JPH07241071A - 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07241071A JPH07241071A JP2856494A JP2856494A JPH07241071A JP H07241071 A JPH07241071 A JP H07241071A JP 2856494 A JP2856494 A JP 2856494A JP 2856494 A JP2856494 A JP 2856494A JP H07241071 A JPH07241071 A JP H07241071A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
損失を低減する。 【構成】 直流電源１と、コレクタ端子が直流電源１の
一端に接続されたトランジスタ２と、トランジスタ２の
エミッタ端子及び直流電源１の他端間に接続されたダイ
オード３と、ダイオード３と並列に接続されたリアクト
ル４及びコンデンサ５の直列回路と、コンデンサ５と並
列に接続された負荷６と、トランジスタ２と並列に接続
されたトランジスタ９及びリアクトル１０の直列回路
と、この直列回路の接続点及び直流電源１の他端間に接
続されたダイオード１１、１２の直列回路と、この直列
回路の接続点及びトランジスタ２のエミッタ端子間に接
続されたコンデンサ８と、トランジスタ２と並列に接続
されたダイオード１３と、負荷６の端子電圧を検出して
トランジスタ２のベース端子に主制御信号を付与する前
にトランジスタ９のベース端子に補助制御信号を付与す
る制御回路７とを備えている。
損失を低減する。 【構成】 直流電源１と、コレクタ端子が直流電源１の
一端に接続されたトランジスタ２と、トランジスタ２の
エミッタ端子及び直流電源１の他端間に接続されたダイ
オード３と、ダイオード３と並列に接続されたリアクト
ル４及びコンデンサ５の直列回路と、コンデンサ５と並
列に接続された負荷６と、トランジスタ２と並列に接続
されたトランジスタ９及びリアクトル１０の直列回路
と、この直列回路の接続点及び直流電源１の他端間に接
続されたダイオード１１、１２の直列回路と、この直列
回路の接続点及びトランジスタ２のエミッタ端子間に接
続されたコンデンサ８と、トランジスタ２と並列に接続
されたダイオード１３と、負荷６の端子電圧を検出して
トランジスタ２のベース端子に主制御信号を付与する前
にトランジスタ９のベース端子に補助制御信号を付与す
る制御回路７とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータ、特にスイッチング損失を低減できる降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
バータ、特にスイッチング損失を低減できる降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング素子をオン・オフ制御する
ことにより、直流電源の電圧よりも低い定電圧の直流出
力を負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、コレクタ端子（一方の主端子）が直流電源１の
一端に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のエミッタ端子（他方の
主端子）と直流電源１の他端との間に接続された主還流
用整流素子としての主還流用ダイオード３と、主還流用
ダイオード３と並列に接続された平滑リアクトル４及び
平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ５と並
列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベース端
子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備えてい
る。この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷６の端
子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベース端子
に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させることに
より、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負荷６に
供給される直流電力の安定化を図っている。
ことにより、直流電源の電圧よりも低い定電圧の直流出
力を負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは従来
から電子機器等の電源回路等に広く使用されている。図
８に示す従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電
源１と、コレクタ端子（一方の主端子）が直流電源１の
一端に接続された主スイッチング素子としての主トラン
ジスタ２と、主トランジスタ２のエミッタ端子（他方の
主端子）と直流電源１の他端との間に接続された主還流
用整流素子としての主還流用ダイオード３と、主還流用
ダイオード３と並列に接続された平滑リアクトル４及び
平滑コンデンサ５の直列回路と、平滑コンデンサ５と並
列に接続された負荷６と、主トランジスタ２のベース端
子に制御パルス信号を付与する制御回路７とを備えてい
る。この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷６の端
子電圧の変動に比例して主トランジスタ２のベース端子
に付与する制御パルス信号の時間幅を変化させることに
より、主トランジスタ２のオン期間を制御し、負荷６に
供給される直流電力の安定化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図８の降圧
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主トランジスタ２のター
ンオン又はターンオフ時において、図９に示すように主
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCEと
主トランジスタ２のコレクタ電流波形ＩCとの重複部分
Ｗが生じ、この重複部分Ｗに基づく大きなスイッチング
損失が発生する欠点があった。また、主トランジスタ２
のコレクタ−エミッタ間電圧波形ＶCE及びコレクタ電流
波形ＩCの立上り時にスパイク状のサージ電圧Ｖsr、サ
ージ電流Ｉs r及びノイズが発生する欠点があった。
【０００４】そこで、本発明はスイッチング損失やサー
ジ電圧及び電流等を低減できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
ジ電圧及び電流等を低減できる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が前記
直流電源の一端に接続された主スイッチング素子と、該
主スイッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他
端との間に接続された主還流用整流素子と、該主還流用
整流素子と並列に接続された平滑リアクトル及び平滑コ
ンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に接
続された負荷とを備え、前記主スイッチング素子をオン
・オフ制御することにより前記直流電源の電圧よりも低
い電圧の直流出力を前記負荷に供給する。この降圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子と並
列に接続された補助スイッチング素子及び共振用リアク
トルの直列回路と、該直列回路の接続点と前記直流電源
の他端との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路と、前記第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路の接続点と前記主スイッチング素子の
他方の主端子との間に接続された共振用コンデンサと、
前記主スイッチング素子と一体に形成された整流素子又
は独立の整流素子から成りかつ前記主スイッチング素子
と並列に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイ
ッチング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する
前に前記補助スイッチング素子の制御端子に補助制御パ
ルス信号を付与する制御回路とを備えている。前記主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
てもよい。また、前記第１及び第２の補助還流用整流素
子の直列回路の接続点と前記直流電源の他端との間に、
補充電用抵抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中
にオン状態となる補充電用スイッチを接続してもよい。
また、本発明の変更実施例では、前記主スイッチング素
子の他方の主端子と前記平滑リアクトルとの間に挿入さ
れた共振用リアクトルと、前記主スイッチング素子及び
前記共振用リアクトルの接続点と前記直流電源の他端と
の間に接続された第１及び第２の補助還流用整流素子の
直列回路と、該直列回路の接続点と前記共振用リアクト
ル及び前記平滑リアクトルの接続点との間に接続された
共振用コンデンサと、前記主スイッチング素子の一方の
主端子と前記共振用リアクトル及び前記平滑リアクトル
の接続点との間に接続された循環電流用整流素子と、前
記主スイッチング素子の制御端子に主制御パルス信号を
付与する制御回路とを備えている。図示の変更実施例で
は、前記循環電流用整流素子と並列に他の共振用コンデ
