DE102017117192A1

DE102017117192A1 - IGBT-Gateantrieb mit aktiver Abschaltung zur Reduzierung von Schaltverlust

Info

Publication number: DE102017117192A1
Application number: DE102017117192.4A
Authority: DE
Inventors: Yan Zhou; Lihua Chen; Shuitao Yang; Fan Xu
Original assignee: Ford Global Technologies LLC
Current assignee: Ford Global Technologies LLC
Priority date: 2016-08-01
Filing date: 2017-07-28
Publication date: 2018-02-01
Also published as: CN107681871A; US9837887B1; CN107681871B

Abstract

Ein Fahrzeugantriebsstrang beinhaltet einen IGBT, der einen Kelvinemitter und einen Spiegelstromsensor aufweist, konfiguriert, um eine Induktivität anzuschalten, einen ersten Schalter, der konfiguriert ist, um einen Strom von einem Gate des IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands in Eingriff durch die erste Schaltung, während ein Strom der Induktivität eine Schwelle überschreitet, zu ziehen, und einen zweiten Schalter, der konfiguriert ist, um die Rate als Reaktion darauf, dass der Strom geringer als die Schwelle ist, zu erhöhen. In einer Ausführungsform basiert der Strom auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand, der zwischen dem Spiegelstromsensor und der Gehäusemasse verbunden ist, während der Kelvinemitter mit der Gehäusemasse verbunden ist. In einer anderen Ausführungsform basiert der Strom auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand, der zwischen dem Spiegelstromsensor und dem Kelvinemitter verbunden ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Anmeldung betrifft im Allgemeinen ein System und die Steuerung einer Spannung an einem Gate eines IGBT in einem Hybrid-Elektro-Antriebsstrang während der Geräteabschaltung, um Schaltverlust zu reduzieren.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrofahrzeuge einschließlich elektrischer Hybridfahrzeuge (HEVS) und Fahrzeugen mit Elektrobatterieantrieb (BEVs) sind davon abhängig, dass eine Antriebsbatterie einem Antriebsmotor Antriebsleistung und einen Antriebswechselrichter dazwischen bereitstellt, um Gleichstromleistung (DC) in Wechselstromleistung (AC) umzuwandeln. Der typische Wechselstromantriebsmotor ist ein 3-Phasen-Motor, der durch 3 sinusförmige Signale angetrieben werden kann, die jeweils mit einem Phasenversatzwinkel von 120° angetrieben werden. Die Antriebsbatterie ist dazu ausgelegt, in einem bestimmten Spannungsbereich zu arbeiten. Die Klemmenspannung einer typischen Antriebsbatterie ist über 100 Volt Gleichstrom und die Antriebsbatterie wird alternativ als eine Hochspannungsbatterie bezeichnet. Jedoch kann verbesserte Leistung elektrischer Maschinen erreicht werden, indem in einem anderen Spannungsbereich gearbeitet wird, typischerweise bei höheren Spannungen als die Antriebsbatterie.
Viele Elektrofahrzeuge enthalten einen DC/DC-Wandler, der auch als variabler Spannungswandler (VVC) bezeichnet wird, um die Spannung der Antriebsbatterie in einen operationellen Spannungspegel der elektrischen Maschine umzuwandeln. Die elektrische Maschine, die einen Antriebsmotor enthalten kann, kann eine hohe Spannung und hohen Strom erfordern. Aufgrund der Spannungs-, Strom- und Schaltanforderungen wird typischerweise ein isolierter Gate- Bipolartransistor (IGBT) verwendet, um die Signale in dem Antriebswechselrichter und dem VVC zu erzeugen.
KURZDARSTELLUNG
Ein Fahrzeugantriebsstrang beinhaltet einen IGBT, der einen Kelvinemitter und einen Spiegelstromsensor aufweist, konfiguriert, um eine Induktivität anzuschalten, einen ersten Schalter, der konfiguriert ist, um einen Strom von einem Gate des IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands in Eingriff durch die erste Schaltung, während ein Strom der Induktivität eine Schwelle überschreitet, zu ziehen, und einen zweiten Schalter, der konfiguriert ist, um die Rate als Reaktion darauf, dass der Strom geringer als die Schwelle ist, zu erhöhen.
Ein Verfahren zum Abschalten eines IGBT eines Automobilleistungssystems durch einen Gatetreiber beinhaltet das Extrahieren eines Stroms von einem Gate eines IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands, der mit dem Schließen eines zweiten Schalters als Reaktion darauf, dass ein Phasenstrom einer elektrischen Maschine, die vom IGBT angetrieben wird, geringer als eine Schwelle ist, assoziiert wird, und als Reaktion darauf, dass der Phasenstrom die Schwelle übersteigt, das Öffnen des zweiten Schalters, um die Rate zu reduzieren.
Ein Fahrzeugantriebsstrang beinhaltet einen IGBT, der einen Kelvinemitter aufweist, konfiguriert, um eine Induktivität anzuschalten, einen ersten Schalter, der konfiguriert ist, um einen Strom von einem Gate des IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands in Eingriff durch die erste Schaltung zu ziehen, und einen zweiten Schalter, der konfiguriert ist, um die Rate als Reaktion darauf, dass eine Änderungsrate des Stroms der Induktivität eine Schwellenänderungsrate übersteigt, zu erhöhen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm eines Hybridfahrzeugs, das typische Antriebsstrang- und Energiespeicherbestandteile mit einem variablen Spannungswandler und Leistungsumrichter dazwischen zeigt.
2 ist eine schematische Darstellung eines fahrbaren Wandlers variabler Spannung.
3 ist ein schematisches Diagramm eines fahrbaren elektrischen Maschinenumrichters.
4 ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung unter Verwendung eines Spiegelstroms eines IGBT zum Steuern des IGBT während der Abschaltung.
5 ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung unter Verwendung eines Spiegelstroms eines IGBT und einer Lastspannung zum Steuern des IGBT während der Abschaltung.
6 ist eine graphische Darstellung der IGBT-Betriebseigenschaften in Bezug auf Zeit.
7A ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung auf Grundlage eines IGBT zum Steuern des IGBT während der Abschaltung.
7B ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung unter Verwendung eines Spiegelstroms eines IGBT und einer Lastspannung zum Steuern des IGBT während der Abschaltung.
8 ist eine graphische Darstellung der IGBT-Betriebseigenschaften in Bezug auf Zeit.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Hierin sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die offenbarten Ausführungsformen lediglich Beispiele sind und andere Ausführungsformen verschiedene und alternative Formen annehmen können. Die Figuren sind nicht zwingend maßstabsgetreu; einige Merkmale können vergrößert oder verkleinert dargestellt sein, um Details bestimmter Komponenten zu zeigen. Demnach sind hier offenbarte spezifische strukturelle und funktionelle Details nicht als einschränkend auszulegen, sondern lediglich als repräsentative Grundlage, um einen Fachmann die vielfältige Verwendung der vorliegenden Erfindung zu lehren. Für einen Durchschnittsfachmann versteht es sich, dass verschiedene Merkmale, die in Bezug auf beliebige der Figuren dargestellt und beschrieben sind, mit Merkmalen kombiniert sein können, die in einer oder mehreren anderen Figuren dargestellt sind, um Ausführungsformen zu erzeugen, die nicht explizit dargestellt oder beschrieben sind. Die Kombinationen aus dargestellten Merkmalen stellen repräsentative Ausführungsformen für typische Anwendungen bereit. Verschiedene Kombinationen und Modifikationen der Merkmale, die mit den Lehren dieser Offenbarung übereinstimmen, können jedoch für bestimmte Anwendungen oder Umsetzungen wünschenswert sein.
Isolierte Gate-Bipolartransistoren (IGBTs) und freilaufende Dioden werden häufig in einer Vielzahl von industriellen Anwendungen, wie zum Beispiel Elektromotorantrieben und Leistungswechselrichtern, verwendet. Der Betrieb eines IGBT wird durch eine Gatespannung, die durch einen Gatetreiber geliefert wird, gesteuert. Konventionelle Gatetreiber basieren typischerweise auf einer Spannung, die größer als eine Schwellenspannung ist, die auf ein IGBT-Gate mit einem strombegrenzenden Widerstand angewandt wird, der aus einer schaltbaren Spannungsquelle und einem Gatewiderstand bestehen kann. Ein geringer Gatewiderstand würde zu einer schnellen Schaltgeschwindigkeit und geringem Schaltverlust führen, aber auch höhere Belastungen der Halbleitervorrichtungen bewirken, z. B. übermäßige Spannungsbelastung. Daher ist der Gatewiderstand ausgewählt, um einen Kompromiss zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen anzustreben. Wenn ein IGBT ausgeschaltet wird, reduziert ein großer Gatewiderstand den Strom, der vom Gate fließt, und erhöht dadurch eine Abschaltzeit des IGBT.
Einige Nachteile, die mit konventionellen Gatetreiber für die Anschaltung und Abschaltung des IGBT assoziiert werden, beinhalten die eingeschränkte Steuerung der Schaltverzögerungszeit, Stromsteilheit und Spannungssteilheit, sodass die Optimierung von Schaltverlusten begrenzt ist. Ein weiterer Nachteil ist, dass ein Gatewiderstand typischerweise auf Grundlage der Worst-Case-Betriebsbedingung ausgewählt wird, wodurch exzessive Schaltverluste unter normalen Betriebsbedingungen eingeführt werden. Zum Beispiel wird bei einer hohen DC-Busspannung ein Gatewiderstand auf Grundlage einer Stromänderung in Bezug auf Zeit (di/dt) ausgewählt, um eine exzessive IGBT-Spannungsübersteigung zu vermeiden. Jedoch führt bei niedrigem di/dt die Verwendung eines Gatewiderstands, der ausgewählt ist, um vor dem hohen di/dt im Worst Case zu schützen, zu exzessiven Schaltverlusten, weshalb während des niedrigen di/dt-Betriebs die Schaltgeschwindigkeit erhöht werden kann, indem der Gatewiderstand reduziert wird, um die Abschaltzeit zu reduzieren.
Hier wird das Abschalten eines Festkörperschalters wie zum Beispiel eines IGBT, eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistors (MOSFET) oder eines Bipolartransistors (BJT) auf Grundlage eines Stroms, der vom Festkörperschalter zu einer induktiven Last fließt, wie zum Beispiel einer Phase einer elektrischen Maschine oder einer DC-DC-Wandler-Drossel, angepasst.
In einem konventionellen Gatetreibersystem ist der Gatetreiber für eine IGBT-Abschaltung typischerweise eine Schrittfunktion von einer Anschaltspannung, wie zum Beispiel 15V, zu einer Abschaltspannung, wie zum Beispiel 0V. Ein geringer Gatewiderstand Rg würde zu schnellen Schaltgeschwindigkeiten und geringem Schaltverlust führen, kann aber auch höhere Belastungen der Halbleitervorrichtungen bewirken, z. B. übermäßige Spannungsbelastung. Daher ist der Gatewiderstand ausgewählt, um einen Kompromiss zwischen Schaltverlust, Schaltverzögerung und Belastungen anzustreben. Oft werden separate Gatewiderstände verwendet, um den Stromfluss während des Einschaltens und Abschaltens des IGBT einzuschränken. Der separate Gatewiderstand kann einen Ron-Gatewiderstand, der verwendet wird, um den IGBT anzuschalten, und einen Roff-Gatewiderstand, der verwendet wird, um den IGBT abzuschalten, beinhalten. Typischerweise können konventionelle Gatetreibersysteme die Schaltverzögerungszeit, die Stromsteilheit und die Spannungssteilheit nicht individuell steuern, um die Schalttrajektorie zu optimieren.
