DE102016112465B4

DE102016112465B4 - Leistungsversorgungssystem

Info

Publication number: DE102016112465B4
Application number: DE102016112465.6A
Authority: DE
Inventors: Shuji Tomura; Shigeaki GOTO; Naoki Yanagizawa; Masaki Okamura; Naoyoshi Takamatsu
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2015-07-14
Filing date: 2016-07-07
Publication date: 2022-03-24
Anticipated expiration: 2036-07-08
Also published as: JP6278007B2; US9941694B2; CN106356835B; DE102016112465A1; CN106356835A; US20170018921A1; JP2017022929A

Abstract

Leistungsversorgungssystem (5) zum Steuern einer DC-Spannung (VH) zwischen einer ersten Stromleitung (PL) auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung (GL) auf einer Niederspannungsseite, wobei das Leistungsversorgungssystem Folgendes umfasst:eine erste DC-Leistungsversorgung (Bl);eine zweite DC-Leistungsversorgung (B2);einen Leistungsumformer (10), der dazu ausgelegt ist, DC-Spannungsumformung zwischen der ersten und zweiten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung auszuführen; undeine Steuereinheit (100), die dazu ausgelegt ist, einen Betrieb des Leistungsumformers zu steuern,wobei der Leistungsumformer Folgendes umfasst:ein erstes Halbleiterelement (SM1), das elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem ersten Knoten (N1) verbunden ist,ein zweites Halbleiterelement (SM2), das elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem ersten Knoten verbunden ist,ein drittes Halbleiterelement (SM3), das elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem zweiten Knoten (N2) verbunden ist,ein viertes Halbleiterelement (SM4), das elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem zweiten Knoten verbunden ist,ein fünftes Halbleiterelement (SM5), das elektrisch zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten verbunden ist,einen ersten Induktor (L1), der elektrisch in Reihe mit der ersten DC-Leistungsversorgung zwischen dem ersten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden ist, undeinen zweiten Induktor (L2), der elektrisch in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsversorgung zwischen dem zweiten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden ist,wenigstens einige Halbleiterelemente, einschließlich dem zweiten, vierten und fünften Halbleiterelement (SM2, SM4, SM5) vom ersten bis fünften Halbleiterelement, die jeweilige Schaltelemente (S2, S4, S5) umfassen, die dazu ausgelegt sind, Ausbilden und Abschalten eines Strompfads als Reaktion auf ein Signal aus der Steuereinrichtung zu steuern,die Steuereinrichtung, die das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S2) im zweiten Halbleiterelement steuert, um eine Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsversorgung zu steuern, und die das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S4) im vierten Halbleiterelement steuert, um eine Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsversorgung zu steuern, wenn der Leistungsumformer dazu betrieben wird, erste DC-Spannungsumformung parallel zwischen der ersten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung und zwischen der zweiten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung auszuführen,das Schaltelement (S1), das in einer Art und Weise ein- und ausgeschaltet wird, die komplementär zum Schaltelement (S2) im zweiten Halbleiterelement ist, wenn das Schaltelement (S1) im ersten Halbleiterelement bereitgestellt wird,das Schaltelement (S3), das in einer Art und Weise ein- und ausgeschaltet wird, die komplementär zum Schaltelement (S4) im vierten Halbleiterelement ist, wenn das Schaltelement (S3) im dritten Halbleiterelement bereitgestellt wird,wobei Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement so gesteuert wird, dass wenigstens der Strompfad vom ersten Knoten zum zweiten Knoten nicht während einer Periode ausgebildet wird, in welcher der Strompfad sowohl im ersten als auch im vierten Halbleiterelement ausgebildet ist, und dass wenigstens der Strompfad vom zweiten Knoten zum ersten Knoten nicht während einer Periode ausgebildet wird, in welcher der Strompfad sowohl im zweiten als auch im dritten Halbleiterelement ausgebildet ist, undwobei, wenn der erste Knoten (N1) und der zweite Knoten (N2) durch das Schaltelement (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement verbunden sind, ein erstes Muster, in dem die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und vierten Halbleiterelement eingeschaltet und die Schaltelemente (S1, S3) im ersten und dritten Halbleiterelement ausgeschaltet sind, oder ein zweites Muster, in dem die Schaltelemente (S1, S3) im ersten und dritten Halbleiterelement eingeschaltet und die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und vierten Halbleiterelement ausgeschaltet sind, ausgewählt ist.

Description

Diese Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung JP 2017- 22 929 A , eingereicht beim Japanischen Patentamt am 14. Juli 2015, deren Inhalte hier in ihrer Gänze durch Bezugnahme aufgenommen werden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Erfindungsgebiet
Diese Erfindung bezieht sich auf ein Leistungsversorgungssystem und insbesondere auf ein Leistungsversorgungssystem, das dazu ausgelegt ist, einen Leistungsumformer zu umfassen, der zwischen zwei Gleichstrom- (DC-) Leistungsversorgungen und einer gemeinsamen Stromleitung verbunden ist.
Beschreibung des Stands der Technik
Ein Hybrid-Leistungsversorgungssystem ist eingesetzt worden, das unter Verwendung eines zwischen mehreren Leistungsversorgungen und einer Last verbundenen Leistungsumformers der Last Leistungsversorgung zuführt, wobei die mehreren Leistungsversorgungen kombiniert werden.
Zum Beispiel beschreibt die japanische Patentoffenbarung JP 2013 - 46 446 A (Patentdokument 1) ein Leistungsversorgungssystem für ein Fahrzeug, in dem Hochsetzsteller (Leistungsumformer) parallel verbunden sind, die sowohl für eine Sekundärbatterie als auch eine Hilfsleistungsversorgung, die parallel aufgeladen und entladen werden können, bereitgestellt werden.
Die japanische Patentoffenbarung JP 2013-13 234 A (Patentdokument 2) beschreibt eine Ausgestaltung eines Leistungsumformers, der in der Lage ist, zwischen einem Betriebsmodus, in dem DC-DC-Umformung ausgeführt wird, während zwei DC-Leistungsversorgungen in Reihe verbunden sind (ein Reihenverbindungsmodus), und einem Betriebsmodus, in dem DC-DC-Umformung ausgeführt wird, während zwei DC-Leistungsversorgungen parallel verwendet werden (ein Parallelverbindungsmodus), umzuschalten, indem ein Schaltmuster mehrerer Schaltelemente geändert wird.
DE 10 2014 210 326 A1 beschreibt ein Leistungsversorgungssystem zum Steuern einer DC-Spannung zwischen einer ersten Stromleitung auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung auf einer Niederspannungsseite. Das Leistungsversorgungssystem weist zwei DC-Leistungsversorgungen, einen Leistungsumformer aus Halbleiterelementen, Schaltelementen und Induktoren sowie eine Steuereinrichtung zur Steuerung des Leistungsumformers auf. Die Steuereinrichtung steuert die Schaltelemente, um die Ausgabe der DC-Leistungsversorgungen zu steuern.
DE 10 2014 210 350 A1 , DE 10 2014 210 347 A1 und US 2014 / 0 145 694 A1 beschreiben weitere Leistungsversorgungssysteme.
KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Da der im Patentdokument 1 beschriebene Leistungsumformer ein Leistungszuteilungsverhältnis zwischen der Sekundärbatterie und der parallel verwendeten Hilfsleistungsversorgung steuern kann, kann die elektrische Leistungsversorgung der Last gesteuert werden, wobei die Auflade- und die Entladeleistung der Sekundärbatterie einen gewissen Grad an Freiheit aufweisen darf. Folglich kann eine Gelegenheit, starke Verschlechterung der Sekundärbatterie zu überwinden, sichergestellt werden. Die Sekundärbatterie und die Hilfsleistungsversorgung können allerdings nicht in Reihe miteinander verbunden werden, und somit ist ein Verhältnis der Verstärkung durch den Hochsetzsteller größer, wenn eine Lastspannung hoch ist. Somit verringert eine Erhöhung der Eisenverluste in einem Induktor oder ein durch Stromwelligkeit verursachter Leistungsverlust den Wirkungsgrad des Leistungsversorgungssystems.
In dem im Patentdokument 2 beschriebenen Leistungsumformer kann durch Niedrighalten eines Hochsetzverhältnisses durch Auswahl des Reihenverbindungsmodus, insbesondere während der Ausgabe einer hohen Spannung, ein Leistungsverlust im Vergleich zur Ausgestaltung im Patentdokument 1 niedrig gehalten werden. In der Schaltungsanordnung im Patentdokument 2 tritt allerdings ein derartiges Phänomen auf, dass ein Strom für die elektrische Leistungsumformung für eine erste DC-Leistungsversorgung und ein Strom für die elektrische Leistungsumformung für eine zweite DC-Leistungsversorgung durch ein gemeinsames Schaltelement fließen, indem sie einander überlagert sind. Somit geht es um eine Erhöhung der Leitungsverluste im Schaltelement, die von einer Menge an Strom, die im Vergleich zum Patentdokument 1 fließt, abhängig sind.
Diese Erfindung ist erfolgt, um solche Probleme zu lösen, und Aufgabe der Erfindung ist es, einen Leistungsverlust in einem Leistungsversorgungssystem, das zwei DC-Leistungsversorgungssysteme umfasst, zu reduzieren und einen höheren Wirkungsgrad bei der Umformung von elektrischer DC-Leistung zu erreichen. Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Leistungsversorgungssystem mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Gemäß einem Aspekt dieser Erfindung enthält ein Leistungsversorgungssystem zum Steuern einer DC-Spannung zwischen einer ersten Stromleitung auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung auf einer Niederspannungsseite eine erste DC-Leistungsversorgung, eine zweite DC-Leistungsversorgung, einen Leistungsumformer und eine Steuereinrichtung, die dazu ausgelegt ist, einen Betrieb des Leistungsumformers zu steuern. Der Leistungsumformer ist dazu ausgelegt, DC-Spannungsumformung zwischen der ersten und zweiten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung auszuführen. Der Leistungsumformer umfasst erste bis fünfte Halbleiterelemente und einen ersten und zweiten Induktor. Das erste Halbleiterelement ist elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem ersten Knoten verbunden. Das zweite Halbleiterelement ist elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem ersten Knoten verbunden. Das dritte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem zweiten Knoten verbunden. Das vierte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem zweiten Knoten verbunden. Das fünfte Halbleiterelement ist elektrisch zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten verbunden. Der erste Induktor ist elektrisch in Reihe mit der ersten DC-Leistungsversorgung zwischen dem ersten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden. Der zweite Induktor ist elektrisch in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsversorgung zwischen dem zweiten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden. Wenigstens einige der ersten bis fünften Halbleiterelemente umfassen jeweils ein Schaltelement, das dazu ausgelegt ist, das Ausbilden und das Abschalten eines Strompfads als Reaktion auf ein Signal aus der Steuereinrichtung zu steuern. Der Leistungsumformer arbeitet schaltend zwischen mehreren Betriebsmodi, die sich in der Art und Weise der DC-Spannungsumformung unterscheiden, indem er eine Art und Weise der Ein-/Aus-Steuerung des Schaltelements durch die Steuereinrichtung schaltet.
Daher ist ein hauptsächlicher Vorteil dieser Erfindung, dass ein Leistungsverlust in einem Leistungsversorgungssystem, das zwei DC-Leistungsversorgungen umfasst, reduziert werden kann und ein höherer Wirkungsgrad bei der Umformung von elektrischer DC-Leistung erreicht werden kann.
Die vorher genannten und andere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile dieser Erfindung werden sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung dieser Erfindung ergeben, wenn diese in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen angenommen wird.
Figurenliste

1 ist ein Schaltplan, der eine Ausgestaltung eines Leistungsversorgungssystems gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist eine schematische Darstellung, die ein Ausgestaltungsbeispiel einer in 1 gezeigten Last zeigt.
3 ist ein Schaltplan, der eine Ausgestaltung einer grundlegenden Hochsetzstellerschaltung zeigt.
4 ist ein Kurvendiagramm des Betriebs der in 3 gezeigten Hochsetzstellerschaltung.
5 ist ein erster Ersatzschaltplan eines in 1 gezeigten Leistungsumformers in einem Parallel-Hochsetzmodus.
6 ist ein Schaltplan, der einen Strompfad zeigt, wenn ein unterer Zweig jeder DC-Leistungsversorgung in dem in 5 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet ist.
7 ist ein Schaltplan, der einen Strompfad zeigt, wenn ein oberer Zweig jeder DC-Leistungsversorgung in dem in 5 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet ist.
8 ist ein zweiter Ersatzschaltplan des in 1 gezeigten Leistungsumformers im Parallel-Hochsetzmodus.
Die 9A und 9B sind erste und zweite Schaltpläne, die jeweils einen Strompfad zeigen, wenn der untere Zweig jeder DC-Leistungsversorgung in dem in 8 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet ist.
Die 10 A und 10B sind erste und zweite Schaltpläne, die jeweils einen Strompfad zeigen, wenn der obere Zweig jeder DC-Leistungsversorgung in dem in 8 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet ist.
11 ist ein Diagramm, das die Zuordnung zwischen dem Ein- und Aus-Schalten jedes Zweigs der Hochsetzstellerschaltung, die einen ersten Zweig und einen zweiten Zweig umfasst, und das Ein- und Aus-Schalten eines Schaltelements zeigt.
12 ist ein Diagramm, das eine Liste boolescher Gatterausdrücke zum Steuern des Ein- und Aus-Schaltens jedes Schaltelements im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
13 ist ein Funktionsblockschaltbild zur Veranschaulichung eines Beispiels für das Steuern von Ausgaben aus den DC-Leistungsversorgungen im Parallel-Hochsetzmodus des in 1 gezeigten Leistungsumformers.
14 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines Betriebs einer in 13 gezeigten PWM-Steuereinheit.
15 ist ein Diagramm, das eine Liste von Schaltmustern im Parallel-Hochsetzmodus zeigt.
16 ist ein konzeptionelles Diagramm, das Kombinationen der Richtungen von Induktorströmen im Leistungsumformer gemäß der ersten Ausführungsform veranschaulicht.
Die 17A und 17B sind ein erster und ein zweiter Schaltplan, die ein Verhalten des Stroms in einem ersten Muster zeigen, wenn ein zweiter Zweig ausgebildet ist.
Die 18 A und 18 B sind ein erster und ein zweiter Schaltplan, die ein Verhalten des Stroms in einem zweiten Muster zeigen, wenn ein zweiter Zweig ausgebildet ist.
19 ist ein Diagramm, das in einer Liste Stromwerte in jedem Abschnitt in 17B zeigt.
20 ist ein Diagramm, das in einer Liste Stromwerte in jedem Abschnitt in 18 B zeigt.
21 ist ein erster Schaltplan, um einen Strompfad in einem Leistungsumformer zu veranschaulichen, der zum Vergleich gezeigt wird.
22 ist ein Diagramm, das in einer Liste Ströme in jedem Schaltelement in dem in den 21 und 23 gezeigten Leistungsumformer zeigt.
23 ist ein zweiter Schaltplan zur Veranschaulichung eines Strompfads in dem zum Vergleich gezeigten Leistungsumformer.
24 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung der Anwendung von Trägerphasensteuerung für den Leistungsumformer gemäß der ersten Ausführungsform.
25 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines ersten Beispiels für PWM-Steuerung gemäß einer Modifikation der ersten Ausführungsform.
26 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines zweiten Beispiels für PWM-Steuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform.
27 ist ein Schaltplan zur Veranschaulichung einer Ausgestaltung eines Leistungsumformers gemäß einer zweiten Ausführungsform.
28 ist ein Diagramm, das eine Liste boolescher Gatterausdrücke für jedes Schaltelement im Parallel-Hochsetzmodus im Leistungsumformer gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
29 ist ein Diagramm, das eine Liste mehrerer Betriebsmodi zeigt, die auf den Leistungsumformer gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform angewendet werden.
30 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation der Ausgestaltung des in 1 gezeigten Leistungsumformers zeigt, wenn eine erste DC-Leistungsversorgung nicht regenerativ aufgeladen wird.
31 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation der Ausgestaltung des in 1 gezeigten Leistungsumformers zeigt, wenn eine zweite DC-Leistungsversorgung nicht regenerativ aufgeladen wird.
32 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation der Ausgestaltung des in 27 gezeigten Leistungsumformers zeigt, wenn eine erste DC-Leistungsversorgung nicht regenerativ aufgeladen wird.
33 ist ein Schaltplan, der eine Modifikation der Ausgestaltung des in 27 gezeigten Leistungsumformers zeigt, wenn eine zweite DC-Leistungsversorgung nicht regenerativ aufgeladen wird.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausführlich unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben. In den Figuren werden die gleichen oder entsprechenden Abschnitte durch die gleichen Referenzzeichen bezeichnet, und ihre Beschreibung wird im Prinzip nicht wiederholt.
[Erste Ausführungsform]
(Schaltungsausgestaltung)
1 ist ein Schaltplan, der eine Ausgestaltung eines Leistungsversorgungssystems gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Bezug auf 1 umfasst ein Leistungsversorgungssystem 5 eine DC-Leistungsversorgung B1, eine DC-Leistungsversorgung B2, einen Leistungsumformer 10 und eine Steuereinrichtung 100.
In der vorliegenden Ausführungsform werden die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 durch eine solche Leistungsspeichereinrichtung wie eine Sekundärbatterie oder einen elektrischen Doppelschichtkondensator umgesetzt. Zum Beispiel wird die DC-Leistungsversorgung B1 durch eine solche Sekundärbatterie wie eine Lithiumionen-Sekundärbatterie oder eine Nickel-Metallhydrid-Batterie umgesetzt. Die DC-Leistungsversorgung B2 wird durch ein DC-Spannungsquellenelement umgesetzt, das hervorragende Ausgangscharakteristika aufweist, wie zum Beispiel ein elektrischer Doppelschichtkondensator oder ein Lithiumionen-Kondensator. Die DC-Leistungsversorgung B1 und die DC-Leistungsversorgung B2 entsprechen der „ersten DC-Leistungsversorgung“ bzw. der „zweiten DC-Leistungsversorgung“.
Die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 können auch durch Leistungsspeichereinrichtungen des gleichen Typs umgesetzt werden. Eine Kapazität der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 ist ebenfalls nicht besonders begrenzt. Die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 können so umgesetzt werden, dass sie die gleiche Kapazität aufweisen, oder eine DC-Leistungsversorgung kann eine größere Kapazität als die andere DC-Leistungsversorgung aufweisen.
Der Leistungsumformer 10 ist dazu ausgelegt, eine DC-Spannung VH (hier nachstehend als eine Ausgangsspannung VH bezeichnet) zwischen einer Stromleitung PL auf einer Hochspannungsseite und einer Stromleitung GL auf einer Niederspannungsseite zu steuern. Die Stromleitung GL wird typischerweise durch eine Masseleitung umgesetzt.
Eine Last 30 arbeitet, indem sie Ausgangsspannung VH vom Leistungsumformer 10 aufnimmt. Ein Spannungssollwert VH* der Ausgangsspannung VH ist auf eine Spannung gesetzt, die für einen Betrieb der Last 30 geeignet ist. Der Spannungssollwert VH* kann variabel gesetzt werden, abhängig von einem Zustand der Last 30. Alternativ kann die Last 30 so ausgelegt sein, dass sie in der Lage ist, Aufladeleistung für die DC-Leistungsversorgung (Leistungsversorgungen) B1 und/oder B2 durch regenerative Leistungserzeugung zu erzeugen.
Der Leistungsumformer 10 umfasst die Leistungshalbleiterschaltelemente S1 bis S5 und die Induktoren L1 und L2. In der vorliegenden Ausführungsform können ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor), ein Metall-Oxid-Halbleiter- (MOS-, Metal Oxide Semiconductor-) Leistungstransistor oder ein Leistungsbipolartransistor als die Leistungshalbleiterschaltelemente eingesetzt werden (hier nachstehend einfach als ein „Schaltelement“ bezeichnet).
Das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S5 kann als Reaktion auf die jeweiligen Steuersignale SG1 bis SG5 aus der Steuereinrichtung 100 gesteuert werden. Insbesondere können die Schaltelemente S1 bis S5 Strompfade bilden, indem sie eingeschaltet sind, wenn die Steuersignale SG1 bis SG5 einen Logikpegel High aufweisen (hier nachstehend auch als der „H-Pegel“ bezeichnet). Auf der anderen Seite schalten die Schaltelemente S1 bis S5 die Strompfade ab, indem sie ausgeschaltet werden, wenn die Steuersignale SG1 bis SG5 einen Logikpegel Low aufweisen (hier nachstehend auch als der „L-Pegel“ bezeichnet).
