b und i_c zu steuern, sodass die Phasenströme i_a, i_b und i_c durch die Phasenzweige 316, 318, 320 und in die jeweiligen Wicklungen der Elektromaschine 114 gemäß verschiedenen Strom- oder Spannungsmustern fließen. Zum Beispiel können Strommuster Muster von Phasenströmen i_a, i_b und i_c aufweisen, die in die und weg von der DC-Sammelleitung 304 oder einen DC-Sammelleitungskondensator 308 fließen. Der DC-Sammelleitungskondensator 308 aus 3 ist von dem PEM 126 getrennt dargestellt. Allerdings kann der DC-Sammelleitungskondensator 308 als Teil des PEM 126 integriert sein.
Wie in 3 dargestellt, kann ein Speichermedium 312 (im Folgenden „Speicher”) wie ein computerlesbarer Speicher das Computerprogramm oder den Algorithmus speichern, der mit dem Verfahren eingebettet oder codiert ist. Außerdem kann der Speicher 312 Daten oder Informationen über die verschiedenen Betriebsbedingungen oder Bestandteile in dem PEM 126 speichern. Zum Beispiel kann der Speicher 312 Daten oder Informationen über einen Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 speichern. Der Speicher 312 kann Teil der Steuerung 310 sein, wie in 3 dargestellt. Allerdings kann der Speicher 312 in einer beliebigen geeigneten Position angeordnet sein, die von der Steuerung 310 zugänglich ist.
Wie in 3 dargestellt, überträgt die Steuerung 310 mindestens ein Steuersignal 236 an das Leistungswandlersystem 126. Das Leistungswandlersystem 126 empfängt das Steuersignal 322, um die Schaltkonfiguration des Wechselrichters und daher den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318 und 320 zu steuern. Die Schaltkonfiguration ist ein Satz von Schaltzuständen der Leistungsschalter 302 in dem Wechselrichter. Im Allgemeinen bestimmt die Schaltkonfiguration des Wechselrichters, wie der Wechselrichter Leistung zwischen der DC-Leistungsverbindung 306 und der Elektromaschine 114 umwandelt.
Zum Steuern der Schaltkonfiguration des Wechselrichters ändert der Wechselrichter den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302 in dem Wechselrichter basierend auf dem Steuersignal 322 entweder auf einen EIN-Zustand oder einen AUS-Zustand. Um den Leistungsschalter 302 entweder in den EIN- oder den AUS-Zustand zu schalten, führt die Steuerung/LD 310 in der dargestellten Ausführungsform jedem Leistungsschalter 302 die Gate-Spannung (Vg) zu und treibt damit den Schaltzustand jedes Leistungsschalters 302. Die Gate-Spannungen Vg_a1, Vg_a2, Vg_b1, Vg_b2, Vg_c1 und Vg_c2 (in 3 dargestellt) steuern den Schaltzustand und die Eigenschaften der jeweiligen Leistungsschalter 302. Wenngleich der Wechselrichter in 3 als eine spannungsgetriebene Vorrichtung dargestellt ist, kann der Wechselrichter eine stromgetriebene Vorrichtung sein oder von anderen Strategien gesteuert werden, die den Leistungsschalter 302 zwischen einem EIN- und einem AUS-Zustand umschalten. Die Steuerung 310 kann den Gate-Treiber für jeden IGBT basierend auf der Drehzahl der Elektromaschine 114, dem Spiegelstrom oder einer Temperatur des IGBT-Schalters verändern. Die Veränderung des Gate-Treibers kann aus mehreren Gate-Treiberströmen ausgewählt sein, bei denen die Veränderung des Gate-Treiberstroms proportional zu einer Veränderung der IGBT-Schaltgeschwindigkeit ist.