Während einer IGBT-Abschaltung, wenn ein Strom aus dem Gate des IGBT gezogen wird, kann die Stromänderung in Bezug auf Zeit (di/dt) aufgrund eines Induktivitätslecks im Stromkreislauf zu einer Stoßspannung quer durch den IGBT führen. Wenn ein Abschalt-Gatewiderstand Roff entwickelt wird, wird ein Wert von Roof so ausgewählt, dass die Stoßspannung plus die DC-Anschlussspannung bei keinen Stromniveaus den IGBT-Spannungswert übersteigen. Typischerweise ist die Stoßspannung bei höheren Stromniveaus höher. Somit wird der Wert von Roff typischerweise auf Grundlage der Stoßspannung auf dem höchstmöglichen Abschaltstromniveau, das ein maximaler Laststrom ist, ausgewählt. Jedoch arbeitet der Umrichter/Wandler in den meisten Anwendungen bei Stromniveaus, die weit unter dem maximalen Laststrom liegen. Daher werden die Effizienzen des Umrichters/Wandler bei den meisten bedienten Punkten geopfert. Hier wird eine schnelle Abschaltung bei einem IGBT-Stromniveau von weniger als dem maximalen Laststromniveau des IGBT offenbart.
1 zeigt ein Elektrofahrzeug 112, dass als ein Plug-in-Hybrid-Elektrofahrzeug (PHEV) bezeichnet werden kann. Ein Plug-in-Hybrid-Elektrofahrzeug 112 kann eine oder mehrere elektrische Maschinen 114 umfassen, die mechanisch mit einem Hybridgetriebe 116 gekoppelt sind. Die elektrischen Maschinen 114 können dazu in der Lage sein, als Motor oder Generator zu arbeiten. Außerdem ist das Hybridgetriebe 116 mechanisch mit einem Motor 118 gekoppelt. Das Hybridgetriebe 116 ist auch mechanisch mit einer Antriebswelle 120 gekoppelt, die mechanisch mit den Rädern 122 gekoppelt ist. Die elektrischen Maschinen 114 können Antriebs- und Abbremsfähigkeit bereitstellen, wenn der Motor 118 an- oder ausgeschaltet wird. Die elektrischen Maschinen 114 können auch als Generatoren fungieren und können Kraftstoffverbrauchvorteile bereitstellen, indem Energie rückgewonnen wird, die normalerweise als Hitze in einem Reibungsbremssystem verloren gehen würde. Die elektrischen Maschinen 114 können auch Fahrzeugemissionen reduzieren, indem zugelassen wird, dass der Motor 118 bei effizienteren Geschwindigkeiten arbeitet, und zugelassen wird, dass das Hybrid-Elektrofahrzeug 112 in Elektrobetrieb betrieben wird, wobei der Motor 118 unter bestimmten Bedingungen aus ist. Ein Elektrofahrzeug 112 kann auch ein Batterieelektrofahrzeug (BEV) sein. In einer BEV-Konfiguration ist der Motor 118 möglicherweise nicht vorhanden. In anderen Konfigurationen kann das Elektrofahrzeug 112 ein volles Hybrid-Elektrofahrzeug (FHEV) ohne Plug-in-Fähigkeit sein.
Eine Antriebsbatterie oder ein Batteriepack 124 speichert Energie, die von den elektrischen Maschinen 114 verwendet werden kann. Das Fahrzeugbatteriepack 124 kann eine Hochspannungsgleichstromausgang (DC) bereitstellen. Die Antriebsbatterie 124 kann elektrisch mit einem oder mehreren elektronischen Leistungsmodulen 126 gekoppelt sein. Ein oder mehrere Schütze 142 können die Antriebsbatterie 124 von anderen Komponenten isolieren, wenn sie geöffnet sind, und die Antriebsbatterie 124 mit anderen Komponenten verbinden, wenn sie geschlossen sind. Das elektronische Leistungsmodul 126 ist auch elektronisch mit den elektrischen Maschinen 114 gekoppelt und stellt die Möglichkeit bereit Energie bidirektional zwischen der Antriebsbatterie 124 und den elektrischen Maschinen 114 zu übertragen. Beispielsweise kann eine Antriebsbatterie 124 eine Gleichstromspannung bereitstellen, während die elektrischen Maschinen 114 mit einem 3-Phasen-Wechselstrom (AC) arbeiten können, um zu funktionieren. Das elektronische Leistungsmodul 126 kann die Gleichstromspannung in einen 3-Phasen-Wechselstrom umwandeln, um die elektrischen Maschinen 114 zu betreiben. In einem Regenerativmodus kann das elektronische Leistungsmodul 126 den 3-Phasen-Wechselstrom von den elektrischen Maschinen 114, die als Generatoren fungieren, in die Gleichstromspannung umwandeln, die mit der Antriebsbatterie 124 kompatibel ist.
Das Fahrzeug 112 kann einen variablen Spannungswandler (VVC) 152 enthalten, der elektrisch zwischen der Antriebsbatterie 124 und dem elektronischen Leistungsmodul 126 gekoppelt ist. Der VVC 152 kann ein Gleichstromabwärtswandler sein, dazu ausgelegt, die Spannung, die von der Antriebsbatterie 124 bereitgestellt ist, zu erhöhen oder zu steigern. Durch Erhöhen der Spannung, kann der Strombedarf gesenkt werden, was zu einer Reduktion der Kabelgröße für das elektronische Leistungsmodul 126 und die elektrischen Maschinen 114 führt. Ferner können die elektrischen Maschinen 114 mit besserer Effizienz und geringeren Verlusten betrieben werden.
Neben dem Bereitstellen von Antriebsenergie kann die Antriebsbatterie 124 Energie für weitere Fahrzeugbordnetzsysteme bereitstellen. Das Fahrzeug 112 kann ein Gleichspannungswandlermodul 128 enthalten, das den Hochspannungsgleichstromausgang der Antriebsbatterie 124 zu einer Niederspannungsgleichstromversorgung umwandelt, die mit Niederspannungsfahrzeugladungen kompatibel ist. Ein Ausgang des Gleichstromwandlermoduls 128 kann elektrisch mit einer Hilfsbatterie 130 (z. B. einer 12 V-Batterie) gekoppelt sein, um die Hilfsbatterie 130 aufzuladen. Die Niederspannungssysteme können elektrisch mit der Hilfsbatterie 130 gekoppelt sein. Eine oder mehrere elektrische Lasten 146 können mit dem Hochspannungsbus gekoppelt sein. Die elektrischen Lasten 146 können eine zugeordnete Steuerung aufweisen, die die elektrischen Lasten 146 gegebenenfalls betreibt und steuert. Bespiele für elektrische Lasten 146 können ein Ventilator, ein elektrisches Heizelement und/oder ein Klimakompressor sein.
Das Elektrofahrzeug 112 kann dazu ausgelegt sein, die Antriebsbatterie 124 von einer externen Stromquelle 136 aus aufzuladen. Die externe Stromquelle 136 kann eine Verbindung zu einer Steckdose sein. Die externe Stromquelle 136 kann elektrisch mit einem Ladegerät oder Elektrofahrzeugversorgungsgerät (EVSE) 138 gekoppelt sein. Die externe Stromquelle 136 kann ein elektrisches Stromversorgungsnetz sein, wie es von einem elektrischen Versorgungsunternehmen bereitgestellt wird. Das EVSE 138 kann eine Schaltung und Steuerelemente bereitstellen, um die Übertragung von Energie zwischen der Stromquelle 136 und dem Fahrzeug 112 zu regulieren und zu verwalten. Die externe Stromquelle 136 kann dem EVSE 138 elektrische Energie als Gleichstrom oder Wechselstrom bereitstellen. Das EVSE 138 kann einen Ladestecker 140 zum Einstecken in einen Ladeanschluss 134 des Fahrzeugs 112 aufweisen. Der Ladeport 134 kann jede Art von Port sein, dazu ausgelegt, um Leistung von dem EVSE 138 an das Fahrzeug 112 zu übertragen. Der Ladeport 134 kann elektrisch mit einem Ladegerät oder einem fahrzeugseitigen Leistungsumwandlungsmodul 132 gekoppelt sein. Das Leistungsumwandlungsmodul 132 kann die Leistung konditionieren, die von dem EVSE 138 zugeführt wird, um der Antriebsbatterie 124 die richtigen Spannungs- und Strompegel bereitzustellen. Das Energieumwandlungsmodul 132 kann mit dem EVSE 138 kommunizieren, um die Lieferung von Energie an das Fahrzeug 112 zu koordinieren. Der EVSE-Stecker 140 kann Stifte aufweisen, die mit entsprechenden Aussparungen des Ladeanschlusses 134 zusammenpassen. Alternativ können verschiedene Komponenten, die als elektrisch gekoppelt oder verbunden beschrieben sind, Leistung unter Verwendung von drahtloser induktiver Kopplung übertragen.
Eine oder mehrere Radbremsen 144 können bereitgestellt werden, um das Fahrzeug 112 abzubremsen und Bewegung des Fahrzeugs 112 zu vermeiden. Die Radbremsen 144 können hydraulisch betätigt, elektrisch betätigt oder eine Kombination davon sein. Die Radbremsen 144 können ein Teil einer Bremsanlage 150 sein. Die Bremsanlage 150 kann weitere Komponenten enthalten, um die Radbremsen 144 zu betreiben. Der Einfachheit halber zeigt die Figur eine einzige Verbindung zwischen der Bremsanlage 150 und einer der Radbremsen 144. Eine Verbindung zwischen der Bremsanlage 150 und den weiteren Radbremsen 144 wird impliziert. Die Bremsanlage 150 kann eine Steuerung enthalten, um die Bremsanlage 150 zu überwachen und zu koordinieren. Die Bremsanlage 150 kann die Bremskomponenten überwachen und die Radbremsen 144 zum Fahrzeugabbremsen steuern. Die Bremsanlage 150 kann auf Fahrerbefehle reagieren und kann auch autonom arbeiten, um Funktionen wie Stabilitätskontrolle umzusetzen. Die Steuerung der Bremsanlage 150 kann ein Verfahren zum Anwenden einer angeforderten Bremskraft umsetzen, wenn es von einer weiteren Steuerung oder einer Unterfunktion angefordert wird.