ンサを接続している。
−ＤＣコンバータは、直流電源と、一方の主端子が前記
直流電源の一端に接続された主スイッチング素子と、該
主スイッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他
端との間に接続された主還流用整流素子と、該主還流用
整流素子と並列に接続された平滑リアクトル及び平滑コ
ンデンサの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に接
続された負荷とを備え、前記主スイッチング素子をオン
・オフ制御することにより前記直流電源の電圧よりも低
い電圧の直流出力を前記負荷に供給する。この降圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、前記主スイッチング素子と並
列に接続された補助スイッチング素子及び共振用リアク
トルの直列回路と、該直列回路の接続点と前記直流電源
の他端との間に接続された第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路と、前記第１及び第２の補助還流用整
流素子の直列回路の接続点と前記主スイッチング素子の
他方の主端子との間に接続された共振用コンデンサと、
前記主スイッチング素子と一体に形成された整流素子又
は独立の整流素子から成りかつ前記主スイッチング素子
と並列に接続された循環電流用整流素子と、前記主スイ
ッチング素子の制御端子に主制御パルス信号を付与する
前に前記補助スイッチング素子の制御端子に補助制御パ
ルス信号を付与する制御回路とを備えている。前記主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
てもよい。また、前記第１及び第２の補助還流用整流素
子の直列回路の接続点と前記直流電源の他端との間に、
補充電用抵抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中
にオン状態となる補充電用スイッチを接続してもよい。
また、本発明の変更実施例では、前記主スイッチング素
子の他方の主端子と前記平滑リアクトルとの間に挿入さ
れた共振用リアクトルと、前記主スイッチング素子及び
前記共振用リアクトルの接続点と前記直流電源の他端と
の間に接続された第１及び第２の補助還流用整流素子の
直列回路と、該直列回路の接続点と前記共振用リアクト
ル及び前記平滑リアクトルの接続点との間に接続された
共振用コンデンサと、前記主スイッチング素子の一方の
主端子と前記共振用リアクトル及び前記平滑リアクトル
の接続点との間に接続された循環電流用整流素子と、前
記主スイッチング素子の制御端子に主制御パルス信号を
付与する制御回路とを備えている。図示の変更実施例で
は、前記循環電流用整流素子と並列に他の共振用コンデ
ンサを接続している。
【０００６】
【作用】主スイッチング素子をオンした状態で負荷側に
電流が流れかつ共振用コンデンサが電源電圧まで充電さ
れている時に主スイッチング素子をオフ状態に切り替え
ると、主スイッチング素子に流れていた電流が直ちに共
振用コンデンサに流れる電流に切り替わり共振用コンデ
ンサが徐々に放電して行く。このとき、主スイッチング
素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これに
より、主スイッチング素子のターンオフ時におけるゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主スイ
ッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減
することができる。また、主スイッチング素子の制御端
子に主制御パルス信号を付与して主スイッチング素子を
オン状態にする前に、補助スイッチング素子の制御端子
に補助制御パルス信号を付与して補助スイッチング素子
をオン状態にすると、主還流用整流素子が導通している
期間は共振用リアクトルに電源電圧が印加され、共振用
リアクトルの電流が０より直線的に増加して行く。これ
により、補助スイッチング素子のターンオン時における
ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補
助スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失
を低減することができる。共振用リアクトルの電流の増
加に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少して
行き、共振用リアクトルの電流が負荷電流に等しくなる
と、主還流用整流素子はカットオフする。このとき、主
スイッチング素子をオン状態にすると、主スイッチング
素子の電圧が直ちに０Ｖまで降下する。これにより、主
スイッチング素子のターンオン時におけるゼロ電圧スイ
ッチングが達成されるので、主スイッチング素子のター
ンオン時のスイッチング損失を低減することができる。
その後、少し遅れて補助スイッチング素子をオフ状態に
すると、共振用リアクトル及び共振用コンデンサに共振
電流が流れ、共振用コンデンサの電圧が０Ｖより正弦波
状に上昇して行く。そして、この電圧が最大値に達する
と共振電流は０となる。平滑リアクトルの電流は、補助
スイッチング素子のターンオフ時に主スイッチング素子
を通して流れる。これにより、補助スイッチング素子の
ターンオフ時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され
るので、補助スイッチング素子のターンオフ時のスイッ
チング損失を低減することができる。以上により、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ
動作時のスイッチング損失を低減することができる。ま
た、主スイッチング素子及び補助スイッチング素子のタ
ーンオン及びターンオフ時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及び電流は共振用コンデンサ及び共振用リアクト
ルにより吸収されるから、主スイッチング素子及び補助
スイッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧及び
電流を低減することができる。なお、主スイッチング素
子と並列に他の共振用コンデンサを接続した場合には、
主スイッチング素子のターンオン時のゼロ電圧スイッチ
ングがより確実になり、更にスイッチング損失を低減す
ることが可能である。
電流が流れかつ共振用コンデンサが電源電圧まで充電さ
れている時に主スイッチング素子をオフ状態に切り替え
ると、主スイッチング素子に流れていた電流が直ちに共
振用コンデンサに流れる電流に切り替わり共振用コンデ
ンサが徐々に放電して行く。このとき、主スイッチング
素子の両端の電圧が０Ｖから緩やかに上昇する。これに
より、主スイッチング素子のターンオフ時におけるゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成されるので、主スイ
ッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減
することができる。また、主スイッチング素子の制御端
子に主制御パルス信号を付与して主スイッチング素子を
オン状態にする前に、補助スイッチング素子の制御端子
に補助制御パルス信号を付与して補助スイッチング素子
をオン状態にすると、主還流用整流素子が導通している
期間は共振用リアクトルに電源電圧が印加され、共振用
リアクトルの電流が０より直線的に増加して行く。これ
により、補助スイッチング素子のターンオン時における
ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達成されるので、補
助スイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失
を低減することができる。共振用リアクトルの電流の増
加に伴って主還流用整流素子の電流は直線的に減少して
行き、共振用リアクトルの電流が負荷電流に等しくなる
と、主還流用整流素子はカットオフする。このとき、主
スイッチング素子をオン状態にすると、主スイッチング
素子の電圧が直ちに０Ｖまで降下する。これにより、主
スイッチング素子のターンオン時におけるゼロ電圧スイ
ッチングが達成されるので、主スイッチング素子のター
ンオン時のスイッチング損失を低減することができる。
その後、少し遅れて補助スイッチング素子をオフ状態に
すると、共振用リアクトル及び共振用コンデンサに共振
電流が流れ、共振用コンデンサの電圧が０Ｖより正弦波
状に上昇して行く。そして、この電圧が最大値に達する
と共振電流は０となる。平滑リアクトルの電流は、補助
スイッチング素子のターンオフ時に主スイッチング素子
を通して流れる。これにより、補助スイッチング素子の
ターンオフ時におけるゼロ電圧スイッチングが達成され
るので、補助スイッチング素子のターンオフ時のスイッ
チング損失を低減することができる。以上により、主ス
イッチング素子及び補助スイッチング素子のオン・オフ
動作時のスイッチング損失を低減することができる。ま
た、主スイッチング素子及び補助スイッチング素子のタ
ーンオン及びターンオフ時に発生するスパイク状のサー
ジ電圧及び電流は共振用コンデンサ及び共振用リアクト
ルにより吸収されるから、主スイッチング素子及び補助
スイッチング素子のオン・オフ動作時のサージ電圧及び
電流を低減することができる。なお、主スイッチング素
子と並列に他の共振用コンデンサを接続した場合には、
主スイッチング素子のターンオン時のゼロ電圧スイッチ
ングがより確実になり、更にスイッチング損失を低減す
ることが可能である。
【０００７】
【実施例】以下、本発明による降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但