Wie ebenfalls in 3 dargestellt, weist jeder Phasenzweig 316, 318 und 320 zwei Schalter 302 auf. Allerdings kann sich nur ein Schalter in jedem der Zweige 316, 318, 320 im EIN-Zustand befinden, ohne die DC-Leistungsverbindung 306 kurzzuschließen. Auf diese Weise ist der Schaltzustand des unteren Schalters in jedem Phasenzweig typischerweise dem Schaltzustand des entsprechenden oberen Schalters entgegengesetzt. Folglich bezieht sich ein HOCH-Zustand eines Phasenzweigs auf den oberen Schalter in dem Zweig im EIN-Zustand mit dem unteren Schalter im AUS-Zustand. Gleichermaßen bezieht sich ein NIEDER-Zustand des Phasenzweigs auf den oberen Schalter in dem Zweig im AUS-Zustand mit dem unteren Schalter im EIN-Zustand. Infolgedessen können IGBT mit einer Stromspiegelfähigkeit auf allen IGBT, einem Subsatz von IGBT (z. B. S_a1, S_b1, S_c1) oder einem einzigen IGBT vorhanden sein.
Zwei Situationen können während eines aktiven Zustands des beispielhaften Drei-Phasen-Wandlers eintreten, der in 2 dargestellt ist: (1) zwei Phasenzweige befinden sich im HOCH-Zustand, während sich der dritte Phasenzweig im NIEDER-Zustand befindet, oder (2) ein Phasenzweig befindet sich im HOCH-Zustand, während sich die anderen zwei Phasenzweige im NIEDER-Zustand befinden. Somit befindet sich ein Phasenzweig in dem Drei-Phasen-Wandler, der als die „Referenz”-Phase für einen spezifischen aktiven Zustand des Wechselrichters definiert werden kann, in einem Zustand, der den anderen zwei Phasenzweigen oder „Nicht-Referenz”-Phasen, die den gleichen Zustand aufweisen, entgegengesetzt ist. Folglich befinden sich die Nicht-Referenz-Phasen während eines aktiven Zustands des Wechselrichters beide im HOCH-Zustand oder beide im NIEDER-Zustand.
4A ist eine grafische Darstellung 400 von Gate-Spannungen (Vg und Vge) und eines Gate-Stroms in Bezug auf die Zeit. Hier werden Gate-Spannungen in Volt 402 gemessen und wird der Gate-Strom in Ampere 404 gemessen. Sowohl die Gate-Spannungen als auch der Gate-Strom sind in Bezug auf die Zeit 406 gezeigt. Ein herkömmliches Gate-Spannungs(Vg)-Profil 408 ist zusammen mit einem Profil einer herkömmlichen Gate-Spannung, die zwischen dem Emitter und dem Gate (Vge) 410 gemessen wird, und einem Gate-Strom(Ig)-Profil 412 gezeigt. Zu der Zeit 414 wird eine Ausschaltspannung an das Gate des IGBT angelegt. Die Ausschaltspannung ist eine Spannung, die niedriger als eine Schwellenspannung des IGBT ist, und typischerweise beträgt die Ausschaltspannung 0 Volt DC oder im Wesentlichen 0 Volt. In dieser Darstellung leitete der IGBT in einem Sättigungsmodus vor dem Anlegen einer Ausschaltspannung zu der Zeit 414. Wenn die Ausschaltspannung angelegt wird, nimmt das Gate-Emitter-Spannungs(Vge)-Profil 410 mit einer im Wesentlichen linearen Geschwindigkeit von dem Dauerzustand der Spannung zu der Zeit 414 zu einer Zeit 416, zu welcher das Miller-Plateau erreicht wird, ab. Das Profil behält eine im Wesentlichen konstante Spannung von der Zeit 416 zu der Zeit 418 aufgrund der Miller-Wirkung an dem Miller-Plateau bei. Die Gate-Emitter-Spannung wird weiterhin mit einer linearen Geschwindigkeit nach der Wirkung des Miller-Plateaus zu der Zeit 418 abnehmen, bis die Ladung von dem Gate des IGBT zu der Zeit 420 aufgebraucht ist.