Elektronische Module im Fahrzeug 112 können über ein oder mehrere Fahrzeugnetzwerke kommunizieren. Das Fahrzeugnetzwerk kann eine Mehrzahl von Kommunikationskanälen enthalten. Ein Kanal des Fahrzeugnetzwerks kann ein serieller Bus wie ein Controller Area Network (CAN) sein. Einer der Kanäle des Fahrzeugnetzwerks kann ein Ethernetnetzwerk enthalten, das von der Standardgruppe des Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802 definiert ist. Zusätzliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks können diskrete Verbindungen zwischen Modulen enthalten und können Energiesignale von der Hilfsbatterie 130 enthalten. Unterschiedliche Signale können über unterschiedliche Kanäle des Fahrzeugnetzwerks übertragen werden. Beispielsweise können Videosignale über einen Hochgeschwindigkeitskanal (z. B. Ethernet) übertragen werden, während Steuerungssignale über ein CAN oder diskrete Signale übertragen werden können. Das Fahrzeugnetzwerk kann jedwede Hardware- und Software-Komponenten enthalten, die dabei helfen, Signale und Daten zwischen Modulen zu übertragen. Das Fahrzeugnetzwerk ist in 1 nicht gezeigt, aber es kann impliziert werden, dass das Netzwerk sich mit jedem elektronischen Modul verbinden kann, das in dem Fahrzeug 112 vorhanden ist. Eine Fahrzeugsystemsteuerung (VSC) 148 kann vorhanden sein, um den Betrieb der verschiedenen Komponenten zu koordinieren.
2 zeigt eine Abbildung eines VVC 152, der als ein Abwärtswandler ausgelegt ist. Der VVC 152 kann Eingangsanschlüsse enthalten, die durch die Schütze 142 mit Anschlüssen der Antriebsbatterie 124 gekoppelt sein können. Der VVC 152 kann Ausgangsanschlüsse enthalten, die mit Anschlüssen des elektronischen Leistungsmoduls 126 gekoppelt sind. Der VVC 152 kann betrieben werden, um zu verursachen, dass eine Spannung an den Ausgangsanschlüssen höher ist als eine Spannung an den Eingangsanschlüssen. Das Fahrzeug 112 kann eine VVC-Steuerung 200 enthalten, die elektrische Parameter (z. B. Spannung und Strom) an verschiedenen Positionen innerhalb des VVC 152 überwacht und steuert. In manchen Konfigurationen kann die VVC-Steuerung 200 als Teil des VVC 152 enthalten sein. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Ausgangsspannungsreferenz bestimmen V * / dc . Die VVC-Steuerung 200 kann basierend auf den elektrischen Parametern und der Spannungsreferenz, V * / dc ., ein Steuerungssignal bestimmen, das genügt, um zu verursachen, dass der VVC 152 die erwünschte Ausgangsspannung erreicht. In manchen Konfigurationen, kann das Steuerungssignal als ein pulsbreitenmoduliertes (PWM) Signal umgesetzt werden, in dem ein Arbeitszyklus des PWM-Signals vielfältig ist. Das Steuerungssignal kann in einer vorbestimmten Schaltfrequenz betrieben werden. Die VVC-Steuerung 200 kann dem VVC 152 befehlen, die erwünschte Ausgangsspannung unter Verwendung des Steuerungssignals bereitzustellen. Das spezielle Steuerungssignal, bei dem der VVC 152 betrieben wird, kann direkt in Zusammenhang mit der Menge der Spannungssteigerung sein, der von dem VVC 152 bereitzustellen ist.
Die Ausgangsspannung des VVC 152 kann gesteuert werden, um die erwünschte Referenzspannung zu erreichen. In manchen Konfigurationen kann der VVC 152 ein Aufwärtswandler sein. In einer Aufwärtswandlerkonfiguration, in der die VVC-Steuerung 200 den Arbeitszyklus steuert, kann die ideale Beziehung zwischen der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out und dem Arbeitszyklus unter Verwendung der folgenden Gleichung veranschaulicht werden:
Der erwünschte Arbeitszyklus D kann bestimmt werden, indem die Eingangsspannung (z. B. Antriebsbatteriespannung) gemessen wird und die Ausgangsspannung auf die Referenzspannung eingestellt wird. Der VVC 152 kann ein Abwärtswandler sein, der die Spannung von Eingang auf Ausgang reduziert. In einer Abwärtskonfiguration kann eine unterschiedliche Expression, die die Eingangs- und die Ausgangsspannung mit dem Arbeitszyklus in Verbindung bringt, abgeleitet werden. In manchen Konfigurationen, kann der VVC 152 ein Abwärts-Abwärts-Wandler sein, der die Eingangsspannung erhöhen oder verringern kann. Die Steuerungsstrategie, die hierin beschrieben ist, ist nicht auf eine spezielle variable Spannungswandlertopologie beschränkt.
In Bezug auf 2 kann der VVC 152 das Spannungspotenzial der elektrischen Leistung, die von der Antriebsbatterie 124 bereitgestellt ist, steigern oder verstärken. Die Antriebsbatterie 124 kann Hochspannungs-(HV)Gleichstrom bereitstellen. In manchen Konfigurationen kann die Antriebsbatterie 124 eine Spannung zwischen 150 und 400 Volt bereitstellen. Das Schütz 142 kann elektrisch in Serie zwischen der Antriebsbatterie 124 und dem VVC 152 gekoppelt sein. Wenn das Schütz 142 geschlossen ist, kann der Hochspannungsgleichstrom von der Antriebsbatterie 124 an den VVC 152 übertragen werden. Ein Eingangskondensator 202 kann elektrisch parallel zu der Antriebsbatterie 124 gekoppelt sein. Der Eingangskondensator 202 kann die Busspannung stabilisieren und jedwede Spannung und Stromwelligkeit reduzieren. Der VVC 152 kann den Hochspannungsgleichstrom empfangen und das Spannungspotenzial der Eingangsspannung nach dem Arbeitszyklus steigern oder verstärken.
Der Ausgangskondensator 204 kann elektrisch zwischen den Ausgangsanschlüssen des VVC 152 gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 204 kann die Busspannung stabilisieren und Spannung und Stromwelligkeit am Ausgang des VVC 152 reduzieren.
Weiter in Bezug auf 2 kann der VVC 152 eine erste Schaltvorrichtung 206 und eine zweite Schaltvorrichtung 208 enthalten, um eine Eingangsspannung zu steigern, um die gesteigerte Ausgangsspannung bereitzustellen. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können dazu ausgelegt sein, selektiv einen Strom zu einer elektrischen Last zu strömen (z. B. elektronisches Leistungsmodul 126 und elektrische Maschinen 114). Jede Schaltvorrichtung 206, 208 kann individuelle durch eine Gatetreiberschaltung (nicht gezeigt) der VVC-Steuerung 200 gesteuert werden und kann jede Art von steuerbarem Schalter enthalten (z. B. einen isolierten Gate-Bipolartransistor (IGBT) oder Feldeffekttransistor (FET)). Die Gatetreiberschaltung kann elektrische Signale an jede der Schaltvorrichtungen 206, 208 bereitstellen, die auf dem Steuerungssignal basieren (z. B. Arbeitszyklus des PWM-Steuerungssignals). Eine Diode kann über jede der Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Die Schaltvorrichtungen 206, 208 können jeweils einen zugeordneten Schaltverlust aufweisen. Die Schaltverluste sind diejenigen Leistungsverluste, die während Zustandsänderungen der Schaltvorrichtung auftreten (z. B. an/aus- und aus/an-Übergänge). Die Schaltverluste können durch den Strom, der hindurchfließt, und die Spannung an der Schaltvorrichtung 206, 208 während des Übergangs quantifiziert werden. Die Schaltvorrichtungen können auch zugeordnete Leitverluste aufweisen, die auftreten, wenn die Vorrichtung angeschaltet ist.
Das Fahrzeugsystem kann Sensoren zum Messen elektrischer Parameter des VVC 152 enthalten. Ein erster Spannungssensor 210 kann dazu ausgelegt sein, die Eingangsspannung zu messen (z. B. Spannung der Batterie 124) und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_bat) bereitzustellen. Ein einer oder mehreren Ausführungsformen kann der erste Spannungssensor 210 die Spannung an dem Eingangskondensator 202 messen, die der Batteriespannung entspricht. Ein zweiter Spannungssensor 212 kann die Ausgangsspannung des VVC 152 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Eingangssignal (V_dc) bereitzustellen. Ein einer oder mehreren Ausführungsformen kann der zweite Spannungssensor 212 die Spannung an dem Ausgangskondensator 204 messen, die der Gleichstrombusspannung entspricht. Der erste Spannungssensor 210 und der zweite Spannungssensor 212 können eine Schaltung enthalten, um die Spannungen eine Ebene zu skalieren, die für die VVC-Steuerung 200 angemessen ist. Die VVC-Steuerung 200 kann eine Schaltung enthalten, um die Signale von dem ersten Spannungssensor 210 und dem zweiten Spannungssensor 212 zu filtern und zu digitalisieren.
Ein Eingangsinduktor 214 kann elektrisch in Serie zwischen der Antriebsbatterie 124 und den Schaltvorrichtungen 206, 208 gekoppelt sein. Der Eingangsinduktor 214 kann zwischen Speichern und Freigeben von Energie in dem VVC 152 abwechseln, um das Bereitstellen der variablen Spannungen und Ströme als VVC-Ausgang 152 und das Erreichen der erwünschten Spannungssteigerung zu ermöglichen. Ein Stromsensor 216 kann den Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 messen und der VVC-Steuerung 200 ein entsprechendes Stromsignal (I_L) bereitzustellen. Der Eingangsstrom durch den Eingangsinduktor 214 kann ein Ergebnis der Spannungsdifferenz zwischen der Eingangs- und der Ausgangsspannung des VVC 152, der Leitzeit der Schaltvorrichtungen 206, 208 und der Induktivität L des Eingangsinduktors 214 sein. Die VVC-Steuerung 200 eine Schaltung enthalten, um das Signal von dem Stromsensor 216 zu skalieren, zu filtern und zu digitalisieren.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert sein, um die Ausgangsspannung des VVC 152 zu steuern. Die VVC-Steuerung 200 kann Eingaben von dem VVC 152 und anderen Steuerungen über
kann die Eingangssignale (V_bat, V_dc, I_L, V * / dc ) überwachen, um die Steuerungssignale zu bestimmen. das Fahrzeugnetzwerk empfangen und die Steuerungssignale bestimmen. Die VVC-Steuerung 200
Die VVC-Steuerung 200 kann der Gatetreiberschaltung zum Beispiel Steuerungssignale bereitstellen, die einem Arbeitszyklusbefehl entsprechen. Die Gatetreiberschaltung kann dann jede Schaltvorrichtung 206, 208 basierend auf dem Arbeitszyklusbefehl steuern.
Die Steuerungssignale an den VVC 152 können dazu ausgelegt sein, die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einer speziellen Schaltfrequenz anzutreiben. Innerhalb jedes Zyklus der Schaltfrequenz können die Schaltvorrichtungen 206, 208 in dem angegebenen Arbeitszyklus betrieben werden. Der Arbeitszyklus definiert die Zeit, die die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem an-Zustand und einem aus-Zustand sind. Der Arbeitszyklus von 100 % kann zum Beispiel die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlichen an-Zustand ohne Ausschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 0 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 in einem kontinuierlichen aus-Zustand ohne Anschalten betreiben. Ein Arbeitszyklus von 50 % kann die Schaltvorrichtungen 206, 208 im halben Zyklus in einem an-Zustand und im halben Zyklus im aus-Zustand betreiben. Die Steuerungssignale für die zwei Schalter 206, 208 können komplementär sein. Das heißt, das Steuerungssignal, das an eine der Schaltvorrichtungen (z. B. 206) gesendet wird, kann eine invertierte Version des Steuerungssignals sein, das an die andere Schaltvorrichtung (z. B. 208) gesendet wird.
