DE102018131630A1

DE102018131630A1 - Verschachtelter gleichspannungswandler für elektrifizierte fahrzeuge

Info

Publication number: DE102018131630A1
Application number: DE102018131630.5A
Authority: DE
Inventors: Baoming Ge; Lihua Chen; Fan Xu; Shuitao Yang
Original assignee: Ford Global Technologies LLC
Current assignee: Ford Global Technologies LLC
Priority date: 2017-12-11
Filing date: 2018-12-10
Publication date: 2019-06-13
Also published as: US10778105B2; CN109905029A; US20190181766A1

Abstract

Ein Gleichspannungswandler für ein Elektrofahrzeug ist zwischen einem Akkusatz Batteriepack und einen Gleichstromzwischenkreis geschaltet, der obere und untere Kopplungskondensatoren aufweist. Wenn eine Zielspannung an der Kopplung unter dem Zweifachen der Akkumulatorspannung Spannung der Batterie liegt, werden die Kondensatoren für einen Teil der Zeit gleichzeitig in Reihe von zwei verschachtelten Schaltzweigen des Wandlers aufgeladen und für einen Teil der Zeit in Reihe nur von einem der zwei Schaltzweige aufgeladen. Wenn die Zielspannung zwischen dem 2- und dem 4-Fachen der Akkumulatorspannung Spannung der Batterie liegt, wird nur der obere Kondensator für einen Teil der Zeit von beiden Zweigen aufgeladen, wird nur der obere Kondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Zweige aufgeladen, wird nur der untere Kondensator für einen Teil der Zeit von beiden Zweigen aufgeladen und wird nur der untere Kondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Zweige aufgeladen.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Gleichspannungswandler in elektrischen Antriebssystemen für elektrifizierte Fahrzeuge und genauer einen verschachtelten Wandler zum Bereitstellen von reduzierter Stromwelligkeit und erhöhter Strombelastbarkeit über einen erweiterten Spannungsverstärkungsbereich.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Elektrofahrzeuge, wie hybride Elektrofahrzeuge (HEVs), Steckdosenhybrid-Elektrofahrzeuge (PHEV) und batteriebetriebene Elektrofahrzeuge (BEVs), setzen wechselrichterbetriebene elektrische Maschinen ein, um Zugmoment bereitzustellen. Ein typisches elektrisches Antriebssystem kann eine Gleichstromquelle (wie einen Akkusatz oder eine Brennstoffzelle) enthalten, die mit Schaltschützen an einen Gleichspannungswandler (auch als ein variabler Spannungswandler oder VVC bekannt) gekoppelt ist, um eine Hauptbusspannung über einen Haupt-Gleichstromkopplungskondensator zu regeln. Ein 3-phasiger Pulswechselrichter ist zwischen den Hauptbussen und einem Traktionsmotor angebunden, um die Gleichstrom-Busleistung in eine Wechselspannung umzuwandeln, die an die Wicklungen des Motors gekoppelt ist, um das Fahrzeug vorwärtszutreiben. Während eines Abbremsens des Fahrzeugs kann der Motor von den Fahrzeugrädern angetrieben werden und verwendet werden, um elektrische Leistung zu liefern, um den Akkumulator während einer Nutzbremsung des Fahrzeugs aufzuladen, wobei der Gleichspannungswandler in der entgegengesetzten Richtung arbeitet, um die erzeugte Leistung in eine zum Laden des Akkusatzes angemessene Spannung umzuwandeln. In einigen Fahrzeugen kann ein anderer 3-Phasen-Wechselrichter ebenfalls vorhanden sein, um den Gleichstrombus mit einem Generator zu verbinden, der von einem Verbrennungsmotor angetrieben wird, um den Akkumulator aufzuladen.
Unter Verwendung der passenden Modulation der Leistungsschalter kann ein VVC in einem Aufwärtsmodus (Umwandeln in eine höhere Spannung), Abwärtsmodus (Umwandeln in eine niedrigere Spannung) oder Durchreichmodus (keine Spannungsänderung) arbeiten. Zur Verwendung in einem Hybrid-Elektrofahrzeug-Antriebssystem ist der VVC auch ausgelegt, wählbar einen bidirektionalen Leistungsfluss bereitzustellen.
Der typische VVC enthält mindestens einen Phasenzweig mit oberen und unteren Transistorschaltvorrichtungen (z. B. Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode, IGBTs), die über den Gleichstromkopplungskondensator in Reihe geschaltet sind. Ein Zwischenverteiler zwischen den Schaltvorrichtungen ist über eine Spule mit dem Quellenakkumulator verbunden. Eine elektronische Steuerung stellt Schaltsignale (z. B. Gatesignale) bereit, um die Schaltvorrichtungen in Übereinstimmung mit einem Modulationsschema ein- und auszuschalten, das den gewünschten VVC-Modus bereitstellt. Pulsweitenmodulation wird üblicherweise verwendet, um das Hochtransformieren einer Spannung durch den VVC zu regeln, wobei eine Einschaltdauer der Schaltsignale variiert werden kann, um die VVC-Spannung auf einen gewünschten Betrag zu regulieren.
Hochleistungs-/Hochstrom-Gleichspannungswandler setzen üblicherweise verschachtelte Multiphaseneingaben im Wandler ein (d. h. zwei oder mehr parallele Phasenzweige), um einen Nennstrom zu erhalten, der höher als die Stromkapazität nur eines Phasenzweigs ist. Darüber hinaus reduziert ein verschachtelter Gleichspannungswandler eine Akkumulatorstromwelligkeit stark. Die Induktoren, die jeden Phasenzweig eines verschachtelten Gleichspannungswandlers mit dem Akkusatz verbinden, können unabhängige Induktoren sein oder können induktiv gekoppelt sein.