し、図１では図８に示す箇所と同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジス
タ２と並列に接続された補助スイッチング素子としての
補助トランジスタ９及び共振用リアクトル１０の直列回
路と、この直列回路の接続点と直流電源１の他端との間
に接続された第１及び第２の補助還流用ダイオード（補
助還流用整流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び
第２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接
続点と主トランジスタ２のエミッタ端子との間に接続さ
れた共振用コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に
接続された循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）１３とを図８の回路に追加したものである。また、
制御回路７は主トランジスタ２のベース端子（制御端
子）に主制御パルス信号を付与する前に補助トランジス
タ９のベース端子に補助制御パルス信号を付与する。本
実施例では、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
として接合型パワートランジスタを使用している。
ータの実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但
し、図１では図８に示す箇所と同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の降圧型ＤＣ
−ＤＣコンバータは、図１に示すように、主トランジス
タ２と並列に接続された補助スイッチング素子としての
補助トランジスタ９及び共振用リアクトル１０の直列回
路と、この直列回路の接続点と直流電源１の他端との間
に接続された第１及び第２の補助還流用ダイオード（補
助還流用整流素子）１１、１２の直列回路と、第１及び
第２の補助還流用ダイオード１１、１２の直列回路の接
続点と主トランジスタ２のエミッタ端子との間に接続さ
れた共振用コンデンサ８と、主トランジスタ２と並列に
接続された循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）１３とを図８の回路に追加したものである。また、
制御回路７は主トランジスタ２のベース端子（制御端
子）に主制御パルス信号を付与する前に補助トランジス
タ９のベース端子に補助制御パルス信号を付与する。本
実施例では、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
として接合型パワートランジスタを使用している。
【０００８】特に図示はしないが、制御回路７内には、
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
一定周期の三角波電圧を発生する発振回路部と、基準電
圧に対する負荷６の端子電圧の誤差電圧を演算増幅する
誤差増幅回路部と、誤差増幅回路部の誤差出力電圧及び
発振回路部の三角波電圧を比較する比較回路部と、比較
回路部の出力電圧に比例した時間幅の主制御パルス信号
を発生して主トランジスタ２のベース端子に付与する主
制御パルス発生回路部と、主制御パルス発生回路部の主
制御パルス信号が立ち上がる前に補助トランジスタ９の
ベース端子に付与する一定時間幅の補助制御パルス信号
を発生する補助制御パルス発生回路部とが設けられてい
る。補助制御パルス発生回路部から発生する補助制御パ
ルス信号の時間幅は主トランジスタ２のオフ時間より極
めて小さい。
【０００９】上記の構成において、図２(Ａ)に示すよう
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２及び平滑リ
アクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れている。この
とき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１
に示す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。
図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図２(Ｃ)及
び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に流れていた電流
ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第２の補助還流用
ダイオード１２、共振用コンデンサ８及び平滑リアクト
ル４の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。このとき、
図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が徐々に放電
して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流
電源１の電圧Ｅから直線的に降下して行く。これに伴っ
て、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、主ト
ランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
にｔ0以前において主トランジスタ２がオン状態のとき
は、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２及び平滑リ
アクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れている。この
とき、図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８は図１
に示す極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている。
図２(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回路７から主
トランジスタ２のベース端子に付与された主制御パルス
信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルになり、主トラン
ジスタ２がオン状態からオフ状態になると、図２(Ｃ)及
び(Ｄ)に示すように主トランジスタ２に流れていた電流
ＩTR1、即ち負荷６の電流Ｉが直ちに第２の補助還流用
ダイオード１２、共振用コンデンサ８及び平滑リアクト
ル４の経路で流れる電流ＩC1に切り替わる。このとき、
図２(Ｆ)に示すように共振用コンデンサ８が徐々に放電
して行き、共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が直流
電源１の電圧Ｅから直線的に降下して行く。これに伴っ
て、図２(Ｅ)に示すように主トランジスタ２の両端の電
圧ＶTR1が０Ｖから直線的に上昇する。このため、主ト
ランジスタ２のターンオフ時は電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１０】図２(Ｆ)に示すように、ｔ1において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は図２(Ｅ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等し
い。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷６
の電流Ｉは主還流用ダイオード３から平滑リアクトル４
へ流れている。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖになると、主還
流用ダイオード３が順バイアスになり、図２(Ｄ)及び
(Ｇ)に示すように共振用コンデンサ８に流れていた電流
ＩC1に代わって主還流用ダイオード３に流れる
（ＩD）。このときの主トランジスタ２の両端の電圧Ｖ
TR1は図２(Ｅ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等し
い。また、主トランジスタ２がオフ状態のとき、負荷６
の電流Ｉは主還流用ダイオード３から平滑リアクトル４
へ流れている。
【００１１】図２(Ｂ)に示すように、ｔ2において制御
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｈ)に示
すように共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始め
る。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直
線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れて
いた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線的に減少して
行く。したがって、補助トランジスタ９のターンオン時
においてゼロ電流スイッチングとなる。
回路７から補助トランジスタ９のベース端子に付与され
た補助制御パルス信号電圧ＶB2が低レベルから高レベル
になり、補助トランジスタ９がオン状態になると、主還
流用ダイオード３が導通している期間は共振用リアクト
ル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加され、図２(Ｈ)に示
すように共振用リアクトル１０に電流ＩL1が流れ始め
る。この電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しくなるまで直
