JPH0355227B2 - - Google Patents
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- JPH0355227B2 JPH0355227B2 JP15593385A JP15593385A JPH0355227B2 JP H0355227 B2 JPH0355227 B2 JP H0355227B2 JP 15593385 A JP15593385 A JP 15593385A JP 15593385 A JP15593385 A JP 15593385A JP H0355227 B2 JPH0355227 B2 JP H0355227B2
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- switching elements
- switching element
- welding
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- switching
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- 238000003466 welding Methods 0.000 claims description 53
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
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- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、TIG溶接、CO2アーク溶接等に使用
するに適したインバータ制御のアーク溶接用電源
装置におけるスイツチング素子の制御方法に関す
る。
するに適したインバータ制御のアーク溶接用電源
装置におけるスイツチング素子の制御方法に関す
る。
近年、電源装置の小形軽量化と出力制御の高速
化による溶接性能の向上を目指してインバータ制
御のアーク溶接用電源の実用化が進められてい
る。
化による溶接性能の向上を目指してインバータ制
御のアーク溶接用電源の実用化が進められてい
る。
第１図Ａはフルブリツジ形インバータを用いた
溶接用インバータ制御電源の主回路構成を示す。
溶接用インバータ制御電源の主回路構成を示す。
ここで、１は商用電源からの交流入力を直流に
変換する整流回路、２は平滑コンデンサ、３は直
流を高周波交流（例えば20kHz）に変換するフル
ブリツジ形インバータ、４は溶接トランス、５は
高周波交流を再度直流に変換する出力側整流素
子、６は出力電流を平滑化する直流リアクタであ
る。
変換する整流回路、２は平滑コンデンサ、３は直
流を高周波交流（例えば20kHz）に変換するフル
ブリツジ形インバータ、４は溶接トランス、５は
高周波交流を再度直流に変換する出力側整流素
子、６は出力電流を平滑化する直流リアクタであ
る。
フルブリツジ形インバータ３は、ブリツジの４
辺にそれぞれオンオフ制御されるパワートランジ
スタ等のスイツチング素子Q1〜Q4と該スイツチ
ング素子に並列接続されたサージ吸収用コンデン
サC1〜C4、抵抗R1〜R4および帰還ダイオードD1
〜D4を有し、入力側を直流電源である平滑コン
デンサ２に、出力側を溶接トランス４にそれぞれ
接続して構成されている。
辺にそれぞれオンオフ制御されるパワートランジ
スタ等のスイツチング素子Q1〜Q4と該スイツチ
ング素子に並列接続されたサージ吸収用コンデン
サC1〜C4、抵抗R1〜R4および帰還ダイオードD1
〜D4を有し、入力側を直流電源である平滑コン
デンサ２に、出力側を溶接トランス４にそれぞれ
接続して構成されている。
第３図は従来方式による上記スイツチング素子
Q1〜Q4の駆動順序と溶接トランス４に印加され
る無負荷電圧V1の波形を対応させて示すタイム
チヤートである。同図に示すように従来方式で
は、出力制御期間であるt1−t2およびt3−t4の期
間にのみいずれか１対のスイツチング素子Q1，
Q2およびQ3，Q4を駆動し、これらスイツチング
素子を介して溶接トランス４に電圧を印加してい
たが、スイツチング素子Q1，Q2またはQ3，Q4の
ターンオフ後もこれらスイツチング素子に並列接
続されたサージ吸収用コンデンサC1，C2または