4B ist eine grafische Darstellung 450 von Gate-Spannungen (Vg und Vge) und einem Gate-Strom in Bezug auf die Zeit. Hier werden Gate-Spannungen in Volt 452 gemessen und wird der Gate-Strom in Ampere 454 gemessen. Sowohl die Gate-Spannungen als auch der Gate-Strom sind in Bezug auf die Zeit 456 gezeigt. Ein vorgeschlagenes Gate-Spannungs(Vg)-Profil 458 ist zusammen mit einem Profil einer herkömmlichen Gate-Spannung, die zwischen dem Emitter und dem Gate (Vge) 460 gemessen wird, und einem Gate-Strom(Ig)-Profil 462 gezeigt. Hier wird eine Ausschaltspannung zu der Zeit 464 angelegt, die dazu führt, dass die Gate-Emitter-Spannung zu der Zeit 466 das Miller-Plateau erreicht. Zu der Zeit 468 wird ein Spannungspuls an das Gate des IGBT angelegt, um den Gate-Strom-Pegel zu reduzieren. In diesem Beispiel ist der Spannungspuls als ein Spannungspuls mit einem linear abnehmenden Ende bis zu der Zeit 472 gezeigt. Das linear abnehmende Profil führt zu einem im Wesentlichen konstanten Gate-Strom, nachdem die Spannung wieder abnehmen wird. Hier ist ein Ziel des zusätzlichen Spannungspulses, den Zeitraum 468–474 im Vergleich mit dem herkömmlichen Zeitraum von 418–420 beizubehalten, während der Zeitraum 464–468 im Vergleich mit dem herkömmlichen Zeitraum 414-418 verkürzt wird.
Die Amplitude des Gate-Stroms Ig von der Zeit 468 bis 472 (Ig_low) bestimmt eine Stromabnahmesteigung und die IGBT-Spannungsspitze. Je höher der absolute Wert von Ig_low ist, umso höher ist die Spannungsspitze. Ig_low wird derart gewählt, dass die IGBT-Spannungsspitze keine Sicherheitsgrenze unter den schlechtesten Betriebsbedingungen des Systems (z. B. eine hohe DC-Sammelleitungsspannung, ein hoher Laststrom, eine niedrige Geräteverbindungstemperatur) überschreitet. In einer Ausführungsform gilt Vg_step = Vg_threshold – Ig·Rg. Dabei sind Vg_threshold die IGBT-Schwellenspannung, Ig der Gate-Strom, wie etwa Ig_low, und Rg der Gate-Widerstandswert. Allgemein ist die Vg-Abfallneigung dieselbe wie die Vge-Abfallneigung, um einen konstanten Ig zu erzeugen. Die Steigung (dVg/dt) entspricht ungefähr Ig_low/Cies, wobei Cies die Geräteeingangskapazität ist, die zwischen den Gate- und Emitteranschlüsssen gemessen wird, wobei der Kollektor zu dem Emitter kurzgeschlossen ist.
5 ist eine grafische Darstellung 450 einer Gate-Spannung (Vg) 508, einer Spannung über dem Kollektor und Emitter (Vce) 510 und eines Kollektorstroms (Ic) 512, die in Bezug auf die Zeit 506 gezeigt ist. Vg 508 und Vce 510 sind in Volt 502 ausgedrückt, während Ig in Strom (Ampere) 504 ausgedrückt ist. Es wird eine Ausschaltspannung zu der Zeit 514 angelegt, die dazu führt, dass die Kollektor-Emitter-Spannung (Vce) zu der Zeit 516 ansteigt. Vor dem Erhöhen zu der Zeit 516 wird der IGBT in einem Sättigungsmodus betrieben und entspricht die Vce der Sättigungsspannung. Zu der Zeit 516 geht der IGBT von dem Betrieb in dem Sättigungsmodus in den Betrieb in einem linearen Modus über. Nach einer vorbestimmten Verzögerung von der Übergangszeit 516 wird ein Spannungspuls an das Gate des IGBT angelegt. Die vorbestimmte Verzögerung ist als die Differenz zwischen der Zeit 518 und der Zeit 516 gezeigt. Der Kollektorstrom ist im Wesentlichen bis zu der Zeit 518 konstant gezeigt, nachdem der Kollektorstrom abnimmt, da Vce die DC-Sammelleitungsspannung aufgrund des Spannungspulses, der an das Gate des IGBT angelegt wird, überschreitet. In diesem Beispiel ist der Spannungspuls als ein Spannungspuls mit einem linear abnehmenden Ende bis zu der Zeit 520 gezeigt. Jedoch kann der Puls andere Formen einschließlich eines Rechteckpulses, eines Dreieckpulses, eines Sägezahnpulses oder eines Impulses haben
6A ist ein Flussdiagramm 600 eines Verfahrens zum Antreiben eines Gates eines IGBT zum Reduzieren eines Schaltverlustes beim Ausschalten. Bei Vorgang 602 empfängt eine Steuerung ein Signal, um eine IGBT-Vorrichtung auszuschalten. Dieses Flussdiagramm 600 ist bei der Auswahl der Parameter nützlich. Zum Beispiel berechnet bei Vorgang 604 die Steuerung eine gewünschte Veränderung des Stroms (Ic) in Bezug auf die Zeit und eine gewünschte Veränderung der Spannung (Vce) in Bezug auf die Zeit während dem Ausschalten.