Der Strom, der von den Schaltvorrichtungen 206, 208 gesteuert wird, kann eine Welligkeitskomponente enthalten, die eine Größe aufweist, die mit einer Größe des Stroms und dem Arbeitszyklus und der Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 variiert. In Bezug auf den Eingangsstrom tritt die Worst Case-Welligkeitsstromgröße unter relativ hohen Eingangsstrombedingungen auf. Wenn der Arbeitszyklus festgelegt ist, verursacht ein Anstieg des Induktorstroms einen Anstieg in der Größe des Welligkeitsstroms, wie in 4 gezeigt. Die Größe des Welligkeitsstroms bezieht sich auch auf den Arbeitszyklus. Die höchste Größe des Welligkeitsstroms tritt auf, wenn der Arbeitszyklus gleich 50 % ist. Die allgemeine Beziehung zwischen der Induktorwelligkeitsstromgröße und dem Arbeitszyklus kann wie in 5 gezeigt sein. Basierend auf diesen Fakten kann es von Vorteil sein, Maßnahmen umzusetzen, um die Welligkeitsstromgröße unter Hochstrom- und mittleren Arbeitszyklusbedingungen zu reduzieren.
Bei der Konzeption des VVC 152 können die Schaltfrequenz und der Induktivitätswert des Induktors 214 ausgewählt werden, um eine maximale zulässige Welligkeitsstromgröße zu erfüllen. Die Welligkeitskomponente kann eine periodische Variation sein, die auf einem Gleichstromsignal erscheint. Die Welligkeitskomponente kann durch eine Welligkeitskomponentengröße und eine Welligkeitskomponentenfrequenz definiert sein. Die Welligkeitskomponente kann Oberwellen aufweisen, die in einem hörbaren Frequenzbereich sind, der die Geräuschsignatur des Fahrzeugs ergänzen kann. Ferner kann die Welligkeitskomponente Schwierigkeiten mit genauem Steuern von Vorrichtungen verursachen, die von den Quellen versorgt werden. Während Schaltübergängen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 bei dem maximalen Induktorstrom (Gleichstrom plus Welligkeitsstrom) ausschalten, der bei den Schaltvorrichtungen 206, 208 eine große Spannungsspitze verursachen kann. Aufgrund der Größen- und Kosteneinschränkungen kann der Induktivitätswert basierend auf dem geleiteten Strom ausgezählt werden. Im Allgemeinen kann die Induktivität aufgrund von Sättigung sinken, wenn der Strom steigt.
Die Schaltfrequenz kann ausgewählt werden, um eine Größe der Welligkeitsstromkomponente in Worst Case-Szenarien zu begrenzen (z. B. höchste Eingangsstrom- und/oder Arbeitszyklus nahe 50 %-Bedingungen). Die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 kann ausgewählt werden, um eine Frequenz zu sein (z. B. 10 kHz), die größer ist als eine Schaltfrequenz des Motor-/Generatorinverters (z. B. 5 kHz), der mit einem Ausgang des VVC 152 gekoppelt ist. In manchen Anwendungen kann die Schaltfrequenz des VVC 152 als eine vorbestimmte feste Frequenz ausgewählt werden. Die vorbestimmte feste Frequenz wird im Allgemeinen ausgewählt, Geräusch- und Welligkeitsstromspezifikationen zu erfüllen. Jedoch kann die Auswahl der vorbestimmten festen Frequenz nicht beste Leistung über alle Arbeitsbereiche des VVC 152 bereitstellen. Die vorbestimmte feste Frequenz kann beste Ergebnisse unter einem bestimmten Satz von Betriebsbedingungen bereitstellen, kann aber unter anderen Betriebsbedingungen ein Kompromiss sein.
Erhöhen der Schaltfrequenz kann die Welligkeitsstromgröße und niedrigere Spannungsbelastung bei den Schaltvorrichtungen 206, 208 verringern, kann aber zu höheren Schaltverlusten führen. Während die Schaltfrequenz für Worst Case-Welligkeitsbedingungen ausgewählt werden kann, kann der VVC 152 für einen kleinen Prozentsatz der gesamten Betriebszeit unter den Worst Case-Welligkeitsbedingungen arbeiten. Dies kann zu unnötig hohen Schaltverlusten führen, die die Kraftstoffersparnis senken könnten. Außerdem kann die feste Schaltfrequenz das Geräuschspektrum in einem sehr engen Bereich konzentrieren. Die erhöhte Geräuschdichte in diesem engen Bereich kann zu spürbaren Problemen mit Geräuschen, Vibration und Härte (NVH) führen.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert sein, um die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen 206, 208 basierend auf dem Arbeitszyklus und dem Eingangsstrom zu variieren. Die Variation der Schaltfrequenz kann den Kraftstoffverbrauch verbessern, indem Schaltverluste reduziert werden und Probleme mit NVH reduziert werden, während unter Worst Case-Welligkeitsbedingungen Welligkeitsstromziele erhalten werden.
Unter relativ hohen Strombedingungen können die Schaltvorrichtungen 206, 208 erhöhte Spannungsbelastung erleben. Bei einem maximalen Betriebsstrom des VVC 152 kann es erwünscht sein, eine relativ hohe Schaltfrequenz auszuwählen, die die Welligkeitskomponentengröße mit einem angemessenen Niveau von Schaltverlusten reduziert. Die Schaltfrequenz kann basierend auf der Eingangsstromgröße ausgewählt werden, sodass die Schaltfrequenz steigt, wenn die Eingangsstromgröße steigt. Die Schaltfrequenz kann bis zu einer vorbestimmten maximalen Schaltfrequenz erhöht werden. Die vorbestimmte maximale Schaltfrequenz kann auf einem Niveau sein, das einen Kompromiss zwischen niedrigeren Welligkeitskomponentengrößen und höheren Schaltverlusten bereitstellt. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Stufen oder kontinuierlich in dem Betriebsstrombereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert sein, um die Schaltfrequenz als Reaktion darauf zu reduzieren, dass der Stromeingang geringer ist als ein vorbestimmter maximaler Strom. Der vorbestimmte maximale Strom kann ein maximaler Betriebsstrom des VVC 152 sein. Die Veränderung der Schaltfrequenz kann auf der Größe des Stromeingangs an den Schaltvorrichtungen 206, 208 basieren. Wenn ein Strom größer ist als der vorbestimmte maximale Strom, kann die Schaltfrequenz auf eine vorbestimmte maximale Schaltfrequenz eingestellt werden. Wenn der Strom sinkt, sinkt die Größe der Welligkeitskomponente. Durch Betrieb bei niedrigeren Schaltfrequenzen, wenn der Strom sinkt, werden Schaltverluste reduziert. Die Schaltfrequenz kann basierend auf dem Leistungseingang an den Schaltvorrichtungen variiert werden. Wenn die Eingangsleistung eine Funktion des Eingangsstroms und der Batteriespannung ist, können die Eingangsleistung und der Eingangsstrom auf eine ähnliche Weise verwendet werden.
Da der Welligkeitsstrom auch von dem Arbeitszyklus betroffen ist, kann die Schaltfrequenz basierend auf dem Arbeitszyklus variiert werden. Der Arbeitszyklus kann basierend auf dem Verhältnis der Eingangsspannung zu der Ausgangsspannung bestimmt werden. Als solche kann die Schaltfrequenz auch basierend auf dem Verhältnis zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung variiert werden. Wenn der Arbeitszyklus nahe 50 % ist, ist die vorhergesagt Welligkeitsstromgröße ein maximaler Wert und die Schaltfrequenz kann auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden. Die vorbestimmte maximale Frequenz kann ein maximaler Schaltfrequenzwert sein, der ausgewählt wird, um die Welligkeitsstromgröße zu minimieren. Die Schaltfrequenz kann in diskreten Stufen oder kontinuierlich in dem Arbeitszyklusbereich geändert werden.
Die VVC-Steuerung 200 kann programmiert werden, um die Schaltfrequenz von der vorbestimmten maximalen Frequenz als Reaktion auf eine Größe einer Differenz zwischen dem Arbeitszyklus und dem Arbeitszykluswert (z. B. 50 %) zu reduzieren, bei dem die vorhergesagte Welligkeitskomponentengröße ein Maximum ist. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte Frequenz eingestellt werden. Wenn die Größe der Differenz sinkt, kann die Schaltfrequenz in Richtung der vorbestimmten maximalen Frequenz erhöht werden, um die Welligkeitskomponentengröße zu reduzieren. Wenn die Größe der Differenz geringer ist als ein Schwellenwert, kann die Schaltfrequenz auf die vorbestimmte maximale Frequenz eingestellt werden.
Wie Schaltfrequenz kann darauf beschränkt werden, zwischen der vorbestimmten maximalen Frequenz und einer vorbestimmten minimalen Frequenz zu sein. Die vorbestimmte minimale Frequenz kann ein Frequenzniveau sein, das höher ist als eine vorbestimmte Schaltfrequenz des elektronischen Leistungsmoduls 126, das mit einem Ausgang des Variablen Spannungswandlers 152 gekoppelt ist. Die Schaltfrequenz kann auch auf Parasitärinduktivität in Zusammenhang mit dem Gate des IGBT basieren.
In Bezug auf 3 wird ein System 300 zum Steuern eines elektronischen Leistungsmoduls (PEM) 126 bereitgestellt. Das PEM 126 von 3 enthält nachweislich eine Vielzahl von Schaltern 302 (z. B. IGBTs), dazu ausgelegt, kollektiv als ein Inverter mit ersten, zweiten und dritten Phasenzweigen 316, 318, 320 zu arbeiten. Während der Inverter als ein 3-Phasen-Wandler gezeigt ist, kann der Inverter zusätzliche Phasenzweige enthalten. Der Inverter kann zum Beispiel ein 4-Phasen-Wandler, ein 5-Phasen-Wandler, ein 6-Phasen-Wandler, etc. sein. Außerdem kann das PEM 126 mehrere Wandler enthalten, wobei jeder Inverter in dem PEM 126 drei oder mehr Phasenzweige enthält. Das System 300 kann zum Beispiel zwei oder mehr Inverter in dem PEM 126 steuern. Das PEM 126 kann ferner einen Gleichstromwandler enthalten, der Hochleistungsschalter (z. B. IGBTs) aufweist, um eine elektronische Leistungsmoduleingangsspannung in eine elektronische Leistungsmodulausgangsspannung durch Steigerung, Verringerung oder eine Kombination davon umzuwandeln.
Wie in 3 gezeigt, kann der Inverter ein Wechselrichter sein. Im Betrieb empfängt der Wechselrichter Gleichstrom von einer Gleichstromverbindung 306 durch einen Gleichstrombus 304 und wandelt den Gleichstrom in Wechselstrom um. Der Wechselstrom wird durch die Phasenströme ia, ib und ic übertragen, um eine Gleichstrommaschine anzutreiben, die auch als eine elektrische Maschine 114 bezeichnet wird, wie ein 3-Phasen-Permanentmagnetsynchronmotor (PMSM), wie in 3 dargestellt. In einem solchen Beispiel kann die Gleichstromverbindung 306 eine Gleichstromspeicherbatterie enthalten, um dem Gleichstrombus 304 Gleichstrom bereitzustellen. In einem weiteren Beispiel kann der Inverter als ein Wechselrichter arbeiten, der Wechselstrom von der Wechselstrommaschine 114 (z. B. Generator) in Gleichstrom umwandelt, den der Gleichstrombus 304 der Gleichstromverbindung 306 bereitstellen kann. Ferner kann das System 300 das PEM 126 in anderen elektronischen Leistungstopologien steuern.
In fortgesetztem Bezug auf 3 enthält jeder der Phasenzweige 316, 318, 320 in dem Inverter Stromschalter 302, die durch verschiedene Arten von steuerbaren Schaltern umgesetzt werden können. In einer Ausführungsform, kann jeder Stromschalter 302 eine Diode und einen Transistor (z. B. einen IGBT) enthalten. Die Dioden von 3 sind als D_a1, D_a2, D_b1, D_b2, D_c1 und D_c2 markiert, während die IGBTs von 3 jeweils als S_a1, S_a2, S_b1, S_b2, S_c1 und S_c2 markiert sind. Die Stromschalter S_a1, S_a2, D_a1 und D_a2 sind Teil eines Phasenzweigs A des 3-Phasen-Wandlers, der in 3 als der erste Phasenzweig A 316 markiert ist. Ebenso sind die Stromschalter S_b1, S_b2, D_b1 und D_b2 Teil eines Phasenzweigs B 318 und die Stromschalter S_c1, S_c2, D_c1 und D_c2 sind Teil eines Phasenzweigs C 320 des 3-Phasen-Wandlers. Der Inverter kann in Abhängigkeit von der speziellen Konfiguration des Inverters jedwede Zahl von Stromschaltern 302 oder Schaltelementen enthalten. Die Dioden (D_xx) sind parallel mit den IGBTs (S_xx) verbunden, jedoch, da die Polaritäten für richtigen Betrieb umgekehrt werden, wird diese Konfiguration of als anti-parallel verbunden bezeichnet. Eine Diode in dieser anti-parallelen Konfiguration wird auch eine freilaufende Diode genannt.
Wie in 3 gezeigt, werden Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c bereitgestellt, um Stromfluss in den jeweiligen Phasenzweigen 316, 318, 320 zu erfassen. 3 zeigt die aktuellen Sensoren CS_a, CS_b und CS_c separat von dem PEM 126. Jedoch können Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c abhängig von seiner Konfiguration als Teil des PEM 126 integriert werden. Stromsensoren CS_a, CS_b und CS_c von 3 sind in Serie mit jedem der Phasenzweige A, B und C installiert (d. h. Phasenzweige 316, 318, 320 in 3) und stellen die jeweiligen Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs (auch in 3 gezeigt) für das System 300 bereit. Die Rückkopplungssignale i_as, i_bs und i_cs können rohe Stromsignale sein, die von einer Logikvorrichtung (LD) 310 verarbeitet werden oder mit Daten oder Informationen über den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 eingebettet oder codiert sein können. Die Stromschalter 302 (z. B. IGBTs) können auch eine Stromerfassungsfähigkeit enthalten. Die Stromerfassungsfähigkeit kann enthalten, dass sie mit einem Stromspiegelausgang konfiguriert ist, die Daten/Signale bereitstellen kann, die für i_as, i_bs und i_cs repräsentativ sind. Die Daten/Signale können eine Richtung eines Stromflusses, eine Größe des Stromflusses oder sowohl die Richtung als auch die Größe des Stromflusses durch die jeweiligen Phasenzweige A, B und C angeben.
Wieder in Bezug auf 3 enthält das System 300 auch eine Logikvorrichtung (LD) oder Steuerung 310. Die Steuerung oder LD 310 kann durch verschieden Arten oder Kombinationen von elektronischen Vorrichtung und/oder mikroprozessorbasierten Computern oder Steuerungen umgesetzt werden. Um ein Verfahren zum Steuern des PEM 126 umzusetzen, kann die Steuerung 310 ein Computerprogramm oder einen Algorithmus ausführen, der mit dem Verfahren eingebettet oder codiert ist und einem flüchtigen und/oder Dauerspeicher 312 gespeichert ist. Alternativ kann Logik in diskreter Logik, einem Mikroprozessor, einem Mikrocontroller oder einer Logik- oder Gateanordnung auf einem oder mehreren integrierten Schaltungschips codiert sein. Wie in der Ausführungsform von 3 gezeigt, empfängt und verarbeitet die Steuerung 310 die Rückkopplungssignale ias i_as, i_bs und i_cs, um die Phasenströme i_a, i_b und i_c zu steuern, sodass die Phasenströme i_a, i_b und i_c nach verschiedenen Strom- oder Spannungsmustern durch die Phasenzweige 316, 318, 320 und in die jeweiligen Wicklungen der elektrischen Maschine 114 strömen. Die Spannungsmuster können zum Beispiel Muster der Phasenströme i_a, i_b und i_c enthalten, die in den und weg von dem Gleichstrombus 304 oder einem Gleichstrombuskondensator 308 strömen. Der Gleichstrombuskondensator 308 von 3 wird separat von dem PEM 126 gezeigt. Jedoch kann der Gleichstrombuskondensator 308 als Teil des PEM 126 integriert sein.
Wie in 3 gezeigt, kann ein Speichermedium 312 (nachstehend „Speicher“) wie ein computerlesbarer Speicher das Computerprogramm oder den Algorithmus speichern, der mit dem Verfahren eingebettet oder codiert ist. Außerdem kann der Speicher 312 Daten und Informationen über die verschiedenen Betriebsbedingungen oder -komponenten in dem PEM 126 speichern. Der Speicher 312 kann zum Beispiel Daten und Informationen über Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318, 320 speichern. Der Speicher 312 kann wie in 3 gezeigt Teil der Steuerung 310 sein. Jedoch kann der Speicher 312 an jeder geeigneten Stelle positioniert werden, die der Steuerung 310 zugänglich ist.
Wie in 3 gezeigt, überträgt die Steuerung 310 mindestens ein Steuerungssignal 236 an das Leistungswandlersystem 126. Das Leistungswandlersystem 126 empfängt das Steuerungssignal 322, um die Schaltkonfiguration des Inverters und daher den Stromfluss durch die jeweiligen Phasenzweige 316, 318 und 320 zu steuern. Die Schaltkonfiguration ist ein Satz von Schaltzuständen der Stromschalter 302 in dem Inverter. Im Allgemeinen bestimmt die Schaltkonfiguration des Inverters, wie der Inverter Leistung zwischen der Gleichstromverbindung 306 und der elektrischen Maschine 114 umwandelt.
Um die Schaltkonfiguration des Inverters zu steuern, ändert der Inverter den Schaltzustand jedes Stromschalters 302 in dem Inverter basierend auf dem Steuerungssignal 322 entweder in einen AN-Zustand oder einen AUS-Zustand. In der gezeigten Ausführungsform stellt die Steuerung/LD 310 die Gatespannung (Vg) für jeden Stromschalter 302 bereit, um den Stromschalter 302 entweder in AN- oder AUS-Zustände zu wechseln, und treibt daher den Schaltzustand jedes Stromschalters 302 an. Die Gatespannungen Vg_a1, Vg_a2, Vg_b1, Vg_b2, Vg_c1 und Vg_c2 (in 3 gezeigt) steuern den Schaltzustand und Eigenschaften der jeweiligen Stromschalter 302. Während der Inverter in 3 als eine spannungsgesteuerte Vorrichtung gezeigt ist, kann der Inverter eine stromgesteuerte Vorrichtung sein oder durch andere Strategien gesteuert sein, die den Stromschalter 302 zwischen AN- und AUS-Zuständen zu wechseln. Die Steuerung 310 kann den Gateantrieb für jeden IGBT basierend auf der Drehzahl der elektrischen Maschine 114, dem Spiegelstrom oder einer Temperatur des IGBT-Schalters wechseln. Der Wechsel des Gateantriebs kann aus einer Vielzahl von Gateantriebsströmen ausgewählt werden, in denen der Wechselgateantriebsstrom proportional zu einem Wechsel in der IGBT-Schaltgeschwindigkeit ist.
Wie auch in 3 gezeigt enthält jeder Phasenzweig 316, 318 und 320 zwei Schalter 302. Jedoch kann nur ein Schalter von jedem der Zweige 316, 318, 320 in dem AN-Zustand sein, ohne die Gleichstromverbindung 306 kurzzuschließen. Daher ist in jedem Phasenzweig der Schaltzustand des unteren Schalters typischerweise gegensätzlich zum Schaltzustands des entsprechenden oberen Schalters. Folglich bezieht sich ein HOHER Zustand eines Phasenzweigs auf den oberen Schalter in dem Zweig im AN-Zustand, wobei der untere Schalter im AUS-Zustand ist. Ebenso bezieht sich ein NIEDRIGER Zustand des Phasenzweigs auf den oberen Schalter in dem Zweig im AUS-Zustand, wobei der untere Schalter im AN-Zustand ist. Infolgedessen können IGBTs mit Stromspiegelfähigkeit auf allen IGBTs, einer Teilmenge von IGBTs (z. B. S_a1, S_b1, S_c1) oder einem einzigen IGBT sein.
Zwei Situationen können während eines aktiven Zustands des 3-Phasen-Wandlers auftreten, wovon ein Beispiel in 2 gezeigt ist: (1) zwei Phasenzweige sind in dem HOHEN Zustand, während der dritte Phasenzweig in dem NIEDRIGEN Zustand ist, oder (2) ein Phasenzweig ist in dem HOHEN Zustand, während die beiden anderen Phasenzweige in dem NIEDRIGEN Zustand sind. Daher ist ein Phasenzweig in dem 3-Phasen-Wandler, die als die „Referenz“-Phase für einen spezifischen aktiven Zustand des Inverters definiert sein kann, in einem Zustand, der gegensätzlich zu den anderen beiden Phasenzweigen, oder „Nicht-Referenz“-Phasen“, ist, die denselben Zustand aufweisen. Folglich sind die Nicht-Referenz-Phasen entweder beide in dem HOHEN Zustand oder beide in dem NIEDRIGEN Zustand während eines aktiven Zustands des Inverters.
4 ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung 400 unter Verwendung eines Spiegelstroms eines IGBT 402 zum Steuern des IGBT 402 während der Abschaltung. Hier wird ein Gate des IGBT 402 durch einen Pull-up- oder High-Side-Schalter 404 angetrieben, der eine Reihe des Widerstands Ron 406 aufweist, um die Anschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 402 zu steuern. In Hochleistungsanwendungen verwendete IGBTs können einen Spiegelstromsensorstift, einen Kelvinemitter und einen Leistungsemitter beinhalten. Der Leistungsemitter kann eine Sammelschiene verwenden, die zwischen dem Chip, insbesondere dem Emitterpad des Chips, und dem Modulverpackungsterminal verbunden ist. Aufgrund der Haftung der Sammelschiene am Chip weist die Sammelschiene eine parasitische Induktivität auf. Abhängig von der Konfiguration kann die parasitische Induktivität groß sein und eine Auswirkung auf den Betrieb der Schaltung haben. Die Induktivität der Emitter-Sammelschiene kann insbesondere Teil sowohl von Leistungs- als auch von Gatetreiberschaltungen sein. Um die Kopplung zwischen einer Leistungsschaltung und einer Gatetreiberschaltung, auch als Steuerschaltung bezeichnet, bewirkt durch die gemeinsame Induktivität, zu reduzieren, kann ein Kelvinemitter (in 4 mit „e“ gekennzeichnet) enthalten sein, der direkt mit dem Chipemitter verbunden und für den Gatetreiberrückweg verwendet wird.