線的に増加する。一方、主還流用ダイオード３に流れて
いた電流ＩDは図２(Ｇ)に示すように直線的に減少して
行く。したがって、補助トランジスタ９のターンオン時
においてゼロ電流スイッチングとなる。
【００１２】図２(Ｈ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図２(Ｇ)
に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れなく
なる。そして、主還流用ダイオード３の電流ＩDが０と
なるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示すように主トラン
ジスタ２のベース端子に付与する主制御パルス信号電圧
ＶB1を低レベルから高レベルにして主トランジスタ２を
オフ状態からオン状態にする。このとき、図２(Ｅ)に示
すように主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は直ちに
０Ｖまで降下する。したがって、主トランジスタ２のタ
ーンオン時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図２(Ｇ)
に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れなく
なる。そして、主還流用ダイオード３の電流ＩDが０と
なるとき、制御回路７は図２(Ａ)に示すように主トラン
ジスタ２のベース端子に付与する主制御パルス信号電圧
ＶB1を低レベルから高レベルにして主トランジスタ２を
オフ状態からオン状態にする。このとき、図２(Ｅ)に示
すように主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は直ちに
０Ｖまで降下する。したがって、主トランジスタ２のタ
ーンオン時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１３】その後少し遅れて、図２(Ｂ)に示すよう
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用コンデンサ８、第１の補
助還流用ダイオード１１及び共振用リアクトル１０の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２を通して
流れる（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオフ時は、共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ4において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用コンデンサ８、第１の補
助還流用ダイオード１１及び共振用リアクトル１０の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図２(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図２(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図２(Ｃ)に示すように主トランジスタ２を通して
流れる（ＩTR1）。したがって、補助トランジスタ９の
ターンオフ時は、共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1
が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１４】図２(Ｆ)に示すように、ｔ5において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すよ
うに共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクト
ル１０の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオ
ード１１がカットオフする。また、補助トランジスタ９
のターンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電
圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅ以上になろうとするとき、
共振用コンデンサ８の充電エネルギは第２の補助還流用
ダイオード１２、第１の補助還流用ダイオード１１、共
振用リアクトル１０及び循環電流用ダイオード１３の経
路で直流電源１へ帰還されて行く。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図２(Ｄ)及び(Ｈ)に示すよ
うに共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共振用リアクト
ル１０の電流ＩL1は０となり、第１の補助還流用ダイオ
ード１１がカットオフする。また、補助トランジスタ９
のターンオフ時において共振用コンデンサ８の両端の電
圧ＶC1が直流電源１の電圧Ｅ以上になろうとするとき、
共振用コンデンサ８の充電エネルギは第２の補助還流用
ダイオード１２、第１の補助還流用ダイオード１１、共
振用リアクトル１０及び循環電流用ダイオード１３の経
路で直流電源１へ帰還されて行く。
【００１５】上記のように、本実施例では主トランジス
タ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオ
フ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振用
コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収され
るので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ
電圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。
タ２及び補助トランジスタ９のターンオン及びターンオ
フ時においてゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングが達成
されるので、主トランジスタ２及び補助トランジスタ９
のオン・オフ動作時の電力損失、即ちスイッチング損失
を低減することができる。また、主トランジスタ２及び
補助トランジスタ９のターンオン及びターンオフ時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は共振用
コンデンサ８及び共振用リアクトル１０により吸収され
るので、主トランジスタ２のオン・オフ動作時のサージ
電圧、サージ電流及びノイズを低減することができる。
【００１６】次に、図１に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの変更実施例を図３及び図４に基づいて説明する。
但し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内
の詳細は、図１の実施例で示した制御回路７と全く同様
であるので、説明は省略する。図３に示す降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示す実施例の回路の主トラン
ジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続し、
主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧ス
イッチングをより確実にしたものである。その他の構成
は図１に示す回路と同一である。
ータの変更実施例を図３及び図４に基づいて説明する。
但し、図３において図１と同一の部分には同一の符号を
付し、その説明を省略する。なお、図３の制御回路７内
の詳細は、図１の実施例で示した制御回路７と全く同様
であるので、説明は省略する。図３に示す降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータは、図１に示す実施例の回路の主トラン
ジスタ２と並列に他の共振用コンデンサ１４を接続し、
主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電圧ス
イッチングをより確実にしたものである。その他の構成
は図１に示す回路と同一である。
【００１７】上記の構成において、図４(Ａ)〜(Ｈ)に示
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、この実施例ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｈ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図４(Ｇ)
に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れなく
なる。このとき、図３の極性で充電されていた共振用コ
ンデンサ１４のエネルギが放出されて共振用コンデンサ
１４及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデ
ンサ１４、補助トランジスタ９及び共振用リアクトル１
０の経路で共振電流が流れる。このため、共振用リアク
トル１０には、正弦波状の電流が負荷６の電流Ｉに重畳
して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図
４(Ｈ)に示すように引き続き正弦波状に増加して行く
（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2は図４(Ｅ)に示すように余弦波状に降下して行く。
すようにｔ3までは図１の回路における動作と同一であ
る。したがって、この実施例ではｔ3以降の動作につい
て説明する。図４(Ｈ)に示すように、ｔ3において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図４(Ｇ)
に示すように主還流用ダイオード３には電流が流れなく
なる。このとき、図３の極性で充電されていた共振用コ
ンデンサ１４のエネルギが放出されて共振用コンデンサ
１４及び共振用リアクトル１０が共振し、共振用コンデ
ンサ１４、補助トランジスタ９及び共振用リアクトル１
０の経路で共振電流が流れる。このため、共振用リアク
トル１０には、正弦波状の電流が負荷６の電流Ｉに重畳
して流れるので、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図
４(Ｈ)に示すように引き続き正弦波状に増加して行く
（ＩL1）。一方、共振用コンデンサ１４の両端の電圧Ｖ
C2は図４(Ｅ)に示すように余弦波状に降下して行く。
【００１８】図４(Ｈ)に示すように、ｔ4において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、循環
電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共振電流分
は循環電流用ダイオード１３、補助トランジスタ９及び
共振用リアクトル１０の経路で循環電流となって流れ続
ける。これと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧
ＶC2が図４(Ｅ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制
御回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベ
ルから高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態から
オン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTR1は、図４(Ｅ)に示すように０Ｖであるから、
主トランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、循環
電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共振電流分
は循環電流用ダイオード１３、補助トランジスタ９及び
共振用リアクトル１０の経路で循環電流となって流れ続
ける。これと共に、共振用コンデンサ１４の両端の電圧
ＶC2が図４(Ｅ)に示すように０Ｖとなる。このとき、制
御回路７は図４(Ａ)に示すように主トランジスタ２のベ
ース端子に付与する主制御パルス信号電圧ＶB1を低レベ
ルから高レベルにして主トランジスタ２をオフ状態から
オン状態にする。このときの主トランジスタ２の両端の
電圧ＶTR1は、図４(Ｅ)に示すように０Ｖであるから、
主トランジスタ２のターンオン時においてゼロ電圧スイ
ッチングとなる。
【００１９】その後少し遅れて、図４(Ｂ)に示すよう
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、共振用
コンデンサ８及び第１の補助還流用ダイオード１１の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図４(Ｃ)に示すように補助トランジスタ９のター
ンオフと同時に主トランジスタ２を通して流れる（Ｉ
TR1）。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、Ｖ
C2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
に、ｔ5において制御回路７は補助トランジスタ９のベ
ース端子に付与する補助制御パルス信号電圧ＶB2を高レ
ベルから低レベルにして補助トランジスタ９をオン状態
からオフ状態にする。このとき、共振用リアクトル１０
に蓄積されたエネルギが放出されて共振用リアクトル１
０及び共振用コンデンサ８が共振するので、共振用リア
クトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１０、共振用
コンデンサ８及び第１の補助還流用ダイオード１１の経
路で流れる共振電流となる。これにより、共振用コンデ
ンサ８が正弦波形で充電されて行くので、図４(Ｆ)に示
すように共振用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が０Ｖか
ら正弦波状に上昇して行く。これと共に、図４(Ｄ)及び
(Ｈ)に示すように共振用コンデンサ８の電流ＩC1及び共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は余弦波状に減少して行
く。また、平滑リアクトル４の電流、即ち負荷６の電流
Ｉは、図４(Ｃ)に示すように補助トランジスタ９のター
ンオフと同時に主トランジスタ２を通して流れる（Ｉ
TR1）。したがって、補助トランジスタ９のターンオフ
時は、共振用コンデンサ８、１４の両端の電圧ＶC1、Ｖ
C2が０Ｖであるため、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２０】図４(Ｆ)に示すように、ｔ6において共振
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図４(Ｈ)に示すように共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しく
なる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トラ
ンジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ８の電流
ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リアクトル１
０のエネルギは、第２の補助還流用ダイオード１２、第
１の補助還流用ダイオード１１、共振用リアクトル１０
及び循環電流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰
還されて行く。これにより、共振用リアクトル１０の電
流ＩL1は図４(Ｈ)に示すように直線的に引き続いて減少
して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジスタ
２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ7
において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｈ)に
示すように０となり、主トランジスタ２の電流ＩTR1は
図４(Ｃ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。し
たがって、ｔ7以降は直流電源１から主トランジスタ２
及び平滑リアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れ
る。
用コンデンサ８の両端の電圧ＶC1が略最大値、即ち直流
電源１の電圧Ｅに達すると、図４(Ｈ)に示すように共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は負荷６の電流Ｉに等しく
なる。このとき、図４(Ｃ)及び(Ｄ)に示すように主トラ
ンジスタ２の電流ＩTR1及び共振用コンデンサ８の電流
ＩC1が０となる。このときの残りの共振用リアクトル１
０のエネルギは、第２の補助還流用ダイオード１２、第
１の補助還流用ダイオード１１、共振用リアクトル１０
及び循環電流用ダイオード１３の経路で直流電源１へ帰
還されて行く。これにより、共振用リアクトル１０の電
流ＩL1は図４(Ｈ)に示すように直線的に引き続いて減少
して行くと共に、図４(Ｃ)に示すように主トランジスタ
２の電流が０から直線的に増加して行く。そして、ｔ7
において共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図４(Ｈ)に
示すように０となり、主トランジスタ２の電流ＩTR1は
図４(Ｃ)に示すように負荷６の電流Ｉに等しくなる。し
たがって、ｔ7以降は直流電源１から主トランジスタ２
及び平滑リアクトル４を通して負荷６へ電流Ｉが流れ
る。
【００２１】上述の通り、図３に示す実施例でも、スイ
ッチング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が
得られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コン
デンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用によ
り、図４(Ｅ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コン
デンサ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するの
で、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングがより確実になり、更にスイッチング損
失を低減できる利点を有する。
ッチング損失に関して図１に示す実施例と同一の効果が
得られる。なお、図３の実施例の回路では、共振用コン
デンサ１４と共振用リアクトル１０との共振作用によ
り、図４(Ｅ)に示すようにｔ3〜ｔ4において共振用コン
デンサ１４の両端の電圧ＶC2が余弦波状に降下するの
で、主トランジスタ２のターンオン時（ｔ4）のゼロ電
圧スイッチングがより確実になり、更にスイッチング損
失を低減できる利点を有する。
【００２２】また、図１に示す実施例の回路は図５に示
すように変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示
す回路の第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１
２の直列回路の接続点と直流電源１の他端との間に補充
電用抵抗１５を接続したものである。図５に示す実施例
の回路では、主トランジスタ２のオン期間中に主トラン
ジスタ２を介して共振用コンデンサ８を補充電できるの
で、図１に示す回路において共振用コンデンサ８の充電
電圧が直流電源１の電圧Ｅに満たない場合でも、主トラ
ンジスタ２のターンオン時のゼロ電圧スイッチングが可
能となる。なお、補充電用抵抗１５の代わりに主トラン
ジスタ２のオン期間中にオン状態となる補充電用スイッ
チを接続してもよい。補充電用スイッチの具体例として
は、トランジスタ等の半導体スイッチング素子がある。
すように変更してもよい。図５に示す回路は、図１に示
す回路の第１及び第２の補助還流用ダイオード１１、１
２の直列回路の接続点と直流電源１の他端との間に補充
電用抵抗１５を接続したものである。図５に示す実施例
の回路では、主トランジスタ２のオン期間中に主トラン
ジスタ２を介して共振用コンデンサ８を補充電できるの
で、図１に示す回路において共振用コンデンサ８の充電
電圧が直流電源１の電圧Ｅに満たない場合でも、主トラ
ンジスタ２のターンオン時のゼロ電圧スイッチングが可
能となる。なお、補充電用抵抗１５の代わりに主トラン
ジスタ２のオン期間中にオン状態となる補充電用スイッ
チを接続してもよい。補充電用スイッチの具体例として
は、トランジスタ等の半導体スイッチング素子がある。
【００２３】また、図３に示す実施例の回路は図６に示
すように変更してもよい。図６に示す回路は、図３に示
す回路の主トランジスタ２を省略すると共に補助トラン
ジスタ９を主トランジスタ２として動作させることによ
り、循環電流型の降圧コンバータとしたものである。
すように変更してもよい。図６に示す回路は、図３に示
す回路の主トランジスタ２を省略すると共に補助トラン
ジスタ９を主トランジスタ２として動作させることによ
り、循環電流型の降圧コンバータとしたものである。
【００２４】次に、図６の回路の動作を図７の波形図に
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように主還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４
を介して負荷６へ電流Ｉが流れている（ＩD）。このと
き、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図示
の極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている
（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、共振用リアクトル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加
され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に電
流ＩL1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。これ
と共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩDは
図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、負荷６の電流Ｉは主トランジスタ２を通して流れ、
主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は図７(Ｅ)に示す
ように直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主トラン
ジスタ２のターンオン時において、共振用リアクトル１
０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上がるためにゼロ電
流スイッチングとなる。
基づいて説明する。図７(Ａ)に示すようにｔ0以前にお
いて主トランジスタ２がオフ状態のときは、図７(Ｂ)に
示すように主還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４
を介して負荷６へ電流Ｉが流れている（ＩD）。このと
き、共振用コンデンサ１４は図７(Ｄ)に示すように図示
の極性で直流電源１の電圧Ｅまで充電されている
（ＶC2）。図７(Ａ)に示すように、ｔ0において制御回
路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された主
制御パルス信号電圧ＶB1が低レベルから高レベルにな
り、主トランジスタ２がオフ状態からオン状態になる
と、共振用リアクトル１０に直流電源１の電圧Ｅが印加
され、図７(Ｃ)に示すように共振用リアクトル１０に電
流ＩL1が流れ始め、０より直線的に増加して行く。これ
と共に、主還流用ダイオード３に流れていた電流ＩDは
図７(Ｂ)に示すように直線的に減少して行く。このと
き、負荷６の電流Ｉは主トランジスタ２を通して流れ、
主トランジスタ２の両端の電圧ＶTR1は図７(Ｅ)に示す
ように直ちに０Ｖまで降下する。したがって、主トラン
ジスタ２のターンオン時において、共振用リアクトル１
０の電流ＩL1が０から緩やかに立ち上がるためにゼロ電
流スイッチングとなる。
【００２５】図７(Ｃ)に示すように、ｔ1において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図７(Ｂ)
に示すように主還流用ダイオード３の電流ＩDが０とな
る。このとき、共振用コンデンサ１４に充電されたエネ
ルギが放出されて共振用コンデンサ１４及び共振用リア
クトル１０が共振し、共振用コンデンサ１４、主トラン
ジスタ２及び共振用リアクトル１０の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０には、正弦波
状の電流が負荷６の電流Ｉに重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。一方、共振用
コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すよう
に余弦波状に降下して行く。
用リアクトル１０の電流ＩL1が負荷６の電流Ｉに等しく
なると主還流用ダイオード３がカットオフし、図７(Ｂ)
に示すように主還流用ダイオード３の電流ＩDが０とな
る。このとき、共振用コンデンサ１４に充電されたエネ
ルギが放出されて共振用コンデンサ１４及び共振用リア
クトル１０が共振し、共振用コンデンサ１４、主トラン
ジスタ２及び共振用リアクトル１０の経路で共振電流が
流れる。このため、共振用リアクトル１０には、正弦波
状の電流が負荷６の電流Ｉに重畳して流れるので、共振
用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示すように引
き続き正弦波状に増加して行く（ＩL1）。一方、共振用
コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2は図７(Ｄ)に示すよう
に余弦波状に降下して行く。
【００２６】図７(Ｃ)に示すように、ｔ2において共振
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、共振
用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとなる。このと
き、循環電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１
０、循環電流用ダイオード１３及び主トランジスタ２の
経路で循環電流となって流れ続ける。これと共に、共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すよ
うに０Ｖとなる。
用リアクトル１０の電流ＩL1が略最大値、即ち負荷６の
電流Ｉと共振電流の最大値Ｉpとの和に達すると、共振
用リアクトル１０の両端の電圧が０Ｖとなる。このと
き、循環電流用ダイオード１３が順バイアスになり、共
振用リアクトル１０の電流ＩL1は共振用リアクトル１
０、循環電流用ダイオード１３及び主トランジスタ２の
経路で循環電流となって流れ続ける。これと共に、共振
用コンデンサ１４の両端の電圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すよ
うに０Ｖとなる。
【００２７】図７(Ａ)に示すように、ｔ3において制御
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、負荷６の電流Ｉは共振用コンデンサ１４を通して流
れる。このとき、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共
振用リアクトル１０、共振用コンデンサ８及び第１の補
助還流用ダイオード１１の経路で共振電流となって流
れ、共振用コンデンサ８を充電する。このため、図７
(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ８の電圧Ｖ
C1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共に０Ｖから
緩やかに上昇するから、主トランジスタ２のターンオフ
時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
回路７から主トランジスタ２のベース端子に付与された
主制御パルス信号電圧ＶB1が高レベルから低レベルにな
り、主トランジスタ２がオン状態からオフ状態になる
と、負荷６の電流Ｉは共振用コンデンサ１４を通して流
れる。このとき、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は共
振用リアクトル１０、共振用コンデンサ８及び第１の補
助還流用ダイオード１１の経路で共振電流となって流
れ、共振用コンデンサ８を充電する。このため、図７
(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように共振用コンデンサ８の電圧Ｖ
C1及び共振用コンデンサ１４の電圧ＶC2が共に０Ｖから
緩やかに上昇するから、主トランジスタ２のターンオフ
時においてゼロ電圧スイッチングとなる。
【００２８】図７(Ｆ)及び(Ｄ)に示すように、ｔ4にお
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が直流電源１の電圧Ｅに等しくな
ると、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示
すように緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5に
おいて共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、
負荷６の電流Ｉにより共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等
しくなると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとな
る。このとき、負荷６の電流Ｉが図７(Ｂ)に示すように
主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以降は主
還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４を介して負荷
６へ電流Ｉが流れる。
いて共振用コンデンサ８の電圧ＶC1と共振用コンデンサ
１４の電圧ＶC2との和が直流電源１の電圧Ｅに等しくな
ると、共振用リアクトル１０の電流ＩL1は図７(Ｃ)に示
すように緩やかに０まで減少して行く。そして、ｔ5に
おいて共振用リアクトル１０の電流ＩL1が０になると、
負荷６の電流Ｉにより共振用コンデンサ８、１４が充放
電されて行き、ｔ6において共振用コンデンサ１４の電
圧ＶC2が図７(Ｄ)に示すように直流電源１の電圧Ｅに等
しくなると、主還流用ダイオード３の電圧が０Ｖとな
る。このとき、負荷６の電流Ｉが図７(Ｂ)に示すように
主還流用ダイオード３を通して流れ(ＩD)、ｔ6以降は主
還流用ダイオード３及び平滑リアクトル４を介して負荷
６へ電流Ｉが流れる。
【００２９】上述のように、図６に示す実施例では主ト
ランジスタ２のターンオン及びターンオフ時においてゼ
ロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主
トランジスタ２のスイッチング損失を低減することがで
きる。なお、図６の実施例の回路では、主トランジスタ
２のみで降圧コンバータ回路を構成できるので、図１、
図３及び図５に示す実施例に比較してスイッチング損失
による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少なくするこ
とができる。
ランジスタ２のターンオン及びターンオフ時においてゼ
ロ電流又はゼロ電圧スイッチングが達成されるので、主
トランジスタ２のスイッチング損失を低減することがで
きる。なお、図６の実施例の回路では、主トランジスタ
２のみで降圧コンバータ回路を構成できるので、図１、
図３及び図５に示す実施例に比較してスイッチング損失
による発生熱量を抑制できかつ部品点数を少なくするこ
とができる。
【００３０】更に、本発明の実施態様は前記の実施例に
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子及び補助スイッチング素
子として接合型パワートランジスタを使用した例を示し
たが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻
止３端子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用
してもよい。特に、ＦＥＴを使用する場合にはＦＥＴと
一体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、上
記の実施例での循環電流用ダイオード１３を省略するこ
とが可能である。また、主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子は同種の組合せに限定されない。また、
図６の回路における共振用コンデンサ１４は省略しても
よい。
限定されず、種々の変更が可能である。例えば、上記の
実施例では主スイッチング素子及び補助スイッチング素
子として接合型パワートランジスタを使用した例を示し
たが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＳＣＲ（逆阻
止３端子サイリスタ）等の他のスイッチング素子を使用
してもよい。特に、ＦＥＴを使用する場合にはＦＥＴと
一体に形成された内蔵ダイオードを使用できるので、上
記の実施例での循環電流用ダイオード１３を省略するこ
とが可能である。また、主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子は同種の組合せに限定されない。また、
図６の回路における共振用コンデンサ１４は省略しても
よい。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッ
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして降圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち降
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、降圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、降圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
チング素子のゼロ電圧又はゼロ電流スイッチングを容易
に達成できるので、スイッチング素子の電圧波形と電流
波形との重複部分を少なくして降圧コンバータ回路のス
イッチング素子のオン・オフ動作時の電力損失、即ち降
圧コンバータ回路におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。また、降圧コンバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作時におけるサージ電圧、サー
ジ電流及びノイズを低減することができる。更に、主ス
イッチング素子と並列に他の共振用コンデンサを接続し
た場合には、より確実にスイッチング素子のゼロ電圧ス
イッチングを達成できるので、スイッチング素子の電圧
波形と電流波形との重複部分が更に少なくなり、降圧コ
ンバータ回路におけるスイッチング損失を更に低減する
ことが可能となる。
【図１】 本発明による降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を示す電気回路図
実施例を示す電気回路図
【図２】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図３】 図１の回路の変更実施例を示す電気回路図
【図４】 図３の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図５】 図１の回路の別の変更実施例を示す電気回路
図
図
【図６】 図３の回路の変更実施例を示す電気回路図
【図７】 図６の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図
図
【図８】 従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す電
気回路図
気回路図
【図９】 図８の回路のスイッチング電圧波形とスイッ
チング電流波形との重複部分を示す波形図
チング電流波形との重複部分を示す波形図
１．．．直流電源、２．．．主トランジスタ（主スイッ
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．平滑リアクトル、５．．．平滑コ
ンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、９．．．補助トランジスタ
（補助スイッチング素子）、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）、１５．．．補充電用抵抗
チング素子）、３．．．主還流用ダイオード（主還流用
整流素子）、４．．．平滑リアクトル、５．．．平滑コ
ンデンサ、６．．．負荷、７．．．制御回路、８、１
４．．．共振用コンデンサ、９．．．補助トランジスタ
（補助スイッチング素子）、１０．．．共振用リアクト
ル、１１、１２．．．第１及び第２の補助還流用ダイオ
ード（第１及び第２の補助還流用整流素子）、１
３．．．循環電流用ダイオード（循環電流用整流素
子）、１５．．．補充電用抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一端に接続された主スイッチング素子と、該主スイ
ッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他端との
間に接続された主還流用整流素子と、該主還流用整流素
子と並列に接続された平滑リアクトル及び平滑コンデン
サの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に接続され
た負荷とを備え、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力を前記
負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記主スイッチング素子と並列に接続された補助スイッ
チング素子及び共振用リアクトルの直列回路と、該直列
回路の接続点と前記直流電源の他端との間に接続された
第１及び第２の補助還流用整流素子の直列回路と、前記
第１及び第２の補助還流用整流素子の直列回路の接続点
と前記主スイッチング素子の他方の主端子との間に接続
された共振用コンデンサと、前記主スイッチング素子と
一体に形成された整流素子又は独立の整流素子から成り
かつ前記主スイッチング素子と並列に接続された循環電
流用整流素子と、前記主スイッチング素子の制御端子に
主制御パルス信号を付与する前に前記補助スイッチング
素子の制御端子に補助制御パルス信号を付与する制御回
路とを備えたことを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項２】 前記主スイッチング素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した「請求項１」に記載の降圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記第１及び第２の補助還流用整流素子
の直列回路の接続点と前記直流電源の他端との間に、補
充電用抵抗又は前記主スイッチング素子のオン期間中に
オン状態となる補充電用スイッチを接続した「請求項
１」に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 直流電源と、一方の主端子が前記直流電
源の一端に接続された主スイッチング素子と、該主スイ
ッチング素子の他方の主端子と前記直流電源の他端との
間に接続された主還流用整流素子と、該主還流用整流素
子と並列に接続された平滑リアクトル及び平滑コンデン
サの直列回路と、前記平滑コンデンサと並列に接続され
た負荷とを備え、 前記主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り前記直流電源の電圧よりも低い電圧の直流出力を前記
負荷に供給する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記主スイッチング素子の他方の主端子と前記平滑リア
クトルとの間に挿入された共振用リアクトルと、前記主
スイッチング素子及び前記共振用リアクトルの接続点と
前記直流電源の他端との間に接続された第１及び第２の
補助還流用整流素子の直列回路と、該直列回路の接続点
と前記共振用リアクトル及び前記平滑リアクトルの接続
点との間に接続された共振用コンデンサと、前記主スイ
ッチング素子の一方の主端子と前記共振用リアクトル及
び前記平滑リアクトルの接続点との間に接続された循環
電流用整流素子と、前記主スイッチング素子の制御端子
に主制御パルス信号を付与する制御回路とを備えたこと
を特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記循環電流用整流素子と並列に他の共
振用コンデンサを接続した「請求項４」に記載の降圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6028564A JP3033085B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6028564A JP3033085B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11350671A Division JP3104874B2 (ja) | 1999-12-09 | 1999-12-09 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07241071A true JPH07241071A (ja) | 1995-09-12 |
| JP3033085B2 JP3033085B2 (ja) | 2000-04-17 |
Family
ID=12252144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6028564A Expired - Fee Related JP3033085B2 (ja) | 1994-02-25 | 1994-02-25 | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3033085B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6157181A (en) * | 1997-01-22 | 2000-12-05 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Step-down DC/DC converter for converting a high DC input voltage into a low DC output voltage |
| WO2009063561A1 (ja) * | 2007-11-15 | 2009-05-22 | Fujitsu Media Devices Limited | スイッチング電源、スイッチング電源を制御する制御回路およびスイッチング電源の制御方法 |
| JP2010093893A (ja) * | 2008-10-06 | 2010-04-22 | Oita Univ | タップインダクタコンバータ |
| DE102012208884A1 (de) | 2011-06-03 | 2012-12-06 | Denso Corporation | DC-DC-Wandlervorrichtung |
| WO2015178106A1 (ja) * | 2014-05-21 | 2015-11-26 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2746272C1 (ru) * | 2020-10-28 | 2021-04-12 | Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования «Новосибирский Государственный Технический Университет» | Способ регулирования выходного напряжения повышающего преобразователя постоянного напряжения |
-
1994
- 1994-02-25 JP JP6028564A patent/JP3033085B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6157181A (en) * | 1997-01-22 | 2000-12-05 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Step-down DC/DC converter for converting a high DC input voltage into a low DC output voltage |
| CN1319257C (zh) * | 1997-01-22 | 2007-05-30 | 株式会社安川电机 | 降压直流/直流转换器 |
| WO2009063561A1 (ja) * | 2007-11-15 | 2009-05-22 | Fujitsu Media Devices Limited | スイッチング電源、スイッチング電源を制御する制御回路およびスイッチング電源の制御方法 |
| US7880450B2 (en) | 2007-11-15 | 2011-02-01 | Taiyo Yuden Mobile Technology Co., Ltd. | Switching power supply, control circuit controlling switching power supply and control method of switching power supply |
| JP4963724B2 (ja) * | 2007-11-15 | 2012-06-27 | 富士通メディアデバイス株式会社 | スイッチング電源、スイッチング電源を制御する制御回路およびスイッチング電源の制御方法 |
| JP2010093893A (ja) * | 2008-10-06 | 2010-04-22 | Oita Univ | タップインダクタコンバータ |
| DE102012208884A1 (de) | 2011-06-03 | 2012-12-06 | Denso Corporation | DC-DC-Wandlervorrichtung |
| WO2015178106A1 (ja) * | 2014-05-21 | 2015-11-26 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
| JPWO2015178106A1 (ja) * | 2014-05-21 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 電源装置の回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3033085B2 (ja) | 2000-04-17 |
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