Die Dioden D1 bis D4 sind antiparallel zu den jeweiligen Schaltelementen S1 bis S4 verbunden. Die Dioden D1 bis D4 sind jeweils angeordnet, um, während sie in Durchlassrichtung vorgespannt sind, einen Strompfad in einer Richtung von der Stromleitung GL zur Stromleitung PL auszubilden (in den Zeichnungen eine Richtung von unten nach oben). Auf der anderen Seite bilden die Dioden D1 bis D4, während sie in Sperrrichtung vorgespannt sind, keinen Strompfad. Insbesondere ist die Diode D1 so verbunden, dass sie eine Richtung von einem Knoten N1 zur Stromleitung PL als eine Vorwärtsrichtung aufweist, und die Diode D2 ist so verbunden, dass sie eine Richtung von der Stromleitung GL zum Knoten N1 als die Vorwärtsrichtung aufweist. In gleicher Weise ist die Diode D3 so verbunden, dass sie eine Richtung von einem Knoten N2 zur Stromleitung PL als die Vorwärtsrichtung aufweist, und die Diode D4 ist so verbunden, dass sie eine Richtung von der Stromleitung GL zum Knoten N2 als die Vorwärtsrichtung aufweist.
Das Schaltelement S1 ist elektrisch zwischen der Stromleitung PL und dem Knoten N1 verbunden. Der Induktor L1 und die DC-Leistungsversorgung B1 sind elektrisch in Reihe zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung GL verbunden. Zum Beispiel ist der Induktor L1 elektrisch zwischen einem positiven Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B1 und dem Knoten N1 verbunden, und ein negativer Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B1 ist elektrisch mit der Stromleitung GL verbunden. Das Schaltelement S2 ist elektrisch zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung GL verbunden. Auch wenn eine Verbindungsreihenfolge des Induktors L1 und der DC-Leistungsversorgung B1 vertauscht wird, bleibt eine elektrische Ersatzschaltungsausgestaltung erhalten.
Das Schaltelement S3 ist elektrisch zwischen der Stromleitung PL und dem Knoten N2 verbunden. Das Schaltelement S4 ist elektrisch zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL verbunden. Das Schaltelement S5 ist elektrisch zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden. Der Induktor L2 und die DC-Leistungsversorgung B2 sind elektrisch in Reihe zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL verbunden. Zum Beispiel ist der Induktor L2 elektrisch zwischen einem positiven Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B2 und dem Knoten N2 verbunden, und ein negativer Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B2 ist elektrisch mit der Stromleitung GL verbunden. Auch wenn eine Verbindungsreihenfolge des Induktors L2 und der DC-Leistungsversorgung B2 vertauscht wird, bleibt eine elektrische Ersatzschaltungsausgestaltung erhalten.
Im Ausgestaltungsbeispiel in 1 entsprechen das Schaltelement S1 und die Diode D1 einem „ersten Halbleiterelement SM1“, das Schaltelement S2 und die Diode D2 entsprechen einem „zweiten Halbleiterelement SM2“, und das Schaltelement S3 und die Diode D3 entsprechen einem „dritten Halbleiterelement SM3“. Das Schaltelement S4 und die Diode D4 entsprechen einem „vierten Halbleiterelement SM4“, und das Schaltelement S5 entspricht einem „fünften Halbleiterelement SM5“. Die Induktoren L1 und L2 entsprechen dem „ersten Induktor“ bzw. dem „zweiten Induktor“. In dem Beispiel in 1 kann durch Steuern des Ein- und Aus-Schaltens der Schaltelemente S1 bis S5 das Ausbilden und das Abschalten eines Strompfads im ersten Halbleiterelement SM1 bis zum fünften Halbleiterelement SM5 gesteuert werden.
Die Steuereinrichtung 100 wird zum Beispiel durch eine elektronische Steuereinheit (ECU, Electronic Control Unit) mit einem Hauptprozessor (CPU, Central Processing Unit) und einem Speicher, die nicht gezeigt werden, umgesetzt. Die Steuereinrichtung 100 ist dazu ausgelegt, Operationsverarbeitung unter Verwendung eines Detektionswerts von jedem Sensor auf Basis eines Kennfelds und eines im Speicher gespeicherten Programms durchzuführen. Alternativ kann wenigstens ein Teil der Steuereinrichtung 100 dazu ausgelegt sein, vorgeschriebene numerische und logische Operationsverarbeitung mit einer solchen Hardware wie eine elektronische Schaltung durchzuführen.
Die Steuereinrichtung 100 erzeugt die Steuersignale SG1 bis SG5, die das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S5 zum Steuern der Ausgangsspannung VH steuern. Obwohl in 1 keine Veranschaulichung bereitgestellt wird, werden Detektoren (Spannungssensoren) für eine Spannung (bezeichnet als V[1]) und einen Strom (bezeichnet als I[1]) der DC-Leistungsversorgung B1, für eine Spannung (bezeichnet als V[2]) und einen Strom (bezeichnet als I[2]) der DC-Leistungsversorgung B2 und für die Ausgangsspannung VH bereitgestellt. Ausgaben von diesen Detektoren werden der Steuereinrichtung 100 bereitgestellt.
2 ist eine schematische Darstellung, die ein Ausgestaltungsbeispiel für die Last 30 zeigt.
Mit Bezug auf 2 ist die Last 30 dazu ausgelegt, dass sie zum Beispiel einen Motor zum Antreiben eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs umfasst. Die Last 30 umfasst einen Glättungskondensator CH, einen Wechselrichter 32, einen Motor/Generator 35, einen Antriebsstrang 36 und ein Antriebsrad 37.
Der Motor/Generator 35 ist ein Motor zum Antreiben, um Fahrzeugantriebskraft zu erzeugen, und er wird zum Beispiel durch einen mehrphasigen Permanentmagnet-Synchronmotor umgesetzt. Das Ausgangsdrehmoment des Motors/Generators 35 wird durch den Antriebsstrang 36, der aus einem Reduktionsgetriebe und einer Leistungsverzweigungseinrichtung besteht, an das Antriebsrad 37 übertragen. Das elektrisch betriebene Fahrzeug läuft mit Drehmoment, das an das Antriebsrad 37 übertragen wird. Der Motor/Generator 35 erzeugt Leistung mit der Rotationskraft vom Antriebsrad 37 während des regenerativen Bremsens des elektrisch betriebenen Fahrzeugs. Diese erzeugte elektrische Leistung wird durch den Wechselrichter 32 einer AC/DC-Umformung unterzogen. Diese DC-Leistung kann als Aufladeleistung für die im Leistungsversorgungssystem 5 enthaltenen DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 verwendet werden.
In einem Hybridfahrzeug, bei dem zusätzlich zum Motor/Generator ein Verbrennungsmotor (nicht dargestellt) montiert ist, werden dieser Verbrennungsmotor und der Motor/Generator 35 koordiniert betrieben, um so die für das elektrisch betriebene Fahrzeug erforderliche Fahrzeugantriebskraft zu erzeugen. Hier kann bzw. können die DC-Leistungsversorgung (Leistungsversorgungen) B1 und/oder B2 auch mit Leistung aufgeladen werden, die durch Drehbewegung des Verbrennungsmotors erzeugt wird.
Somit stellt das elektrisch betriebene Fahrzeug übergreifend ein Fahrzeug dar, in dem ein Elektromotor zum Antreiben montiert ist, und dazu zählen sowohl das Hybridfahrzeug, in dem ein Verbrennungsmotor und ein Elektromotor montiert sind, als auch ein Elektrofahrzeug und ein Brennstoffzellenfahrzeug, in denen keine Verbrennungsmotoren montiert sind.
(Betrieb des Leistungsumformers)
In gleicher Weise wie der im Patentdokument 2 beschriebene Leistungsumformer weist der Leistungsumformer 10 mehrere Betriebsmodi auf, die sich in der Art und Weise der DC-Leistungsumformung (DC-DC-Umformung) zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL unterscheiden. Diese Betriebsmodi werden selektiv angewendet, indem eine Art und Weise der Ein-/Aus-Steuerung der Schaltelemente umgeschaltet wird.
Zu den mehreren Betriebsmodi des Leistungsumformers 10 zählen ein „Parallel-Hochsetzmodus“ für die parallele DC-DC-Umformung zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL.
Wie sich dies anhand der 1 verstehen lässt, weist der Leistungsumformer 10 eine Schaltungsausgestaltung auf, die kombiniert eine zwischen der DC-Leistungsversorgung B1 und den Stromleitungen PL und GL ausgebildete Hochsetzstellerschaltung und eine zwischen der DC-Leistungsversorgung B2 und den Stromleitungen PL und GL ausgebildete Hochsetzstellerschaltung umfasst. Daher wird zu Anfang ein Betrieb einer grundlegenden Hochsetzstellerschaltung ausführlich beschrieben.
3 zeigt einen Schaltplan, der eine Ausgestaltung einer grundlegenden Hochsetzstellerschaltung zeigt.
Mit Bezug auf 3 weist eine Hochsetzstellerschaltung CHP ein Schaltelement Su, das einen oberen Zweig umsetzt, ein Schaltelement S1, das einen unteren Zweig umsetzt, und einen Induktor L auf. Der Induktor L ist elektrisch zwischen einem Verbindungspunkt zwischen dem Schaltelement Su im oberen Zweig und dem Schaltelement S1 im unteren Zweig und einem positiven Elektrodenanschluss einer DC-Leistungsversorgung PS verbunden. Das Schaltelement Su im oberen Zweig und das Schaltelement S1 im unteren Zweig sind in Reihe zwischen den Stromleitungen PL und GL verbunden. Die Dioden Du und D1 sind antiparallel mit dem Schaltelement Su im oberen Zweig bzw. dem Schaltelement S1 im unteren Zweig verbunden.
In der Hochsetzstellerschaltung CHP wird alternierend eine Ein-Periode und eine Aus-Periode des unteren Zweigs (Schaltelement S1) bereitgestellt. Während der Ein-Periode des unteren Zweigs ist ein Strompfad 101 durch die DC-Leistungsversorgung PS, den Induktor L und das Element S1 des unteren Zweigs (Ein) ausgebildet. Somit wird Energie im Induktor L gespeichert.
Während der Aus-Periode der unteren Zweigs ist ein Strompfad 102 durch die DC-Leistungsversorgung PS, den Induktor L, die Diode Du (oder das Schaltelement Su) und die Last 30 ausgebildet. Somit werden die im Induktor L während der Ein-Periode des Elements S1 des unteren Zweigs gespeicherte Energie und Energie aus der DC-Leistungsversorgung PS der Last 30 zugeführt. Somit wird eine Ausgangsspannung für die Last 30 im Vergleich zu einer Ausgangsspannung aus der DC-Leistungsversorgung PS hochgesetzt.
Das Schaltelement Su im oberen Zweig sollte während der Ein-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig ausgeschaltet sein. Während der Aus-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig ist das Schaltelement Su im oberen Zweig eingeschaltet, so dass Leistung aus der Last 30 für die DC-Leistungsversorgung PS regeneriert werden kann. Zum Beispiel kann die DC-DC-Umformung durch periodisches und komplementäres Ein- und Ausschalten des Schaltelements Su im oberen Zweig und des Schaltelements S1 im unteren Zweig sowohl zur Regeneration als auch zum Versorgen des Fahrens ausgeführt werden, während die Ausgangsspannung VH gesteuert wird, ohne dass eine Art und Weise der Schaltsteuerung (Ein-/Aus-Steuern) in Übereinstimmung mit einer Richtung eines Stroms umgeschaltet wird.
Wenn die Leistungsregeneration zur DC-Leistungsversorgung PS nicht ausgeführt wird, ist eine Richtung eines Stroms auf eine Richtung begrenzt. Daher ist es nicht erforderlich, das Schaltelement Su im oberen Zweig anzuordnen, und der obere Zweig kann nur durch die Diode Du umgesetzt werden. Zusätzlich ist es nicht erforderlich, die Diode D1 im unteren Zweig anzuordnen.
4 zeigt ein Kurvenbeispiel des Betriebs der in 3 gezeigten Hochsetzstellerschaltung.
Mit Bezug auf 4 wird während der Ein-Periode des unteren Zweigs ein Strom IL, der durch den Induktor L fließt (hier nachstehend als ein „Induktorstrom“ bezeichnet), größer, und während einer Aus-Periode des unteren Zweigs wird der Induktorstrom IL gesenkt. Durch Steuern eines Verhältnisses zwischen der Ein-Periode und der Aus-Periode des Schaltelements S1 im unteren Zweig kann daher die Ausgangsspannung VH gesteuert werden. Insbesondere wird die Ausgangsspannung VH durch Steigern eines Verhältnisses der Ein-Periode größer.
Ein Spannungsumformungsverhältnis (ein Hochsetzverhältnis) in der Hochsetzstellerschaltung CHP wird bekanntermaßen durch den nachstehenden Ausdruck (1) ausgedrückt, indem eine Spannung Vi aus der DC-Leistungsversorgung PS, eine Ausgangsspannung VH und eine relative Einschaltdauer DT der Ausgabe (hier nachstehend auch einfach als eine relative Einschaltdauer DT bezeichnet) verwendet werden. Die relative Einschaltdauer DT ist ein Parameter, der ein Verhältnis der Ein-Periode darstellt, und er wird durch ein Verhältnis der Ein-Periode des unteren Zweigs (ein zeitliches Verhältnis) zu einer Schaltperiode To (die Ein-Periode + die Aus-Periode) definiert. $VH = 1 / (1 - DT) • Vi$
In der Hochsetzstellerschaltung CHP kann das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (hier nachstehend Schaltsteuerung) auf Basis von Pulsweitenmodulations- (PWM-) Steuerung gesteuert werden. Zum Beispiel wird ein Steuerimpulssignal SD zum Ein- und Ausschalten des unteren Zweigs in Übereinstimmung mit dem Spannungsvergleich zwischen einer Trägerwelle CW und einer relativen Einschaltdauer DT erzeugt.
Die Trägerwelle CW weist die gleiche Periode wie die Schaltperiode To auf. Zum Beispiel wird eine Dreieckwelle als Trägerwelle CW eingesetzt. Eine Frequenz der Trägerwelle CW entspricht einer Schaltfrequenz des Schaltelements S1 (Su). Eine Spannungspulsweite (Spitze - Spitze) der Trägerwelle CW ist auf eine Spannung gesetzt, die DT = 1,0 entspricht.
Das Steuerimpulssignal SD ist auf den H-Pegel gesetzt, wenn eine Spannung, welche die relative Einschaltdauer DT zeigt, größer als eine Spannung der Trägerwelle CW ist, und sie ist auf den L-Pegel gesetzt, wenn sie niedriger als eine Spannung der Trägerwelle CW ist. Ein Steuerimpulssignal /SD ist ein invertiertes Signal des Steuerimpulssignals SD.
Das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements S1 im unteren Zweig wird als Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD gesteuert. Das Schaltelement S1 im unteren Zweig ist nämlich während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD auf Ein gesteuert, während es während der L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD auf Aus gesteuert ist. Das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements Su im oberen Zweig kann periodisch und komplementär zum Schaltelement S1 im unteren Zweig als Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD gesteuert werden.
Indem die relative Einschaltdauer DT länger ist, ist die Periode des H-Pegels des Steuerimpulssignals SD länger, und somit ist die Ein-Periode des unteren Zweigs länger. Somit erhöht sich die Ausgangsspannung VH mit der Erhöhung der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung PS bei Erhöhung des Durchschnittswerts des Stroms IL. Im Gegensatz dazu ist, indem die relative Einschaltdauer DT kürzer ist, die Periode des L-Pegels des Steuerimpulssignals SD länger, und somit ist die Ein-Periode des unteren Zweigs kürzer. Somit senkt sich die Ausgangsspannung VH mit dem Absenken der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung PS bei Absenken des Durchschnittswerts des Stroms IL.
(Schaltungsbetrieb im Parallel-Hochsetzmodus)
Es werden jetzt ein Betrieb und das Steuern im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 ausführlich beschrieben. Der Leistungsumformer 10 arbeitet auf eine derartige Art und Weise, dass zwei Hochsetzstellerschaltungen im Parallel-Hochsetzmodus parallel in Bezug auf jede der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 betrieben werden. Der Leistungsumformer 10 steuert nämlich die Ausgangsspannung VH in Übereinstimmung mit dem Spannungssollwert VH*, indem sie DC-DC-Umformung parallel zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (Last 30) ausführt, wie im Parallel-Verbindungsmodus im Patentdokument 2.
Wieder mit Bezug auf 1 zeichnet sich der Leistungsumformer 10 durch den Unterschied in der Hochsetzstellerschaltung aus, die für die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2, zwischen einem Fall, in dem das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, und einem Fall, in dem es ausgeschaltet ist, ausgebildet wird.
Im Leistungsumformer 10 sind die Knoten N1 und N2 elektrisch voneinander getrennt, während das Schaltelement S5 aus ist. Eine Ersatzschaltung des Leistungsumformers 10 wird hier in 5 gezeigt.
Mit Bezug auf 5 ist, während das Schaltelement S5 aus ist, für die DC-Leistungsversorgung B1 eine solche Hochsetzstellerschaltung ausgebildet, dass das Schaltelement S2 und die Diode D2 den unteren Zweig umsetzen und das Schaltelement S1 und die Diode D1 den oberen Zweig umsetzen.
Auf der anderen Seite ist für die DC-Leistungsversorgung B2 eine derartige Hochsetzstellerschaltung ausgebildet, dass das Schaltelement S4 und die Diode D4 den unteren Zweig umsetzen und das Schaltelement S3 und die Diode D3 den oberen Zweig umsetzen.
6 zeigt einen Strompfad, wenn die unteren Zweige der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in dem in 5 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet sind.
Mit Bezug auf 6 ist durch Einschalten des Schaltelements S2 ein Strompfad 111 zum Speichern von Energie im Induktor L1 mit der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet, in gleicher Weise wie der Strompfad 101 in 3. Das Schaltelement S2 entspricht nämlich dem unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die in Übereinstimmung mit der DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet ist.
In gleicher Weise ist durch Einschalten des Schaltelements S4 ein Strompfad 112 zum Speichern von Energie im Induktor L2 mit der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2 ausgebildet, in gleicher Weise wie der Strompfad 101 in 3. Das Schaltelement S4 entspricht nämlich dem unteren Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die übereinstimmend mit der DC-Leistungsversorgung B2 ausgebildet ist.
7 zeigt einen Strompfad, wenn die oberen Zweige der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in dem in 5 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet sind.
Mit Bezug auf 7 wird durch Ausschalten des Schaltelements S2 ein Strompfad 113 zum Ausgeben von im Induktor LI gespeicherter Energie zur Stromleitung PL zusammen mit Energie aus der DC-Leistungsversorgung B1 durch das Schaltelement S1 oder die Diode D1 ausgebildet. In der vorliegenden Ausführungsform wird das Schaltelement S1 während der Aus-Periode des Schaltelements S2 durch komplementäres Ein- und Ausschalten der Schaltelemente S1 und S2 eingeschaltet. Das Schaltelement S1 entspricht dem oberen Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die übereinstimmend mit der DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet wird.
In gleicher Weise wird durch Ausschalten des Schaltelements S4 ein Strompfad 114 zum Ausgeben von im Induktor L2 gespeicherter Energie zur Stromleitung PL zusammen mit Energie aus der DC-Leistungsversorgung B2 durch das Schaltelement S3 oder die Diode D3 ausgebildet. In der vorliegenden Ausführungsform wird das Schaltelement S3 während der Aus-Periode des Schaltelements S4 eingeschaltet, da die Schaltelemente S3 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet werden. Das Schaltelement S3 entspricht dem oberen Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die übereinstimmend mit der DC-Energieversorgung B2 ausgebildet wird.
Wie sich dies anhand der 6 und 7 verstehen lässt, wird durch das alternierende Ausbilden der Strompfade 111 und 113 DC-DC-Umformung zwischen der DC-Leistungsversorgung B1 und den Stromleitungen PL und GL ausgeführt. In gleicher Weise wird durch das alternierende Ausbilden der Strompfade 112 und 114 DC-DC-Umformung zwischen der DC-Leistungsversorgung B2 und den Stromleitungen PL und GL ausgeführt.