C3，C4に充電電流が流れ、この電流は溶接トラ
ンス４を通つて流れるため、この間は溶接トラン
ス４に電圧が印加され、特に無負荷時には充電電
流が溶接トランス４の励磁電流分しか流れないた
め、充電時間が長くなり、第３図の無負荷電圧波
形に示すように出力制御期間以外のt2〜t3および
t4〜t1の期間中も溶接トランス４に大きな電圧が
印加され続ける。
Q1〜Q4の駆動順序と溶接トランス４に印加され
る無負荷電圧V1の波形を対応させて示すタイム
チヤートである。同図に示すように従来方式で
は、出力制御期間であるt1−t2およびt3−t4の期
間にのみいずれか１対のスイツチング素子Q1，
Q2およびQ3，Q4を駆動し、これらスイツチング
素子を介して溶接トランス４に電圧を印加してい
たが、スイツチング素子Q1，Q2またはQ3，Q4の
ターンオフ後もこれらスイツチング素子に並列接
続されたサージ吸収用コンデンサC1，C2または
C3，C4に充電電流が流れ、この電流は溶接トラ
ンス４を通つて流れるため、この間は溶接トラン
ス４に電圧が印加され、特に無負荷時には充電電
流が溶接トランス４の励磁電流分しか流れないた
め、充電時間が長くなり、第３図の無負荷電圧波
形に示すように出力制御期間以外のt2〜t3および
t4〜t1の期間中も溶接トランス４に大きな電圧が
印加され続ける。
溶接電源の出力電流I2が大きくなると、サージ
吸収用コンデンサC1〜C4が負荷電流により急速
に充電されるため、上記のt2〜t3およびt4〜t1期
間の電圧は低下し、その結果、溶接電源の外部出
力特性は第４図に示すようになり、無負荷時およ
び小電流時に高い出力電圧が現われる。
吸収用コンデンサC1〜C4が負荷電流により急速
に充電されるため、上記のt2〜t3およびt4〜t1期
間の電圧は低下し、その結果、溶接電源の外部出
力特性は第４図に示すようになり、無負荷時およ
び小電流時に高い出力電圧が現われる。
この特性は、TIG溶接や手溶接において小電流
時のアーク切れを防止する意味では有効である
が、最小出力電流Inioがインバータの出力制御幅
（第３図t1〜t2およびt3〜t4）とは無関係にサージ
吸収用コンデンサの容量とスイツチング周波数に
よつて決定され、サージ吸収用コンデンサの容量
が大きいほど、またスイツチング周波数が高いほ
ど大きくなり、TIG溶接での薄板用溶接電流（５
〜10A）が得られなくなる。
時のアーク切れを防止する意味では有効である
が、最小出力電流Inioがインバータの出力制御幅
（第３図t1〜t2およびt3〜t4）とは無関係にサージ
吸収用コンデンサの容量とスイツチング周波数に
よつて決定され、サージ吸収用コンデンサの容量
が大きいほど、またスイツチング周波数が高いほ
ど大きくなり、TIG溶接での薄板用溶接電流（５
〜10A）が得られなくなる。
また、CO2アーク溶接においても、小電流時に
出力電圧が高くなることからアークの燃え上がり
が生じ、アーク長が長くなりすぎて良好なシヨー
トアーク溶接ができないという問題があつた。
出力電圧が高くなることからアークの燃え上がり
が生じ、アーク長が長くなりすぎて良好なシヨー
トアーク溶接ができないという問題があつた。
本発明の目的は、無負荷時および小電流時にイ
ンバータのサージ吸収素子に流れる電流により出
力電圧が高くなるのを抑えて、TIG溶接にあつて
は最小出力電流を下げることができ、CO2アーク
溶接にあつては小電流での良好なシヨートアーク
溶接ができるインバータ制御のアーク溶接用電源
装置におけるスイツチング素子の制御方法を提供
することにある。
ンバータのサージ吸収素子に流れる電流により出
力電圧が高くなるのを抑えて、TIG溶接にあつて
は最小出力電流を下げることができ、CO2アーク
溶接にあつては小電流での良好なシヨートアーク
溶接ができるインバータ制御のアーク溶接用電源
装置におけるスイツチング素子の制御方法を提供
することにある。
本発明は、ブリツジの４辺にそれぞれオンオフ
制御されるスイツチング素子と該スイツチング素
子に並列接続されたサージ吸収用コンデンサおよ
び帰還ダイオードを有するフルブリツジ形インバ
ータの出力側に溶接トランスを接続したインバー
タ制御のアーク溶接用電源装置におけるスイツチ
ング素子の制御方法において、上記インバータの
いずれか１対の上記スイツチング素子を介して溶