Der Ein-Widerstand Ron 406 befindet sich im Niedrigspannungszufuhrweg. Der Niedrigspannungszufuhrweg beginnt bei der Niedrigspannungszufuhr, hier als +15V gezeigt, bewegt sich durch Ron 406 und den Schalter Q1 404 zum Gate von IGBT 402 durch den Kelvinemitter, hier als Knoten „e“ gezeigt, und zur Gehäusemasse. Auch wird das Gate des IGBT durch einen Pull-down- oder Low-Side-Schalter 408 angetrieben, der eine Reihe des Widerstands Roff 410 aufweist, um die Abschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 402 zu steuern. Es ist oft wünschenswert, die Rate, in der der IGBT heruntergefahren wird, zu steuern. Die Verwendung einer Gatetreiberschaltung 400 mit einem IGBT mit einem Leistungsemitter, einem Kelvinemitter und einem Stromspiegelsensorstift, der verwendet wird, um eine Punktspannung auf Grundlage des Widerstands Rb 416 zu erzeugen und durch den Kondensator C 418 gefiltert wird, ermöglicht die Steuerung und Trennung der Leistungsschaltung und der Steuerschaltung. Die Steuerschaltung ist eine Niedrigleistungsschaltung, die typischerweise eine Spannung von weniger als 25 Volt aufweist, und die Leistungsschaltung kann eine Hochspannungsbatterie, einen DC-Bus, einen Induktor für einen Fahrzeug-DC-DC-Wandler oder eine elektrische Maschine eines Fahrzeugs beinhalten. Wenn der IGBT 402 einen großen Strom antreibt, erhöht sich die Spannung durch den Widerstand Rb 416 und der Transistor Q4 412 wird angeschaltet. Wenn der Transistor Q4 412 angeschaltet ist, fließt ein Strom durch den Widerstand Rp 422, wodurch die Spannung auf Grundlage des Transistors Q3 414, der sie herunterfährt, reduziert wird. Falls der Strom, der durch den Spiegelsensorstift fließt, gering ist, ist der Strom, der durch den Leistungsemitter und den Kelvinemitter fließt, ebenfalls gering, wodurch der Transistor Q3 414 angeschaltet wird, sodass der Widerstand Roff_fast 420 parallel mit dem Widerstand Roff 410 gekoppelt wird. Die parallele Konfiguration des Widerstands Roff_fast 420 und des Widerstands Roff 410 produziert einen geringeren effektiven Gatewiderstand, wodurch sich der Strom, der vom Gate des IGBT 402 fließt, erhöht.
Die Gatetreiberschaltung 400 kann die Abschaltgeschwindigkeit auf Grundlage verschiedener Stromniveaus aktiv anpassen. Der Widerstand Roff 410 ist parallel mit einem NPN BJT Q3 414 gekoppelt, der in Reihe mit einem Schnellabschaltwiderstand Roff_fast 420 ist. Typischerweise ist der Widerstand des Schnellabschaltwiderstands Roff_fast 420 kleiner als Roff 410. Die Basis des NPN BJT Q3 414 ist mit einem Kollektor eines zweiten NPN BJT Q4 412 gekoppelt und ist auch durch den Widerstand Rp 422 mit der Gatetreiberleistungszufuhr verbunden. Die Basis des zweiten NPN BJT Q4 412 ist mit dem Spiegelstromsensorstift des IGBT 402 gekoppelt. Ein IGBT-Stromspiegelsensorstift ist in das IGBT-Modul integriert und ist in IGBT-Geräten nach Stand der Technik üblich. Typischerweise ist ein Strom, der durch den Stromspiegelsensor fließt, ein Bruchteil des Stroms, der durch den Kollektor des IGBT 402 fließt. Zwischen dem Basisterminal des zweiten NPN BJT Q4 412 und dem Spiegelstromsensorstift des IGBT 402 gibt es einen Widerstand Rb 416 und einen Kondensator C 418. Durch Verwendung des Kondensators C 418 wird der Spannungswiderstand Rb 416 gefiltert.
Wenn Strom durch den IGBT fließt, weist der Stromspiegelstift einen Spannungsabfall durch den Widerstand Rb auf. Vb bestimmt den Betriebspunkt von Q4. Der Kondensator C wird verwendet, um den Lärm während Schaltübergängen zu filtern. Rb ist so ausgewählt, dass, wenn der IGBT-Strom über einem bestimmten Stromniveau liegt (geringer als der Kurzschaltungsschutzstrom), Q4 angeschaltet wird. Falls der IGBT-Strom gering ist, wird Q4 abgeschaltet. Wenn Q4 aus ist, wird Q3 durch 15V und Rp angeschaltet. Daher kann bei niedrigen Strombedingungen der IGBT mit dem geringeren Widerstand Roff_fast abgeschaltet werden. Wenn Q4 aufgrund hohen IGBT-Stroms an ist, wird Q3 abgeschaltet. Daher wird der IGBT durch den größeren Widerstand Roff abgeschaltet.
Die Gatetreiberschaltung 400 kann die IGBT-Abschaltgeschwindigkeit bei verschiedenen Stromniveaus aktiv anpassen. Verglichen mit einer konventionellen Gatetreiberschaltung weist die Gatetreiberschaltung 400 zusätzliche Komponenten auf, darunter zwei Niedrigspannungs-NPN BJTs (Q3 414 und Q4 412), drei Widerstände (Rb 416, Rp 422 und Roff_fast 420) und einen Kondensator C 418, jedoch ist die Schaltung einfach umzusetzen und kostengünstig. Die Gatetreiberschaltung 400 ist typischerweise gestaltet, um die maximale Stoßspannung beizubehalten, ähnlich der konventionellen Gestaltung über den Widerstand Roff 410. Jedoch kann diese Gatetreiberschaltung 400 auch konfiguriert sein, um die Abschaltverluste in Niedrigstrombetriebsbereichen über den Widerstand Roff_fast 420 zu reduzieren. Der Niedrigstrombereich ist ein Betriebsbereich, in dem viele Antriebsstrangsysteme über einen Großteil ihrer Zeit arbeiten und damit die Systemeffizienz erheblich verbessern.
5 ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung 500 unter Verwendung eines Spiegelstroms eines IGBT 502 und einer Lastspannung zum Steuern des IGBT 502 während der Abschaltung. Hier wird ein Gate des IGBT 502 durch einen Pull-up- oder High-Side-Schalter 504 angetrieben. Der Pull-up ist eine Steuerschaltung, der die +15V-Zufuhr beinhaltet, mit der geringe Leistung durch die Schalter 504 zu einem Gate des IGBT 502 zum Kelvinemitter fließt, gezeigt als Punkt „d“, dann durch einen Widerstand Ron 506A, der durch eine An-Diode D1 506B zur Gehäusemasse fließt. Der Widerstand Ron 506A und die Diode D1 506B befinden sich im Rückweg der Steuerschaltung und werden verwendet, um die Anschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 502 zu steuern. Auch wird das Gate des IGBT durch einen Pull-down- oder Low-Side-Schalter 508 angetrieben, der einen Aus-Widerstand Roff 510A aufweist, der durch eine Aus-Diode D2 510B fließt, um die Abschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 502 zu steuern. Es ist oft wünschenswert, die Rate, in der der IGBT heruntergefahren wird, zu steuern. Hier beinhaltet die Gatetreiberschaltung 500 einen IGBT 502 mit einem Stromspiegelsensorstift, um eine Spannung durch einen Widerstand Rb 516 zu erzeugen, die verwendet wird, um eine Anschaltspannung des Transistors 512 festzulegen, die durch den Kondensator C 518 gefiltert wird. Wenn der IGBT 502 einen großen Strom antreibt, erhöht sich die Spannung durch den Widerstand Rb 516 und der Transistor 512 wird angeschaltet. Wenn der Transistor 512 angeschaltet ist, fließt ein Strom durch den Widerstand Rp 522, wodurch die Spannung auf Grundlage des Transistors 514, der sie herunterfährt, reduziert wird. Falls der Strom, der durch die Last Ls fließt, gering ist, ist der Strom, der durch den Kelvinemitter und den Stromspiegelsensorstift fließt, ebenfalls gering, und somit wird der Transistor 514 angeschaltet, sodass der Widerstand Roff_fast 520 parallel mit dem Widerstand Roff 510A gekoppelt wird. Die parallele Konfiguration des Widerstands Roff_fast 520 und des Widerstands Roff 510A produziert einen geringeren effektiven Gatewiderstand, wodurch sich der Strom, der vom Gate des IGBT 502 fließt, erhöht.
6 ist eine graphische Darstellung 600 der IGBT-Betriebseigenschaften in Bezug auf Zeit 608. Hier werden ein Gatestrom (Ig) 602, der zu und von einem Gate eines IGBT fließt, eine Spannung durch den Kollektor zum Emitter (Vce) 604 und ein Kollektorstrom (Ic) 606 in Bezug auf Zeit 608 gezeigt. Der Kollektorstrom 606 basiert auf einem Laststrom, der vom IGBT 402 der Gatetreiberschaltung 400 aus 4 angetrieben wird und geringer als die Schwelle ist, sodass Roff_fast aktiviert wird, der Ig 602 ein Profil 610 aufweist, während der Vce 604 ein Profil 612 aufweist und Ic 606 ein Profil 614 aufweist. Die Schwelle kann eine Kurzschlussschutzschwelle sein, sodass im Falle eines Kurzschlusses einer Last, die vom IGBT angetrieben wird, sodass eine maximale DC-Busspannung über den IGBT angewandt würde, die Schwelle die Abschaltung begrenzen würde. Dies veranschaulicht eine verbesserte Leistung im Vergleich zu einem Betrieb eines konventionellen Systems, das keinen Laststrom ausgleichen kann. Das konventionelle System arbeitet so, dass der Ig 602 ein Profil 616 aufweist, während der Vce 604 ein Profil 618 aufweist und Ic 606 ein Profil 620 aufweist.
Diese Simulation ist ein Vergleich eines konventionellen Gatetreibers und einer vorgeschlagenen Gatetreiberschaltung mit einer schnellen Abschaltung bei geringem Strom. Zum Beispiel ist die Gatetreiberschaltung 400 zu betrachten, die in 4 gezeigt wird, in der der Rb so ausgewählt ist, dass Q3 vollständig abgeschaltet wird, wenn der IGBT-Strom oberhalb von 500A liegt. 6 zeigt die Abschaltwellenformen bei 100A. In diesem Fall ist Q3 für den vorgeschlagenen Gatetreiber an. Es ist zu sehen, dass der Gatestrom für das vorgeschlagene Verfahren höher ist als für das konventionelle Verfahren. Daher kann der IGBT schneller als das konventionelle Verfahren abgeschaltet werden. Falls der Strom hoch ist (z. B. 500A), dann wird der Schalter Q3 während des Hochspannungsbetriebs abgeschaltet und die IGBT-Abschaltwellenform ist im Wesentlichen gleich dem konventionellen Verfahren. Somit ermöglicht diese Schaltung, dass der Schutz vor der maximalen Stoßspannung unter beiden Bedingungen ungefähr gleich ist.