Im Folgenden wird der obere Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die übereinstimmend mit der DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet ist, auch als ein „B1U-Zweig“ bezeichnet, und der untere Zweig wird als ein „B1L-Zweig“ bezeichnet. In gleicher Weise wird der obere Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die übereinstimmend mit der DC-Leistungsversorgung B2 ausgebildet ist, auch als ein „B2U-Zweig“ bezeichnet, und der untere Zweig wird auch als ein „B2L-Zweig“ bezeichnet.
Im Leistungsumformer 10 sind die Knoten N1 und N2 elektrisch miteinander verbunden, während das Schaltelement S5 ein ist. Eine Ersatzschaltung des Leistungsumformers 10 zu diesem Zeitpunkt wird in 8 gezeigt.
Mit Bezug auf 8 ermöglicht das Schaltelement S5 in Verbindung mit der DC-Leistungsversorgung B1 die elektrische Verbindung des Knotens N2 mit dem Knoten N1, und somit kann das Schaltelement S4, das zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL verbunden ist, als der untere Zweig (der B1L-Zweig) der DC-Leistungsversorgung B1 dienen, und somit kann die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden. In gleicher Weise dient das Schaltelement S3, das elektrisch zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung PL verbunden ist, als der obere Zweig (der B1U-Zweig) der DC-Leistungsversorgung B1, und somit kann die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden.
Für die DC-Leistungsversorgung B2 kann die Hochsetzstellerschaltung ausgebildet werden, wobei das Schaltelement S1, das zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL verbunden ist, als der obere Zweig (der B2U-Zweig) dient, und das Schaltelement S2 als der untere Zweig (der B2L-Zweig) dient.
Die 9A und 9B zeigen Strompfade, wenn die unteren Zweige der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in dem in 8 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet sind.
Mit Bezug auf 9A ist durch Einschalten der Schaltelemente S4 und S5 ein Strompfad 115 zum Speichern von Energie im Induktor L1 mit Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet. Wie dies in 9B gezeigt wird, ist durch Einschalten der Schaltelemente S2 und S5 ein Strompfad 116 zum Speichern von Energie im Induktor L2 mit Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2 ausgebildet.
Die 10 A und 10 B zeigen Strompfade, wenn die oberen Zweige der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in dem in 8 gezeigten Ersatzschaltplan eingeschaltet sind.
Mit Bezug auf 10A wird in Verbindung mit der DC-Leistungsversorgung B1 durch Ausschalten des Schaltelements S4, während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, ein Strompfad 117 zum Ausgeben von im Induktor L1 gespeicherter Energie zur Stromleitung PL zusammen mit Energie aus der DC-Leistungsversorgung B1 durch das Schaltelement S3 oder die Diode D3 ausgebildet. Wie dies oben beschrieben wird, kann das Schaltelement S3 den B1U-Zweig ausbilden, und das Schaltelement S4 kann den BIL-Zweig ausbilden, da die Schaltelemente S3 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet werden.
Mit Bezug auf 10B wird in Verbindung mit der DC-Leistungsversorgung B2 durch Ausschalten des Schaltelements S2, während das Schaltelement S5 eingeschaltet ist, ein Strompfad 118 zum Ausgeben von im Induktor L2 gespeicherter Energie zur Stromleitung PL zusammen mit Energie aus der DC-Leistungsversorgung B2 durch das Schaltelement S1 oder die Diode D1 ausgebildet. Wie dies oben beschrieben wird, kann das Schaltelement S1 den B2U-Zweig ausbilden, und das Schaltelement S2 kann den B2L-Zweig ausbilden, da die Schaltelemente S1 und S2 komplementär ein- und ausgeschaltet werden.
11 zeigt die Entsprechung zwischen jedem Zweig der Hochsetzstellerschaltung, die in jedem Fall des Aus- und Ein-Schaltens des Schaltelements S5 und des Ein- und Aus-Schaltens der Schaltelemente ausgebildet werden.
Mit Bezug auf 11 wird jeder Zweig in der Hochsetzstellerschaltung, der ausgebildet wird, während das Schaltelement S5 aus ist (5 bis 7), als ein „erster Zweig“ bezeichnet, und jeder Zweig der Hochsetzstellerschaltung, der ausgebildet wird, während das Schaltelement S5 ein ist (8 bis 10), wird als ein „zweiter Zweig“ bezeichnet.
Während das Schaltelement S5 aus ist, das heißt, während der erste Zweig ausgebildet ist, ist für die DC-Leistungsversorgung B1, wie dies oben beschrieben wird, der B1L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S2 eingeschaltet, und der B1U-Zweig ist durch Einschalten des Schaltelements S1 eingeschaltet (Ausschalten des Schaltelements S2). Für die DC-Leistungsversorgung B2 wird der B2L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S4 eingeschaltet, und der B2U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S3 eingeschaltet (Ausschalten des Schaltelements S4).
Während das Schaltelement S5 ein ist, das heißt, während der zweite Zweig ausgebildet ist, ist für die DC-Leistungsversorgung B1, wie dies oben beschrieben wird, der B1L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S4 eingeschaltet, und der B1U-Zweig ist durch Einschalten des Schaltelements S3 eingeschaltet (Ausschalten des Schaltelements S4). Für die DC-Leistungsversorgung B2 wird der B2L-Zweig durch Einschalten des Schaltelements S2 eingeschaltet, und der B2U-Zweig wird durch Einschalten des Schaltelements S1 eingeschaltet (Ausschalten des Schaltelements S2).
Somit werden in beiden Zweigen, dem ersten Zweig und dem zweiten Zweig, die Schaltelemente S1 und S2 komplementär ein- und ausgeschaltet, und die Schaltelemente S3 und S4 werden komplementär ein- und ausgeschaltet, so dass jede der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 so gesteuert werden kann, dass der obere Zweig und der untere Zweig alternierend ein- und ausgeschaltet werden.
Im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 gemäß der ersten Ausführungsform wird die DC-DC-Umformung durch Verwenden sowohl des ersten Zweigs als auch des zweiten Zweigs ausgeführt. Wie dies in 11 gezeigt wird, arbeiten die Schaltelemente S1 bis S5 allerdings als der erste Zweig für eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2, während sie als der zweite Zweig für die andere der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 arbeiten. Besonders zu beachten ist, dass Interferenz zwischen dem ersten Zweig und dem zweiten Zweig eine Periode begrenzen wird, während welcher der zweite Zweig angewendet werden kann.
Insbesondere, wenn der zweite Zweig für eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet ist, ist der zweite Zweig auch für die andere der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet. Wenn zum Beispiel die Schaltelemente S4 und S5 eingeschaltet werden, um dadurch den B1L-Zweig des zweiten Zweigs ( 9A) als Reaktion auf das Ein-Schalten des Schaltelements S4, wie in 6, einzuschalten, wird der B2L-Zweig des ersten Zweigs für die DC-Leistungsversorgung B2 eingeschaltet. Im Gegensatz dazu wird, wenn die Schaltelemente S3 und S5 eingeschaltet werden, um dadurch den B1U-Zweig des zweiten Zweigs (10A), wie in 7, einzuschalten, der B2U-Zweig des ersten Zweigs für die DC-Leistungsversorgung B2 eingeschaltet.
Wie sich dies auch anhand der 9A und 10B verstehen lässt, wird, wenn sowohl der B1L-Zweig als auch der B2U-Zweig eingeschaltet werden, während der zweite Zweig ausgebildet ist, ein Kurzschlusspfad zwischen den Stromleitungen PL und GL als ein Ergebnis des Ausbildens eines Strompfads vom Knoten N2 zum Knoten N1 durch den Ein-Zustand der Schaltelemente S1, S5 und S4 ausgebildet. Wenn daher sowohl der B1L-Zweig als auch der B2U-Zweig, wie dies oben beschrieben wird, eingeschaltet sind, sollte der erste Zweig (6) durch Ausschalten des Schaltelements S5 angewendet werden.
Wie sich dies auch anhand der 9B und 10A verstehen lässt, wird in gleicher Weise, wenn sowohl der B2L-Zweig als auch der B1U-Zweig eingeschaltet werden, während der zweite Zweig ausgebildet ist, ein Kurzschlusspfad zwischen den Stromleitungen PL und GL als ein Ergebnis des Ausbildens eines Strompfads vom Knoten N1 zum Knoten N2 durch den Ein-Zustand der Schaltelemente S3, S5 und S2 ausgebildet. Wenn daher sowohl der B1U-Zweig als auch der B2L-Zweig, wie dies oben beschrieben wird, eingeschaltet sind, sollte der erste Zweig (6) durch Ausschalten des Schaltelements S5 angewendet werden.
Daher ist eine Periode, während welcher der zweite Zweig verwendet werden kann, auf eine Periode begrenzt, in der ein Befehl (Ein/Aus) an den oberen Zweig und ein Befehl (Ein/Aus) an den unteren Zweig für die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 gleich sind. Der zweite Zweig kann nämlich lediglich während einer Periode, in der das Ein-Schalten des oberen Zweigs für beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 angegeben wird, oder während einer Periode, in der das Ein-Schalten des unteren Zweigs für beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 angegeben wird, verwendet werden.
12 zeigt boolesche Gatterausdrücke zum Steuern des Ein- und Aus-Schaltens jedes der Schaltelemente S1 bis S5 im Parallel-Hochsetzmodus.
Mit Bezug auf 12 entspricht ein Steuerimpulssignal SD1 dem Steuerimpulssignal SD (4) in der Hochsetzstellerschaltung entsprechend der DC-Leistungsversorgung B1. Während nämlich das Steuerimpulssignal SD1 auf dem H-Pegel ist, wird an die DC-Leistungsversorgung B1 das Ein-Schalten des unteren Zweigs angewiesen. Ein Steuerimpulssignal /SD1 ist ein invertiertes Signal des Steuerimpulssignals SD1. Während nämlich das Steuerimpulssignal /SD1 auf dem H-Pegel ist, wird an die DC-Leistungsversorgung B1 das Ein-Schalten des oberen Zweigs angewiesen.
Indem die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 länger ist, erhöht sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1. Indem die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD1 länger ist (das heißt, die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1), verringert sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1.
In gleicher Weise entspricht ein Steuerimpulssignal SD2 dem Steuerimpulssignal SD (4) in der Hochsetzstellerschaltung, die der DC-Leistungsversorgung B2 entspricht, und ein Steuerimpulssignal /SD2 ist ein invertiertes Signal des Steuerimpulssignals SD2. Während das Steuerimpulssignal SD2 nämlich auf dem H-Pegel ist, wird das Ein-Schalten des unteren Zweigs der DC-Leistungsversorgung B2 angewiesen, und während das Steuerimpulssignal /SD2 auf dem H-Pegel ist, wird das Ein-Schalten des oberen Zweigs der DC-Leistungsversorgung B2 angewiesen.
Indem die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD2 länger ist, erhöht sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2, und indem die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD2 (das heißt, die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD2) länger ist, verringert sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2.
Im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 wird das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements S2 übereinstimmend mit dem Steuerimpulssignal SD1 gesteuert, und das Schaltelement S1 wird als Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD1 ein- und ausgeschaltet. Das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements S4 wird als Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD2 gesteuert, und das Schaltelement S3 wird als Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD2 ein- und ausgeschaltet. Das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements S5 wird in Übereinstimmung mit einem exklusiv NOR (XNOR) des Steuerimpulssignals SD1 und SD2 gesteuert.
Wenn die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen (das heißt: SD1 = SD2 = H oder SD1 = SD2 = L), ist das Schaltelement S5 eingeschaltet. Wenn nämlich die Zustände von Ein und Aus der Schaltelemente S2 und S4 die gleichen sind, ist das Schaltelement S5 eingeschaltet. Hier wird die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig umfasst, für jede der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 umgesetzt.
Wenn der zweite Zweig verwendet wird, sind die Logikpegel der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 gleich, und somit versteht es sich, dass die Schaltelemente S2 und S4 gemeinsam ein- und ausgeschaltet werden. Die Schaltelemente S1 und S3 werden ebenfalls gemeinsam ein- und ausgeschaltet. Ein Paar Schaltelemente S1 und S3 und ein Paar Schaltelemente S2 und S4 werden komplementär ein- und ausgeschaltet. Daher wird das komplementäre Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 und S2 und das komplementäre Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S3 und S4 sichergestellt.
Wenn auf der anderen Seite die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 unterschiedliche Logikpegel aufweisen (das heißt: SD1 = H, SD2 = L oder SD1 = L, SD2 = H), ist das Schaltelement S5 ausgeschaltet. Wenn sich nämlich die Schaltelemente S2 und S4 unterschiedliche Zustände von Ein und Aus aufweisen, ist das Schaltelement S5 ausgeschaltet. Hier wird die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, für jede der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 umgesetzt.
Wenn daher der erste Zweig verwendet wird, werden die Schaltelemente S2 und S3 gemeinsam ein- und ausgeschaltet, und die Schaltelemente S1 und S4 werden gemeinsam ein- und ausgeschaltet, da die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 unterschiedliche Logikpegel aufweisen. Dann werden das Paar Schaltelemente S1 und S3 und das Paar Schaltelemente S2 und S4 komplementär ein- und ausgeschaltet. Daher wird, wenn der zweite Zweig ebenfalls verwendet wird, das komplementäre Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 und S2 und das komplementäre Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S3 und S4 sichergestellt.
Durch Steuern des Ein- und Aus-Schaltens der Schaltelemente S1 bis S5 als Reaktion auf die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 in Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Gatterausdrücken kann somit DC-DC-Umformung im Parallel-Hochsetzmodus ausgeführt werden, während eine automatische Auswahl zwischen der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, und der Hochsetzstellerschaltung, welche die Ausbildung des zweiten Zweigs verwendet, erfolgt. Insbesondere kann durch Steuern von Ausbildung/Abschalten eines Strompfads zwischen den Knoten N1 und N2 durch das Schaltelement S5 das Schalten zwischen dem ersten Zweig und dem zweiten Zweig erfolgen, während die Ausbildung eines Kurzschlusspfads zwischen den Stromleitungen PL und GL vermieden wird.
13 ist ein Funktionsblockschaltbild zur Veranschaulichung eines Beispiels für das Steuern von Ausgaben aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10. Im Folgenden wird eine Funktion des Funktionsblocks in jedem durch 13 dargestellten Funktionsblockschaltbild durch Software-Verarbeitung und/oder Hardware-Verarbeitung durch die Steuereinrichtung 100 umgesetzt.
Mit Bezug auf 13 kann im Parallel-Hochsetzmodus, wie im Parallel-Verbindungsmodus im Patentdokument 2, die Ausgabe aus einer der DC-Leistungsversorgungen B1 oder B2 so gesteuert werden, dass sie eine Spannungsdifferenz ΔV (ΔV = VH* - VH) in der Ausgangsspannung VH kompensiert (Spannungssteuerung), und die Ausgabe aus der anderen der DC-Leistungsversorgungen B1 oder B2 kann so gesteuert werden, dass sie eine Stromdifferenz des Stroms I[1] oder I[2] kompensiert (Stromsteuerung). Zum Beispiel kann ein Sollwert (Io*) zur Stromsteuerung gesetzt werden, um die Ausgangsleistung aus der Leistungsversorgung zu steuern.
Als Beispiel steuert eine Umformersteuereinheit 250 im Parallel-Hochsetzmodus den Leistungsumformer 10 so, dass die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1 der Spannungssteuerung unterzogen wird und dass die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2 der Stromsteuerung unterzogen wird. In diesem Fall kann durch Verwenden eines Leistungssollwerts P[2]* und der Spannung V[2] der DC-Leistungsversorgung B2, um so Io* = P[2]*/V[2] zu setzen, eine Eingangs-/Ausgangsspannung der DC-Leistungsversorgung B2 in Übereinstimmung mit dem Leistungssollwert P[2]* gesteuert werden.
Die Umformersteuereinheit 250 umfasst die Subtraktionsabschnitte 252 und 254, eine Steuerung 210 zum Steuern der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1, eine Steuerung 220 zum Steuern der Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2, eine PWM-Steuereinheit 230 und einen Trägerwellen-Erzeugungsabschnitt 240.
Der Subtraktionsabschnitt 252 berechnet die Spannungsdifferenz ΔV (ΔV = VH* -VH) für die Spannungssteuerung. Die Steuerung 210 betreibt eine relative Einschaltdauer DT1 der Ausgabe der DC-Leistungsversorgung B1 (hier nachstehend einfach als relative Einschaltdauer DT1 bezeichnet) durch Regelung zum Kompensieren der Spannungsdifferenz ΔV (zum Beispiel PI-Steuerung). Die relative Einschaltdauer DT1 kann auch mit einem theoretischen Hochsetzverhältnis betrieben werden, das anhand eines Spannungsverhältnisses zwischen der Ausgangsspannung V[1] aus der DC-Leistungsversorgung B1 und dem Spannungssollwert VH* ermittelt wird, der weiter berücksichtigt wird.
Der Subtraktionsabschnitt 254 berechnet eine Stromdifferenz ΔI (ΔI= Io* -I[2]) für die Stromsteuerung. Die Steuerung 220 betreibt eine relative Einschaltdauer DT2 der Ausgabe der DC-Leistungsversorgung B2 (hier nachstehend einfach als relative Einschaltdauer DT2 bezeichnet) durch Regelung zum Kompensieren der Stromdifferenz ΔI (zum Beispiel PI-Steuerung). Die relative Einschaltdauer DT2 kann auch mit einem theoretischen Hochsetzverhältnis betrieben werden, das anhand eines Spannungsverhältnisses zwischen der Ausgangsspannung V[2] aus der DC-Leistungsversorgung B2 und dem Spannungssollwert VH* ermittelt wird, der weiter berücksichtigt wird.
Der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 erzeugt eine Trägerwelle CW1, die zum Steuern der DC-Leistungsversorgung B1 verwendet wird, und CW2, die zum Steuern der DC-Leistungsversorgung B2 verwendet wird. Die PWM-Steuereinheit 230 erzeugt die Steuersignale SG1 bis SG5 auf Basis einer Kombination aus PWM-Steuerung auf Basis des Vergleichs zwischen der relativen Einschaltdauer DT1 und der Trägerwelle CW1 und PWM-Steuerung auf Basis des Vergleichs zwischen der Trägerwelle CW2 und der relativen Einschaltdauer DT2. Die Trägerwellen CW1 und CW2 weisen die gleiche Frequenz auf, die einer Schaltfrequenz entspricht.
14 zeigt ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines Betriebs einer PWM-Steuereinheit 230 im Parallel-Verbindungsmodus.
Mit Bezug auf 14 werden für die DC-Leistungsversorgung B1 die Steuerimpulssignale SD1 und /SD1 durch PWM-Steuerung auf Basis von Spannungsvergleich zwischen der Trägerwelle CW1 und der relativen Einschaltdauer DT1 erzeugt. Während einer Periode, in der eine Bedingung DT1 > CW1 erfüllt ist, ist das Steuerimpulssignal SD1 auf den H-Pegel gesetzt, und während einer Periode, in der eine Bedingung CW1 > DT1 erfüllt ist, ist das Steuerimpulssignals SD1 auf den L-Pegel gesetzt. Daher ist mit Erhöhung der relativen Einschaltdauer DT1 die H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 länger, und die L-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals /SD1 ist kürzer. Da das Ein-Schalten des unteren Zweigs der DC-Leistungsversorgung B1 während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD1 angegeben wird, erhöht sich, wie dies oben beschrieben wird, die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1 mit der Erhöhung der relativen Einschaltdauer DT1, während sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B1 mit Senken der relativen Einschaltdauer DT1 verringert.
In gleicher Weise werden auch für die DC-Leistungsversorgung B2 die Steuerimpulssignale SD2 und /SD2 durch PWM-Steuerung auf Basis von Spannungsvergleich zwischen der relativen Einschaltdauer CW2 und der Trägerwelle DT2 erzeugt. In gleicher Weise wie die Steuerimpulssignale SD1 und /SD1 ist während einer Periode, in der eine Bedingung DT2 > CW2 erfüllt ist, das Steuerimpulssignal SD2 auf den H-Pegel gesetzt, und während einer Periode, in der eine Bedingung CW2 > DT2 erfüllt ist, ist das Steuerimpulssignals SD2 auf den L-Pegel gesetzt. Während der H-Pegel-Periode des Steuerimpulssignals SD2 wird das Ein-Schalten des unteren Zweigs der DC-Leistungsversorgung B2 angegeben, und somit erhöht sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2 mit der Erhöhung der relativen Einschaltdauer DT2, während sich die Ausgabe aus der DC-Leistungsversorgung B2 mit Senken der relativen Einschaltdauer DT2 verringert.