Bei Vorgang 606 berechnet die Steuerung den gewünschten Gate-Strom (Ig) während zwei Phasen des Betriebs des IGBT. Die erste Phase ist der Zeitraum von der Zeit 466 bis zu der Zeit 468 und die zweite Phase ist der Zeitraum von der Zeit 468 bis zu der Zeit 472.
Bei Vorgang 608 berechnet die Steuerung einen Gate-Widerstandswert, der gemäß eines Gate-Stroms während der ersten Phase berechnet wird.
Bei Vorgang 610 berechnet die Steuerung die Vg_step und wird die Abfallsteigung gemäß der 2. Phase und des Gate-Widerstandswerts von Vorgang 608 bestimmt.
6B ist ein Flussdiagramm 650 eines Verfahrens zum Antreiben eines Gates eines IGBT zum Reduzieren eines Schaltverlustes während dem Ausschalten des IGBT. Dieses Flussdiagramm 650 ist während der Laufzeit des Fahrzeugantriebsstrangs nützlich. Bei Vorgang 652 empfängt eine Steuerung ein Signal, um eine IGBT-Vorrichtung auszuschalten. Bei Vorgang 654 reduziert die Steuerung die Spannung über dem Gate und Emitter des IGBT von einem Pegel Vg_on zu einem Ausschaltpegel. Der Pegel Vg_on ist ein Pegel, der höher als die Schwellenspannung des IGBT (Vth) ist, und beträgt typischerweise 15 V. Der Ausschaltpegel ist ein Spannungspegel, der niedriger als die Schwellenspannung ist, und beträgt typischerweise 0 Volt.
Bei Vorgang 656 wird eine Spannung über dem Kollektor und Emitter (Vce) des IGBT gemessen. Ähnlich kann bei IGBTs, die bei einem Stromwandler verwendet werden, eine Spannung über einem Phasenzweig einer Elektromaschine überwacht werden, oder kann bei einem DC-DC-Wandler ein Spannungspegel an dem Spulenknoten, der in 2 mit „M” gekennzeichnet ist, überwacht werden.
Bei Vorgang 658 vergleicht die Steuerung, ob die Spannung, die bei Vorgang 656 gemessen wird, höher als ein vorbestimmter Wert ist. Wenn zum Beispiel ein IGBT betrieben wird, wird der IGBT oft eingeschaltet und derart in einem Sättigungsmodus betrieben, dass sich die Spannung über dem Kollektor und Emitter in einem Sättigungsmodus befindet. Wenn sich der IGBT in einem Sättigungsmodus befindet, ist die Kollektor-Emitter-Spannung im Vergleich mit dem linearen Modus, der die Kollektor-Emitter-Spannung betriebt, niedrig. Hier wird die Spannung überwacht, um zu erfassen, wann der IGBT von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus übergeht. Die Erhöhung der Vce zeigt einen Übergang von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus an, wenngleich andere Bedingungen auch zu einer Erhöhung der Vce führen können, zum Beispiel wird eine Erhöhung der IGBT-Temperatur typischerweise die Spannung erhöhen. Wenn die Spannung den Schwellenwert nicht überschreitet, wird die Steuerung weiterhin die Spannung bei Vorgang 656 überwachen. Wenn die Spannung den Schwellenwert überschreitet, wird die Steuerung zu Vorgang 660 abzweigen.