Auch bei der Multiphasenarchitektur gibt es weiterhin Einschränkungen bei der Spannungsverstärkung. Die Verstärkung wird durch eine Einschaltdauer D bestimmt, die als T_ein/T_s definiert ist, wobei T_ein die Leitungsdauer der unteren Schaltvorrichtung ist und T_s die Schaltperiode ist. Die Spannungsverstärkung G ist auf Grundlage der Einschaltdauer durch die Formel $G = \frac{V_{d c}}{V_{b}} = \frac{1}{(1 - D)}$
bestimmt. Der Wandler-Wirkungsgrad sinkt mit steigender Einschaltdauer D drastisch, wenn die Spannungsverstärkung G größer als zwei ist. Folglich ist die Spannungsverstärkung für herkömmliche Gleichspannungswandler üblicherweise auf unter drei begrenzt worden. Höhere Spannungsverstärkungen wären wünschenswert, um Pulswechselrichterverluste über einen breiten Drehzahlbetriebsbereich zu reduzieren. Darüber hinaus führt ein Betreiben des Gleichspannungswandlers für den Großteil der Zeit mit einer höheren Einschaltdauer zu höheren Leistungsverlusten und Hochspannungsbelastung innerhalb der Phasenzweig-Schaltvorrichtungen. Deshalb wird ein verbesserter Gleichspannungswandler benötigt, der eine höhere Spannungsverstärkung bei reduzierter Einschaltdauer bereitstellen kann.
Ein weiterer möglicher Nachteil von herkömmlichen verschachtelten Wandlern ist, dass eine hohe Stromwelligkeit einen größeren Leistungsverlust erzeugt, wenn die Einschaltdauer D hoch ist. Große Induktoren waren notwendig, um die Stromwelligkeit zu beschränken, aber sie sind verlustbehaftet, sperrig und schwer, was bei Hochleistungs-HEV-Anwendungen unerwünscht ist.
DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
In einem Gesichtspunkt der Erfindung umfasst ein variabler Spannungswandler in einem elektrischen Antriebssystem parallele Schaltzweige mit jeweiligen oberen und unteren Schaltvorrichtungen, die zwischen einem positiven Knoten und einem negativen Knoten in Reihe geschaltet sind und jeweils einen Zwischenverteiler aufweisen, der durch eine jeweilige Induktanz an einen Akkumulator gekoppelt ist. Obere und untere Kopplungskondensatoren sind zwischen einem positiven Bus und einem negativen Bus des Antriebssystems in Reihe geschaltet. Ein konfigurierbarer Koppler weist eine erste Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten wählbar an den positiven Bus koppelt, eine zweite Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten wählbar an einen Kondensatorverteiler zwischen den Kopplungskondensatoren koppelt, eine dritte Schaltvorrichtung, die den negativen Knoten wählbar an den Kondensatorverteiler koppelt, und eine vierte Schaltvorrichtung auf, die den negativen Knoten wählbar an den negativen Bus koppelt. Eine Steuerung ist ausgelegt, die oberen und unteren Schaltvorrichtungen in Übereinstimmung mit PWM-Gatesignalen mit einer Einschaltdauer anzusteuern, die angepasst ist, um eine Zielspannung zwischen den Bussen bereitzustellen, und ausgelegt ist, die erste bis zur vierten Schaltvorrichtung zu betätigen, um Ströme wählbar von den Schaltzweigen zu leiten, um die Kopplungskondensatoren in Reihe aufzuladen, um eine erste Spannungsverstärkung bereitzustellen, und die Kopplungskondensatoren individuell aufzuladen, um eine zweite Spannungsverstärkung bereitzustellen, die größer als die erste Spannungsverstärkung ist.
Figurenliste

1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen herkömmlichen verschachtelten Gleichspannungswandler in einem Elektroantrieb eines Hybrid-Elektrofahrzeugs mit unabhängigen Induktoren zeigt.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen herkömmlichen verschachtelten Gleichspannungswandler in einem Elektroantrieb eines Hybrid-Elektrofahrzeugs mit gekoppelten Induktoren zeigt.
3 ist ein Schaubild, das eine typische nützliche Spannungsverstärkung unter Verwendung eines herkömmlichen verschachtelten Wandlers zeigt.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen verschachtelten Gleichspannungswandler nach einer Ausführungsform der Erfindung mit unabhängigen Induktoren zeigt.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen verschachtelten Gleichspannungswandler nach einer Ausführungsform der Erfindung mit gekoppelten Induktoren zeigt.
6 ist ein Schaubild, das eine Spannungsverstärkung in Übereinstimmung mit einer Vielzahl von nach verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung implementierten Modulationsmodi zeigt.
7 ist ein Signaldiagramm, das Phasenzweig-PWM-Signale und Kopplerleitsignale für einen Modulationsmodus I-A der Erfindung zeigt.
8 und 9 sind schematische Diagramme der Erfindung, die einen Stromfluss während verschiedener Abschnitte eines Schaltzyklus nach Modulationsmodus I-A zeigen.
10 ist ein Signaldiagramm, das Phasenzweig-PWM-Signale und Kopplerleitsignale für einen Modulationsmodus I-B der Erfindung zeigt.
11 und 12 sind schematische Diagramme der Erfindung, die einen Stromfluss während verschiedener Abschnitte eines Schaltzyklus nach Modulationsmodus I-B zeigen.
13 ist ein Signaldiagramm, das Phasenzweig-PWM-Signale und Kopplerleitsignale für einen Modulationsmodus II der Erfindung zeigt.
14-17 sind schematische Diagramme der Erfindung, die einen Stromfluss während verschiedener Abschnitte eines Schaltzyklus nach Modulationsmodus II zeigen.
18 ist ein Signaldiagramm, das Phasenzweig-PWM-Signale und Kopplerleitsignale für einen Modulationsmodus III der Erfindung zeigt.
19 und 20 sind schematische Diagramme der Erfindung, die einen Stromfluss während verschiedener Abschnitte eines Schaltzyklus nach Modulationsmodus III zeigen.
21 ist ein Schaubild, das eine Akkumulatorstromwelligkeit während des Betriebs in Modus III zum Erhalten einer hohen Spannungsverstärkung zeigt.
22 ist ein Schaubild, das eine Stromwelligkeit in den Induktoren zeigt, die mit dem Betrieb in 21 übereinstimmt.
23 ist ein Schaubild, das eine mit 21 übereinstimmende Akkumulatorspannung zeigt.
24 ist ein Schaubild, das eine mit 21 übereinstimmende Gleichstromkopplungsspannung zeigt.
25 ist ein Schaubild, das Spannungen über jeden der mit 21 übereinstimmenden Gleichstromkopplungskondensator zeigt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Auf 1 Bezug nehmend ist ein variabler Gleichspannungswandler (VVC) 10 zwischen eine Gleichstromquelle 11 (wie einen Akkusatz oder eine Brennstoffzelle) und einen Gleichstromkopplungskondensator 12 gekoppelt. Ein positiver Bus 14 und ein negativer Bus 15 koppeln den Kopplungskondensator 12 an ein Motor-/Generator-Wechselrichtersystem 13. Der VVC 10 weist verschachtelte Phasenzweige auf, die einen ersten Phasenzweig mit einer oberen Schaltvorrichtung S_p1 enthalten, die mit einer unteren Schaltvorrichtung S_n1 zwischen den Bussen 14 und 15 in Reihe geschaltet ist. Ein erster Induktor 16 koppelt einen Verteiler zwischen den Schaltvorrichtungen S_p1 und S_n1 an den Akkumulator 11. Ein zweiter Phasenzweig weist eine obere Schaltvorrichtung S_p2 auf, die mit einer unteren Schaltvorrichtung S_n2 zwischen den Bussen 14 und 15 in Reihe geschaltet ist. Ein zweiter Induktor 17 koppelt einen Verteiler zwischen den Schaltvorrichtungen S_p2 und S_n2 an den Akkumulator 11.
Der VVC 10 kann in einem Aufwärtsmodus oder einem Abwärtsmodus mit einem Leistungsfluss in die eine oder die andere Richtung arbeiten. Die Schaltvorrichtungen S_p1 , S_n1 , S_p2 und S_n2 in den Phasenzweigen arbeiten auf verschachtelte Weise mit Induktoren 16 und 17 (die Induktanzen L₁ und L₂ aufweisen), wobei jeder Induktor und der jeweilige Phasenzweig eine Hälfte des Akkumulatorstroms (im Aufwärtsmodus) tragen. Die Phasenzweigschaltsignale für S_p1 und S_n1 (die zueinander invertiert sind) weisen im Vergleich zu den Phasenzweigschaltsignalen für S_p2 und S_n2 eine 180°-Phasenverschiebung auf, was den verschachtelten Betrieb erzielt, um die Akkumulatorstromwelligkeit wesentlich zu reduzieren. Deshalb weisen Ströme i_L1 und i_l2 , die durch die Induktoren 16 und 17 fließen, den gleichen Betrag auf, weisen jedoch eine 180°-Phasenverschiebung auf.
In 1 arbeiten die Induktoren 16 und 17 ohne jegliche Kreuzkopplung unabhängig. In 2 stellen induktiv gekoppelte Spulen eines Transformators 18 die Induktanzen für jeden Phasenzweig bereit. Durch induktives Koppeln der Induktanzen, die die Phasenzweige versorgen, kann eine kleinere Gesamtgröße der Induktoren erzielt werden.
Jede der Schaltvorrichtungen im VVC 10 besteht vorzugsweise aus einem Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT). Jeder IGBT weist einen jeweiligen Steueranschluss (z. B. Basisanschluss) auf, der an eine Steuerung (nicht gezeigt) gekoppelt ist, die die Schalter nach verschiedenen Betriebsmodi des Wandlers steuert. Die Steuerung kann aus einer Motor-Generator-Steuereinheit (MGCU) eines Typs bestehen, der kommerziell erhältlich ist und wie in US-Patent 9,106,162 , erteilt am 11. August 2015, beschrieben ist, das hierin unter Bezugnahme in seiner Gesamtheit aufgenommen ist.
Um eine gewünschte Spannungsverstärkung vom VVC 10 zu erhalten, wird üblicherweise ein wohlbekanntes Pulsweitenmodulationsverfahren (PWM-Verfahren) verwendet, um Gatesignale für die IGBT-Schaltvorrichtungen zu generieren. Die Spannungsverstärkung G (z. B. von der Akkumulatorspannung V_b zur Gleichstromkopplungsspannung V_dc ) ist als $G = \frac{V_{d c}}{V_{b}} = \frac{1}{(1 - D)}$
definiert, wobei der Einschaltzyklus D der Prozentsatz von EINGESCHALTETER Zeit der unteren Schaltvorrichtung der Phasenzweige ist. Wie in 3 gezeigt, erhöht sich die Verstärkung G allmählich von 1,0, wenn sich der Einschaltzyklus von null erhöht. Der bekannte Wandler kann jedoch keine wesentliche nützliche Verstärkung über ungefähr drei bereitstellen.
Wie durch eine erste bevorzugte Ausführungsform der Erfindung in 4 veranschaulicht, enthält ein verbesserter variabler Gleichspannungswandler 20 verschachtelte Phasenzweige, die Ströme bereitstellen, die von einem konfigurierbaren Koppler 23 zu einem geteilten Gleichstromkopplungskondensator mit einem oberen Kondensator 21 in Reihe mit einem unteren Kondensator 22 zwischen den Bussen 14 und 15 geleitet werden. Durch wählbares Leiten von Strömen von den Phasenzweigen zu einem oder dem anderen der Kondensatoren 21 und 22 (d. h., um sie getrennt aufzuladen) wird die vom Wandler 20 erzielbare Spannungsverstärkung verdoppelt. Deshalb kann die Busspannung V_dc geregelt werden, um eine Zielspannung zu erreichen, die doppelt so hoch ist, wie sie andernfalls erhalten werden könnte. In der vorliegenden Erfindung leitet der Koppler 23 Ströme wählbar von den Schaltzweigen, um die Kopplungskondensatoren in Reihe aufzuladen, um eine erste Spannungsverstärkung (z. B. eine Verstärkung unter 2) bereitzustellen, und leitet Ströme wählbar von den Schaltzweigen, um die Kopplungskondensatoren beim Abzielen auf eine Spannung individuell aufzuladen, die eine zweite Spannungsverstärkung notwendig macht, die größer als die erste Spannungsverstärkung ist. Kapazitäten C₁ und C₂ der Kondensatoren 21 und 22 sind gleich und die Kondensatoren 21 und 22 weisen eine identische Nennspannung auf.
Eine Steuerung/Antrieb 24 stellt PWM-Schaltsignale an die Phasenzweigschaltvorrichtungen und Leitsignale bereit, um die Schaltvorrichtungen im Koppler 23 zu betätigen. In der Erfindung sind die Phasenzweige zwischen einen positiven Knoten 25 und einen negativen Knoten 26 gekoppelt. Der konfigurierbare Koppler 23 ist eine Schaltgruppe mit einer ersten Schaltvorrichtung 27 (S_p4 ), die den positiven Knoten 25 wählbar an den positiven Bus 14 koppelt, eine zweite Schaltvorrichtung 28 (S_p3 ), die den positiven Knoten 25 wählbar an einen Kondensatorverteiler zwischen den Kopplungskondensatoren 21 und 22 koppelt, eine dritte Schaltvorrichtung 29 (S_n3 ), die den negativen Knoten 26 wählbar an den Kondensatorverteiler koppelt, und eine vierte Schaltvorrichtung 30 (S_n4 ), die den negativen Knoten 26 wählbar an den negativen Bus 15 koppelt. 4 zeigt eine Ausführungsform, wobei unabhängige Induktoren L₁ und L₂ die Phasenzweige an den Akkumulator 11 koppeln, während 5 eine Ausführungsform zeigt, die eine induktive Kopplung zwischen den Induktoren verwendet, aber ansonsten identisch ist.
Das Layout des Kopplers 23 und der Kondensatoren 21 und 22 weist die Flexibilität auf, Ströme wählbar von den Phasenzweigen zu leiten, um die Kondensatoren entweder getrennt oder zusammen aufzuladen. Deshalb kann die Steuerung 24 den Wandler 20 in Übereinstimmung mit mehreren verschiedenen Modulationsmodi betreiben, um einen erweiterten Bereich an verfügbaren Spannungsverstärkungen bereitzustellen und durchweg gleichzeitig geringe Leistungsverluste zu erzielen.
6 zeigt Schaubilder der Spannungsverstärkung als Funktion der Einschaltdauer für jeden der verschiedenen, unten offenbarten Modulationsmodi. Durch Schalten zwischen den Modi in Übereinstimmung mit der (d. h. gewünschten) Zielspannungsverstärkung zu einem bestimmten Zeitpunkt können ein optimierter Leistungsfluss und eine optimierte Effizienz erzielt werden. Deshalb kann für eine Spannungsverstärkung in einem Bereich von 1 bis ungefähr 2 entweder ein Modus I-A oder ein Modus I-B (unten beschrieben) verwendet werden, je nachdem, bei welchem abhängig von verschiedenen Faktoren einer bestimmten Konstruktion, wie i) Spannungsbelastung und Strompegeln in jeder Schaltvorrichtung, ii) Schaltfrequenz, iii) I-V-Kurve, E_ein, E_aus und Err der Schaltvorrichtungen und iv) Eigenschaften der Gateansteuerungsschaltkreise, geschätzt wird, dass er kleinere Leistungsverluste ergibt. Für eine Spannungsverstärkung in einem Bereich von ungefähr 2 bis ungefähr 4 wird ein Modulationsmodus II verwendet. Für eine Spannungsverstärkung über ungefähr 4 wird ein Modulationsmodus III verwendet. Der Koppler 23 kann auch auf eine Konfiguration gesetzt werden, die die Verwendung eines herkömmlichen Durchreichmodus ermöglicht, wenn die gewünschte Spannungsverstärkung 1 ist.
7 veranschaulicht Modus I-A. PWM-Schaltsignale zum Ansteuern von Phasenzweigschaltern S_p1 , S_n1 , S_p2 und S_n2 sind gezeigt, wobei Impulse 31 und 32 die EINGESCHALTETEN Zustände für die unteren Schaltvorrichtungen S_n1 und S_n2 repräsentieren. Die Impulse 31 und 32 weisen eine EINGESCHALTETE Zeit D·T_S auf, die ein Abschnitt der Einschaltdauer T_S ist. Modus I-A ist darauf beschränkt, eine Einschaltdauer D unter ungefähr 0,5 zu verwenden. Wie auf dem Gebiet bekannt ist, werden die Impulsbreiten 31 und 32 durch Vergleichen der Einschaltdauer D mit einem Dreieckschwingungs-Trägersignal erhalten. Es sind Gateansteuerungssignale für die Kopplerschalter S_p3 , S_n3 , S_p4 und S_n4 gezeigt, die ausgelegt sind, beide Kondensatoren 21 und 22 für einen Teil der Zeit (z. B. während Zeiten, zu denen beide oberen Phasenzweigschalter S_p1 und S_p2 EINGESCHALTET sind) in Reihe aufzuladen und für einen Teil der Zeit (z. B. wenn ein entsprechender der oberen Phasenzweigschalter S_n1 oder S_n2 EINGESCHALTET ist) nur einen der Kondensatoren 21 oder 22 aufzuladen. Die resultierende Ausgangsspannung beträgt: $V_{d c} = \frac{V_{b}}{(1 - 1.5 D)}$
Der Stromfluss nach Modus I-A zu einem Zeitpunkt t₁ (7) ist in 8 gezeigt, wobei gleichzeitig Strom von beiden Phasenzweigen über beide Kopplungskondensatoren in Reihe angelegt ist. Der Stromfluss nach Modus I-A zu einem späteren Zeitpunkt t₂ (7) ist in 9 gezeigt, wobei Strom von einem Phasenzweig geleitet wird, um nur den oberen Kopplungskondensator alleine aufzuladen (d. h., während der Induktor für den anderen Phasenzweig regeneriert wird). Gleichermaßen wird nur der untere Kopplungskondensator später im Zyklus vom entgegengesetzten Phasenzweig aufgeladen.
10 veranschaulicht Modus I-B, wobei die PWM-Schaltsignale für die Phasenzweige gezeigt sind. Die Konfiguration der Schaltvorrichtungen im Koppler 23 für den Modus I-B simuliert den herkömmlichen Wandler durch fortlaufendes Verbinden beider oberen Phasenzweig-Schaltvorrichtungen S_p1 und S_p2 mit dem positiven Bus 14 und Verbinden beider unteren Phasenzweig-Schaltvorrichtungen S_n1 und S_n2 mit dem negativen Bus 15. Deshalb werden zu einem Zeitpunkt t₁ , zu dem beide oberen Phasenzweigschalter S_p1 und S_p2 EINGESCHALTET sind, beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Phasenzweigen aufgeladen, wie in 11 gezeigt. Zu anderen Zeitpunkten (wie zum Beispiel t₂ in 10), zu denen einer der oberen Phasenzweigschalter S_p1 und S_p2 AUSGESCHALTET ist, werden beide Kopplungskondensatoren in Reihe von nur einem Phasenzweig aufgeladen, wie in 12 gezeigt. Die resultierende Ausgangsspannung beträgt: $V_{d c} = \frac{V_{b}}{(1 - D)}$
In Modus II (d. h., wenn die Zielspannungsverstärkung zwischen 2·V_b und 4·V_b liegt), werden die Kopplungskondensatoren nur getrennt aufgeladen. 13 zeigt das Muster von Betätigungssignalen für die Kopplerschaltvorrichtungen S_p3 , S_n3 , S_p4 und S_n4 im Modus II. Modus II lädt für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator von beiden Phasenzweigen auf, wie in 16 gezeigt. Modus II lädt für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur vom zweiten Phasenzweig auf, wie in 15 gezeigt. Modus II lädt für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator von beiden Phasenzweigen auf, wie in 14 gezeigt. Und schließlich lädt Modus II für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur vom ersten Phasenzweig auf, wie in 17 gezeigt. Als Ergebnis wird immer ein Phasenzweigstrom zu mindestens einem Kondensator geleitet. Im Modus II liegt die Einschaltdauer im Bereich 0 ≤ D < 1. Ein Betätigungssignal S_p3 kann durch die folgende Logikoperation erhalten werden: $S_{p 3} = {\bar{S}}_{n 1} (X + S_{n 2} • \bar{X})$
wobei X mit der Trägerwellenform wie in 13 gezeigt verbunden ist.
Im Modus III (d. h., wenn die Zielspannungsverstärkung über 4·V_b liegt), werden die Kopplungskondensatoren wie im Modus II getrennt aufgeladen. Im Modus III gibt es jedoch Zeiten, zu denen die Schaltvorrichtungen S_p3 , S_n3 , S_p4 und S_n4 alle AUSGESCHALTET sind und kein Ladestrom zu den Kondensatoren geleitet wird. Ferner wird Modus III vorzugsweise nur mit einer Einschaltdauer D über oder gleich 0,5 verwendet. 18 zeigt das Muster von Betätigungssignalen für die Kopplerschaltvorrichtungen S_p3 , S_n3 , S_p4 und S_n4 im Modus III. Modus III lädt für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auf und lädt für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auf.
Der Stromfluss nach Modus III zu einem Zeitpunkt t₁ (18) ist in 19 gezeigt, wobei Strom vom ersten Phasenzweig (S_p1 ) nur über den oberen Kopplungskondensator angelegt ist. Zu einem späteren Zeitpunkt t₂ (zu dem keiner der Phasenzweige irgendeinen Strom ausgibt) sind die Schaltvorrichtungen S_p3 , S_n3 , S_p4 und S_n4 alle AUSGESCHALTET und kein Ladestrom wird an die Kondensatoren geliefert. Der Stromfluss nach Modus III zu einem späteren Zeitpunkt t₃ (18) ist in 20 gezeigt, wobei Strom vom zweiten Phasenzweig (S_p2 ) nur über den unteren Kopplungskondensator angelegt ist. Die resultierende Ausgangsspannung beträgt wie in Modus II: $V_{d c} = \frac{2 V_{b}}{{(1 - D)}_{.}}$
Simulierte Ergebnisse für Modus III sind in 21-25 auf Grundlage einer Ausführungsform gezeigt, wobei L₁ = L₂ = 100 µH; C₁ = C₂ = 800 µF; V_b = 200 V; und die Gleichstrombusspannung auf 1000 V hochgesetzt wurde (d. h., die Spannungsverstärkung beträgt 5 und die Einschaltdauer ist 0,6). Der Akkumulatorstrom (21) weist einen Durchschnittswert von 998 A mit einer Spitze-Spitze-Welligkeit von 40 A, obwohl jede Induktorstromwelligkeit Spitze-Spitze 120 A beträgt (22). Deshalb gibt es im Vergleich zur Induktorstromwelligkeit eine starke Welligkeitsreduktion des Akkumulatorstroms im erfinderischen Wandler. Jeder Phasenzweig und sein Induktor übertragen nur einen Durchschnittsstrom von 499 A, was die Hälfte des Akkumulatorstroms ist. Die Gesamtbusgleichspannung von 1000 V ist stabil (24) und ist zwischen den zwei Kondensatoren (25) gut ausgeglichen, von denen jeder 500 V aufrechterhält. Deshalb ist die Akkumulatorstromwelligkeit sehr gering, obwohl die Induktanzen klein gehalten sind. Die kleineren Induktorgrößen resultieren in geringeren Induktorverlusten, einer kleinen Packungsgröße und niedrigeren Kosten.
Obwohl der oben veranschaulichte Gleichspannungswandler zwei Phasenzweige aufweist, ist die Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Die Erfindung kann leicht auf Wandler mit drei oder mehr verschachtelten Phasenzweigen erweitert werden, was in einem noch höheren Strom, einer geringeren Stromwelligkeit und höheren Spannungsverstärkungen resultieren würde.
Nach der vorliegenden Erfindung enthält ein variabler Spannungswandler in einem elektrischen Antriebssystem parallele Schaltzweige mit jeweiligen oberen und unteren Schaltvorrichtungen, die zwischen einem positiven Knoten und einem negativen Knoten in Reihe geschaltet sind und jeweils einen Zwischenverteiler aufweisen, der durch eine jeweilige Induktanz an einen Akkumulator gekoppelt ist, obere und untere Kopplungskondensatoren, die zwischen einem positiven Bus und einem negativen Bus des Antriebssystems in Reihe geschaltet sind, einen konfigurierbaren Koppler, der eine erste Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten wählbar an den positiven Bus koppelt, eine zweite Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten wählbar an einen Kondensatorverteiler zwischen den Kopplungskondensatoren koppelt, eine dritte Schaltvorrichtung, die den negativen Knoten wählbar an den Kondensatorverteiler koppelt, und eine vierte Schaltvorrichtung aufweist, die den negativen Knoten wählbar an den negativen Bus koppelt, und eine Steuerung, die ausgelegt ist, die obere und die untere Schaltvorrichtung in Übereinstimmung mit PWM-Gatesignalen mit einer Einschaltdauer anzusteuern, die angepasst ist, um eine Zielspannung zwischen den Bussen bereitzustellen, und ausgelegt ist, die erste bis zur vierten Schaltvorrichtung zu betätigen, um Ströme wählbar von den Schaltzweigen zu leiten, um die Kopplungskondensatoren in Reihe aufzuladen, um eine erste Spannungsverstärkung bereitzustellen, und die Kopplungskondensatoren individuell aufzuladen, um eine zweite Spannungsverstärkung bereitzustellen, die größer als die erste Spannungsverstärkung ist.
Nach einer Ausführungsform liefert der Akkumulator eine Akkumulatorspannung V_b , und wobei die Steuerung den konfigurierbaren Koppler in Übereinstimmung mit einer Vielzahl von Modi betätigt, die einen ersten Modus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung unter 2·V_b liegt, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Schaltzweigen gleichzeitig auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe nur von einem Schaltzweig auflädt, einen zweiten Modus enthält, der verwendet wird, wenn die Zielspannung zwischen 2·V_b und 4·V_b beträgt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator von beiden Schaltzweigen auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem Schaltzweig auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator von beiden Schaltzweigen auflädt und wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem Schaltzweig auflädt.
Nach einer Ausführungsform schränkt der erste Modus die Einschaltdauer auf unter ungefähr 0,5 ein, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von dem anderen der Schaltzweige auflädt.
Nach einer Ausführungsform schließt der zweite Modus ein Aufladen beider Kopplungskondensatoren in Reihe aus.
Nach einer Ausführungsform enthält die Vielzahl der Modi ferner einen dritten Modus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung über 4·V_b liegt, wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt und wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt.