Die Steuersignale SG1 bis SG5 werden als Reaktion auf die Steuerimpulssignale SD1, /SD1, SD2 und /SD2, die durch PWM-Steuerung gewonnen werden, in Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken erzeugt. In Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken ist hier ein Schaltmuster der Schaltelemente S1 bis S5 auf vier in 15 gezeigte begrenzt, abhängig von der Kombination zwischen dem H-/L-Pegel des Steuerimpulssignals SD1 und dem H-/L-Pegel des Steuerimpulssignals SD2.
15 ist ein Diagramm, das eine Liste von Ein-/Aus-Mustern (Schaltmustern) der Schaltelemente S1 bis S5 im Parallel-Hochsetzmodus zeigt.
Mit Bezug auf 15 ist während einer Periode vom Zeitpunkt t0 bis t1 eine Bedingung SD1 = SD2 = H erfüllt. Wie dies in 15 gezeigt wird, ist hier eine Bedingung für das Steuersignal SG1 = SG3 = L erfüllt, während eine Bedingung SG2 = SG4 = SG5 = H erfüllt ist. Unter einer solchen Bedingung, dass das Schaltelement S5 eingeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig enthält, ausgebildet ist, sind daher die Schaltelemente S1 und S3 ausgeschaltet, während die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet sind.
Wie sich dies anhand der 11 verstehen lässt, werden hier der B1L-Zweig und der B2L-Zweig des zweiten Zweigs eingeschaltet. Das Ein-Schalten des unteren Zweigs wird nämlich jeder der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 angegeben. Daher erhöhen sich während der Periode vom Zeitpunkt t0 bis t1 beide Induktorströme IL1 und IL2. Wie dies anhand der Schaltungsausgestaltung in 1 klar ist, entspricht der Induktorstrom IL1 dem Strom I[1] aus der DC-Leistungsversorgung B1, und der Induktorstrom IL2 entspricht dem Strom I[2] aus der DC-Leistungsversorgung B2.
Wieder mit Bezug auf 14 ist, da das Steuerimpulssignal SD2 sich zum Zeitpunkt t1 vom H-Pegel auf den L-Pegel ändert, während einer Periode vom Zeitpunkt t1 bis t2 eine Bedingung SD1 = H und SD2 = L erfüllt. Wie dies in 15 gezeigt wird, ist hier eine Bedingung für das Steuersignal SG2 = SG3 = H erfüllt, während eine Bedingung SG1 = SG4 = SG5 = L erfüllt ist. Unter einer solchen Bedingung, dass das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, ausgebildet ist, sind daher die Schaltelemente S2 und S3 eingeschaltet, während die Schaltelemente S1 und S4 ausgeschaltet sind.
Wie sich dies anhand der 11 verstehen lässt, sind hier der B1L-Zweig und der B2U-Zweig des ersten Zweigs eingeschaltet. Das Ein-Schalten des unteren Zweigs wird der DC-Leistungsversorgung B1 nämlich angegeben, während das Ein-Schalten des oberen Zweigs der DC-Leistungsversorgung B2 angegeben wird. Daher erhöht sich während der Periode vom Zeitpunkt t1 bis t2 der Induktorstrom IL1, während sich der Induktorstrom IL2 senkt.
Wieder mit Bezug auf 14 ist, da das Steuerimpulssignal SD1 sich zum Zeitpunkt t2 vom H-Pegel auf den L-Pegel ändert, während einer Periode vom Zeitpunkt t2 bis t3 eine Bedingung SD1 = SD2 = L erfüllt. Wie dies in 15 gezeigt wird, ist hier eine Bedingung des Steuersignals SG2 = SG4 = L erfüllt, während eine Bedingung SG1 = SG3 = SG5 = H erfüllt ist. Unter einer solchen Bedingung, dass das Schaltelement S5 eingeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig umfasst, ausgebildet ist, sind daher die Schaltelemente S1 und S3 eingeschaltet und die Schaltelemente S2 und S4 sind ausgeschaltet.
Wie sich dies anhand der 11 verstehen lässt, werden hier der B1U-Zweig und der B2U-Zweig des zweiten Zweigs eingeschaltet. Das Ein-Schalten des oberen Zweigs wird nämlich jeder der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 angegeben. Daher senken sich während der Periode vom Zeitpunkt t2 bis t3 beide Induktorströme IL1 und IL2.
Wieder mit Bezug auf 14 ist, da das Steuerimpulssignal SD1 sich zum Zeitpunkt t3 vom L-Pegel auf den H-Pegel ändert, während einer Periode vom Zeitpunkt t3 bis t4 eine Bedingung SD1 = H und SD2 = L erfüllt. Indem ein Schaltmuster während der Periode vom Zeitpunkt t0 bis t1 reproduziert wird, unter einer solchen Bedingung, dass der erste Zweig verwendet wird, werden daher die Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert, dass der Induktorstrom IL1 sich erhöht, während sich der Induktorstrom IL2 senkt.
Im Betriebsbeispiel in 14 gibt es, da eine Bedingung DT1 > DT2 erfüllt ist, im Gegensatz zur Periode vom Zeitpunkt t0 bis t1 keine Periode, während der eine Bedingung SD1 = L und SD2 = H erfüllt ist. Wie dies in 15 gezeigt wird, ist hier während dieser Periode allerdings eine Bedingung für das Steuersignal SG1 = SG4 = H erfüllt, während eine Bedingung SG2 = SG3 = SG5 = L erfüllt ist. Unter einer solchen Bedingung, dass das Schaltelement S5 ausgeschaltet ist und die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, ausgebildet ist, werden daher die Schaltelemente S1 und S4 eingeschaltet, während die Schaltelemente S2 und S3 ausgeschaltet sind.
Wie sich dies anhand der 11 verstehen lässt, sind hier der B1U-Zweig und der B2L-Zweig des ersten Zweigs eingeschaltet. Das Ein-Schalten des unteren Zweigs wird der DC-Leistungsversorgung B2 nämlich angegeben, während das Ein-Schalten des oberen Zweigs der DC-Leistungsversorgung B1 angegeben wird. Daher versteht es sich, dass während dieser Periode die Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert werden, dass sich der Induktorstrom IL2 erhöht, während sich der Induktorstrom IL1 senkt.
Zum Zeitpunkt t4 oder auch später in 14 können die Schaltelemente S1 bis S5 in gleicher Weise in Übereinstimmung mit dem in 15 gezeigten Schaltmuster durch PWM-Steuerung in Übereinstimmung mit den relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gesteuert werden.
Somit wird gemäß dem Leistungsumformer 10 in der ersten Ausführungsform im Parallel-Hochsetzmodus das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S5 in Übereinstimmung mit den relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 zur Steuerung der Ausgabe aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Ausdrücken gesteuert. Somit können die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 die DC-DC-Umformung parallel für die Stromleitungen PL und GL ausführen, während zwischen einer Periode, in der die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, ausgebildet ist, und einer Periode, in der die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig umfasst, ausgebildet ist, das Schalten automatisch vorgenommen wird.
Insbesondere kann der Leistungsumformer 10 so gesteuert werden, dass eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 der Spannungssteuerung (Steuern von VH auf VH*) unterzogen wird und die andere der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 der Stromsteuerung (Steuern von I[1] oder I[2] auf Io*) unterzogen wird, indem die Ausgabe aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 auf Basis der relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gesteuert wird. Somit kann im Parallel-Hochsetzmodus die Eingangs-/Ausgangsleistung der DC-Leistungsversorgung, die der Spannungssteuerung unterzogen wird, auch indirekt gesteuert werden, indem die Eingangs-/Ausgangsleistung der DC-Leistungsversorgung, die der Stromsteuerung unterzogen wird, in Bezug auf die Eingangs-/Ausgangsleistung PL (Lastleistung PL) des Leistungsumformers 10 als Gesamtheit zur Last 30 bzw. aus der Last 30 gesteuert wird.
Der Leistungsumformer 10 kann nämlich die Leistungszuteilung zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 steuern, und er kann die Ausgangsspannung VH auf den Spannungssollwert VH* im Parallel-Hochsetzmodus steuern, wie im Parallel-Verbindungsmodus in dem im Patentdokument 2 beschriebenen Leistungsumformer.
Das Steuern von Ausgaben aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 ist nicht auf die Veranschaulichung in 13 begrenzt, und die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 können auf irgendeine Art und Weise gesteuert werden, so lange eine Funktion zum Steuern der Ausgangsspannung VH auf den Spannungssollwert VH* erzielt wird.
Als Beispiel für eine Modifikation können Ausgaben aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 auch einer Leistungssteuerung (Stromsteuerung) auf Basis von Berechnung der erforderlichen Leistung Pr, die in den Leistungsumformer 10 eingegeben und von ihm ausgegeben wird, unterzogen werden, um die Ausgangsspannung VH auf den Spannungssollwert VH* zu steuern. Insbesondere kann die elektrische Leistungsabgabe aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in Übereinstimmung mit den Leistungssollwerten P1* und P2* gesteuert werden, die sich aus der Zuteilung der erforderlichen Leistung Pr zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 ergeben (Pr = P1* + P2*). Im Parallel-Hochsetzmodus kann die Zuteilung zwischen den Leistungssollwerten P1* und P2* frei gesetzt werden. In diesem Fall können die Steuerungen 210 und 220 in der Steuerausgestaltung in 13 die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 durch Regelung der Ströme I[1] und I[2] mit den Stromsollwerten I1* (I1* = P1 */V[1]) und I2* (I2* = P2*/V[2]) berechnen, die anhand der als die Referenzwerte definierten Leistungssollwerte P1* und P2* berechnet werden.
Wie dies oben beschrieben wird, kann der Leistungsumformer 10 die elektrische Leistungszuteilung zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 im Parallel-Hochsetzmodus steuern. Folglich kann die elektrische Leistungszuteilung der elektrischen Eingangs-/Ausgangsleistung P1 der DC-Leistungsversorgung B1 und der elektrischen Eingangs-/Ausgangsleistung P2 der DC-Leistungsversorgung B2 in Bezug auf die elektrische Eingangs-/Ausgangs-Gesamtleistung PL für die Last 30 so gesteuert werden, dass eine Bedingung PL = P1 + P2 erfüllt ist. Daher kann in einem Antriebsleistungsbetrieb der Last 30 (PL > 0) die Lastleistung PL von den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 als Gesamtheit zugeführt werden, wenn nicht nur eine Bedingung P1 > 0 und P2 > 0 erfüllt ist, sondern wenn auch eine Bedingung PI > 0 und P2 < 0 oder eine Bedingung P1 < 0 und P2 > 0 erfüllt ist. Im Gegensatz dazu kann in einem Regenerationsbetrieb der Last 30 (PL < 0) die Lastleistung PL von den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 als Gesamtheit aufgenommen werden, wenn nicht nur eine Bedingung P1 < 0 und P2 < 0 erfüllt ist, sondern wenn auch eine Bedingung P1 < 0 und P2 > 0 oder eine Bedingung P1 > 0 und P2 < 0 erfüllt ist. Im Parallel-Hochsetzmodus kann der Leistungsumformer 10 nämlich so gesteuert werden, dass eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Regenerationsbetrieb und die andere den Antriebsleistungsbetrieb durchführt.
(Leistungsverlust im Leistungsumformer im Parallel-Hochsetzmodus)
Eine Wirkung der Reduzierung des Leistungsverlusts im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 gemäß der ersten Ausführungsform wird jetzt ausführlich beschrieben.
Der Leistungsumformer 10 ist äquivalent mit der Schaltungsausgestaltung, bei der zwei Hochsetzstellerschaltungen parallel verbunden sind, wie dies in 5 gezeigt wird, das heißt, dem Leistungsversorgungssystem im Patentdokument 1, wenn das Schaltelement S5 aus ist, das heißt, wenn die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, ausgebildet ist. Es versteht sich, dass ein Leistungsverlust in den Schaltelementen S1 bis S5 hier vergleichbar mit dem im Leistungsumformer im Patentdokument 1 ist.
Auf der anderen Seite geht es im Parallel-Verbindungsmodus des im Patentdokument 2 gezeigten Leistungsumformers darum, dass sich ein Leitungsverlust erhöht, was auf das Fließen von Strömen zurückzuführen ist, das sich aus der DC-DC-Umformung für zwei DC-Leistungsversorgungen ergibt, indem sie durch einige Schaltelemente einander überlagert werden. Es bestehen nämlich Bedenken, dass ein Leistungsverlust im Schaltelement größer ist als im Leistungsumformer im Patentdokument 1 im Parallel-Verbindungsmodus des Leistungsumformers im Patentdokument 2.
Im Gegensatz dazu kann im Leistungsumformer 10 gemäß der ersten Ausführungsform, wie dies nachstehend beschrieben wird, ein Leitungsverlust im Schaltelement reduziert werden, indem eine Periode bereitgestellt wird, in welcher der oben beschriebene zweite Zweig ausgebildet ist.
Wieder mit Bezug auf 15 gibt es, wenn das Schaltelement S5 im Leistungsumformer 10 eingeschaltet ist, das heißt, während einer Periode, in der die Hochsetzstellerschaltung, die den zweiten Zweig umfasst, ausgebildet ist, nur zwei Muster eines ersten Musters, in dem die Schaltelemente S2, S4 und S5 eingeschaltet sind (S1 und S3 sind ausgeschaltet) und ein zweites Muster, in dem die Schaltelemente S1, S3 und S5 eingeschaltet sind (S2 und S4 sind ausgeschaltet). Wie dies oben beschrieben wird, ist im ersten Muster der untere Zweig in beiden DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet, und im zweiten Muster ist der obere Zweig in beiden DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet.
Wie sich dies anhand der 8 verstehen lässt, sind im ersten Muster (S2, S4 und S5 sind eingeschaltet) die Schaltelemente S2 und S4 elektrisch zwischen dem positiven Elektrodenanschluss und dem negativen Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B1 durch das Schaltelement S5 als dem unteren Zweig der DC-Leistungsversorgung B1 parallel verbunden. Zeitgleich sind die Schaltelemente S2 und S4 elektrisch zwischen dem positiven Elektrodenanschluss und dem negativen Elektrodenanschluss der DC-Leistungsversorgung B2 durch das Schaltelement S5 als dem unteren Zweig der DC-Leistungsversorgung B2 parallel verbunden.
Im zweiten Muster (S1, S3 und S5 sind eingeschaltet) sind die Schaltelemente S1 und S3 elektrisch zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung PL durch das Schaltelement S5 als dem oberen Zweig der DC-Leistungsversorgung B2 parallel verbunden. Zeitgleich sind die Schaltelemente S1 und S3 elektrisch zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL durch das Schaltelement S5 als dem oberen Zweig der DC-Leistungsversorgung B1 parallel verbunden.
Wenn der zweite Zweig ausgebildet ist, wird ein Leistungsverlust im Schaltelement durch eine Stromaufteilungswirkung als ein Ergebnis der Parallelverbindung mehrerer Schaltelemente als dem oberen Zweig oder dem unteren Zweig der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und einer Stromaufhebungswirkung durch die Induktorströme IL1 und IL2 niedrig gehalten. Die Wirkung der gegenseitigen Stromaufhebung ist ein Unterschied im Verhalten, abhängig von den Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2.
16 zeigt ein konzeptionelles Diagramm, das eine Kombination von Richtungen der Induktorströme IL1 und IL2 im Leistungsumformer 10 veranschaulicht.
Mit Bezug auf 16 wird basierend auf der Kombination von positiven/negativen Richtungen der Induktorströme IL1 und IL2 ein Betriebsbereich des Leistungsumformers 10 in folgende Bereich aufgeteilt: in einen Bereich, in dem beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 einen Antriebsleistungsbetrieb durchführen (IL1 > 0, IL2 > 0), einen Bereich, in dem die DC-Leistungsversorgung B1 einen Regenerationsbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsversorgung B2 einen Antriebsleistungsbetrieb durchführt (IL1 < 0, IL2 > 0), einen Bereich, in dem beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 einen Regenerationsbetrieb durchführen (IL1 < 0, IL2 < 0), und einen Bereich, in dem die DC-Leistungsversorgung B1 einen Antriebsleistungsbetrieb durchführt, während die DC-Leistungsversorgung B2 einen Regenerationsbetrieb durchführt (IL1 > 0, IL2 < 0).
Ein Verhalten eines Stroms während der zweite Zweig ausgebildet ist, wird mit Bezug auf die 17A und 17B und die 18A und 18B beschrieben. Die 17A und 17B zeigen ein Verhalten eines Stroms im ersten Muster (der untere Zweig ist sowohl in B1 als auch in B2 ein). Die 18 A und 18B zeigen ein Verhalten eines Stroms im zweiten Muster (der obere Zweig ist sowohl in B1 als auch in B2 ein).
17A zeigt ein Verhalten eines Stroms zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, bei der beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Antriebsleistungsbetrieb durchführen. Im ersten Muster sind die Schaltelemente S2, S4 und S5 im Ein-Zustand in der Form einer Schleife zwischen den Knoten N1 und N2 und der Stromleitung GL verbunden. Da die Schaltelemente S2, S4 und S5 sich in einem solchen Zustand befinden, dass die Dioden bidirektional parallel verbunden sind, ändern sich in diesem Zustand die Pfade für die Induktorströme IL1 und IL2 in Übereinstimmung mit der Beziehung eines Potentials der Knoten N1 und N2.
Hier wird eine Vorwärtsspannung mit einer im Wesentlichen gleichen Größe in jeder der leitenden Dioden erzeugt, durch die der Strom fließt. Ein solcher Zustand, in dem ein Strom durch alle Schaltelemente S2, S4 und S5, die in Form einer Schleife verbunden sind, fließt (ein leitender Zustand), tritt daher nicht ein, da das Kirchhoffsche Spannungsgesetz nicht gehalten wird, in welcher Richtung jede Spannung auch immer liegen mag, falls drei im Wesentlichen vergleichbare Spannungen einen geschlossenen Pfad in einer Schleife bilden. Daher ist jedes der Schaltelemente S2, S4 und S5 natürlicherweise nicht leitend, und es fließt kein Strom hindurch.
Wie dies in 17A gezeigt wird fließen, wenn eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, IL1 und IL2 zu den Knoten N1 und N2. Bei diesen Richtungen der Ströme ist das Schaltelement S5 nicht leitend, und die Schaltelemente S2 und S4 sind leitend. Das hat den Grund, dass, falls angenommen wird, dass das Schaltelement S5 leitend ist und die Schaltelemente S2 und S5 oder die Schaltelemente S4 und S5 leitend sind, das verbleibende Schaltelement S4 oder S2 leitend sein muss, was inkonsistent zum Kirchhoffschen Spannungsgesetz ist.
Bei der Richtung der Ströme in 17A wird, insbesondere falls angenommen wird, dass die Schaltelemente S4 und S5 leitend sind und dass das Schaltelement S2 nicht leitend ist, die Summe der Vorwärtsspannungen über den Schaltelementen S4 und S5 an das Schaltelement S2 angelegt, und das Schaltelement S2 kann nicht nicht leitend sein. Falls angenommen wird, dass die Schaltelemente S2 und S5 leitend sind und dass das Schaltelement S4 nicht leitend ist, wird in gleicher Weise die Summe der Vorwärtsspannungen über den Schaltelementen S2 und S5 an das Schaltelement S4 angelegt, und somit kann das Schaltelement S4 kann nicht nicht leitend sein. Daher tritt ein solcher Schaltungszustand mit dem leitenden Schaltelement S5, der inkonsistent zum Kirchhoffschen Spannungsgesetz ist, nicht auf.
Obwohl der Induktorstrom IL1 in einen Strompfad 115a, der durch das Schaltelement S2 läuft, und einen Strompfad 115b, der durch die Schaltelemente S5 und S4 läuft, aus Sicht eines Schaltmusters aufgeteilt werden kann, fließt der Induktorstrom IL1 daher tatsächlich nur durch den Strompfad 115a. Obwohl der Induktorstrom IL2 in einen Strompfad 116 a, der durch die Schaltelemente S5 und S2 läuft, und einen Strompfad 116b, der durch das Schaltelement S4 läuft, aus Sicht eines Schaltmusters aufgeteilt werden kann, fließt der Induktorstrom IL2 daher in gleicher Weise tatsächlich nur durch den Strompfad 116b.
