JPH0691746B2 - ノイズ吸収回路 - Google Patents
ノイズ吸収回路Info
- Publication number
- JPH0691746B2 JPH0691746B2 JP60121716A JP12171685A JPH0691746B2 JP H0691746 B2 JPH0691746 B2 JP H0691746B2 JP 60121716 A JP60121716 A JP 60121716A JP 12171685 A JP12171685 A JP 12171685A JP H0691746 B2 JPH0691746 B2 JP H0691746B2
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- JP
- Japan
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- inductor
- circuit
- diode
- noise
- absorbing
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明はスイッチングレギュレータにおける転流用ダイ
オード、または半導体スイッチにより出力電圧を制御す
るスイッチングレギュレータにおける整流用ダイオード
から発生されるノイズを吸収する回路に係り、特にCRス
ナバ回路とインダクタを併用したノイズ吸収回路に関す
る。
オード、または半導体スイッチにより出力電圧を制御す
るスイッチングレギュレータにおける整流用ダイオード
から発生されるノイズを吸収する回路に係り、特にCRス
ナバ回路とインダクタを併用したノイズ吸収回路に関す
る。
電気的素子から発生されるノイズ、例えばダイオードの
リカバリー電流に基くノイズを吸収する手段として、第
５図（ｂ）に示すようにCRスナバ回路が広く使用されて
いる。また、CRスナバ回路のほか、インダクタもノイズ
吸収手段として有効である。これらCRスナバ回路とイン
ダクタを併用すれば、ノイズをさらに効果的に抑圧でき
ると考えられる。
リカバリー電流に基くノイズを吸収する手段として、第
５図（ｂ）に示すようにCRスナバ回路が広く使用されて
いる。また、CRスナバ回路のほか、インダクタもノイズ
吸収手段として有効である。これらCRスナバ回路とイン
ダクタを併用すれば、ノイズをさらに効果的に抑圧でき
ると考えられる。
しかしながら、第５図（ｃ）に示すようにダイオードＤ
に対してCRスナバ回路を並列に接続し、これらの並列回
路に直列にインダクタＬを接続した場合には、ダイオー
ドがオン状態になった時、インダクタＬにはダイオード
Ｄの順方向電流のほかCRスナバ回路におけるコンデンサ
Ｃの充電電流も流れるため、インダクタＬに蓄積される
エネルギーが増大する。ダイオードが例えばスイッチン
グレギュレータにおける転流用ダイオード、あるいは半
導体スイッチにより出力電圧を制御するスイッチングレ
ギュレータにおける整流ダイオードとして使用されてい
る場合、インダクタＬの蓄積エネルギーは損失分となる
から、スイッチングレギュレータとしての効率を低下さ
せる。従って、ノイズ吸収効果を向上させるためにCRス
ナバ回路とインダクタを併用する場合には、インダクタ
の蓄積エネルギーをいかに小さく抑えるかが大きな課題
となる。
に対してCRスナバ回路を並列に接続し、これらの並列回
路に直列にインダクタＬを接続した場合には、ダイオー
ドがオン状態になった時、インダクタＬにはダイオード
Ｄの順方向電流のほかCRスナバ回路におけるコンデンサ
Ｃの充電電流も流れるため、インダクタＬに蓄積される
エネルギーが増大する。ダイオードが例えばスイッチン
グレギュレータにおける転流用ダイオード、あるいは半
導体スイッチにより出力電圧を制御するスイッチングレ
ギュレータにおける整流ダイオードとして使用されてい
る場合、インダクタＬの蓄積エネルギーは損失分となる
から、スイッチングレギュレータとしての効率を低下さ
せる。従って、ノイズ吸収効果を向上させるためにCRス
ナバ回路とインダクタを併用する場合には、インダクタ
の蓄積エネルギーをいかに小さく抑えるかが大きな課題
となる。
本発明はこのような従来の問題点に鑑みてなされたもの
で、スイッチングレギュレータにおけるダイオードのリ
カバリー電流に基くノイズを効果的に吸収でき、しかも
エネルギーの不要な蓄積が少なくスイッチングレギュレ
ータの効率低下を極力抑えることができるノイズ吸収回
路を提供することを目的とする。
で、スイッチングレギュレータにおけるダイオードのリ
カバリー電流に基くノイズを効果的に吸収でき、しかも
エネルギーの不要な蓄積が少なくスイッチングレギュレ
ータの効率低下を極力抑えることができるノイズ吸収回
路を提供することを目的とする。
本発明に係る第１のノイズ吸収回路は、スイッチングレ
ギュレータにおける転流用ダイオードに対して直列に該
転流用ダイオードのリカバリー電流を吸収するためのイ
ンダクタを接続し、これら転流用ダイオードとインダク
タとの直列回路に対して並列に前記インダクタを通過し
たリカバリー電流を吸収するためのCRスナバ回路を接続
して構成される。
ギュレータにおける転流用ダイオードに対して直列に該
転流用ダイオードのリカバリー電流を吸収するためのイ
ンダクタを接続し、これら転流用ダイオードとインダク
タとの直列回路に対して並列に前記インダクタを通過し
たリカバリー電流を吸収するためのCRスナバ回路を接続
して構成される。
また、本発明に係る第２のノイズ吸収回路は、半導体ス
イッチにより出力電圧を制御するスイッチングレギュレ
ータにおける整流用ダイオードに対して直列に該整流用
ダイオードのリカバリー電流を吸収するためのインダク
タを接続し、これら整流用ダイオードとインダクタとの
直列回路に対して並列に前記インダクタを通過したリカ
バリー電流を吸収するためのCRスナバ回路を接続して構
成される。
イッチにより出力電圧を制御するスイッチングレギュレ
ータにおける整流用ダイオードに対して直列に該整流用
ダイオードのリカバリー電流を吸収するためのインダク
タを接続し、これら整流用ダイオードとインダクタとの
直列回路に対して並列に前記インダクタを通過したリカ
バリー電流を吸収するためのCRスナバ回路を接続して構
成される。
このような本発明に係るノイズ吸収回路においては、イ
ンダクタとCRスナバ回路の併用により、インダクタとCR
スナバ回路を単独で使用した場合に比べてノイズ吸収効
果が向上するばかりでなく、インダクタにはダイオード
を流れる電流のみが流れ、CRスナバ回路におけるコンデ
ンサの充電電流は流れないため、インダクタに不要なエ
ネルギーが蓄積されることがない。従って、インダクタ
の蓄積エネルギーによる副作用、例えばスイッチングレ
ギュレータでの効率低下が、インダクタを単独で使用し
た場合と同等に抑えられるという利点がある。
ンダクタとCRスナバ回路の併用により、インダクタとCR
スナバ回路を単独で使用した場合に比べてノイズ吸収効
果が向上するばかりでなく、インダクタにはダイオード
を流れる電流のみが流れ、CRスナバ回路におけるコンデ
ンサの充電電流は流れないため、インダクタに不要なエ
ネルギーが蓄積されることがない。従って、インダクタ
の蓄積エネルギーによる副作用、例えばスイッチングレ
ギュレータでの効率低下が、インダクタを単独で使用し
た場合と同等に抑えられるという利点がある。
第１図は本発明の一実施例に係るノイズ吸収回路の回路
図であり、ノイズ発生素子としてのダイオードＤに対し
て直列にインダクタＬが接続され、これらダイオードＤ
とインダクタＬとの直列回路に対して並列にCRスナバ回
路、すなわちコンデンサＣと抵抗Ｒとの直列回路が接続
されている。
図であり、ノイズ発生素子としてのダイオードＤに対し
て直列にインダクタＬが接続され、これらダイオードＤ
とインダクタＬとの直列回路に対して並列にCRスナバ回
路、すなわちコンデンサＣと抵抗Ｒとの直列回路が接続
されている。
この実施例のノイズ吸収回路は、ダイオードＤのリカバ
リー電流（ダイオードＤがオン状態からオフ状態に移行
する時に過渡的に流れる逆方向電流）に基くノイズを吸
収するためのものである。すなわち、ダイオードＤのリ
カバリー電流の一部はインダクタＬにより吸収され、さ
らにインダクタＬを通過したリカバリー電流成分はCRス
ナバ回路に流れ込み、吸収される。
リー電流（ダイオードＤがオン状態からオフ状態に移行
する時に過渡的に流れる逆方向電流）に基くノイズを吸
収するためのものである。すなわち、ダイオードＤのリ
カバリー電流の一部はインダクタＬにより吸収され、さ
らにインダクタＬを通過したリカバリー電流成分はCRス
ナバ回路に流れ込み、吸収される。
一方、ダイオードＤがオン状態にあるときは、インダク
タＬを通してダイオードＤに電流が流れる。ダイオード
Ｄがオン状態になった直後は、CRスナバ回路にも電流が
流れるのであるが、この電流、つまりコンデンサＣの充
電電流はインダクタＬには流れない。すなわち、インダ
クタＬに蓄積されるエネルギーはダイオードＤを流れる
電流によるもののみであり、第５図（ｃ）の場合に比べ
て小さい。従って、ダイオードＤが後述するようにスイ
ッチングレギュレータの構成素子である場合、インダク
タＬによる損失の増大が抑制されるという効果を有す
る。ここで、インダクタＬとしては例えば可飽和リアク
トルを用いたインダクタが使用される。
タＬを通してダイオードＤに電流が流れる。ダイオード
Ｄがオン状態になった直後は、CRスナバ回路にも電流が
流れるのであるが、この電流、つまりコンデンサＣの充
電電流はインダクタＬには流れない。すなわち、インダ
クタＬに蓄積されるエネルギーはダイオードＤを流れる
電流によるもののみであり、第５図（ｃ）の場合に比べ
て小さい。従って、ダイオードＤが後述するようにスイ
ッチングレギュレータの構成素子である場合、インダク
タＬによる損失の増大が抑制されるという効果を有す
る。ここで、インダクタＬとしては例えば可飽和リアク
トルを用いたインダクタが使用される。
第２図は本発明を降圧チョッパ式スイッチングレギュレ
ータに適用した例である。図に示すように、入力直流電
源１にスイッチング素子としてのトランジスタ２のコレ
クタが接続され、トランジスタ２のエミッタはインダク
タ３の一端に接続される。インダクタ３の他端は平滑用
コンデンサ４および負荷５に接続されている。また、イ
ンダクタ３の平滑用コンデンサ４の直列回路に対して並
列に転流用ダイオード６が接続されている。
ータに適用した例である。図に示すように、入力直流電
源１にスイッチング素子としてのトランジスタ２のコレ
クタが接続され、トランジスタ２のエミッタはインダク
タ３の一端に接続される。インダクタ３の他端は平滑用
コンデンサ４および負荷５に接続されている。また、イ
ンダクタ３の平滑用コンデンサ４の直列回路に対して並
列に転流用ダイオード６が接続されている。
この方式のスイッチングレギュレータの基本動作は良く
知られている通りである。すなわち、トランジスタ２の
ベースに高周波のスイッチングパルスを印加し、トラン
ジスタ２をオン，オフさせる。トランジスタ２がオン状
態の期間では、電源１からトランジスタ2,インダクタ３
を介して負荷５に電力が供給される。トランジスタ２が
オフ状態になると、インダクタ３に蓄積されていたエネ
ルギーが負荷5,転流用ダイオード６を介して放出され
る。この動作が繰返されることによって、負荷５に対し
電源１より低電圧で、且つ安定化された直流電力が供給
されるわけである ここで、本実施例においてはトランジスタ２がオフ状態
からオン状態に転ずるときに転流用ダイオード６にリカ
バリー電流が流れるのであるが、これが出力側（負荷５
側）にノイズとして現われるのを防止するため、ノイズ
吸収回路を構成するインダクタL,抵抗R,コンデンサＣを
設けている。
知られている通りである。すなわち、トランジスタ２の
ベースに高周波のスイッチングパルスを印加し、トラン
ジスタ２をオン，オフさせる。トランジスタ２がオン状
態の期間では、電源１からトランジスタ2,インダクタ３
を介して負荷５に電力が供給される。トランジスタ２が
オフ状態になると、インダクタ３に蓄積されていたエネ
ルギーが負荷5,転流用ダイオード６を介して放出され
る。この動作が繰返されることによって、負荷５に対し
電源１より低電圧で、且つ安定化された直流電力が供給
されるわけである ここで、本実施例においてはトランジスタ２がオフ状態
からオン状態に転ずるときに転流用ダイオード６にリカ
バリー電流が流れるのであるが、これが出力側（負荷５
側）にノイズとして現われるのを防止するため、ノイズ
吸収回路を構成するインダクタL,抵抗R,コンデンサＣを
設けている。
第３図は第２図の回路の各部の波形図であり、VCEはト
ランジスタ２のコレクタ・エミッタ間電圧、ICはトラン
ジスタ２のコレクタ電流、IDは転流用ダイオード６の電
流、VLはノイズ吸収用インダクタＬの両端電圧の波形を
それぞれ示している。また、Ton,Toffはそれぞれトラン
ジスタ２のオン期間，オフ期間を示す。
ランジスタ２のコレクタ・エミッタ間電圧、ICはトラン
ジスタ２のコレクタ電流、IDは転流用ダイオード６の電
流、VLはノイズ吸収用インダクタＬの両端電圧の波形を
それぞれ示している。また、Ton,Toffはそれぞれトラン
ジスタ２のオン期間，オフ期間を示す。
トランジスタ２がオン状態になると、波形ID,ICに破線
で示すようにリカバリー電流が流れようとするが、イン
ダクタＬと、抵抗ＲおよびコンデンサＣによるCRスナバ
回路とにより吸収される。この場合、インダクタＬの両
端には正極性のパルスP1が発生する 一方、トランジスタ２がオフになると転流用ダイオード
６に電流が流れ始めるため、インダクタＬの両端には負
極性のパルスP2が現われる。このインダクタＬ両端の負
パルスP2はダイオード６を通してトランジスタ２のエミ
ッタ側に印加されるため、トランジスタ２のコレクタ・
エミッタ間電圧VCEの立上がり波形に、この負パルスP2
に対応した正極性のパルスP3が現われる。このパルスP3
はVCEの立上がり、すなわちトランジスタ２がオン状態
からオフ状態に転ずる過渡期間に発生し、この期間で
は、トランジスタ２のコレクタ電流ICは完全には零とな
っていないため、この時のVCE・ICの積がトランジスタ
２のコレクタ損失となる。
で示すようにリカバリー電流が流れようとするが、イン
ダクタＬと、抵抗ＲおよびコンデンサＣによるCRスナバ
回路とにより吸収される。この場合、インダクタＬの両
端には正極性のパルスP1が発生する 一方、トランジスタ２がオフになると転流用ダイオード
６に電流が流れ始めるため、インダクタＬの両端には負
極性のパルスP2が現われる。このインダクタＬ両端の負
パルスP2はダイオード６を通してトランジスタ２のエミ
ッタ側に印加されるため、トランジスタ２のコレクタ・
エミッタ間電圧VCEの立上がり波形に、この負パルスP2
に対応した正極性のパルスP3が現われる。このパルスP3
はVCEの立上がり、すなわちトランジスタ２がオン状態
からオフ状態に転ずる過渡期間に発生し、この期間で
は、トランジスタ２のコレクタ電流ICは完全には零とな
っていないため、この時のVCE・ICの積がトランジスタ
２のコレクタ損失となる。
ここで、第５図のような構成のノイズ吸収回路を転流用
ダイオード６に付加した場合には、前述したようにイン
ダクタＬにコンデンサＣを充電する際のエレルギーも蓄
積されるので、インダクタＬの両端電圧VLに現われる正
パルスP1,負パルスP2は斜線で示すように増大し、VCEの
立上がり波形に現われる正パルスP3も増大する。従っ
て、トランジスタ２の上記期間におけるコレクタ損失も
大きくなる。これに対し、第２図のように本発明に基く
ノイズ吸収回路を転流用ダイオード６に付加した場合
は、インダクタＬの両端電圧VLに現われる正パルスP1,
負パルスP2は比較的小さく、VCEの立上がり波形に現わ
れる正パルスP3も小さいため、トランジスタ２のコレク
タ損失を、インダクタＬのみをノイズ吸収素子に用いた
場合と同程度に小さく抑えることができる。
ダイオード６に付加した場合には、前述したようにイン
ダクタＬにコンデンサＣを充電する際のエレルギーも蓄
積されるので、インダクタＬの両端電圧VLに現われる正
パルスP1,負パルスP2は斜線で示すように増大し、VCEの
立上がり波形に現われる正パルスP3も増大する。従っ
て、トランジスタ２の上記期間におけるコレクタ損失も
大きくなる。これに対し、第２図のように本発明に基く
ノイズ吸収回路を転流用ダイオード６に付加した場合
は、インダクタＬの両端電圧VLに現われる正パルスP1,
負パルスP2は比較的小さく、VCEの立上がり波形に現わ
れる正パルスP3も小さいため、トランジスタ２のコレク
タ損失を、インダクタＬのみをノイズ吸収素子に用いた
場合と同程度に小さく抑えることができる。
第４図は本発明をフォワード式スイッチングレギュレー
タ（オン−オフ式ともいう）に適用した実施例である。
入力直流電11の出力電圧はトランジスタ12とトランス13
からなる高周波インバータにより高周波に変換された
後、整流用ダイオード14とインダクタ15および平滑用コ
ンデンサ16を介して負荷17に供給される。また、第２図
と同様にインダクタ15と平滑用コンデンサ16との直列回
路に対して並列に転流用ダイオード18が接続されてい
る。
タ（オン−オフ式ともいう）に適用した実施例である。
入力直流電11の出力電圧はトランジスタ12とトランス13
からなる高周波インバータにより高周波に変換された
後、整流用ダイオード14とインダクタ15および平滑用コ
ンデンサ16を介して負荷17に供給される。また、第２図
と同様にインダクタ15と平滑用コンデンサ16との直列回
路に対して並列に転流用ダイオード18が接続されてい
る。
この実施例の場合は、整流用ダイオード14と転流用ダイ
オード18に対して、第１図と同様の構成のインダクタＬ
とCRスナバ回路からなるノイズ吸収回路が付加されてい
る。
オード18に対して、第１図と同様の構成のインダクタＬ
とCRスナバ回路からなるノイズ吸収回路が付加されてい
る。
第４図におけるダイオード14,18に対して、第５図
（ａ）に示すようにノイズ吸収回路が付加されていない
場合（Ａ）、第５図（ｂ）のようにCRスナバ回路のみが
付加されている場合（Ｂ）、第５図（ｃ）のようにCRス
ナバ回路とインダクタＬが付加されている場合（Ｃ）、
および第４図（第１図）のようにCRスナバ回路およびイ
ンダクタＬが付加されている場合（Ｄ）のそれぞれにつ
いて、出力電流（負荷17に流入する電流）に対する出力
ノイズの変化を実測した結果を第６図に示す。この結果
から、本発明によるノイズ吸収回路のノイズ吸収効果が
高いことがわかる。
（ａ）に示すようにノイズ吸収回路が付加されていない
場合（Ａ）、第５図（ｂ）のようにCRスナバ回路のみが
付加されている場合（Ｂ）、第５図（ｃ）のようにCRス
ナバ回路とインダクタＬが付加されている場合（Ｃ）、
および第４図（第１図）のようにCRスナバ回路およびイ
ンダクタＬが付加されている場合（Ｄ）のそれぞれにつ
いて、出力電流（負荷17に流入する電流）に対する出力
ノイズの変化を実測した結果を第６図に示す。この結果
から、本発明によるノイズ吸収回路のノイズ吸収効果が
高いことがわかる。
また、電源効率についても測定したところ、Ａの場合で
は71.6％、Ｂの場合では69.8％、Ｃの場合では67.1％、
そして本発明に基くＤの場合では69.4％という効果が得
られた。本発明においては、上記各実施例にも示した転
流用ダイオードを用いることが、その効果を顕著に得る
上でも好ましい。
は71.6％、Ｂの場合では69.8％、Ｃの場合では67.1％、
そして本発明に基くＤの場合では69.4％という効果が得
られた。本発明においては、上記各実施例にも示した転
流用ダイオードを用いることが、その効果を顕著に得る
上でも好ましい。
以上説明したように、本発明によればスイッチングレギ
ュレータにおける転流用ダイオード、あるいは半導体ス
イッチにより出力電圧を制御するスイッチングレギュレ
ータにおける整流用ダイオードのリカバリー電流に基づ
くノイズをインダクタとCRスナバ回路との併用により効
果的に吸収でき、しかも該インダクタでの不要なエネル
ギの蓄積がないため、スイッチングレギュレータの電源
効率を向上させることができる。
ュレータにおける転流用ダイオード、あるいは半導体ス
イッチにより出力電圧を制御するスイッチングレギュレ
ータにおける整流用ダイオードのリカバリー電流に基づ
くノイズをインダクタとCRスナバ回路との併用により効
果的に吸収でき、しかも該インダクタでの不要なエネル
ギの蓄積がないため、スイッチングレギュレータの電源
効率を向上させることができる。
第１図は本発明の一実施例に係るノイズ吸収回路の回路
図、第２図は本発明を降圧チョッパ式スイッチングレギ
ュレータに適用した実施例を示す回路図、第３図は第２
図の回路の動作を説明するための波形図、第４図は本発
明をフォワード式スイッチングレギュレータに適用した
実施例を示す回路図、第５図（ａ）〜（ｃ）は本発明に
よるノイズ吸収回路との比較に供した回路を示す図、第
６図は本発明によるノイズ吸収回路と第５図の各回路に
ついて出力電流に対する出力ノイズの変化を実測した結
果を示す図である。 Ｌ……インダクタ、R,C……CRスナバ回路における抵抗
およびコンデンサ、Ｄ……ダイオード（ノイズ発生素
子）、1,11……入力直流電源、2,12……トランジスタ、
3,15……インダクタ、4,16……平滑用コンデンサ、5,17
……負荷、6,18……転流用ダイオード、14……整流用ダ
イオード。
図、第２図は本発明を降圧チョッパ式スイッチングレギ
ュレータに適用した実施例を示す回路図、第３図は第２
図の回路の動作を説明するための波形図、第４図は本発
明をフォワード式スイッチングレギュレータに適用した
実施例を示す回路図、第５図（ａ）〜（ｃ）は本発明に
よるノイズ吸収回路との比較に供した回路を示す図、第
６図は本発明によるノイズ吸収回路と第５図の各回路に
ついて出力電流に対する出力ノイズの変化を実測した結
果を示す図である。 Ｌ……インダクタ、R,C……CRスナバ回路における抵抗
およびコンデンサ、Ｄ……ダイオード（ノイズ発生素
子）、1,11……入力直流電源、2,12……トランジスタ、
3,15……インダクタ、4,16……平滑用コンデンサ、5,17
……負荷、6,18……転流用ダイオード、14……整流用ダ
イオード。
Claims (2)
- 【請求項１】スイッチングレギュレータにおける転流用
ダイオードに対して直列に該転流用ダイオードのリカバ
リー電流を吸収するためのインダクタを接続し、これら
転流用ダイオードとインダクタとの直列回路に対して並
列に前記インダクタを通過したリカバリー電流を吸収す
るためのCRスナバ回路を接続してなることを特徴とする
ノイズ吸収回路。 - 【請求項２】半導体スイッチにより出力電圧を制御する
スイッチングレギュレータにおける整流用ダイオードに
対して直列に該整流用ダイオードのリカバリー電流を吸
収するためのインダクタを接続し、これら整流用ダイオ
ードとインダクタとの直列回路に対して並列に前記イン
ダクタを通過したリカバリー電流を吸収するためのCRス
ナバ回路を接続してなることを特徴とするノイズ吸収回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60121716A JPH0691746B2 (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | ノイズ吸収回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60121716A JPH0691746B2 (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | ノイズ吸収回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12276698A Division JP2859611B2 (ja) | 1998-04-17 | 1998-04-17 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61280769A JPS61280769A (ja) | 1986-12-11 |
| JPH0691746B2 true JPH0691746B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=14818108
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60121716A Expired - Lifetime JPH0691746B2 (ja) | 1985-06-05 | 1985-06-05 | ノイズ吸収回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691746B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5267201B2 (ja) * | 2009-02-23 | 2013-08-21 | 日産自動車株式会社 | スイッチング回路 |
| JP5472354B2 (ja) * | 2012-03-28 | 2014-04-16 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP5641368B2 (ja) | 2012-04-12 | 2014-12-17 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP5980082B2 (ja) * | 2012-10-03 | 2016-08-31 | 三菱電機株式会社 | 外部条件入力回路 |
| WO2023032190A1 (ja) * | 2021-09-06 | 2023-03-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4923127Y2 (ja) * | 1971-02-15 | 1974-06-21 | ||
| JPS5625349Y2 (ja) * | 1975-10-30 | 1981-06-15 | ||
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| JPS6031624A (ja) * | 1983-08-02 | 1985-02-18 | Hitachi Metals Ltd | スイッチング電源 |
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-
1985
- 1985-06-05 JP JP60121716A patent/JPH0691746B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61280769A (ja) | 1986-12-11 |
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