接トランスに電圧を印加する出力制御期間以外
は、上記スイツチング素子のいずれか１つと上記
帰還ダイオードのいずれか１つを介して溶接トラ
ンスに循環電流を流すように上記スイツチング素
子の駆動順序を定めることにより上記目的を達成
したものである。
制御されるスイツチング素子と該スイツチング素
子に並列接続されたサージ吸収用コンデンサおよ
び帰還ダイオードを有するフルブリツジ形インバ
ータの出力側に溶接トランスを接続したインバー
タ制御のアーク溶接用電源装置におけるスイツチ
ング素子の制御方法において、上記インバータの
いずれか１対の上記スイツチング素子を介して溶
接トランスに電圧を印加する出力制御期間以外
は、上記スイツチング素子のいずれか１つと上記
帰還ダイオードのいずれか１つを介して溶接トラ
ンスに循環電流を流すように上記スイツチング素
子の駆動順序を定めることにより上記目的を達成
したものである。
以下、本発明の一実施例を第１図、第２図、第
５図により説明する。
５図により説明する。
第１図Ａはフルブリツジ形インバータを用いた
溶接用インバータ制御電源の主回路構成を示し、
その構成は前述した通りである。第１図Ｂは本発
明によるスイツチング素子の駆動順序の一例を、
溶接トランスに印加される無負荷電圧V1の波形
とともに示したタイムチヤート、第２図は本発明
によるアーク溶接用電源の外部出力特性図、第５
図Ａ，Ｂは動作説明図である。
溶接用インバータ制御電源の主回路構成を示し、
その構成は前述した通りである。第１図Ｂは本発
明によるスイツチング素子の駆動順序の一例を、
溶接トランスに印加される無負荷電圧V1の波形
とともに示したタイムチヤート、第２図は本発明
によるアーク溶接用電源の外部出力特性図、第５
図Ａ，Ｂは動作説明図である。
第１図Ｂにおいて、t1からt2までの期間の出力
制御期間ではスイツチング素子Q1とQ2がともに
オンとなつているため、電流は第５図ＡのI1で示
すように−Q1−４−Q2−の経路を流れ、溶
接トランス４には第１図Ｂの無負荷電圧波形に示
すようにt1〜t2の期間電圧が印加される。
制御期間ではスイツチング素子Q1とQ2がともに
オンとなつているため、電流は第５図ＡのI1で示
すように−Q1−４−Q2−の経路を流れ、溶
接トランス４には第１図Ｂの無負荷電圧波形に示
すようにt1〜t2の期間電圧が印加される。
次に、t2の時点でスイツチング素子Q1のみをタ
ーンオフさせ、同時にまたは少し遅れてスイツチ
ング素子Q3をターンオンさせる。すると、溶接
トランス４に流れていた電流は、t3の時点でスイ
ツチング素子Q2がターンオフするまで、第５図
ＢのI3で示すように−D3−４−Q2−の経路
を循環電流として流れ、スイツチング素子Q1の
ターンオフ後におけるサージ吸収用コンデンサ
C1の充電電流はスイツチング素子Q3を通つて流
れるため、t2〜t3の期間は溶接トランス４がスイ
ツチング素子Q2と帰還ダイオードD3を介して短
絡された状態となり、溶接トランス４には電圧が
印加されない。
ーンオフさせ、同時にまたは少し遅れてスイツチ
ング素子Q3をターンオンさせる。すると、溶接
トランス４に流れていた電流は、t3の時点でスイ
ツチング素子Q2がターンオフするまで、第５図
ＢのI3で示すように−D3−４−Q2−の経路
を循環電流として流れ、スイツチング素子Q1の
ターンオフ後におけるサージ吸収用コンデンサ
C1の充電電流はスイツチング素子Q3を通つて流
れるため、t2〜t3の期間は溶接トランス４がスイ
ツチング素子Q2と帰還ダイオードD3を介して短
絡された状態となり、溶接トランス４には電圧が
印加されない。
t3からt4，t4からt1にかけての次の期間におい
ても上記と同様に、溶接トランス４にはスイツチ
ング素子Q3とQ4がともにオンとなるt3〜t4の出力
制御期間しか電圧が印加されず、スイツチング素
子Q3がオフとなり、スイツチング素子Q4とQ1が
オンとなつているt4〜t1の期間にはスイツチング
素子Q4と帰還ダイオードD1を介して循環電流が
流れ、溶接トランス４は短絡された状態となる。
ても上記と同様に、溶接トランス４にはスイツチ
ング素子Q3とQ4がともにオンとなるt3〜t4の出力
制御期間しか電圧が印加されず、スイツチング素
子Q3がオフとなり、スイツチング素子Q4とQ1が
オンとなつているt4〜t1の期間にはスイツチング