Folglich ist eine Bedingung I (S5) = 0 im Schaltelement S5 erfüllt, wohingegen eine Bedingung I (S2) = IL1 im Schaltelement S2 erfüllt ist und eine Bedingung I (S4) = IL2 im Schaltelement S4 erfüllt ist. Wenn eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, werden daher die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung nicht gezeigt, und ein Leistungsverlust im Schaltelement ist der gleiche wie im Fall einer Ausbildung des ersten Zweigs, das heißt wie im Patentdokument 1.
Da die Strompfade in 17A auch ausgebildet werden, indem sie invertiert werden, wenn eine Bedingung IL < 0 und IL2 < 0 erfüllt ist, bei der beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Regenerationsbetrieb durchführen, werden die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung nicht für einen Strom gezeigt, der durch das Schaltelement fließt. Ein Leistungsverlust im Schaltelement ist nämlich der gleiche wie in 17A.
17B zeigt ein Verhalten eines Stroms, wenn die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 einander entgegengesetzt sind. Als Beispiel wird ein Fall gezeigt, dass die DC-Leistungsversorgung B1 den Antriebsleistungsbetrieb durchführt, wohingegen die DC-Leistungsversorgung B2 den Regenerationsbetrieb durchführt (IL1 > 0 und IL2 < 0). In diesem Fall fließt IL1 zum Knoten N1, wohingegen IL2 aus dem Knoten N2 heraus fließt.
Bei dieser Richtung der Ströme in den Strompfaden 115a und 115b, auf die der Induktorstrom IL1 aufgeteilt werden kann, und in den Strompfaden 116a# und 116b#, auf die der Induktorstrom IL2 aufgeteilt werden kann, heben sich die Induktorströme IL1 und IL2 in den Schaltelementen S2 und S4 gegenseitig auf.
Wie dies ebenfalls unter Bezugnahme auf 17A beschrieben wird, besteht keine Möglichkeit, dass alle Schaltelemente S2, S4 und S5 leitend sind. Daher wird ein Strom, der im Betrag größer als die Induktorströme IL1 und IL2 ist, aufgeteilt, wohingegen ein Strom, der kleiner im Betrag ist, nicht aufgeteilt wird, sondern nur durch einen Strompfad läuft, der durch das Schaltelement S5 führt.
Wenn eine Bedingung |IL1| < |IL2| erfüllt ist, wird der Induktorstrom IL1 nicht aufgeteilt, sondern bildet lediglich den Strompfad 115b aus. Der Induktorstrom IL2 wird auf die Strompfade 116a# und 116b# aufgeteilt. Hier wird ein Strom IL2a durch den Strompfad 116a# naturgemäß so eingestellt, dass eine Bedingung IL2a + IL1 = 0 erfüllt ist und das Schaltelement S2 unter dem Kirchhoffschen Spannungsgesetz nicht leitend ist.
19 zeigt Stromwerte in jedem Abschnitt in 17B.
Mit Bezug auf die 17B und 19 fließt der Induktorstrom IL1 nicht zum Strompfad 115b, sondern vollständig zum Strompfad 115a. Im Strompfad 116a# wird eine Menge an Induktorstrom IL2, vergleichbar mit -IL1, produziert, um das Schaltelement S2 nicht leitend zu machen, wohingegen eine verbleibende Menge an Induktorstrom IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) durch den Strompfad 116b# fließt.
Folglich ist eine Bedingung I (S2) = IL1 + (-ILI) = 0 im Schaltelement S2 erfüllt, I (S4) = IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) ist im Schaltelement S4 erfüllt, und I (S5) = -IL1 ist im Schaltelement S5 erfüllt.
Wenn eine Bedingung |IL1| > |IL2| erfüllt ist, wird im Gegensatz dazu der Induktorstrom IL2 nicht aufgeteilt, sondern bildet lediglich den Strompfad 116b# aus. Der Induktorstrom IL1 wird auf die Strompfade 115a und 115b aufgeteilt. Hier wird ein Strom ILlb durch den Strompfad 115b naturgemäß so eingestellt, dass eine Bedingung ILlb + IL2 = 0 erfüllt ist und das Schaltelement S4 unter dem Kirchhoffschen Spannungsgesetz nicht leitend ist.
Daher fließt der Induktorstrom IL2, wie dies in 19 gezeigt wird, nicht zum Strompfad 116a#, sondern vollständig zum Strompfad 116b#. Im Strompfad 115b wird eine Menge an Induktorstrom IL1, vergleichbar mit -IL2, produziert, um das Schaltelement S4 nicht leitend zu machen, wohingegen eine verbleibende Menge an Induktorstrom IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) durch den Strompfad 115a fließt.
Folglich ist eine Bedingung I (S4) = IL2 + (-IL2) = 0 im Schaltelement S4 erfüllt, I (S2) = IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) ist im Schaltelement S2 erfüllt, und I (S5) = -IL2 ist im Schaltelement S5 erfüllt.
Im Gegensatz zu 17B fließt IL1 aus dem Knoten N1 heraus, wohingegen IL2 zum Knoten N2 fließt, wenn die DC-Leistungsversorgung B1 den Regenerationsbetrieb durchführt, wohingegen die DC-Leistungsversorgung B2 den Antriebsleistungsbetrieb durchführt, das heißt, wenn eine Bedingung IL1 < 0 und IL2 > 0 erfüllt ist. Da der Strompfad in 17B ausgebildet ist, indem er invertiert wird, werden daher die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung für einen Strom gezeigt, der durch das Schaltelement fließt. Ein Leistungsverlust im Schaltelement ist nämlich der gleiche wie in 17B.
Ein Verhalten eines Stroms im zweiten Muster (der obere Zweig ist sowohl in B1 als auch in B2 ein) wird jetzt unter Bezugnahme auf die 18A und 18B beschrieben.
18 A zeigt ein Verhalten eines Stroms zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, bei der beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Antriebsleistungsbetrieb wie in 17A durchführen. Im zweiten Muster sind die Schaltelemente S1, S3 und S5 im Ein-Zustand in der Form einer Schleife zwischen den Knoten N1 und N2 und der Stromleitung GL verbunden.
Irgendeines der Schaltelemente S1, S3 und S5 ist allerdings nicht leitend, und nach dem Kirchhoffschen Spannungsgesetz fließt kein Strom hindurch. Wenn eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, fließen IL1 und IL2 zu den Knoten N1 und N2. Bei diesen Richtungen der Ströme ist das Schaltelement S5 nicht leitend, und die Schaltelemente S1 und S3 sind leitend.
Bei der Richtung der Ströme in 18A wird, falls angenommen wird, dass die Schaltelemente S1 und S5 leitend sind und dass das Schaltelement S3 nicht leitend ist, die Summe der Vorwärtsspannungen der Schaltelemente S1 und S5 an das Schaltelement S3 angelegt, und somit kann das Schaltelement S3 nicht nicht leitend sein. Falls angenommen wird, dass die Schaltelemente S3 und S5 leitend sind und dass das Schaltelement S1 nicht leitend ist, wird in gleicher Weise die Summe der Vorwärtsspannungen der Schaltelemente S3 und S5 an das Schaltelement S1 angelegt, und somit kann das Schaltelement S1 kann nicht nicht leitend sein. Es versteht sich folglich, dass ein solcher Schaltungszustand, bei dem das Schaltelement S5 leitend ist und die Schaltelemente S1 und S5 oder die Schaltelemente S3 und S5 leitend sind, nicht auftritt.
Obwohl der Induktorstrom IL1 in einen Strompfad 117 a, der durch das Schaltelement S1 läuft, und einen Strompfad 117b, der durch die Schaltelemente S5 und S3 läuft, aus Sicht eines Schaltmusters aufgeteilt werden kann, fließt der Induktorstrom IL1 daher tatsächlich nur durch den Strompfad 117 a. Obwohl der Induktorstrom IL2 in einen Strompfad 118 a, der durch die Schaltelemente S5 und S1 läuft, und einen Strompfad 118b, der durch das Schaltelement S3 läuft, aus Sicht eines Schaltmusters aufgeteilt werden kann, fließt der Induktorstrom IL2 daher in gleicher Weise tatsächlich nur durch den Strompfad 118b.
Folglich ist eine Bedingung I (S5) = 0 im Schaltelement S5 erfüllt, wohingegen eine Bedingung I (S1) = IL1 im Schaltelement S1 erfüllt ist und eine Bedingung I (S3) = IL2 im Schaltelement S3 erfüllt ist. Wenn eine Bedingung IL1 > 0 und IL2 > 0 erfüllt ist, werden daher die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung nicht gezeigt, und ein Leistungsverlust im Schaltelement ist der gleiche wie im Fall einer Ausbildung des ersten Zweigs, das heißt wie im Patentdokument 1.
Da ein Strompfad in 18A ausgebildet ist, indem er invertiert wird, auch wenn eine Bedingung IL < 0 und IL2 < 0 erfüllt ist, bei der beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Regenerationsbetrieb durchführen, werden die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung nicht für einen Strom gezeigt, der durch das Schaltelement fließt. Ein Leistungsverlust im Schaltelement ist nämlich der gleiche wie in 18A.
18B zeigt ein Verhalten eines Stroms, wenn die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 einander entgegengesetzt sind. Als Beispiel wird ein Fall gezeigt, dass die DC-Leistungsversorgung B1 den Antriebsleistungsbetrieb durchführt, wohingegen die DC-Leistungsversorgung B2 den Regenerationsbetrieb durchführt (IL1 > 0 und IL2 < 0). In diesem Fall fließt der Strom IL1 zum Knoten N1, wohingegen IL2 aus dem Knoten N2 heraus fließt.
Bei dieser Richtung der Ströme in den Strompfaden 117a und 117b, auf die der Induktorstrom IL1 aufgeteilt werden kann, und in den Strompfaden 118a# und 118b#, auf die der Induktorstrom IL2 aufgeteilt werden kann, heben sich die Induktorströme IL1 und IL2 in den Schaltelementen S1 und S3 gegenseitig auf.
Wie dies ebenfalls unter Bezugnahme auf 18 A beschrieben wird, besteht keine Möglichkeit, dass alle Schaltelemente S1, S3 und S5 leitend sind. Daher wird ein Strom, der im Betrag größer als die Induktorströme IL1 und IL2 ist, aufgeteilt, wohingegen ein Strom, der kleiner im Betrag ist, nicht aufgeteilt wird, sondern nur durch einen Strompfad läuft, der durch das Schaltelement S5 führt.
Wenn eine Bedingung |IL1| < |IL2| erfüllt ist, wird der Induktorstrom IL1 nicht aufgeteilt, sondern bildet lediglich den Strompfad 117b aus. Der Induktorstrom IL2 wird auf die Strompfade 118a# und 118b# aufgeteilt. Hier wird ein Strom IL2a durch den Strompfad 118a# naturgemäß so eingestellt, dass eine Bedingung IL2a + IL1 = 0 erfüllt ist und das Schaltelement S1 nicht leitend ist.
20 zeigt Stromwerte in jedem Abschnitt in 18B.
Mit Bezug auf die 18B und 20 fließt der Induktorstrom IL1 nicht zum Strompfad 117b, sondern vollständig zum Strompfad 117a. Im Strompfad 118a# wird eine Menge an Induktorstrom IL2, vergleichbar mit -IL1, produziert, um das Schaltelement S1 nicht leitend zu machen, wohingegen eine verbleibende Menge an Induktorstrom IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) durch den Strompfad 118b# fließt.
Folglich ist eine Bedingung I (S1) = IL1 + (-IL1) = 0 im Schaltelement S1 erfüllt, eine Bedingung I (S3) = IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) ist im Schaltelement S3 erfüllt, und eine Bedingung I (S5) = -IL1 ist im Schaltelement S5 erfüllt.
Wenn eine Bedingung |IL1| > |IL2| erfüllt ist, wird im Gegensatz dazu der Induktorstrom IL2 nicht aufgeteilt, sondern bildet lediglich den Strompfad 118b# aus. Der Induktorstrom IL1 wird auf die Strompfade 115a und 115b aufgeteilt. Hier wird ein Strom ILlb durch den Strompfad 115b naturgemäß so eingestellt, dass eine Bedingung ILlb + IL2 = 0 erfüllt ist und das Schaltelement S4 nicht leitend ist.
Daher fließt der Induktorstrom IL2, wie dies in 20 gezeigt wird, nicht zum Strompfad 118a#, sondern fließt vollständig zum Strompfad 118b#. Im Strompfad 117b wird eine Menge an Induktorstrom IL1, vergleichbar mit -IL2, produziert, um das Schaltelement S3 nicht leitend zu machen, wohingegen eine verbleibende Menge an Induktorstrom IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) durch den Strompfad 117a fließt.
Folglich ist eine Bedingung I (S3) = IL2 + (-IL2) = 0 im Schaltelement S3 erfüllt, eine Bedingung I (S1) = IL1 + IL2 (IL1 > 0 und IL2 < 0) ist im Schaltelement S1 erfüllt, und eine Bedingung I (S5) = -IL2 ist im Schaltelement S5 erfüllt.
Im Gegensatz zu 18B fließt IL1 aus dem Knoten N1 heraus, wohingegen IL2 zum Knoten N2 fließt, wenn die DC-Leistungsversorgung B1 den Regenerationsbetrieb durchführt, wohingegen die DC-Leistungsversorgung B2 den Antriebsleistungsbetrieb durchführt, das heißt, wenn eine Bedingung IL1 < 0 und IL2 > 0 erfüllt ist. Da der Strompfad in 18 B ausgebildet ist, indem er invertiert wird, werden daher die Stromaufteilungswirkung und die Stromaufhebungswirkung für einen Strom gezeigt, der durch das Schaltelement fließt. Ein Leistungsverlust im Schaltelement ist nämlich der gleiche wie in 18B.
Wie sich dies anhand der 19 und 20 verstehen lässt, ist folglich, wenn sich die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 unterscheiden (IL1 > 0 und IL2 < 0 oder IL1 < 0 und IL2 > 0), während der zweite Zweig ausgebildet ist, die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente |IL1| + |IL1 + IL2| oder |IL2| + |IL1 + IL2|. Da IL1 und IL2 unterschiedliche Vorzeichen aufweisen, ist hier eine Bedingung |IL1 + IL2| ≤ |IL1| und |IL1 + IL2| ≤ |IL2| erfüllt. Daher versteht es sich, dass die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente |IL1| + |IL2| ist und dass ein Leistungsverlust (Leitungsverlust) im Schaltelement, der durch das Produkt eines Stroms und einer Spannung ausgedrückt wird, im Vergleich zu dem Fall der Ausbildung des ersten Zweigs und des Patentdokuments 1 niedrig gehalten wird.
Ein Leistungsverlust im Schaltelement im Parallel-Hochsetzmodus des oben beschriebenen Leistungsumformers 10 wird zusammengefasst. Wenn die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 die gleichen sind, während der erste Zweig ausgebildet ist und während der zweite Zweig ausgebildet ist, ist ein Leistungsverlust mit dem im Patentdokument 1 vergleichbar, bei dem zwei Hochsetzstellerschaltungen unabhängig parallel arbeiten.
Wenn sich die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 unterscheiden, während der zweite Zweig ausgebildet ist, ist ein Leistungsverlust (Leitungsverlust) im Schaltelement geringer als im Fall der Ausbildung des ersten Zweigs und im Patentdokument 1, wegen der die Stromaufhebungswirkung begleitenden Stromaufteilung.
Ein Strom durch ein Schaltelement im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird dann mit einem Strom durch ein Schaltelement im Parallel-Verbindungsmodus des im Patentdokument 2 beschriebenen Leistungsumformers verglichen.
21 ist ein Schaltplan, um einen Strompfad in einem Leistungsumformer 10#, der als ein Vergleichsbeispiel gezeigt wird, zu dem Zeitpunkt zu veranschaulichen, zu dem der obere Zweig in einer der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet ist und der untere Zweig in der anderen der beiden eingeschaltet ist.
Mit Bezug auf 21 funktionieren im Leistungsumformer 10# die Schaltelemente Q3 und Q4 als der untere Zweig der DC-Leistungsversorgung B1, während die Schaltelemente Q1 und Q4 als der obere Zweig der DC-Leistungsversorgung B2 funktionieren. Während der BIL-Zweig (der untere Zweig der DC-Leistungsversorgung B1) und der B2U-Zweig (der obere Zweig der DC-Leistungsversorgung B2) eingeschaltet sind, sind daher die Schaltelemente Q1, Q3 und Q4 in Übereinstimmung mit der logischen Summe aus beiden eingeschaltet.
Somit bildet der Induktorstrom IL1 einen Strompfad 121 aus, der durch die Schaltelemente Q3 und Q4 läuft. Der Induktorstrom IL2 bildet einen Strompfad 132 aus, der durch die Schaltelemente Q1 und Q4 (Dioden D1 und D4) läuft. Folglich ist eine Bedingung I (Q1) = IL2 im Schaltelement Q1 erfüllt, eine Bedingung I (Q2) = 0 ist im Schaltelement Q2 erfüllt, eine Bedingung I (Q3) = IL1 ist im Schaltelement Q3 erfüllt, und eine Bedingung I (Q4) = IL1 - IL2 ist im Schaltelement Q4 erfüllt.
Während der B1 U-Zweig (der obere Zweig der DC-Leistungsversorgung B1) und der B2L-Zweig (der untere Zweig der DC-Leistungsversorgung B2) eingeschaltet sind, sind die Schaltelemente Q1, Q2 und Q3 in Übereinstimmung mit der logischen Summe aus beiden eingeschaltet.
Somit bildet der Induktorstrom IL2 einen Strompfad 131 aus, der durch die Schaltelemente Q2 und Q3 läuft. Der Induktorstrom IL1 bildet einen Strompfad 122 aus, der durch die Schaltelemente Q1 und Q2 (Dioden D1 und D2) läuft. Folglich ist eine Bedingung I (Ql) = IL1 im Schaltelement Q1 erfüllt, eine Bedingung I (Q2) = IL1 - IL2 ist im Schaltelement Q2 erfüllt, eine Bedingung I (Q3) = IL2 ist im Schaltelement Q3 erfüllt, und eine Bedingung I (Q4) = 0 ist im Schaltelement Q4 erfüllt.
Wenn folglich der obere Zweig in einer der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet ist und der untere Zweig in der anderen der beiden eingeschaltet ist, wie dies in 22 gezeigt wird, ist die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente Q1 bis Q4 |IL1| + |IL2| + |IL1 - IL2|. Hier ist eine Bedingung |IL1 - IL2| ≥ 0 ungeachtet des Vorzeichens von IL1 und IL2 erfüllt. Insbesondere erhöht sich |IL1 - IL2|, wenn sich die Richtungen (positiv/negativ) von IL1 und IL2 unterscheiden.
23 ist ein Schaltplan zur Veranschaulichung eines Strompfads als das Vergleichsbeispiel zu dem Zeitpunkt, zu dem der obere Zweig oder der untere Zweig in beiden DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 im Leistungsumformer 10# eingeschaltet sind.
Mit Bezug auf 23 sind, wenn im Leistungsumformer 10# der B1L-Zweig und der B2L-Zweig eingeschaltet sind, sind die Schaltelemente Q2, Q3 und Q4 in Übereinstimmung mit der logischen Summe von beiden eingeschaltet.
Somit bildet der Induktorstrom IL1 den Strompfad 121 aus, der durch die Schaltelemente Q3 und Q4 läuft. Der Induktorstrom IL2 bildet den Strompfad 131 aus, der durch die Schaltelemente Q2 und Q3 läuft. Daher ist eine Bedingung I (Q1) = 0 im Schaltelement Q1 erfüllt, eine Bedingung I (Q2) = IL2 ist im Schaltelement Q2 erfüllt, eine Bedingung I (Q3) = IL1 + IL2 ist im Schaltelement Q3 erfüllt, und eine Bedingung I (Q4) = IL1 ist im Schaltelement Q4 erfüllt.
Während der B1U-Zweig und der B2U-Zweig eingeschaltet sind, sind die Schaltelemente Q1, Q2 und Q4 in Übereinstimmung mit der logischen Summe von beiden eingeschaltet.
Somit bildet der Induktorstrom IL1 bildet den Strompfad 122 aus, der durch die Schaltelemente Q1 und Q2 (Dioden D1 und D2) läuft. Der Induktorstrom IL2 bildet den Strompfad 132 aus, der durch die Schaltelemente Q1 und Q4 (Dioden D1 und D4) läuft. Daher ist eine Bedingung I (Q1) = IL1 + IL2 im Schaltelement Q1 erfüllt, eine Bedingung I (Q2) = IL1 ist im Schaltelement Q2 erfüllt, eine Bedingung I (Q3) = 0 ist im Schaltelement Q3 erfüllt, und eine Bedingung I (Q4) = IL2 ist im Schaltelement Q4 erfüllt.
Wenn folglich die oberen Zweige oder die unteren Zweige gemeinsam in beiden DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 eingeschaltet sind, wie dies in 22 gezeigt wird, ist die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente Q1 bis Q4 |IL1| + |IL2| + |IL1 + IL2|. Hier ist eine Bedingung |IL1 + IL2| ≥ 0 ungeachtet des Vorzeichens von IL1 und IL2 erfüllt. Insbesondere erhöht sich |IL1 + IL2|, wenn die Richtungen (positiv/negativ) von IL1 und IL2 gleich sind.
Somit ist im Leistungsumformer 10# im Vergleichsbeispiel während eines Betriebs im Parallel-Verbindungsmodus die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente nicht kleiner als |IL1| + |IL2|. Es versteht sich daher, dass ein Leistungsverlust (insbesondere ein Leitungsverlust) in den Schaltelementen im Parallel-Verbindungsmodus im Leistungsumformer 10# im Patentdokument 2 größer als im Patentdokument 1 und im Fall der Ausbildung des ersten Zweigs im Leistungsumformer 10 ist, bei dem die Summe der Ströme (Beträge) durch die Schaltelemente |IL1| + |IL2| ist.
Zusammenfassend ist im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ein Leistungsverlust (Leitungsverlust) im Schaltelement, während der erste Zweig ausgebildet ist, vergleichbar mit dem im Leistungsumformer im Patentdokument 1 und geringer als der im Parallel-Verbindungsmodus des Leistungsumformers im Patentdokument 2.
Wenn die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 gleich sind, während der zweite Zweig des Leistungsumformers 10 ausgebildet ist, ist ein Leistungsverlust (Leitungsverlust) in den Schaltelementen vergleichbar mit dem im Fall einer Ausbildung des ersten Zweigs und dem im Leistungsumformer im Patentdokument 1.
Wenn sich die Richtungen (positiv/negativ) der Induktorströme IL1 und IL2 unterscheiden, während der zweite Zweig des Leistungsumformers 10 ausgebildet ist, ist weiterhin ein Leistungsverlust (ein Leitungsverlust und ein Schaltverlust) im Schaltelement geringer als im Fall der Ausbildung des ersten Zweigs und im Patentdokument 1, wegen der Stromaufhebungswirkung, welche die Stromaufteilung begleitet.
Sogar, wenn der Antriebsleistungs-/Regenerationsbetrieb der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 über die gesamte Periode, in welcher der zweite Zweig ausgebildet ist, der gleiche ist, ist daher ein Leitungsverlust im Schaltelement vergleichbar mit einem Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig enthält (das heißt, einem Leitungsverlust im Leistungsumformer im Patentdokument 1). Falls es irgendeine Periode gibt, während der eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Antriebsleistungsbetrieb durchführt und die andere den Regenerationsbetrieb durchführt, ist ein Leitungsverlust im Schaltelement geringer als im Fall einer Ausbildung des ersten Zweigs.
Im Leistungsumformer 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform können anhand der obigen Ausführungen die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 die DC-DC-Umformung parallel für die Stromleitungen PL und GL (Last 30) ausführen, so dass die Hochsetzstellerschaltung (5), die den ersten Zweig umfasst, und die Hochsetzstellerschaltung (8), die den zweiten Zweig umfasst, beide automatisch im Parallel-Hochsetzmodus verwendet werden.
Indem eine Periode, während welcher der zweite Zweig ausgebildet ist (die Ein-Periode des Schaltelements S5), bereitgestellt wird, kann dann ein Leitungsverlust im Schaltelement geringer sein als ein Leitungsverlust in der Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst. Daher kann im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 der Wirkungsgrad der DC-DC-Umformung höher sein, indem ein Leitungsverlust im Schaltelement im Vergleich zu dem in den Leistungsumformern in den Patentdokumenten 1 und 2 niedrig gehalten wird.
Insbesondere ist der Leistungsumformer 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform für ein Leistungsversorgungssystem geeignet, das eine längere Periode aufweist, in der B1 und B2 sich in der Betriebsart (Antriebsleistung/Regeneration) unterscheiden, indem sie DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 umfassen, die unterschiedliche Charakteristika aufweisen. In einem Leistungsversorgungssystem zum Beispiel, in dem die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 einfach zum Erhöhen einer Kapazität parallel verwendet werden, ist eine Periode länger, in der beide, B1 und B2, abhängig von einem Betriebszustand der Last 30 den Antriebsleistungsbetrieb (Entladen) oder den Regenerationsbetrieb (Aufladen) durchführen. Im Gegensatz dazu ist in einem Leistungsversorgungssystem, in dem eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 bei einer konstanten Ausgabe betrieben wird, wohingegen die andere als ein elektrischer Leistungsspeicher verwendet wird, eine Periode, in der B1 und B2 eine unterschiedliche Betriebsart (Antriebsleistung/Regeneration) aufweisen, länger, und somit kann eine Wirkung der Reduzierung von Leistungsverlust (insbesondere Leitungsverlust) im Schaltelement effektiv erreicht werden, indem der Leistungsumformer 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird.
[Modifikation der ersten Ausführungsform]
Wie dies oben beschrieben wird, wird im Leistungsumformer 10 gemäß der ersten Ausführungsform eine Periode, während welcher der zweite Zweig ausgebildet ist, bereitgestellt, so dass ein Leistungsverlust (Leitungsverlust) im Schaltelement reduziert wird. Wie sich dies anhand der 11, 12 und 15 verstehen lässt, ist auf der anderen Seite eine Periode, während der die Hochsetzstellerschaltung mit dem zweiten Zweig ausgebildet ist, auf eine Periode begrenzt, während der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Pegel aufweisen.
Daher kann ein Leistungsverlust im Schaltelement weiter niedrig gehalten werden, indem eine Periode so lange wie möglich sichergestellt wird, während der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen, unter der Bedingung, dass die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 konstant sind.
In der Modifikation der ersten Ausführungsform wird ein Leistungsverlust im Leistungsumformer 10 weiter reduziert, indem die Phasen der Induktorströme IL1 und IL2 in PWM-Steuerung gesteuert werden, um die Ausgabe aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 zu steuern.
24 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines ersten Beispiels für PWM-Steuerung gemäß der ersten Ausführungsform. In dem Beispiel in 24 wird Phasensteuerung einer Trägerwelle, die zur PWM-Steuerung (hier nachstehend auch als „Trägerphasensteuerung“ bezeichnet) verwendet wird, angewendet.
Mit Bezug auf 24 stellt während der Anwendung der Trägerphasensteuerung der Trägerwellenerzeugungsabschnitt 240 (13) eine Phasendifferenz ϕ zwischen der Trägerwelle CW1, die für die PWM-Steuerung der DC-Leistungsversorgung B1 verwendet wird, und der Trägerwelle CW2, die für die PWM-Steuerung der DC-Leistungsversorgung B2 verwendet wird, bereit. 24 zeigt beispielhaft einen Fall von ϕ = 180 Grad.
Im Gegensatz dazu weisen in dem in 14 gezeigten Kurvenverlauf des Betriebs die Trägerwellen CW1 und CW2 die gleiche Frequenz und Phase auf. Mit anderen Worten: in 14 ist eine Bedingung ϕ = 0 Grad erfüllt.
Unter der Bedingung, dass die Phasendifferenz ϕ ebenfalls bereitgestellt wird, werden die Steuerimpulssignale SD1 und /SD1 durch PWM-Steuerung auf Basis von Spannungsvergleich zwischen der Trägerwelle CW1 und der relativen Einschaltdauer DT1 erzeugt. In gleicher Weise werden die Steuerimpulssignale SD2 und /SD2 durch PWM-Steuerung auf Basis von Spannungsvergleich zwischen der Trägerwelle CW2 und der relativen Einschaltdauer DT2 erzeugt.
In 24 weisen die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 die gleichen Werte auf wie in 14. Obwohl das Steuerimpulssignal SD1 in 24 eine andere Phase als das Steuerimpulssignal SD1 in 14 aufweist, weist es daher die gleiche Länge der H-Pegel-Periode auf. Obwohl in gleicher Weise auch das Steuerimpulssignal SD2 in 24 eine andere Phase als das Steuerimpulssignal SD2 in 14 aufweist, weist es die gleiche Länge der H-Pegel-Periode auf.
Indem die Phasendifferenz ϕ zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 bereitgestellt wird, unterscheiden sich die Steuersignale SG1 bis SG5 in 24 im Kurvenverlauf von den Steuersignalen SG1 bis SG5 in 14. Auf Basis des Vergleichs zwischen den 14 und 24 versteht es sich, dass sich die Phasenbeziehung (Stromphase) zwischen den Induktorströmen IL1 und IL2 ebenfalls durch Ändern der Phasendifferenz ϕ zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 ändert.
Auf der anderen Seite versteht es sich, dass ein Durchschnittswert für die Ströme IL1 und IL2 zwischen 14 und 24 wegen der gleichen relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 vergleichbar ist. Die Ausgabe aus den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 wird nämlich auf Basis der relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gesteuert, und es gibt keine Beeinflussung, sogar wenn die Phasendifferenz ϕ zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 geändert wird.
In der Modifikation der vorliegenden ersten Ausführungsform wird daher ein Leistungsverlust (insbesondere ein Leitungsverlust) im Schaltelement im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 durch Trägerphasensteuerung reduziert, bei der die Phasendifferenz ϕ zwischen den Trägerwellen CW1 und CW2 geeignet eingestellt wird.
Wie dies in der ersten Ausführungsform beschrieben wird, kann im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 ein Leistungsverlust im Schaltelement durch Ausbilden des zweiten Zweigs reduziert werden. Wie sich dies anhand der in 12 gezeigten booleschen Ausdrücke verstehen lässt, ist auf der anderen Seite eine Periode, in welcher der zweite Zweig durch Einschalten des Schaltelements S5 verwendet werden kann, auf eine Periode begrenzt, in der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen.
Indem eine Impulsphase so eingestellt wird, dass die Periode, in der die Steuerimpulssignale den gleichen Logikpegel aufweisen, unter der Bedingung länger ist, dass eine Länge der H-Pegel-Periode der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 durch die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 definiert wird, kann daher eine Periode, die vom zweiten Zweigs im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 verwendet wird, länger sein. Somit kann ein Leistungsverlust im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 weiter reduziert werden.
25 ist ein Kurvendiagramm zur Veranschaulichung eines Betriebsbeispiels für Trägerphasensteuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform.
Mit Bezug auf 25 ändert sich durch Einstellen der Phasendifferenz ϕ auch unter der Bedingung, dass die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 in der H-Pegel-Periode gleich sind, eine Periode, in der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen. Wenn eine Bedingung für die Phasendifferenz ϕ = ϕ* erfüllt ist, wie dies in 25 gezeigt wird, weisen das Timing, wann das Steuerimpulssignal SD1 den Übergang vom L-Pegel zum H-Pegel macht, und das Timing, wann das Steuerimpulssignal SD2 den Übergang vom L-Pegel zum H-Pegel macht, die gleiche Phase auf (Zeitpunkt tb). Hier kann eine Periode, während der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen, das heißt die H-Pegel-Periode des Steuersignals SG5, am längsten sichergestellt werden. Die Phasendifferenz ϕ*, die eine solche Phasenbeziehung mit sich bringt, wird hier nachstehend auch als eine optimale Phasendifferenz ϕ* bezeichnet.
Wie sich dies anhand des Vergleichs zwischen einem Kurvenverlauf des Steuersignals SG5 zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Bedingung für die Phasendifferenz ϕ = 0 erfüllt ist, wie dies in 14 gezeigt wird, und einem Kurvenverlauf des Steuersignals SG5 zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Bedingung für die Phasendifferenz ϕ = ϕ* wegen der Trägerphasensteuerung erfüllt ist, wie dies in 25 gezeigt wird, verstehen lässt, kann unter PWM-Steuerung, bei der die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gleich sind, die H-Pegel-Periode des Steuersignals SG5, das heißt eine Periode, in welcher der zweite Zweig ausgebildet ist, indem das Schaltelement S5 eingeschaltet wird, am längsten sichergestellt werden.
Wenn die Phasendifferenz ϕ so gesetzt ist, dass das Timing, wann das Steuerimpulssignal SD1 den Übergang vom H-Pegel zum L-Pegel (Zeitpunkt td) macht, und das Timing, wann das Steuerimpulssignal SD2 den Übergang vom H-Pegel zum L-Pegel macht, auch die gleiche Phase aufweisen, kann im Gegensatz zu dem Beispiel in 25 eine Periode, in der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den gleichen Logikpegel aufweisen, in gleicher Weise sichergestellt werden. Die Phasendifferenz ϕ zu diesem Zeitpunkt kann nämlich auch auf die optimale Phasendifferenz ϕ* gesetzt werden.
Wie dies in 25 gezeigt wird, ändert sich mit dem Timing, wann sich das Steuerimpulssignal SD1 (SD2) vom L-Pegel auf den H-Pegel ändert, auch der Induktorstrom IL1 (IL2) von Abfall auf Anstieg. Der Induktorstrom IL1 (IL2) gelangt nämlich auf ein lokales Minimum. Im Gegensatz dazu ändert sich mit dem Timing, wann sich das Steuerimpulssignal SD1 (SD2) vom H-Pegel auf den L-Pegel ändert, auch der Induktorstrom IL1 (IL2) von Anstieg auf Abfall. Der Induktorstrom IL1 (IL2) gelangt nämlich auf ein lokales Maximum.
Somit entspricht das Timing, wann der Logikpegel der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den Übergang macht, einem Wendepunkt (einem lokalen Maximum oder einem lokalen Minimum) der Induktorströme IL1 und IL2. Indem die Phasendifferenz ϕ = ϕ* so gesetzt wird, dass die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 das gleiche Timing des Übergangs des Logikpegels aufweisen, treten daher die Wendepunkte der Induktorströme IL1 und IL2 mit dem gleichen Timing auf. Insbesondere tritt das lokale Minimum oder das lokale Maximum der Induktorströme IL1 und IL2 mit dem gleichen Timing auf. Indem somit eine Phase der Induktorströme IL1 und IL2 gesteuert wird, kann eine Periode, in welcher der zweite Zweig verwendet wird, wie oben maximiert werden.
Wie sich dies anhand der 14 und der 24 und 25 verstehen lässt, werden die Kurvenverläufe der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 durch die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 bestimmt. Daher versteht es sich, dass sich die optimale Phasendifferenz ϕ*, bei der die Beziehung zwischen den Steuerimpulsen SD1 und SD2 wie in 25 und einer Stromphase von IL1 und IL2 realisiert werden kann, auch in Übereinstimmung mit den relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 ändert.
Die Beziehung zwischen den relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 und der optimalen Phasendifferenz ϕ* wird im Vorfeld ermittelt und die Entsprechung zwischen ihnen kann in der Steuereinrichtung 100 im Vorfeld als ein Kennfeld (hier nachstehend auch als ein „Phasendifferenz-Kennfeld“ bezeichnet) oder eine Formel einer Funktion (hier nachstehend auch als eine „Phasendifferenz-Berechnungsformel“ bezeichnet) gespeichert werden.
Während der Parallel-Hochsetzmodus der Leistungsumformers 10 ausgewählt ist, kann daher der Trägerwellen-Erzeugungsabschnitt 240 (13) die optimale Phasendifferenz ϕ* setzen, indem er Bezug nimmt auf das Phasendifferenz-Kennfeld oder auf die Phasendifferenz-Berechnungsformel, basierend auf den von den Steuerungen 210 und 220 berechneten relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 (13). Weiterhin erzeugt der Trägerwellen-Erzeugungsabschnitt 240 die Trägerwellen CW1 und CW2, welche die gleiche Frequenz aufweisen, um so die optimale Phasendifferenz ϕ* zu setzen.
Die PWM-Steuereinheit 230 (13) erzeugt die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 in einer solchen Phasenbeziehung, dass eine Periode, in der die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 unterschiedliche Logikpegel (H-/L-Pegel) aufweisen, am längsten ist, wie dies in 25 gezeigt wird. Weiterhin werden die Steuersignale SG1 bis SG5 weiter in Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Gatterausdrücken erzeugt.
Wie dies anhand des Vergleichs zwischen den 24 und 25 klar ist, kann die Anzahl der Ein- und Ausschaltvorgänge des Schaltelements S5 aufgrund der oben genannten Stromphasensteuerung verringert werden, und daher kann ein Schaltverlust im Schaltelement S5 ebenfalls reduziert werden.
26 zeigt ein zweites Beispiel für PWM-Steuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform zum Realisieren von Stromphasensteuerung, die mit der in 25 vergleichbar ist.
Beim Vergleich von 26 mit 25 werden bei der PWM-Steuerung in 26 die Trägerwellen CW1 und CW2 durch zwei Sägezahnkurven umgesetzt, die die gleiche Frequenz und die gleiche Synchronisierung in der Phase (Flanken-Timing) aufweisen.
Auch wenn die Trägerwellen CW1 und CW2 durch Sägezahnkurven umgesetzt werden, sind die Längen der H-Pegel-Perioden der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 in Bezug auf die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 beim gleichen Wert gleich.
Indem die Trägerwellen CW1 und CW2 mit Sägezahnkurven umgesetzt werden, können die Steuerimpulssignale SD1 und SD2 den Übergang in jeder Periode zum Flanken-Timing (Zeitpunkt tb, te) machen. Ein Wendepunkt kann nämlich in den Induktorströmen IL1 und IL2 mit dem Flanken-Timing auftreten.
Ob die Wendepunkte der Induktorströme IL1 und IL2 im lokalen Maximum oder im lokalen Minimum auftreten, hängt davon ab, ob die Sägezahnkurve eine positive oder eine negative Steigung aufweist. In dem Beispiel in 26 werden beide Trägerwellen CW1 und CW2 durch eine Sägezahnkurve mit positiver Steigung umgesetzt, so dass das lokale Minimum in beiden Induktorströmen IL1 und IL2 in jedem Zyklus zum Flanken-Timing (Zeitpunkt tb, te) auftritt. Somit treten die lokalen Minima der Induktorströme IL1 und IL2 mit dem gleichen Timing auf.
Indem beide Trägerwellen CW1 und CW2 mit einer Sägezahnkurve mit negativer Steigung umgesetzt werden, kann das lokale Maximum in beiden Induktorströmen IL1 und IL2 in jedem Zyklus mit dem Flanken-Timing (Zeitpunkt tb, te) auftreten. Somit können die lokalen Maxima der Induktorströme IL1 und IL2 mit dem gleichen Timing auftreten.
Indem somit in der Frequenz gleiche Sägezahnkurven angewendet werden, deren Flanken-Timing synchron zu den Trägerwellen CW1 und CW2 sind, können die Phasen der Induktorströme IL1 und IL2 wie in 25 gesteuert werden, auch wenn die Phasen der Trägerwellen CW1 und CW2 festgelegt sind.
Durch Steuern des Leistungsumformers 10 unter PWM-Steuerung (24 oder 26) gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform, wird somit das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S5 so gesteuert, dass die Ein-Periode des Schaltelements S5, das heißt die Periode, in welcher der zweite Zweig verwendet wird, unter der Bedingung am längsten ist, dass die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gleich sind. Somit wird auch eine Stromphase so gesteuert, dass die lokalen Minima oder die lokalen Maxima der Induktorströme IL1 und IL2 mit dem gleichen Timing auftreten.
Folglich kann eine Periode, in welcher der zweite Zweig verwendet wird, in der ein Leitungsverlust im Schaltelement niedrig ist, sichergestellt werden, und die Anzahl des Ein- und Ausschaltens des Schaltelements S5 verringert sich unter einer solchen Bedingung, dass die relativen Einschaltdauern DT1 und DT2 gleich sind, so dass als ein Ergebnis des Niedrighaltens eines Leistungsverlusts (eines Leitungsverlusts und eines Schaltverlusts) im Schaltelement die DC-DC-Umformung im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 weiter einen höheren Wirkungsgrad aufweisen kann.
[Zweite Ausführungsform]
In einer zweiten Ausführungsform wird eine Modifikation der Schaltungsausgestaltung des in der ersten Ausführungsform beschriebenen Leistungsumformers 10 beschrieben. Insbesondere wird eine Modifikation, bei der das Schaltelement S5 des in 1 gezeigten Leistungsumformers 10 durch einen bidirektionalen Schalter umgesetzt wird, gezeigt.
27 ist ein Schaltplan zur Veranschaulichung einer Ausgestaltung eines Leistungsumformers 11 gemäß der zweiten Ausführungsform.
Mit Bezug auf 27 unterscheidet sich der Leistungsumformer 11 von dem in 1 gezeigten Leistungsumformer 10 darin, dass er einen bidirektionalen Schalter anstelle des Schaltelements S5 als ein zwischen den Knoten N1 und N2 verbundenes Halbleiterelement aufweist. Der bidirektionale Schalter SB5 entspricht nämlich dem „fünften Halbleiterelement SM5“. Da andere Merkmale des Leistungsumformers 11 die gleichen sind wie beim Leistungsumformer 10, wird eine ausführliche Beschreibung nicht wiederholt.
Der bidirektionale Schalter SB5 weist eine Diode D5a und ein Schaltelement S5a auf, die elektrisch in Reihe zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden sind. Die Diode D5a ist elektrisch zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden, wobei eine Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 als eine Vorwärtsrichtung definiert wird.
Der bidirektionale Schalter SB5 weist weiterhin eine Diode D5b und ein Schaltelement S5b auf, die elektrisch in Reihe zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden sind. Die Diode D5b und das Schaltelement S5b sind parallel zur Diode D5a und dem Schaltelement S5a zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden. Die Diode D5b ist elektrisch zwischen den Knoten N1 und N2 verbunden, wobei eine Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 als die Vorwärtsrichtung definiert wird.
Das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S5a und S5b wird als Reaktion auf die Steuersignale SG5a und SG5b von der Steuereinrichtung 100 (1) gesteuert.
Im bidirektionalen Schalter SB5 ist, wenn das Schaltelement S5a eingeschaltet ist, ein Strompfad durch die Diode D5a in der Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 ausgebildet. Auf der anderen Seite ist, wenn das Schaltelement S5a ausgeschaltet ist, der Strompfad in der Richtung vom Knoten N1 zum Knoten N2 abgeschaltet.
Wenn das Schaltelement S5b eingeschaltet ist, ist ein Strompfad durch die Diode D5b in einer Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 ausgebildet. Auf der anderen Seite ist, wenn das Schaltelement S5b ausgeschaltet ist, der Strompfad in der Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N1 abgeschaltet.
28 zeigt boolesche Gatterausdrücke zum Steuern des Ein- und Aus-Schaltens der Schaltelemente S1 bis S4, S5a und S5b im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 11.
Mit Bezug auf 28 wird das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S4 in Übereinstimmung mit den booleschen Gatterausdrücken, die mit denen in 12 übereinstimmen, im Parallel-Hochsetzmodus des Leistungsumformers 10 gesteuert.
Das Schaltelement S2 wird nämlich als Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD1 ein- und ausgeschaltet, während das Schaltelement S1 als Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD1 ein- und ausgeschaltet wird. In gleicher Weise wird das Schaltelement S4 als Reaktion auf das Steuerimpulssignal SD2 ein- und ausgeschaltet, während das Schaltelement S3 als Reaktion auf das Steuerimpulssignal /SD2 ein- und ausgeschaltet wird.
Die Schaltelemente S5a und S5b können gemeinsam in Übereinstimmung mit den booleschen Gatterausrücken ein- und ausgeschaltet werden, die mit denen für das Schaltelement S5 im Leistungsumformer 10 übereinstimmen. Es ist nämlich ein solches Steuern möglich, dass die Steuerelement S5a und S5b beide während der Ein-Periode des Schaltelements S5 eingeschaltet sind, wohingegen die Schaltelemente S5a und S5b beide während der Aus-Periode des Steuerelements S5 ausgeschaltet sind. Jedes der Schaltelemente S5a und S5b kann nämlich in Übereinstimmung mit dem exklusiv NOR (XNOR) der Steuerimpulssignale SD1 und SD2 ein- und ausgeschaltet werden.
Damit während einer Periode, in der beide Zweige, der B1U-Zweig (Schaltelement Q1 ein) und der B2L-Zweig (Schaltelement Q4), eingeschaltet sind, kein Kurzschlusspfad von der Stromleitung PL zur Stromleitung GL ausgebildet wird, sollte in einem PB-Modus ein Strompfad vom Knoten N1 zum Knoten N2 abgeschaltet sein. Es ist nicht erforderlich, den Strompfad vom Knoten N1 zum Knoten N2 abzuschalten, außer für diese Periode. Daher kann auch das Schaltelement S5a in Übereinstimmung mit einer logischen Summe (OR) der Steuerimpulssignale SD1 und /SD2 ein- und ausgeschaltet werden.
In gleicher Weise sollte ein Strompfad vom Knoten N2 zum Knoten N1 während einer Periode abgeschaltet sein, in der sowohl der BIL-Zweig (Schaltelement Q2) als auch der B2U-Zweig (Schaltelement Q3) eingeschaltet sind. Es ist nicht erforderlich, den Strompfad vom Knoten N2 zum Knoten N1 abzuschalten, außer für diese Periode. Daher kann auch das Schaltelement S5b in Übereinstimmung mit einer logischen Summe (OR) der Steuerimpulssignale /SD1 und SD2 ein- und ausgeschaltet werden.
Somit kann der Parallel-Hochsetzmodus, ähnlich dem für den Leistungsumformer 10, ebenfalls auf den Leistungsumformer 11 (27) gemäß der zweiten Ausführungsform angewendet werden. Mit der Periode, in welcher der zweite Zweig ausgebildet ist, können nämlich die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 DC-DC-Umformung parallel zu den Stromleitungen PL und GL (Last 30) ausführen.
Indem die Periode, in welcher der zweite Zweig ausgebildet ist (die Ein-Periode des Schaltelements S5), auch im Leistungsumformer 11 gemäß der zweiten Ausführungsform bereitgestellt wird, kann das Schaltelement weniger Leitungsverlust als die Hochsetzstellerschaltung, die den ersten Zweig umfasst, aufweisen. Daher kann eine Wirkung der Reduzierung des Leistungsverlusts (Leitungsverlust) im Schaltelement verbessert werden, indem PWM-Steuerung gemäß der Modifikation der ersten Ausführungsform auch auf den Leistungsumformer 11 gemäß der zweiten Ausführungsform angewendet wird.
Die Ausgestaltung des bidirektionalen Schalters, die auf den Leistungsumformer 11 angewendet wird, ist nicht auf die in 27 beispielhaft dargestellte Ausgestaltung begrenzt. Ein Halbleiterelement, das auf irgendeine Art und Weise ausgelegt ist, kann nämlich als bidirektionaler Schalter SB5 angewendet werden, so lange es so ausgelegt ist, dass es in der Lage ist, unabhängig die Ausbildung und das Abschalten eines bidirektionalen Strompfads zu steuern.
[Dritte Ausführungsform]
In einer dritten Ausführungsform wird ein Betriebsmodus, der sich von dem in der ersten und zweiten Ausführungsform beschriebenen Parallel-Hochsetzmodus der Leistungsumformer 10 und 11 unterscheidet, beschrieben.
29 ist ein Diagramm, das eine Liste mehrerer Betriebsmodi zeigt, die auf die Leistungsumformer 10 und 11 angewendet werden.
Mit Bezug auf 29 werden die mehreren Betriebsmodi grob in einen „Hochsetzmodus“, in dem die Ausgangsspannung VH in Übereinstimmung mit dem Spannungssollwert VH* gesteuert wird, und einen „Direktkopplungsmodus“, in dem das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) festgelegt ist und die DC-Leistungsversorgung (Leistungsversorgungen) B1 und/oder B2 elektrisch mit den Stromleitungen PL und GL verbunden sind, kategorisiert.
Der Hochsetzmodus umfasst den oben beschriebenen Parallel-Hochsetzmodus. Im Parallel-Hochsetzmodus kann durch Steuern des Ein- und Ausschaltens der Schaltelemente S1 bis S5 des Leistungsumformers 10 in Übereinstimmung mit den in 12 gezeigten booleschen Gatterausdrücken DC-DC-Umformung parallel zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (Last 30) ausgeführt werden. In gleicher Weise kann durch Steuern des Ein- und Ausschaltens der Schaltelemente S1 bis S5a und S5b des Leistungsumformers 11 in Übereinstimmung mit den in 28 gezeigten booleschen Gatterausdrücken DC-DC-Umformung parallel zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 und den Stromleitungen PL und GL (Last 30) ausgeführt werden. Im Parallel-Hochsetzmodus kann die Ausgangsspannung VH in Übereinstimmung mit dem Spannungssollwert VH* gesteuert werden, während ein Verhältnis der Leistungszuteilung zwischen den Leistungsversorgungen B1 und B2 gesteuert wird.
Für die Leistungsumformer 10 und 11 gibt es kein Ein- und Aus-Muster der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b), in dem die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 in Reihe zwischen den Stromleitungen PL und GL verbunden werden können. Daher gibt es keinen Betriebsmodus, der dem „Reihenverbindungsmodus“ im Patentdokument 2 für die Leistungsumformer 10 und 11 entspricht.
Weiterhin umfasst der Hochsetzmodus einen „Modus Hochsetzen durch die DC-Leistungsversorgung B1“ (hier nachstehend als ein B1-Hochsetzmodus bezeichnet), in dem lediglich die DC-Leistungsversorgung B1 verwendet wird, um DC-DC-Umformung zwischen der DC-Leistungsversorgung und den Stromleitungen PL und GL (Last 30) auszuführen, und einen „Modus Hochsetzen durch die DC-Leistungsversorgung B2“ (hier nachstehend als ein B2-Hochsetzmodus bezeichnet), in dem lediglich die DC-Leistungsversorgung B2 verwendet wird, um DC-DC-Umformung zwischen der DC-Leistungsversorgung und den Stromleitungen PL und GL (Last 30) auszuführen.
Solange die Ausgangsspannung VH so gesteuert wird, dass sie größer als V[2] ist, wird im B1-Hochsetzmodus die DC-Leistungsversorgung B2 nicht verwendet, wobei ein Zustand, dass sie elektrisch von der Stromleitung PL getrennt ist, erhalten bleibt. Im B1 - Hochsetzmodus ist lediglich die Hochsetzstellerschaltung (der erste Zweig) für die DC-Leistungsversorgung B1 umgesetzt. Daher sind die Schaltelemente S3 und S4 auf Aus festgelegt, während der Strompfad zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus abgeschaltet ist, wohingegen das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1 und S2 als Reaktion auf die Steuerimpulssignale /SD1 und SD1 auf Basis der relativen Einschaltdauer DT1 gesteuert wird, um die Ausgabe der DC-Leistungsversorgung B1 zu steuern.
Solange die Ausgangsspannung VH so gesteuert wird, dass sie größer als V[1] ist, wird im B2-Hochsetzmodus in gleicher Weise die DC-Leistungsversorgung B1 nicht verwendet, wobei ein Zustand, dass sie elektrisch von der Stromleitung PL getrennt ist, erhalten bleibt.
Im B2-Hochsetzmodus ist lediglich die Hochsetzstellerschaltung (der erste Zweig) für die DC-Leistungsversorgung B2 umgesetzt. Daher sind die Schaltelemente S1 und S2 auf Aus festgelegt, während der Strompfad zwischen den Knoten N1 und N2 durch Festlegen des Schaltelements S5 (S5a und S5b) auf Aus abgeschaltet ist, wohingegen das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S3 und S4 als Reaktion auf die Steuerimpulssignale /SD2 und SD2 auf Basis der relativen Einschaltdauer DT2 gesteuert wird, um die Ausgabe der DC-Leistungsversorgung B2 zu steuern.
Im B1-Hochsetzmodus und im B2-Hochsetzmodus wird die relative Einschaltdauer DT1 oder DT2 berechnet, um so die Ausgangsspannung VH in Übereinstimmung mit dem Ausgangsspannungssollwert VH* zu steuern (Spannungssteuerung). Somit wird in jedem der Betriebsmodi, die zum Hochsetzmodus zählen, die Ausgangsspannung VH in Übereinstimmung mit dem Spannungssollwert VH* gesteuert.
Zum Direktkopplungsmodus zählen ein „Modus Direktkopplung der DC-Leistungsversorgung B1“ (hier nachstehend ein B1-Direktkopplungsmodus), in dem ein Strompfad zu den Stromleitungen PL und GL lediglich für die DC-Leistungsversorgung B1 ausgebildet wird, und ein „Modus Direktkopplung der DC-Leistungsversorgung B2“ (hier nachstehend ein B2-Direktkopplungsmodus), in dem ein Strompfad zu den Stromleitungen PL und GL lediglich für die DC-Leistungsversorgung B2 ausgebildet wird.
Im B1-Direktkopplungsmodus ist das Schaltelement S1 auf Ein festgelegt, während ein Strompfad zwischen den Knoten N1 und N2 dadurch abgeschaltet ist, dass das Schaltelement S5 (S5a und S5b) auf Aus festgelegt ist, während die Schaltelemente S2 bis S4 auf Aus festgelegt sind. Da die DC-Leistungsversorgung B2 zwischen den Stromleitungen PL und GL getrennt ist, ist somit die Ausgangsspannung VH vergleichbar der Spannung V[1] der DC-Leistungsversorgung B1 (VH = V[1]). Im B1-Direktkopplungsmodus wird die DC-Leistungsversorgung B2 nicht verwendet, wobei ein elektrisch getrennter Zustand zwischen den Stromleitungen PL und GL erhalten bleibt. Falls der B1-Direktkopplungsmodus im Zustand V[2] > V[1] angewendet wird, wird von der DC-Leistungsversorgung B2 zur DC-Leistungsversorgung B1 ein kurzschließender Strom über das Schaltelement S1 und die Diode D3 produziert. Daher ist eine Bedingung V[1] > V[2] für die Anwendung des B1-Direktkopplungsmodus erforderlich.
In gleicher Weise ist im B2-Direktkopplungsmodus das Schaltelement S3 auf Ein festgelegt, während ein Strompfad zwischen den Knoten N1 und N2 dadurch abgeschaltet ist, dass das Schaltelement S5 (S5a und S5b) auf Aus festgelegt wird, während die Schaltelemente S1, S2 und S4 auf Aus festgelegt sind. Da die DC-Leistungsversorgung B1 zwischen den Stromleitungen PL und GL getrennt ist, ist somit die Ausgangsspannung VH vergleichbar der Spannung V[2] der DC-Leistungsversorgung B2 (VH = V[2]). Im B2-Direktkopplungsmodus wird die DC-Leistungsversorgung B1 nicht verwendet, wobei ein elektrisch getrennter Zustand zwischen den Stromleitungen PL und GL erhalten bleibt. Falls der B2-Direktkopplungsmodus im Zustand V[1] > V[2] angewendet wird, wird von der DC-Leistungsversorgung B1 zur DC-Leistungsversorgung B2 ein kurzschließender Strom über die Diode D1 und das Schaltelement S3 produziert. Daher ist eine Bedingung V[2] > V[1] für die Anwendung des B2-Direktkopplungsmodus erforderlich.
Wenn V[1] und V[2] miteinander vergleichbar sind, kann auch ein „Parallel-Direktkopplungsmodus“ ausgewählt werden, in dem ein Zustand, dass die DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 elektrisch parallel zwischen den Stromleitungen PL und GL verbunden sind, erhalten bleibt. Im Parallel-Direktkopplungsmodus sind die Schaltelemente S1 und S3 auf Ein festgelegt, während der Strompfad zwischen den Knoten N1 und N2 dadurch abgeschaltet ist, dass die Schaltelemente S5 (S5a und S5b) auf Aus festgelegt werden, wohingegen die Schaltelemente S2 bis S4 auf Aus festgelegt sind. Somit ist die Ausgangsspannung VH vergleichbar mit V[1] und V[2]. Da eine Spannungsdifferenz zwischen V[1] und V[2] einen kurzschließenden Strom zwischen den DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 produziert, kann der Parallel-Direktkopplungsmodus nur angewendet werden, wenn die Spannungsdifferenz klein ist.
Da die Ausgangsspannung VH in jedem der im Direktkopplungsmodus enthaltenen Betriebsmodi abhängig von den Spannungen V[1] und V[2] der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 bestimmt wird, kann die Ausgangsspannung nicht direkt gesteuert werden. Da die Ausgangsspannung VH nicht auf eine Spannung gesetzt werden kann, die für einen Betrieb der Last 30 in jedem im Direktkopplungsmodus enthaltenen Betriebsmodus geeignet ist, kann sich daher ein Leistungsverlust in der Last 30 erhöhen.
Da auf der anderen Seite jedes der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) im Direktkopplungsmodus nicht ein- und ausgeschaltet wird, wird ein Leistungsverlust (ein mit dem Ein- und Ausschalten verbundener Schaltverlust) in den Leistungsumformern 10 und 11 niedrig gehalten. Abhängig von einem Betriebszustand der Last 30 kann daher ein Leistungsverlust im Leistungsversorgungssystem 5 insgesamt durch Anwendung des Direktkopplungsmodus niedrig gehalten werden, da eine Menge an Reduzierung von Leistungsverlust in den Leistungsumformern 10 und 11 größer als eine Menge an Erhöhung von Leistungsverlust in der Last 30 ist.
Die Leistungsumformer 10 und 11 können somit die Ausgangsspannung VH steuern, während mehrere in 29 gezeigte Betriebsmodi selektiv angewendet werden, indem ein Schaltmuster der Schaltelemente S1 bis S5 (S5a und S5b) geschaltet wird.
In 29 entspricht der Parallel-Hochsetzmodus dem „ersten Modus“, der B1-Hochsetzmodus entspricht dem „zweiten Modus“, und der B2-Hochsetzmodus entspricht dem „dritten Modus“. Der B1-Direktkopplungsmodus entspricht dem „vierten Modus“, und der B2-Direktkopplungsmodus entspricht dem „fünften Modus“. Der Parallel-Direktkopplungsmodus entspricht dem „sechsten Modus“.
[Vierte Ausführungsform]
Eine weitere Modifikation der Ausgestaltung der Leistungsumformer 10 und 11 wird in einer vierten Ausführungsform beschrieben. In der ersten und zweiten Ausführungsform (Leistungsumformer 10 und 11) ist ein Beispiel beschrieben worden, in dem jedes der Halbleiterelemente, vom ersten Halbleiterelement SM1 bis zum vierten Halbleiterelement SM4, durch Paare von Schaltelementen S1 bis S4 bzw. die antiparallelen Dioden D1 bis D4 umgesetzt wird. Zusätzlich ist ein Beispiel gezeigt worden, bei dem das fünfte Halbleiterelement SM5 durch das Schaltelement S5, in dem keine antiparallele Diode bereitgestellt wird (die erste Ausführungsform), oder ein Paar von Schaltelementen S5a und S5b zum Umsetzen eines bidirektionalen Schalters (die zweite Ausführungsform) umgesetzt wird.
Eine Ausgestaltung, in der nämlich das erste Halbleiterelement SM1 bis zum fünften Halbleiterelement SM5 jeweils ein Schaltelement umfassen, das die Ausbildung (Ein) und das Abschalten (Aus) eines Strompfads steuern kann, ist für die Leistungsumformer 10 und 11 beispielhaft gezeigt worden. In einem solchen Ausgestaltungsbeispiel kann regeneratives Aufladen auf beide DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 angewendet werden.
In einer Ausgestaltung, in der eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 nicht regenerativ aufgeladen wird, kann allerdings eine Struktur vereinfacht werden, indem in einigen der Halbleiterelemente, vom ersten Halbleiterelement SM1 bis zum vierten Halbleiterelement SM4, entweder ein Schaltelement oder eine Diode weggelassen wird. Eine solche Ausgestaltung, dass nur einige der Halbleiterelemente, vom ersten Halbleiterelement SM1 bis zum fünften Halbleiterelement SM5, jeweils ein Schaltelement aufweisen, ist nämlich ebenfalls im Prinzip möglich.
Wenn zum Beispiel die DC-Leistungsversorgung B1 nicht regenerativ aufgeladen wird, sondern nur zum Entladen (Antriebsleistung) verwendet wird, kann eine Ausgestaltung eines in 30 gezeigten Leistungsumformers 12a anstelle des in 1 gezeigten Leistungsumformers 10 eingesetzt werden.
Mit Bezug auf 30 kann im Leistungsumformer 12a eine Anordnung des Schaltelements S1 zum Steuern der Regeneration für die DC-Leistungsversorgung B1 im Vergleich zu dem in 1 gezeigten Leistungsumformer 10 weggelassen werden. Das erste Halbleiterelement SM1 zwischen dem Knoten N1 und der Stromleitung PL kann nämlich nur durch die Diode D1 umgesetzt werden. Auch im Leistungsumformer 12a wird das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S2 bis S5 in Übereinstimmung mit 12 (dem Parallel-Hochsetzmodus) oder 29 (andere Modi) gesteuert. Weiterhin kann im Leistungsumformer 12a auch die Diode D2 weggelassen werden, die hauptsächlich zum Sicherstellen eines Pfads für einen regenerativen Strom zur DC-Leistungsversorgung B1 angeordnet ist.
In gleicher Weise kann, wenn die DC-Leistungsversorgung B2 nicht regenerativ aufgeladen wird, sondern nur zum Entladen (Antriebsleistung) verwendet wird, eine Ausgestaltung eines in 31 gezeigten Leistungsumformers 13a eingesetzt werden. Mit Bezug auf 31 kann im Leistungsumformer 13a eine Anordnung des Schaltelements S3 zum Steuern der Regeneration zur DC-Leistungsversorgung B2 im Vergleich zu dem in 1 gezeigten Leistungsumformer 10 weggelassen werden. Das dritte Halbleiterelement SM3 zwischen dem Knoten N2 und der Stromleitung GL kann nämlich nur durch die Diode D3 umgesetzt werden. Auch im Leistungsumformer 13a wird das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1, S2, S4 und S5 in Übereinstimmung mit 12 (dem Parallel-Hochsetzmodus) oder 29 (andere Modi) gesteuert. Weiterhin kann im Leistungsumformer 13 a auch die Diode D4 weggelassen werden, die hauptsächlich zum Sicherstellen eines Pfads für einen regenerativen Strom zur DC-Leistungsversorgung B2 angeordnet ist.
Eine Modifikation, bei der eine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 im DC-Leistungsumformer 11 (28) gemäß der zweiten Ausführungsform nicht regenerativ aufgeladen wird, wird jetzt beschrieben.
Wenn die DC-Leistungsversorgung B1 nicht regenerativ aufgeladen wird, sondern nur zum Entladen (Antriebsleistung) verwendet wird, kann auch eine in 32 gezeigte Ausgestaltung eines Leistungsumformers 12b anstelle des in 27 gezeigten Leistungsumformers 11 eingesetzt werden.
Mit Bezug auf 32 werden im Leistungsumformer 12b nur das Schaltelement S5a und die Diode D5a im bidirektionalen Schalter SB5 anstelle des Schaltelements S5 angeordnet, im Vergleich zu dem in 30 gezeigten Leistungsumformer 12a. Somit wird das Ausbilden/Abschalten eines Strompfads vom Knoten N1 zum Knoten N2 gesteuert. Da es nicht erforderlich ist, einen Strompfad vom Knoten N2 zum Knoten N1 auszubilden, der eine Richtung der Regeneration für die DC-Leistungsversorgung B1 ist, ist die Anordnung des Schaltelements S5b und der Diode D5b im bidirektionalen Schalter SB5 nicht erforderlich. Im Leistungsumformer 12b wird nämlich die Anordnung des Schaltelements S1 zum Steuern der Regeneration zur DC-Leistungsversorgung B1 und des Schaltelements S5b und der Diode D5b im Vergleich zur Ausgestaltung des in 27 gezeigten Leistungsumformers 11 weggelassen. Die Diode D2 kann auch weggelassen werden, wie im Leistungsumformer 12a (30). Auch im Leistungsumformer 12b wird das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S2 bis S4 und S5a in Übereinstimmung mit 12 (dem Parallel-Hochsetzmodus) oder 29 (andere Modi) gesteuert.
Wenn die DC-Leistungsversorgung B2 nicht regenerativ aufgeladen wird, sondern nur zum Entladen (Antriebsleistung) verwendet wird, kann auch eine in 33 gezeigte Ausgestaltung eines Leistungsumformers 13b anstelle des in 27 gezeigten Leistungsumformers 11 eingesetzt werden.
Mit Bezug auf 33 werden im Leistungsumformer 13b nur das Schaltelement S5b und die Diode D5b im bidirektionalen Schalter SB5 anstelle des Schaltelements S5 angeordnet, im Vergleich zu dem in 31 gezeigten Leistungsumformer 13a. Somit wird das Ausbilden/Abschalten eines Strompfads vom Knoten N2 zum Knoten N1 gesteuert. Da es nicht erforderlich ist, einen Strompfad vom Knoten N1 zum Knoten N2 auszubilden, der eine Richtung der Regeneration für die DC-Leistungsversorgung B2 ist, ist die Anordnung des Schaltelements S5a und der Diode D5a im bidirektionalen Schalter SB5 nicht erforderlich. Im Leistungsumformer 13b wird nämlich die Anordnung des Schaltelements S3 zum Steuern der Regeneration zur DC-Leistungsversorgung B2 und des Schaltelements S5a und der Diode D5a im Vergleich zur Ausgestaltung des in 27 gezeigten Leistungsumformers 11 weggelassen. Die Diode D4 kann auch weggelassen werden, wie im Leistungsumformer 13 a (31). Auch im Leistungsumformer 13b wird das Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente S1, S2, S4 und S5b in Übereinstimmung mit 12 (dem Parallel-Hochsetzmodus) oder 29 (andere Modi) gesteuert.
Im Prinzip können die Leistungsumformer 10 und 11 auch dahingehend modifiziert werden, dass sie an einen Fall angepasst sind, dass keine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 regenerativ aufgeladen, sondern nur für das Entladen (Antriebsleistung) verwendet wird. In diesem Fall kann die Modifikation der Leistungsumformer 10 und 11 mit den Dioden D1 und D3 und den Schaltelementen S2 und S4 ebenso wie mit dem Schaltelement S5 (oder dem bidirektionalen Schalter SB5) als minimale Komponenten umgesetzt werden.
Wie dies oben beschrieben wird, sind die Leistungsumformer 10 und 11 allerdings wirksam darin, einen Leistungsverlust im Schaltelement niedrig zu halten, wenn irgendeine der DC-Leistungsversorgungen B1 und B2 den Antriebsleistungsbetrieb und die andere den Regenerationsbetrieb durchführt. Daher wird die Modifikation wie oben nicht ausführlich beschrieben.
Obwohl in der vorliegenden Ausführungsform die Beziehung der Verbindung der Schaltelemente S1 bis S5 (SB5) und der Induktoren L1 und L2 in der Ausgestaltung der Leistungsumformer 10 und 11 veranschaulicht und beschrieben worden ist, ist nicht beabsichtigt, die Komponenten der Leistungsumformer 10 und 11 auf diese Elemente zu begrenzen. In der vorliegenden Ausführungsform umfasst nämlich die Beschreibung von Komponenten als miteinander „elektrisch verbunden“ die Tatsache, dass andere Schaltungselemente oder Verbinderanschlüsse zwischen Komponenten vorhanden sind und dass die elektrische Verbindung zwischen den Komponenten über andere Schaltungselemente sichergestellt ist.
Wenn zum Beispiel die in 1 oder 27 beispielhaft gezeigte Ausgestaltung so ausgelegt ist, dass ein Schaltungsabschnitt (Schaltelemente S3 bis S5 (S5a und S5b), die Dioden D3 und D4, der Induktor L2 und die DC-Leistungsversorgung B2, die in einer allgemeinen Hochsetzstellerschaltung aus der DC-Leistungsversorgung B1, dem Induktor L1, den Schaltelementen S1 und S2 und den Dioden D1 und D2 besteht) als eine separate Einheit zusammengesetzt ist und die Einheit elektrisch mit der Hochsetzstellerschaltung auch durch einen Verbinderanschluss verbunden ist, werden der Leistungsumformer und das Leistungsversorgungssystem gemäß der vorliegenden Ausführungsform umgesetzt, so lange die elektrische Verbindungsbeziehung unter den veranschaulichten Schaltungselementen die gleiche ist.
Für Ausgestaltungszwecke ist anzumerken, dass die Last 30 in der vorliegenden Ausführungsform durch irgendeine Einrichtung umgesetzt werden kann, so lange die Einrichtung mit einer DC-Spannung (Ausgangsspannung VH) arbeitet. Obwohl in der vorliegenden Ausführungsform ein Beispiel, in dem die Last 30 so ausgelegt ist, dass sie einen Motor zum Antrieb eines elektrisch angetriebenen Fahrzeugs aufweist, beschrieben worden ist, ist die Anwendung der Erfindung nämlich nicht auf eine solche Last begrenzt.
Obwohl die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben worden sind, versteht es sich, dass die hier offenbarten Ausführungsformen zur Veranschaulichung dienen und in jeder Hinsicht nicht einschränkend sind. Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung wird durch die Patentansprüche definiert und soll alle Modifikationen innerhalb des Schutzbereichs und der Bedeutung, die äquivalent zu den Patentansprüchen sind, umfassen.

Claims

Leistungsversorgungssystem (5) zum Steuern einer DC-Spannung (VH) zwischen einer ersten Stromleitung (PL) auf einer Hochspannungsseite und einer zweiten Stromleitung (GL) auf einer Niederspannungsseite, wobei das Leistungsversorgungssystem Folgendes umfasst: eine erste DC-Leistungsversorgung (Bl); eine zweite DC-Leistungsversorgung (B2); einen Leistungsumformer (10), der dazu ausgelegt ist, DC-Spannungsumformung zwischen der ersten und zweiten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung auszuführen; und eine Steuereinheit (100), die dazu ausgelegt ist, einen Betrieb des Leistungsumformers zu steuern, wobei der Leistungsumformer Folgendes umfasst: ein erstes Halbleiterelement (SM1), das elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem ersten Knoten (N1) verbunden ist, ein zweites Halbleiterelement (SM2), das elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem ersten Knoten verbunden ist, ein drittes Halbleiterelement (SM3), das elektrisch zwischen der ersten Stromleitung und einem zweiten Knoten (N2) verbunden ist, ein viertes Halbleiterelement (SM4), das elektrisch zwischen der zweiten Stromleitung und dem zweiten Knoten verbunden ist, ein fünftes Halbleiterelement (SM5), das elektrisch zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten verbunden ist, einen ersten Induktor (L1), der elektrisch in Reihe mit der ersten DC-Leistungsversorgung zwischen dem ersten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden ist, und einen zweiten Induktor (L2), der elektrisch in Reihe mit der zweiten DC-Leistungsversorgung zwischen dem zweiten Knoten und der zweiten Stromleitung verbunden ist, wenigstens einige Halbleiterelemente, einschließlich dem zweiten, vierten und fünften Halbleiterelement (SM2, SM4, SM5) vom ersten bis fünften Halbleiterelement, die jeweilige Schaltelemente (S2, S4, S5) umfassen, die dazu ausgelegt sind, Ausbilden und Abschalten eines Strompfads als Reaktion auf ein Signal aus der Steuereinrichtung zu steuern, die Steuereinrichtung, die das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S2) im zweiten Halbleiterelement steuert, um eine Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsversorgung zu steuern, und die das Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S4) im vierten Halbleiterelement steuert, um eine Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsversorgung zu steuern, wenn der Leistungsumformer dazu betrieben wird, erste DC-Spannungsumformung parallel zwischen der ersten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung und zwischen der zweiten DC-Leistungsversorgung und der ersten und zweiten Stromleitung auszuführen, das Schaltelement (S1), das in einer Art und Weise ein- und ausgeschaltet wird, die komplementär zum Schaltelement (S2) im zweiten Halbleiterelement ist, wenn das Schaltelement (S1) im ersten Halbleiterelement bereitgestellt wird, das Schaltelement (S3), das in einer Art und Weise ein- und ausgeschaltet wird, die komplementär zum Schaltelement (S4) im vierten Halbleiterelement ist, wenn das Schaltelement (S3) im dritten Halbleiterelement bereitgestellt wird, wobei Ein- und Aus-Schalten des Schaltelements (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement so gesteuert wird, dass wenigstens der Strompfad vom ersten Knoten zum zweiten Knoten nicht während einer Periode ausgebildet wird, in welcher der Strompfad sowohl im ersten als auch im vierten Halbleiterelement ausgebildet ist, und dass wenigstens der Strompfad vom zweiten Knoten zum ersten Knoten nicht während einer Periode ausgebildet wird, in welcher der Strompfad sowohl im zweiten als auch im dritten Halbleiterelement ausgebildet ist, und wobei, wenn der erste Knoten (N1) und der zweite Knoten (N2) durch das Schaltelement (S5, S5a, S5b) im fünften Halbleiterelement verbunden sind, ein erstes Muster, in dem die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und vierten Halbleiterelement eingeschaltet und die Schaltelemente (S1, S3) im ersten und dritten Halbleiterelement ausgeschaltet sind, oder ein zweites Muster, in dem die Schaltelemente (S1, S3) im ersten und dritten Halbleiterelement eingeschaltet und die Schaltelemente (S2, S4) im zweiten und vierten Halbleiterelement ausgeschaltet sind, ausgewählt ist.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei jedes der ersten bis vierten Halbleiterelemente (SM1 bis SM4) Folgendes umfasst: das Schaltelement (S1 bis S4), das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem der Strompfad ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf das Signal aus der Steuereinrichtung (100) auszubilden, und eine Diode (D1 bis D4), die antiparallel mit dem Schaltelement verbunden ist und die dazu ausgelegt ist, einen Strompfad während des Vorspannens in Durchlassrichtung auszubilden, und das fünfte Halbleiterelement (SM5) das Schaltelement (S5) umfasst, das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem ein Strompfad zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N1, N2) ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf das Signal (SG5) aus der Steuereinrichtung auszubilden.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei jedes der ersten bis vierten Halbleiterelemente (SM1 bis SM4) Folgendes umfasst: das Schaltelement (S1 bis S4), das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem der Strompfad ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf das Signal aus der Steuereinrichtung (100) auszubilden, und eine Diode (D1 bis D4), die antiparallel mit dem Schaltelement verbunden ist und die dazu ausgelegt ist, einen Strompfad während des Vorspannens in Durchlassrichtung auszubilden, und das fünfte Halbleiterelement (SM5) Folgendes umfasst: ein erstes Unter-Schaltelement (S5a), das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem ein Strompfad vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf ein Signal (SG5a) aus der Steuereinrichtung auszubilden, und ein zweites Unter-Schaltelement (S5b), das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem ein Strompfad vom zweiten Knoten zum ersten Knoten zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf ein Signal (SG5b) aus der Steuereinrichtung auszubilden.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei das Schaltelement (S2, S4), das dazu ausgelegt ist, selektiv einen Ein-Zustand, in dem der Strompfad ausgebildet ist, und einen Aus-Zustand, in dem der Strompfad abgeschaltet ist, als Reaktion auf das Signal aus der Steuereinrichtung auszubilden, sowohl im zweiten als auch im vierten Halbleiterelement (SM2, SM4) bereitgestellt wird, eine Diode (D1), die dazu verbunden ist, eine Richtung vom ersten Knoten (N1) zur ersten Stromleitung (PL) als eine Vorwärtsrichtung aufzuweisen, und eine Diode (D3), die dazu verbunden ist, eine Richtung vom zweiten Knoten (N2) zur ersten Stromleitung (PL) als die Vorwärtsrichtung aufzuweisen, im ersten bzw. dritten Halbleiterelement (SM1, SM3) bereitgestellt werden, eine Diode (D2, D4), die antiparallel zum Schaltelement (S2, S4) verbunden ist, in einem der Halbleiterelemente, dem zweiten oder dem vierten Halbleiterelement (S2, S4), bereitgestellt wird, das Schaltelement (S5, S5a, S5b), das dazu ausgelegt ist, die Ausbildung und das Abschalten wenigstens eines der Strompfade, des Strompfads vom ersten Knoten (N1) zum zweiten Knoten (N2) oder des Strompfads vom zweiten Knoten zum ersten Knoten zu steuern, im fünften Halbleiterelement (SM5) bereitgestellt wird, und das Schaltelement (S1, S3), das parallel zur Diode (D1, D3) verbunden ist, weiterhin in einem der Halbleiterelemente, dem ersten oder dem dritten Halbleiterelement (SM1, SM3), bereitgestellt wird, und das Schaltelement selektiv den Ein-Zustand und den Aus-Zustand als Reaktion auf ein Signal (SG1, SG3) aus der Steuereinrichtung ausbildet.
Leistungsversorgungssystem nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Steuereinrichtung (100) Ein- und Ausschalten der Schaltelements (S1, S2) im ersten und zweiten Halbleiterelement (SM1, SM2) in Übereinstimmung mit einer relativen Einschaltdauer (DT1) der Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsversorgung und Ein- und Aus-Schalten der Schaltelemente (S3, S4) im dritten und vierten Halbleiterelement (SM3, SM4) in Übereinstimmung mit einer relativen Einschaltdauer (DT2) der Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsversorgung steuert.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 5, wobei die Steuereinrichtung (100) eine erste Trägerwelle (CW1), die für die erste Pulsweitenmodulationssteuerung zum Steuern einer Ausgabe aus der ersten DC-Leistungsversorgung (B1) verwendet wird, und eine zweite Trägerwelle (CW2), die für die zweite Pulsweitenmodulationssteuerung zum Steuern einer Ausgabe aus der zweiten DC-Leistungsversorgung (B2) verwendet wird, erzeugt, so dass lokale Maxima oder lokale Minima von Strömen (IL1, IL2) durch den ersten und den zweiten Induktor identisches Timing aufweisen.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, wobei der Leistungsumformer (10) arbeitet, indem er zwischen mehreren Betriebsmodi schaltet, die sich in der Art und Weise der DC-Spannungsumformung unterscheiden, indem er eine Art und Weise der Ein-/Aus-Steuerung des Schaltelements durch die Steuereinrichtung (100) schaltet, zu den mehreren Betriebsmodi weiterhin folgende zählen: ein erster Modus zum Ausführen der ersten DC-Spannungsumformung, ein zweiter Modus, in dem die zweite DC-Spannungsumformung zwischen der ersten DC-Leistungsversorgung (B1) und der ersten und zweiten Stromleitung (PL, GL) ausgeführt wird und ein Zustand elektrischer Trennung der zweiten DC-Leistungsversorgung (B2) zwischen der ersten und zweiten Stromleitung erhalten bleibt, und ein dritter Modus, in dem die dritte DC-Spannungsumformung zwischen der zweiten DC-Leistungsversorgung (B2) und der ersten und zweiten Stromleitung ausgeführt wird und ein Zustand elektrischer Trennung der ersten DC-Leistungsversorgung zwischen der ersten und zweiten Stromleitung erhalten bleibt, wobei die Steuereinrichtung (100) im zweiten Modus die DC-Spannung (VH) zwischen der ersten und zweiten Stromleitung durch Steuern des Ein- und Ausschaltens der jeweiligen Schaltelemente (S1, S2) im ersten und zweiten Halbleiterelement (SM1, SM2) steuert und die jeweiligen Schaltelemente (S3 bis S5) im dritten, vierten und fünften Halbleiterelement (SM3 bis SM5) im Aus-Zustand hält, und wobei die Steuereinrichtung (100) im dritten Modus die DC-Spannung zwischen der ersten und zweiten Stromleitung durch Steuern des Ein- und Ausschaltens der jeweiligen Schaltelemente (S3, S4) im dritten und vierten Halbleiterelement (SM3, SM4) steuert und die jeweiligen Schaltelemente (S1, S2, S5) im ersten, zweiten und fünften Halbleiterelement (SM1, SM2, SM5) im Aus-Zustand hält.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 7, wobei zu den mehreren Betriebsmodi weiterhin folgende zählen: ein vierter Modus, in dem ein Zustand, dass die erste DC-Leistungsversorgung (B1) elektrisch zwischen der ersten und zweiten Stromleitung (PL1, PL2) verbunden ist und die zweite DC-Leistungsversorgung (B2) elektrisch zwischen der ersten und zweiten Stromleitung getrennt ist, erhalten bleibt, ein fünfter Modus, in dem ein Zustand, dass die zweite DC-Leistungsversorgung elektrisch zwischen der ersten und zweiten Stromleitung verbunden ist und die erste DC-Leistungsversorgung elektrisch zwischen der ersten und zweiten Stromleitung getrennt ist, erhalten bleibt, und ein sechster Modus, in dem ein Zustand, dass die erste und zweite DC-Leistungsversorgung elektrisch parallel zwischen der ersten und zweiten Stromleitung verbunden sind, erhalten bleibt.