Bei Vorgang 660 legt die Steuerung einen Spannungspuls an dem Gate des IGBT auf einem Pegel oberhalb der Schwellenspannung an. Der Puls wird dann schrittweise auf 0 Volt heruntergefahren. In diesem Beispiel ist der Puls ein Sägezahnpuls, jedoch kann der Puls auch ein Impuls, ein Rechteckwellenpuls, ein Rechteckpuls, ein Dreieckpuls, ein sinusförmiger Puls oder eine andere Pulswellenform sein. Hier veranschaulicht die Verwendung einer Sägezahnwellenform, wie in 4B gezeigt, die Reduzierung des Gate-Stroms und das wesentliche Beibehalten des Gate-Stroms basierend auf dem Sägezahnpuls.
Nachdem der Pegel des Pulses in den Ausschaltzustand, wie etwa Null Volt, zurückkehrt, wird die Gate-Spannung Vg ausgeschaltet bleiben, bis das nächste Einschaltsignal ankommt.
7 ist eine grafische Darstellung von IGBT-Betriebsmerkmalen in Bezug auf die Zeit 710. Hier umfassen die Betriebsmerkmale eine Gate-Spannung, die an einen Gate-Widerstand (Vg) angelegt wird, ein Profil einer Spannung über dem Gate und Emitter des IGBT (Vge), ein Profil eines Stroms, das mit einem Gate des IGBT (Ig) verknüpft ist, und eine Spannung über dem Kollektor und Emitter des IGBT (Vce). Diese grafische Darstellung vergleicht zwei Gate-Treibersysteme, einen herkömmlichen Gate-Treiber und einen vorgeschlagenen Gate-Treiber einschließlich eines Spannungspulses während dem Ausschalten der Vorrichtung. Die Profile werden basierend auf dem Ausschalten ausgerichtet, bei welchem der herkömmliche Gate-Treiber eine längere Ausschaltzeit benötigt, wie durch die Zeit zwischen einem Beginn der herkömmlichen Gate-Treiber-Ausschaltzeit 712 und einem Beginn der vorgeschlagenen Gate-Treiber-Ausschaltzeit 714 veranschaulicht ist. Die Ausrichtung erfolgt, wenn bei beiden Profilen die Vce beginnt, von der Sättigungsspannung zuzunehmen, wie leicht vor dem Anlegen des Zeitpulses zu der Zeit 716 gezeigt ist. Hier ist eine Verzögerung zwischen der Erhöhung der Zeit Vce eingefügt, die einen Übergang von dem Sättigungsbetrieb in den linearen Betrieb zu der Zeit, wenn der Puls angetrieben wird 716, anzeigt. Jedoch kann in anderen Ausführungsformen der Puls angelegt werden, wenn Vce einen Übergang vollzieht. Es sind zwei Vg-Profile gezeigt, ein Vg-Profil eines herkömmlichen Gate-Treibers 718 und ein Vg-Profil einschließlich eines Spannungspulses, der während dem Ausschalten der Vorrichtung 720 angelegt wird. Ein Vorteil des Vg-Profils einschließlich des während dem Ausschalten der Vorrichtung angelegten Spannungspulses umfasst eine Reduzierung einer Ausschaltzeit. Die Reduzierung der Ausschaltzeit ist durch eine Differenz der Zeit, in der ein herkömmlicher Gate-Treiber ein Ausschalten des IGBT zu der Zeit 712 startet, und einer Zeit, in der der vorgeschlagene Gate-Treiber ein Ausschalten des IGBT zu der Zeit 714 startet, veranschaulicht.