Eine typische Abschaltwellenform, die eine konventionelle Gatetreiberschaltung verwendet, kann im Wesentlichen unter vier Phasen betrachtet werden. Sobald der Abschaltprozess beginnt, fängt ein Gate zur Emitterspannung (Vge) an, abzunehmen. Bevor Vge eine Miller-Plateau-Spannung erreicht, bleiben sowohl ein Kollektor für die Emitterspannung (Vce) als auch ein Kollektorstrom (Ic) im Wesentlichen konstant, wenn eine konstante Last angetrieben wird. Diese erste Phase kann als Abschaltverzögerungsphase bezeichnet werden. Je größer die Abschaltverzögerung ist, desto größer muss die Totzeit in einem Fahrzeuginverter, der eine elektrische Maschine antreibt, gestaltet sein, um einen potentiellen Durchschuss zu vermeiden. Auch kann eine große Totzeit die Qualität der Inverter-/Wandlerleistung reduzieren. Die zweite Phase ist ein Vce-Anstiegszeitraum. Vce erreicht die DC-Anschlussspannung am Ende dieser Phase. In der dritten Phase beginnt Ic, sich zu reduzieren. Aufgrund der Leckinduktivität in der Leistungsschaltung bewirkt die Änderung im Kollektorstrom (Ic), die mit einer Änderung im Emitterlaststrom in Bezug auf Zeit (di/dt) assoziiert wird, eine Stoßspannung durch den IGBT. Die Änderung im Kollektorstrom in Bezug auf Zeit (di/dt) ist eine Änderungsrate des Kollektorstroms in Bezug auf Zeit (di/dt). Daher nimmt Vce weiter zu und übersteigt die DC-Anschlussspannung. Aufgrund der Vce-Stoßspannung ist eine Erhöhung des Spannungswertes des IGBT erforderlich. In der vierten Phase entlädt sich Vge auf Null.
7A ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung 700 unter Verwendung eines Kelvinemitters eines IGBT 702 zum Steuern des IGBT 702 während der Abschaltung. Hier wird ein Gate des IGBT 702 durch einen Pull-up- oder High-Side-Schalter 704 angetrieben, der eine Reihe des Widerstands Ron 706 aufweist, um die Anschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 702 zu steuern. In Hochleistungsanwendungen verwendete IGBTs können einen Kelvinemitter und einen Leistungsemitter beinhalten. Der Leistungsemitter verwendet eine Sammelschiene, die zwischen dem Chip, insbesondere zwischen dem Emitterpad des Chips, und dem Modulverpackungsterminal verbunden ist. Aufgrund der Haftung der Sammelschiene am Chip weist die Sammelschiene eine parasitische Induktivität auf, die hier als Ls gezeigt wird. Abhängig von der Konfiguration kann die parasitische Induktivität groß sein und eine Auswirkung auf den Betrieb der Schaltung haben; insbesondere kann der Betrieb der Niedrigspannungsschaltung durch die parasitische Induktivität und Fluktuationen des Stroms, der durch die Last fließt, beeinflusst werden. Die Induktivität der Emitter-Sammelschiene ist insbesondere Teil sowohl einer Leistungsschaltung als auch einer Gatetreiberschaltung. Um die Kopplung zwischen der Leistungsschaltung und der Gatetreiberschaltung, auch als Steuerschaltung bezeichnet, bewirkt durch die gemeinsame Induktivität, zu reduzieren, kann ein Kelvinemitter (in 7A mit „e“ gekennzeichnet) enthalten sein, der direkt mit dem Chipemitter verbunden und für den Gatetreiberrückweg verwendet wird.
Der Ein-Widerstand Ron 706 befindet sich im Niedrigspannungszufuhrweg. Der Niedrigspannungszufuhrweg beginnt bei der Niedrigspannungszufuhr, hier als +15V gezeigt, bewegt sich durch Ron 706 und den Schalter Q1 704 zum Gate von IGBT 702 durch den Kelvinemitter, hier als Knoten „e“ gezeigt, und zur Gehäusemasse. Auch wird das Gate des IGBT durch einen Pull-down- oder Low-Side-Schalter 708 angetrieben, der eine Reihe des Widerstands Roff 710 aufweist, um die Abschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 702 zu steuern. Es ist oft wünschenswert, die Rate, in der der IGBT heruntergefahren wird, zu steuern. Die Verwendung einer Gatetreiberschaltung 700 mit einem IGBT mit einem Leistungsemitter und einem Kelvinemitter, der verwendet wird, um eine Basisspannung am Transistor Q3 712 zu erzeugen, basiert auf dem Widerstand Rb 714 und der Zener-Diode D 716, die die Steuerung und Trennung der Leistungsschaltung und der Steuerschaltung ermöglicht. Die Basisspannung bezieht sich auf eine Änderung des Stroms, der durch den Kollektor des IGBT 702 fließt, in Bezug auf Zeit. Die Steuerschaltung ist eine Niedrigleistungsschaltung, die typischerweise eine Spannung von weniger als 25 Volt aufweist, und die Leistungsschaltung ist eine Hochspannungsschaltung, die typischerweise eine Spannung über 100 Volt aufweist, wie durch eine Traktionsbatterie, einen DC-Bus, einen Induktor für einen Fahrzeug-DC-DC-Wandler oder eine elektrische Maschine eines Fahrzeugs bereitgestellt. Wenn der IGBT 702 herunterfährt und eine große Änderung des Stroms, der durch die Last fließt, auftritt, erhöht sich eine Änderung der Spannung durch den Widerstand Rb 714 und der Transistor Q3 712 wird angeschaltet. Wenn der Transistor Q3 712 angeschaltet ist, wird der Widerstand Roff_fast 720 parallel mit dem Widerstand Roff 710 gekoppelt. Die parallele Konfiguration des Widerstands Roff_fast 720 und des Widerstands Roff 710 produziert einen geringeren effektiven Gatewiderstand für IGBT 702, wodurch sich der Strom, der vom Gate des IGBT 702 fließt, erhöht.
Die Gatetreiberschaltung 700 kann die Abschaltgeschwindigkeit auf Grundlage eines Wertes des Widerstands Rb 714 anpassen. Der Widerstand Roff 710 ist parallel mit einem PNP BJT Q3 712 gekoppelt, der in Reihe mit einem Schnellabschaltwiderstand Roff_fast 720 ist. Typischerweise ist der Widerstand des Schnellabschaltwiderstands Roff_fast 720 kleiner als Roff 710. Die Basis des PNP BJT Q3 712 ist mit Rb 714 und dem hier als „E“ gezeigten Leistungsemitter gekoppelt. Wenn Strom durch den IGBT 702 fließt, weist der Leistungsemitterstift (E) einen Spannungsabfall auf, der mit einer Änderung der Spannung durch die parasitische Induktivität „Ls“ und durch den Widerstand Rb 714 assoziiert wird. Der Transistor Q3 712 ist angeschaltet, wenn Q2 708 angeschaltet ist und eine Änderung der Spannung des Leistungsemitters „E“ in Bezug auf den Kelvinemitter „e“ eine Spannung auf Grundlage eines Wertes von Rb 714 übersteigt. Während einer hohen Änderung der Strombedingungen kann der IGBT 702 mit dem geringeren Widerstand Roff_fast 720 parallel zu Roff 710 abgeschaltet werden. Bei einer geringen Änderung der Strombedingungen kann der IGBT 702 nur unter Verwendung des höheren Widerstands Roff 710 angeschaltet werden, um Ladung vom Gate des IGBT 702 zu entfernen.
Die Gatetreiberschaltung 700 kann die IGBT-Abschaltgeschwindigkeit bei verschiedenen Stromniveaus anpassen. Verglichen mit einer konventionellen Gatetreiberschaltung weist die Gatetreiberschaltung 700 zusätzliche Komponenten auf, darunter einen Niedrigspannungs-PNP BJT (Q3 712), Widerstände (Rb 714 und Roff_fast 712) und eine Zener-Diode 716, jedoch ist die Schaltung einfach umzusetzen und kostengünstig. Die Gatetreiberschaltung 700 ist typischerweise gestaltet, um eine maximale Änderung der Stoßspannung beizubehalten, ähnlich der konventionellen Gestaltung über den Widerstand Roff 710. Jedoch kann diese Gatetreiberschaltung 700 auch konfiguriert sein, um die Abschaltverluste in Niedrigstrombetriebsbereichen über den Widerstand Roff_fast 720 zu reduzieren. Die Schaltung kann die verschiedenen Phasen von Abschalttransienten separat steuern, um eine kurze Abschaltverzögerung, schnelle dv/dt und geringe Stoßspannung zu erreichen. Da diese Schaltung keine Verstärker oder komplexen Vorrichtungen erfordert, die die Bandbreite der Schaltung zusätzlich begrenzen können, kann diese Schaltung für schnelle Schaltanwendungen verwendet werden. Die hohe Änderung im Strombereich ist ein Betriebsbereich, in dem viele Antriebsstrangsysteme über einen Großteil ihrer Zeit arbeiten und damit die Systemeffizienz erheblich verbessern.
7B ist ein schematisches Diagramm einer aktiven Gatetreiberschaltung 750, die einen IGBT 752 verwendet, der einen Leistungsemitter „E“ und einen Kelvinemitter „e“ aufweist, wobei eine Änderung des Laststroms verwendet wird, um den IGBT 752 während der Abschaltung zu steuern. Hier wird ein Gate des IGBT 752 durch einen Pull-up- oder High-Side-Schalter 754 angetrieben. Der Pull-up ist eine Steuerschaltung, der die +15V-Zufuhr beinhaltet, mit der geringe Leistung (z. B. 25 oder 15 Volt) durch die Schalter 754 zu einem Gate des IGBT 752 zum Kelvinemitter fließt, gezeigt als Punkt „d“, dann durch einen Widerstand Ron 756A, der durch eine An-Diode D1 756B zur Gehäusemasse fließt. Der Widerstand Ron 756A und die Diode D1 756B befinden sich im Rückweg der Steuerschaltung und werden verwendet, um die Anschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 752 zu steuern. Auch wird das Gate des IGBT 752 durch einen Pull-down- oder Low-Side-Schalter 758 angetrieben, der einen Aus-Widerstand Roff 760A aufweist, der durch eine Aus-Diode D2 760B fließt, um die Abschaltgeschwindigkeit und Eigenschaften des IGBT 752 zu steuern. Es ist oft wünschenswert, die Rate, in der der IGBT heruntergefahren wird, zu steuern. Hier beinhaltet die Gatetreiberschaltung 750 einen IGBT 752 mit einem Leistungsemitter „E“ und Kelvinemitter „e“, die konfiguriert sind, um eine Spannung durch einen Widerstand Rb 764 zu erzeugen, die verwendet wird, um eine Anschaltspannung des Transistors Q3 762 festzulegen. Wenn der IGBT 752 eine große Stromänderung antreibt, erhöht sich die Spannung durch den Widerstand Rb 764 und der Transistor Q3 762 wird angeschaltet. Wenn der Transistor 762 angeschaltet ist, fließt ein Strom derart durch den Widerstand Roff_fast 770, dass er parallel mit dem Widerstand Roff 760A gekoppelt ist. Die parallele Konfiguration des Widerstands Roff_fast 770 und des Widerstands Roff 760A produziert einen geringeren effektiven Gatewiderstand, wodurch sich der Strom, der vom Gate des IGBT 752 fließt, erhöht.