Nach einer Ausführungsform enthält die Vielzahl von Modi ferner einen Durchreichmodus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung nicht größer als V_b ist, wobei der Durchreichmodus eine auf null gesetzte Einschaltdauer aufweist und wobei die erste und die vierte Schaltvorrichtung betätigt sind und die zweite und die dritte Schaltvorrichtung unbetätigt sind.
Nach einer Ausführungsform sind die jeweiligen Induktanzen induktiv gekoppelt.
Nach einer Ausführungsform bestehen die Schaltvorrichtungen aus Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode.
Nach der vorliegenden Erfindung enthält ein Verfahren zum Steuern eines variablen Spannungswandlers, der zwischen einem Akkumulator und einem Gleichstromzwischenkreis gekoppelt ist, wobei obere und untere Kopplungskondensatoren in Reihe über den Gleichstromzwischenkreis hinweg verbunden sind, ein Ermitteln einer Zielspannung, die vom Wandler auszugeben ist; wenn eine Zielspannung am Gleichstromzwischenkreis unter einem Zweifachen einer Spannung des Akkumulators liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem ersten Modus, wobei für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Schaltzweigen gleichzeitig aufgeladen werden und wobei für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe nur von einem Schaltzweig aufgeladen werden, und wenn die Zielspannung zwischen dem 2- und dem 4-Fachen der Akkumulatorspannung liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem zweiten Modus, wobei nur der obere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit von beiden Schaltzweigen aufgeladen wird, wobei nur der obere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird, wobei nur der untere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit von beiden Schaltzweigen aufgeladen wird und wobei nur der untere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird.
Nach einer Ausführungsform schließt der zweite Modus ein Aufladen beider Kopplungskondensatoren in Reihe aus.
Nach einer Ausführungsform schränkt der erste Modus die Einschaltdauer auf unter ungefähr 0,5 ein, wobei der erste Modus ferner ein alleiniges Aufladen des oberen Kopplungskondensators für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige und ein alleiniges Aufladen des unteren Kopplungskondensators für einen Teil der Zeit nur von dem anderen der Schaltzweige enthält.
Nach der vorliegenden Erfindung, wenn die Zielspannung über dem 4-Fachen der Akkumulatorspannung liegt, enthält die Erfindung ein Aufladen der Kondensatoren in einem dritten Modus, wobei für einen Teil der Zeit nur der obere Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird und für einen Teil der Zeit nur der untere Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird.
Nach der vorliegenden Erfindung, wenn die Zielspannung nicht über der Akkumulatorspannung liegt, enthält die Erfindung ein Aufladen der Kondensatoren in einem Durchreichmodus, wobei die Einschaltdauer auf null gesetzt ist und wobei beide Kopplungskondensatoren ausschließlich gleichzeitig in Reihe aufgeladen werden.
Nach der vorliegenden Erfindung enthält ein Spannungswandler für elektrifizierte Fahrzeuge zwei verschachtelte Phasenzweige, die an einen Akkumulator gekoppelt sind, in Reihe geschaltete obere und untere Kopplungskondensatoren und eine Kopplervorrichtung, die Ströme von den Schaltzweigen wählbar leitet, um in Übereinstimmung mit einer zwischen der Akkumulatorspannung und einer Spannung an den Kopplungskondensatoren gewünschten Spannungsverstärkung die Kopplungskondensatoren für einen Teil der Zeit in Reihe und für einen Teil der Zeit individuell aufzuladen.
Nach einer Ausführungsform leitet der Koppler Aufladeströme in Übereinstimmung mit einer Vielzahl von Modi, die einen ersten Modus, der verwendet wird, wenn eine Zielspannung an den Kopplungskondensatoren unter 2·V_b liegt, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Schaltzweigen gleichzeitig auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe nur von einem Schaltzweig auflädt, und einen zweiten Modus enthält, der verwendet wird, wenn die Zielspannung zwischen 2·V_b und 4·V_b, beträgt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator von beiden Phasenzweigen auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem Phasenzweig auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator von beiden Phasenzweigen auflädt und wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem Phasenzweig auflädt.
Nach einer Ausführungsform schränkt der erste Modus eine Einschaltdauer zum Regeln der Phasenzweige auf unter ungefähr 0,5 ein, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Phasenzweige auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von dem anderen der Phasenzweige auflädt.
Nach einer Ausführungsform ist die Erfindung ferner durch einen dritten Modus gekennzeichnet, der verwendet wird, wenn die Zielspannung über 4·V_b liegt, wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Phasenzweige auflädt und wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem der Phasenzweige auflädt.
Nach einer Ausführungsform ist die Erfindung ferner durch einen Durchreichmodus gekennzeichnet, der verwendet wird, wenn die Zielspannung nicht über V_b liegt, wobei der Durchreichmodus eine auf null gesetzte Einschaltdauer zum Regeln der Phasenzweige aufweist und wobei beide Kopplungskondensatoren ausschließlich gleichzeitig in Reihe aufgeladen werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 9106162 [0012]

Claims

Variabler Spannungswandler in einem elektrischen Antriebssystem, umfassend: parallele Schaltzweige mit jeweiligen oberen und unteren Schaltvorrichtungen, die zwischen einem positiven Knoten und einem negativen Knoten in Reihe geschaltet sind und jeweils einen Zwischenverteiler aufweisen, der durch eine jeweilige Induktanz an einen eine Akkumulator Batterie gekoppelt ist; obere und untere Kopplungskondensatoren, die zwischen einem positiven Bus und einem negativen Bus des Antriebssystems in Reihe geschaltet sind; einen konfigurierbaren Koppler, der eine erste Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten wählbar selektiv an den positiven Bus koppelt, eine zweite Schaltvorrichtung, die den positiven Knoten selektiv wählbar an einen Kondensatorverteiler zwischen den Kopplungskondensatoren koppelt, eine dritte Schaltvorrichtung, die den negativen Knoten selektiv wählbar an den Kondensatorverteiler koppelt, und eine vierte Schaltvorrichtung aufweist, die den negativen Knoten selektiv wählbar an den negativen Bus koppelt, aufweist; und eine Steuerung, die ausgelegt ist, um die oberen und die unteren Schaltvorrichtungen in Übereinstimmung mit PWM-Gatesignalen mit einer Einschaltdauer anzusteuern, die angepasst ist, um eine Zielspannung zwischen den Bussen bereitzustellen, und ausgelegt ist, um die erste bis vierte Schaltvorrichtung zu betätigen, um Ströme wählbar selektiv von den Schaltzweigen zu leiten, um die Kopplungskondensatoren in Reihe aufzuladen, um eine erste Spannungsverstärkung bereitzustellen, und die Kopplungskondensatoren individuell aufzuladen, um eine zweite Spannungsverstärkung bereitzustellen, die größer als die erste Spannungsverstärkung ist.
Wandler nach Anspruch 1, wobei der Akkumulatordie Batterie eine Akkumulatorspannung Batteriespannung Vb liefert und wobei die Steuerung den konfigurierbaren Koppler in Übereinstimmung mit einer Vielzahl von Modi betätigt, die beinhalten: einen ersten Modus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung unter 2·V_b liegt, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Schaltzweigen gleichzeitig auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe nur von einem der Schaltzweige auflädt; und einen zweiten Modus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung zwischen 2·V_b und 4·V_b beträgt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator von beiden Schaltzweigen auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt, wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator von beiden Schaltzweigen auflädt und wobei der zweite Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt.
Wandler nach Anspruch 2, wobei der erste Modus die Einschaltdauer auf unter ungefähr 0,5 einschränkt, wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt und wobei der erste Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von dem anderen der Schaltzweige auflädt.
Wandler nach Anspruch 2, wobei der zweite Modus ein Aufladen beider Kopplungskondensatoren in Reihe ausschließt.
Wandler nach Anspruch 2, wobei die Vielzahl der Modi ferner beinhaltet: einen dritten Modus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung über 4·V_b liegt, wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den oberen Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt, wobei der dritte Modus für einen Teil der Zeit nur den unteren Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige auflädt.
Wandler nach Anspruch 2, wobei die Vielzahl der Modi ferner beinhaltet: einen Durchreichmodus, der verwendet wird, wenn die Zielspannung nicht größer als V_b ist, wobei der Durchreichmodus eine auf null gesetzte Einschaltdauer aufweist und wobei die erste und die vierte Schaltvorrichtung betätigt sind und die zweite und die dritte Schaltvorrichtung unbetätigt sind.
Wandler nach Anspruch 1, wobei die jeweiligen Induktanzen induktiv gekoppelt sind.
Wandler nach Anspruch 1, wobei die Schaltvorrichtungen aus Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode bestehen.
Verfahren zum Steuern eines variablen Spannungswandlers, der zwischen einem Akkumulator Batterie und einen Gleichstromzwischenkreis gekoppelt ist, wobei obere und untere Kopplungskondensatoren in Reihe über den Gleichstromzwischenkreis hinweg verbunden sind, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Ermitteln einer Zielspannung, die vom Wandler auszugeben ist; wenn eine Zielspannung an dem Gleichstromzwischenkreis unter einem Zweifachen einer Spannung desr Akkumulators Batterie liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem ersten Modus, wobei für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe von beiden Schaltzweigen gleichzeitig aufgeladen werden und wobei für einen Teil der Zeit beide Kopplungskondensatoren in Reihe nur von einem Schaltzweig aufgeladen werden; und wenn die Zielspannung zwischen dem 2- und dem 4-Fachen der Akkumulatorspannung Spannung der Batterie liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem zweiten Modus, wobei nur der obere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit von beiden Schaltzweigen aufgeladen wird, wobei nur der obere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird, wobei nur der untere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit von beiden Schaltzweigen aufgeladen wird und wobei nur der untere Kopplungskondensator für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der zweite Modus ein Aufladen beider Kopplungskondensatoren in Reihe ausschließt.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der erste Modus die Einschaltdauer auf unter ungefähr 0,5 einschränkt, wobei der erste Modus ferner ein Aufladen nur des oberen Kopplungskondensators für einen Teil der Zeit nur von einem der Schaltzweige und ein Aufladen nur des unteren Kopplungskondensators für einen Teil der Zeit nur von dem anderen der Schaltzweige enthält.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner umfassend den folgenden Schritt: wenn die Zielspannung über dem 4-Fachen der AkkumulatorBatteriespannung liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem dritten Modus, wobei für einen Teil der Zeit nur der obere Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird und für einen Teil der Zeit nur der untere Kopplungskondensator nur von einem der Schaltzweige aufgeladen wird.
Verfahren nach Anspruch 9, ferner umfassend den folgenden Schritt: wenn die Zielspannung nicht über der Akkumulatorspannung Spannung der Batterie liegt, Aufladen der Kondensatoren in einem Durchreichmodus, wobei die Einschaltdauer auf null gesetzt ist und wobei beide Kopplungskondensatoren ausschließlich gleichzeitig in Reihe aufgeladen werden.