Basierend auf dem Gate-Widerstandswert und der Zeit, in der der herkömmliche Gate-Treiber das Ausschalten des IGBT zu der Zeit 712 startet, ist die Gate-Spannung über dem Gate und Emitter (Vge) gezeigt, wie sie nach der Zeit 712 beginnt, abzufallen. Während der Zeit, in der der vorgeschlagene Gate-Treiber das Ausschalten des IGBT zu der Zeit 714 startet, ist die Gate-Spannung über dem Gate und Emitter (Vge) gezeigt, wie sie nach der Zeit 712 abfällt, wie durch das Profil veranschaulicht ist.
Es sind zwei Vge-Profile gezeigt, ein Vge-Profil eines herkömmlichen Gate-Treibers 722 und ein Vge-Profil einschließlich eines Spannungspulses, der während dem Ausschalten der Vorrichtung angelegt wird 724. Der erhöhte Gate-Widerstandswert des herkömmlichen Gate-Treibersystems führt zu einem größeren Schaltverlust während dem Ausschalten. Gleichermaßen sind zwei Ig-Profile gezeigt, ein Ig-Profil eines herkömmlichen Gate-Treibers 726 und ein Ig-Profil einschließlich eines Spannungspulses, der während dem Ausschalten der Vorrichtung angelegt wird 728. Aufgrund des reduzierten Gate-Widerstandwerts des vorgeschlagenen Gate-Treibersystems ist der negative Gate-Strom stärker, wodurch es dem vorgeschlagenen Gate-Treibersystem ermöglicht wird, einen geringeren Schaltverlust während dem Ausschalten zu haben.
Es sind zwei Vce-Profile gezeigt, ein Vce-Profil eines herkömmlichen Gate-Treibers 730 und ein Vce-Profil einschließlich eines Spannungspulses, der während dem Ausschalten der Vorrichtung angelegt wird 732. Hier ist der schnellere Übergang von der Sättigung zum Ausschalten veranschaulicht, bei welchem der Puls das Überschwingen reduziert, wodurch der Schaltverlust während dem Ausschalten reduziert wird.
8A und 8B sind grafische Darstellungen eines IGBT-Ausschaltverlustes in Bezug auf den Kollektorstrom. Die Verlustreduktion des vorgeschlagenen Gate-Treibersystems bei einem IGBT unter einer Vielfalt an Betriebsbedingungen einschließlich unterschiedlicher Strom- und Spannungspegel ist mit einer Reduktion von 35% bis 60% gezeigt worden.
In 8A ist die grafische Darstellung 800 des Energieverlustes 802, der in Millijoules (mJ) angezeigt wird, im Verhältnis zum Kollektor-Strom (Ic) 804 für ein System, das mit einer Vce von 200 V arbeitet, gezeigt. Hier ist der Energieverlust für ein herkömmliches Gate-Treibersystemprofil 806 mit einem vorgeschlagenen Gate-Treibersystemenergieverlustprofil 808 veranschaulicht. Wenn Vce 200 V beträgt und der Strom 300 Ampere beträgt, veranschaulicht die Grafik, dass eine Reduktion des Energieverlustes ungefähr 35% beträgt, der mit abnehmendem Ic abnimmt.
In 8B ist die grafische Darstellung 850 des Energieverlustes 802, der in Millijoules (mJ) angezeigt wird, im Verhältnis zum Kollektor-Strom (Ic) 804 für ein System, das mit einer Vce von 400 V arbeitet, gezeigt. Hier ist der Energieverlust für ein herkömmliches Gate-Treibersystemprofil 810 mit einem vorgeschlagenen Gate-Treibersystemenergieverlustprofil 812 veranschaulicht. Wenn Vce 400 V beträgt und der Strom 300 Ampere beträgt, veranschaulicht die Grafik, dass eine Reduktion des Energieverlustes ungefähr 35% beträgt, der mit abnehmendem Ic abnimmt.