8 ist eine graphische Darstellung 800 der IGBT-Betriebseigenschaften in Bezug auf Zeit 808. Hier werden ein Gatestrom (Ig) 802, der zu und von einem Gate eines IGBT fließt, eine Spannung durch den Kollektor zum Emitter (Vce) 804 und ein Kollektorstrom (Ic) 806 in Bezug auf Zeit 808 gezeigt. Der Kollektorstrom 806 basiert auf einer Änderung des Laststroms, der vom IGBT 702 der Gatetreiberschaltung 700 aus 7A angetrieben wird und größer als die Schwelle ist, sodass Roff_fast 720 aktiviert wird, der Ig 802 ein Profil 810 aufweist, während der Vce 804 ein Profil 812 aufweist und Ic 806 ein Profil 814 aufweist. Dies veranschaulicht eine verbesserte Leistung im Vergleich zu einem Betrieb eines konventionellen Systems, das keine Änderungen im Laststrom ausgleichen kann. Das konventionelle System arbeitet so, dass der Ig 802 ein Profil 816 aufweist, während der Vce 804 ein Profil 818 aufweist und Ic 806 ein Profil 820 aufweist. Außerdem weist die Gatetreiberschaltung 700 aus 7A eine Abschaltverzögerungszeit 822 auf, gefolgt von einer Vc-Anstiegszeit 824 und Ic-Abfallzeit 826, die geringer als eine Abschaltverzögerungszeit 830, eine Vce-Anstiegszeit 832 und Ic-Abfallzeit 834 einer konventionellen Gatetreiberschaltung sind. Die schnellere Reaktion der Gatetreiberschaltung 700 führt zu geringeren Schaltverlusten des IGBT 702.
Diese Simulation ist ein Vergleich eines konventionellen Gatetreibers und einer vorgeschlagenen Gatetreiberschaltung mit einer schnellen Abschaltung einer hohen Änderung des Laststroms. Zum Beispiel ist die Gatetreiberschaltung 700 zu betrachten, die in 7A gezeigt wird, in der der Rb so ausgewählt ist, dass Q3 vollständig abgeschaltet wird, wenn eine Änderung des IGBT-Kollektorstroms in Bezug auf Zeit eine Schwelle übersteigt. 8 zeigt die Abschaltwellenformen bei 100A. In diesem Fall wird der Transistor Q3 712 für die vorgeschlagene Gatetreiberschaltung 700 auf Grundlage einer Änderung des Laststroms, die eine Schwellenänderungsrate übersteigt, angeschaltet, wobei der Gatewiderstand angepasst wird, um die abgeschaltete Zeit zu erhöhen. Diese Wellenform 800 repräsentiert auch den Betrieb der Gatetreiberschaltung 750.
Ebenso wie die Wellenformen aus 6 kann eine typische Abschaltwellenform, die eine konventionelle Gatetreiberschaltung verwendet, im Wesentlichen als vier Phasen betrachtet werden. Sobald der Abschaltprozess beginnt, fängt ein Gate zur Emitterspannung (Vge) an, abzunehmen. Bevor Vge eine Miller-Plateau-Spannung erreicht, bleiben sowohl ein Kollektor für die Emitterspannung (Vce) als auch ein Kollektorstrom (Ic) im Wesentlichen konstant, wenn eine konstante Last angetrieben wird. Diese erste Phase kann als Abschaltverzögerungsphase bezeichnet werden. Je größer die Abschaltverzögerung ist, desto größer muss die Totzeit in einem Fahrzeuginverter, der eine elektrische Maschine antreibt, gestaltet sein, um einen potentiellen Durchschuss zu vermeiden. Auch kann eine große Totzeit die Qualität der Inverter-/Wandlerleistung reduzieren. Die zweite Phase ist ein Vce-Anstiegszeitraum. Vce erreicht die DC-Anschlussspannung am Ende dieser Phase. In der dritten Phase beginnt Ic, sich zu reduzieren. Aufgrund der Leckinduktivität in der Leistungsschaltung bewirkt die Änderung im Kollektorstrom (Ic), die mit einer Änderung im Emitterlaststrom in Bezug auf Zeit (di/dt) assoziiert wird, eine Stoßspannung durch den IGBT. Daher nimmt Vce weiter zu und übersteigt die DC-Anschlussspannung. Aufgrund der Vce-Stoßspannung ist eine Erhöhung des Spannungswertes des IGBT erforderlich. In der vierten Phase entlädt sich Vge auf Null.
Die hier offenbarten Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können einer Verarbeitungsvorrichtung, einer Steuerung oder einem Computer zuführbar sein/davon angewendet werden, die/der eine bereits bestehende programmierbare elektronische Steuerungseinheit oder eine spezielle elektronische Steuereinheit enthalten kann. Ebenso können die Verfahren, Methoden oder Algorithmen als Daten und Anweisungen gespeichert werden, die von einer Steuerung oder einem Computer in vielen Formen einschließlich, aber nicht ausschließlich, Information, die permanent auf nicht beschreibbaren Speichermedien wie Nur-Lese-Speicher-Vorrichtungen (ROM) gespeichert sind, und Informationen, die veränderbar auf beschreibbaren Speichermedien wie Disketten, Magnetbändern, Compact Discs (CDs), Direktzugriffsspeichern (RAM) und weiteren magnetischen und optischen Medien gespeichert sind, durchführbar sind. Die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen können auch in einem durch Software ausführbaren Objekt implementiert sein. Alternativ können die Prozesse, Verfahren oder Algorithmen ganz oder teilweise unter Verwendung geeigneter Hardwarekomponenten ausgeführt werden, wozu etwa anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASIC), feldprogrammierbare Gate-Anordnungen (FPGA), Zustandsmaschinen, Steuerungen oder sonstige Hardwarekomponenten oder Vorrichtungen oder eine Kombination aus Hardware-, Software- und Firmware-Komponenten zählen.
Während vorstehend beispielhafte Ausführungsformen beschrieben sind, sollen diese Ausführungsformen nicht alle möglichen Formen beschreiben, die durch die Patentansprüche eingeschlossen werden. Die in der Beschreibung verwendeten Ausdrücke sind vielmehr beschreibende Ausdrücke als einschränkende Ausdrücke, und es versteht sich, dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der Offenbarung abzuweichen. Wie zuvor beschrieben, können die Merkmale verschiedener Ausführungsformen miteinander kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen der Erfindung zu bilden, die unter Umständen nicht ausdrücklich beschrieben oder dargestellt sind. Obwohl verschiedene Ausführungsformen eventuell so beschrieben wurden, dass sie gegenüber anderen Ausführungsformen oder Umsetzungen aus dem Stand der Technik in Bezug auf eine oder mehrere Eigenschaften erwünschte Vorteile bereitstellen oder bevorzugt werden, wird der Durchschnittsfachmann doch erkennen, dass ein oder mehrere Merkmale oder eine oder mehrere Eigenschaften in Frage gestellt werden können, um die gewünschten Gesamtattribute des Systems zu erreichen, die sich nach der konkreten Anwendung und Umsetzung richten. Diese Attribute können unter anderem Folgendes einschließen: Kosten, Festigkeit, Lebensdauer, Lebenszykluskosten, Marktfähigkeit, Erscheinungsbild, Verpackung, Größe, Betriebsfähigkeit, Gewicht, Herstellbarkeit, bequeme Montage usw. Daher liegen Ausführungsformen, welche in Bezug auf eine oder mehrere Eigenschaften als weniger wünschenswert als andere Ausführungsformen oder Umsetzungen auf dem Stand der Technik beschrieben werden, nicht außerhalb des Geltungsbereichs der Offenbarung und können für bestimmte Anwendungen wünschenswert sein.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

Standardgruppe des Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE) 802 [0028]

Claims

Fahrzeugantriebsstrang, umfassend: einen IGBT, einen Kelvinemitter und einen Spiegelstromsensor aufweisend, konfiguriert, um eine Induktivität anzuschalten; einen ersten Schalter, der konfiguriert ist, um einen Strom von einem Gate des IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands im Eingriff durch den ersten Schalter, während ein Strom der Induktivität eine Schwelle übersteigt, zu ziehen; und einen zweiten Schalter, der konfiguriert ist, um die Rate als Reaktion darauf, dass der Strom geringer als die Schwelle ist, zu erhöhen.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Strom auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen dem Spiegelstromsensor und der Gehäusemasse verbunden ist, während der Kelvinemitter mit der Gehäusemasse verbunden ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei der Strom auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen dem Spiegelstromsensor und dem Kelvinemitter verbunden ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 1, wobei die Schwelle geringer als eine Kurzschlussschutzschwelle des IGBT ist.
Verfahren zum Herunterfahren eines IGBT eines Automobilleistungssystems, umfassend: durch einen Gatetreiber Extrahieren eines Stroms aus einem Gate eines IGBT bei einer Rate auf Grundlage dessen, dass ein Widerstand, der mit dem Schließen eines zweiten Schalters als Reaktion auf einen Phasenstrom einer elektrischen Maschine, die durch den IGBT angetrieben wird, assoziiert wird, geringer als eine Schwelle ist; und als Reaktion auf den Phasenstrom, der die Schwelle übersteigt, Öffnen des zweiten Schalters, um die Rate zu reduzieren.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Phasenstrom, der die Schwelle übersteigt, auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen dem Spiegelstromsensor des IGBT und der Masse gekoppelt ist.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Phasenstrom, der die Schwelle übersteigt, auf einer gefilterten Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen dem Spiegelstromsensor des IGBT und einem Kelvinemitter des IGBT verbunden ist.
Fahrzeugantriebsstrang, umfassend: einen IGBT, einen Kelvinemitter aufweisend, konfiguriert, um eine Induktivität anzuschalten; einen ersten Schalter, der konfiguriert ist, um einen Strom von einem Gate des IGBT bei einer Rate auf Grundlage eines Widerstands im Eingriff durch den ersten Schalter zu ziehen; und einen zweiten Schalter, der konfiguriert ist, um die Rate als Reaktion auf eine Änderung des Stroms der Induktivität, die eine Schwellenänderungsrate übersteigt, zu erhöhen.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 8, wobei die Stromänderungsrate auf einer Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen einem Leistungsemitter des IGBT und einer Steuerleitung des zweiten Schalters verbunden ist, während der Kelvinemitter mit der Gehäusemasse verbunden ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 9, wobei der zweite Schalter ein Bipolartransistor (BJT) ist und die Steuerleitung eine Basis des BJT ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 9, wobei der zweite Schalter ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) ist und die Steuerleitung ein Gate des MOSFET ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 8, wobei die Stromänderungsrate auf einer Spannung quer durch einen Widerstand basiert, der zwischen dem Kelvinemitter und einem Leistungsemitter des IGBT verbunden ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 8, wobei die Schwellenänderungsrate geringer als eine Kurzschlussschutzschwelle des IGBT ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 8, wobei die Induktivität ein Phasengewinde einer elektrischen Maschine ist.
Fahrzeugantriebsstrang nach Anspruch 8, wobei die Induktivität ein Induktor eines DC-DC-Wandlers ist.