素子Q4と帰還ダイオードD1を介して循環電流が
流れ、溶接トランス４は短絡された状態となる。
したがつて本実施例によれば、溶接電源の出力
電圧、電流は出力制御幅であるスイツチング素子
Q1とQ2およびQ3とQ4のオン状態の重なり期間の
みで決定され、サージ吸収用コンデンサC1〜C4
の容量やスイツチング周波数の影響を受けなくな
る。
電圧、電流は出力制御幅であるスイツチング素子
Q1とQ2およびQ3とQ4のオン状態の重なり期間の
みで決定され、サージ吸収用コンデンサC1〜C4
の容量やスイツチング周波数の影響を受けなくな
る。
その結果、外部出力特性は第２図に示すように
なり、従来方式のように無負荷時および小電流時
に出力電圧が高くなることがない。
なり、従来方式のように無負荷時および小電流時
に出力電圧が高くなることがない。
また、本実施例においてスイツチング素子Q1
のターンオフより少し遅れてスイツチング素子
Q3をターンオンさせれば、出力電流が大きい場
合、サージ吸収用コンデンサC3に溜まつていた
電荷はスイツチング素子Q1のターンオフ後、溶
接トランス４を通つて瞬時に放電されるため、ス
イツチング素子Q3にはコンデンサC3の電荷がほ
とんど流れ込まなくなり、スイツチング素子Q3
のターンオン損失を低減させることができる。同
様に、スイツチング素子Q3のターンオフ後、少
し遅れてスイツチング素子Q1をターンオンさせ
ることにより、スイツチング素子Q1のターンオ
ン損失も大幅に低減する。
のターンオフより少し遅れてスイツチング素子
Q3をターンオンさせれば、出力電流が大きい場
合、サージ吸収用コンデンサC3に溜まつていた
電荷はスイツチング素子Q1のターンオフ後、溶
接トランス４を通つて瞬時に放電されるため、ス
イツチング素子Q3にはコンデンサC3の電荷がほ
とんど流れ込まなくなり、スイツチング素子Q3
のターンオン損失を低減させることができる。同
様に、スイツチング素子Q3のターンオフ後、少
し遅れてスイツチング素子Q1をターンオンさせ
ることにより、スイツチング素子Q1のターンオ
ン損失も大幅に低減する。
第１図Ｂに示すスイツチング素子Q1とQ2およ
びQ3とQ4の駆動順次を入れ換えて、t2〜t3の期間
にはスイツチング素子Q1と帰還ダイオードD4に
循環電流を流し、t4〜t1の期間にはスイツチング
素子Q3と帰還ダイオードD2に循環電流を流すよ
うにしても上記実施例と同様な効果が得られるこ
とは明らかである。
びQ3とQ4の駆動順次を入れ換えて、t2〜t3の期間
にはスイツチング素子Q1と帰還ダイオードD4に
循環電流を流し、t4〜t1の期間にはスイツチング
素子Q3と帰還ダイオードD2に循環電流を流すよ
うにしても上記実施例と同様な効果が得られるこ
とは明らかである。
本発明は、図示しない駆動回路から各スイツチ
ング素子Q1〜Q4への信号の分配の仕方を変える
だけで容易に実施できる。
ング素子Q1〜Q4への信号の分配の仕方を変える
だけで容易に実施できる。
本発明によれば、溶接トランスにはインバータ
の出力制御期間以外は循環電流が流れ、電圧が印
加されないので、従来方式のように無負荷時およ
び小電流時に高い出力電圧が生じることがなく、
これによりTIG溶接時の最小出力電流Inioを第２
図に示すように小さくすることができ、またCO2
アーク溶接時には小電流でのアークの燃え上がり
をなくして良好なシヨートアーク溶接を行なうこ
とができる。
の出力制御期間以外は循環電流が流れ、電圧が印
加されないので、従来方式のように無負荷時およ
び小電流時に高い出力電圧が生じることがなく、
これによりTIG溶接時の最小出力電流Inioを第２
図に示すように小さくすることができ、またCO2
アーク溶接時には小電流でのアークの燃え上がり
をなくして良好なシヨートアーク溶接を行なうこ
とができる。
第１図は本発明の一実施例を示す図で、Ａは主
回路構成図、Ｂはインバータの各スイツチング素
子の駆動順序と溶接トランスに印加される無負荷
電圧波形を対応させて示すタイムチヤート、第２
図は本発明による溶接電源の外部出力特性図、第
３図は従来方式によるインバータの各スイツチン
グ素子の駆動順序と溶接トランスに印加される無
負荷電圧波形を対応させて示すタイムチヤート、
第４図は従来方式による溶接電源の外部出力特性
図、第５図Ａ，Ｂは第１図に示す実施例の動作説