Die hier offenbarten Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können an eine Verarbeitungsvorrichtung, eine Steuerung oder einen Computer, zu denen irgendeine bereits vorhandene programmierbare elektronische Steuereinheit oder eine dedizierte elektronische Steuereinheit zählen können, lieferbar sein oder durch sie implementiert werden. Ebenso können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen als Daten und Anweisungen, die von einer Steuerung oder einem Computer ausführbar sind, in vielen Formen gespeichert werden, darunter unter anderem Informationen, die auf nicht beschreibbaren Speichermedien, wie etwa Nurlesespeicher(ROM)-Vorrichtungen, permanent gespeichert sind, und Informationen, die auf beschreibbaren Speichermedien, wie etwa Disketten, Magnetbändern, Compact Discs (CDs), Direktzugriffsspeicher(RAM)-Vorrichtungen und anderen magnetischen und optischen Medien, veränderbar gespeichert sind. Die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können auch in einem als Software ausführbaren Objekt implementiert werden. Alternativ können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen im Ganzen oder zum Teil unter Verwendung von geeigneten Hardware-Komponenten implementiert werden, wie zum Beispiel von anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (Application Specific Integrated Circuits – ASICs), Field-Programmable Gate Arrays (FPGAs), Zustandsmaschinen, Steuerungen oder anderen Hardware-Komponenten oder -Vorrichtungen oder einer Kombination aus Hardware-, Software- und Firmware-Komponenten.
Wenngleich oben beispielhafte Ausführungsformen beschrieben sind, ist nicht beabsichtigt, dass diese Ausführungsformen alle möglichen Formen beschreiben, die von den Ansprüchen umschlossen werden. Die in der Beschreibung verwendeten Ausdrücke dienen eher der Beschreibung als der Beschränkung, und es versteht sich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Gedanken und Schutzumfang der Offenbarung abzuweichen. Wie zuvor beschrieben, können die Merkmale diverser Ausführungsformen kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen der Erfindung zu bilden, die möglicherweise nicht explizit beschrieben oder veranschaulicht sind. Obwohl diverse Ausführungsformen eventuell so beschrieben wurden, dass sie Vorteile gegenüber anderen Ausführungsformen oder Umsetzungsformen nach dem Stand der Technik hinsichtlich einer oder mehrerer erwünschter Charakteristika bereitstellen bzw. diesen vorzuziehen sind, erkennen Durchschnittsfachleute, dass Kompromisse hinsichtlich eines oder mehrerer Merkmale oder Charakteristika eingegangen werden können, um gewünschte Gesamteigenschaften des Systems zu erreichen, die von der spezifischen Anwendung und Umsetzungsform abhängig sind. Diese Merkmale können Kosten, Festigkeit, Langlebigkeit, Lebenszykluskosten, Marktfähigkeit, Erscheinungsbild, Packaging, Größe, Wartungsfreundlichkeit, Gewicht, Herstellbarkeit, Leichtigkeit der Montage usw. umfassen, sind aber nicht darauf beschränkt. Ausführungsformen, die bezüglich einer oder mehrerer Eigenschaften als weniger wünschenswert als andere Ausführungsformen oder Implementierungen des Stands der Technik beschrieben werden, liegen somit nicht außerhalb des Schutzumfangs der Offenbarung und können für bestimmte Anwendungen wünschenswert sein.

Claims

Fahrzeugantriebsstrang, der Folgendes umfasst: einen IGBT, der konfiguriert ist, um eine Elektromaschine mit Strom zu versorgen; und einen Gate-Treiber, der konfiguriert ist, um eine Ausschaltspannung, die niedriger als eine Schwellenspannung ist, an einem Gate des IGBT anzulegen, während der IGBT in einem Sättigungsmodus arbeitet, und in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls über der Ausschaltspannung anzulegen, um den Rücklauf von der Elektromaschine zu reduzieren.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Gate-Treiber ferner konfiguriert ist, um den Spannungspuls bei einem Spannungspegel basierend auf einer parasitären Induktivität des IGBT anzulegen.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der IGBT die Elektromaschine basierend auf einer DC-Sammelleitungsspannung mit Strom versorgt und die Verzögerung auf der DC-Sammelleitungsspannung, einem Gate-Strom und einer Eingangskapazität des IGBT, die zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT gemessen wird, wobei ein Kollektor des IGBT zu dem Emitter kurzgeschlossen ist, basiert.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei eine maximale Amplitude des Spannungspulses die Schwellenspannung des IGBT ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei eine maximale Amplitude des Spannungspulses auf einer Temperatur des IGBT, einer DC-Sammelleitungsspannung und einem maximalen Strom zum Versorgen der Elektromaschine mit Strom basiert.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 5, wobei der Spannungspuls ein Sägezahnpuls ist, der eine negative Steigung von der maximalen Amplitude zu der Ausschaltspannung hat.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 6, wobei die negative Steigung des Spannungspulses auf einem Gate-Strom und einer Eingangskapazität des IGBT, die zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT gemessen wird, wobei ein Kollektor des IGBT zu dem Emitter kurzgeschlossen ist, basiert.
Verfahren zum Ausschalten eines IGBT eines Stromversorgungssystems, das Folgendes umfasst: Reduzieren durch einen Gate-Treiber einer Spannung eines Gates des IGBT, während er in einem Sättigungsmodus betrieben wird, auf einen Pegel unterhalb einer Schwellenspannung; und in Reaktion auf einen Übergang des IGBT von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus, Anlegen eines Spannungspulses über der Ausschaltspannung, um einen Schaltverlust des IGBT zu reduzieren.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei eine maximale Amplitude des Spannungspulses die Schwellenspannung des IGBT ist.
Verfahren nach Anspruch 8, ferner umfassend das Verzögern des Anlegens des Spannungspulses um einen vorbestimmten Zeitraum.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei der vorbestimmte Zeitraum auf einer DC-Sammelleitungsspannung, einem Gate-Strom und einer Eingangskapazität des IGBT, die zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT gemessen wird, wobei ein Kollektor des IGBT zu dem Emitter kurzgeschlossen ist, basiert.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler, der Folgendes umfasst: einen IGBT, der konfiguriert ist, um eine Spule mit Strom zu versorgen; und einen Gate-Treiber, der konfiguriert ist, um eine Ausschaltspannung an einem Gate des IGBT anzulegen, während der IGBT in einem Sättigungsmodus arbeitet, und in Reaktion auf das Ablaufen einer Verzögerung von einem Übergang des IGBT von dem Sättigungsmodus in den linearen Modus einen Spannungspuls über der Ausschaltspannung anzulegen, um den Rücklauf von der Spule zu reduzieren.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 12, wobei der Gate-Treiber ferner konfiguriert ist, um den Spannungspuls bei einem Spannungspegel basierend auf einer parasitären Induktivität des IGBT anzulegen.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 12, wobei der IGBT die Spule basierend auf einer DC-Sammelleitungsspannung mit Strom versorgt und die Verzögerung auf der DC-Sammelleitungsspannung, einem Gate-Strom und einer Eingangskapazität des IGBT, die zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT gemessen wird, wobei ein Kollektor des IGBT zu dem Emitter kurzgeschlossen ist, basiert.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 12, wobei eine maximale Amplitude des Spannungspulses eine Schwellenspannung des IGBT ist.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 12, wobei die Ausschaltspannung niedriger als eine Schwellenspannung des IGBT ist.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 12, wobei eine maximale Amplitude des Spannungspulses auf einer Temperatur des IGBT, einer DC-Sammelleitungsspannung und einem maximalen Strom zum Versorgen der Spule mit Strom basiert.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 17, wobei der Spannungspuls ein Sägezahnpuls ist, der eine negative Steigung von der maximalen Amplitude zu der Ausschaltspannung hat.
Fahrzeugantriebsstrang-DC-DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei die negative Steigung des Spannungspulses auf einem Gate-Strom und einer Eingangskapazität des IGBT, die zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT gemessen wird, wobei ein Kollektor des IGBT zu dem Emitter kurzgeschlossen ist, basiert.