明図である。 ３……フルブリツジ形インバータ、４……溶接
トランス、Q1〜Q4……スイツチング素子、C1〜
C4……サージ吸収用コンデンサ、D1〜D4……帰
還ダイオード、t1〜t2，t3〜t4……出力制御期間、
t2〜t3，t4〜t1……溶接トランスに循環電流を流
す期間。
回路構成図、Ｂはインバータの各スイツチング素
子の駆動順序と溶接トランスに印加される無負荷
電圧波形を対応させて示すタイムチヤート、第２
図は本発明による溶接電源の外部出力特性図、第
３図は従来方式によるインバータの各スイツチン
グ素子の駆動順序と溶接トランスに印加される無
負荷電圧波形を対応させて示すタイムチヤート、
第４図は従来方式による溶接電源の外部出力特性
図、第５図Ａ，Ｂは第１図に示す実施例の動作説
明図である。 ３……フルブリツジ形インバータ、４……溶接
トランス、Q1〜Q4……スイツチング素子、C1〜
C4……サージ吸収用コンデンサ、D1〜D4……帰
還ダイオード、t1〜t2，t3〜t4……出力制御期間、
t2〜t3，t4〜t1……溶接トランスに循環電流を流
す期間。
Claims (1)
- １ ブリツジの４辺にそれぞれオンオフ制御可能
なスイツチング素子Q1〜Q4と、各スイツチング
素子Q1〜Q4に並列接続されたサージ吸収用コン
デンサおよび帰還ダイオードを有し、スイツチン
グ素子Q1とQ4の一端が整流回路の＋側に接続さ
れ、スイツチング素子Q2とQ3の一端が整流回路
の−側に接続され、スイツチング素子Q1とQ3、
スイツチング素子Q2とQ4の各接続線を溶接トラ
ンスに接続し、その２次側出力を直流変換して溶
接電流とするインバータ制御のアーク溶接電源装
置におけるスイツチング素子の制御方法であつ
て、出力制御期間に順次スイツチング素子Q1と
Q2、スイツチング素子Q2とQ3、スイツチング素
子Q3とQ4、スイツチング素子Q4とQ1がそれぞれ
同時にオンとなるように各スイツチング素子Q1
からQ4を駆動することを特徴とするインバータ
制御のアーク溶接電源装置におけるスイツチング
素子の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15593385A JPS6216882A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | インバータ制御のアーク溶接電源装置におけるスイッチング素子の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15593385A JPS6216882A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | インバータ制御のアーク溶接電源装置におけるスイッチング素子の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6216882A JPS6216882A (ja) | 1987-01-26 |
| JPH0355227B2 true JPH0355227B2 (ja) | 1991-08-22 |
Family
ID=15616686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15593385A Granted JPS6216882A (ja) | 1985-07-17 | 1985-07-17 | インバータ制御のアーク溶接電源装置におけるスイッチング素子の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6216882A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0648976U (ja) * | 1992-12-10 | 1994-07-05 | インダストリアル テクノロジー リサーチ インスティテュート | 高周波電気溶接機の電源装置 |
-
1985
- 1985-07-17 JP JP15593385A patent/JPS6216882A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6216882A (ja) | 1987-01-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |