CN110120750B - 电源装置和图像形成装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电源装置和图像形成装置。电源装置包括能够执行交替地重复切换时段和切换停止时段的间歇操作的控制单元，其中，切换时段用于跨着用于将两个切换元件都关断的关断时段执行交替地接通或关断这两个切换元件的切换操作，切换停止时段用于停止切换操作。在从切换时段到切换停止时段的迁移中，控制单元在接通第二切换元件之后进行向切换停止时段的迁移。在从切换停止时段到切换时段的迁移中，控制单元也在接通第二切换元件之后进行向切换时段的迁移。

Description

电源装置和图像形成装置

本申请是申请号为201610479088.9、申请日为2016年6月27日、发明名称为“电源装置和图像形成装置”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及电源装置和图像形成装置，特别地，涉及在使用回扫变压器(flybacktransformer)的绝缘转换器中使用有源箝位系统(active clamp system)的切换电源装置。

背景技术

在将AC电压转换成DC电压的诸如商用电源的切换电源中，需要提高切换电源的效率以减少切换电源的电力消耗。切换电源的效率由通过切换电源输出的电力与供给到切换电源的电力的比率表达。

在使用回扫变压器的绝缘转换器中使用有源箝位系统的切换电源中，作为提高切换电源输出低电力的状态中的效率的单元的例子，提出了日本专利No.4370844的配置。以下，切换电源输出低电力的状态将被称为将低负荷状态。

但是，需要在使用有源箝位系统的切换电源中进一步提高低负荷状态中的效率。

在使用回扫变压器的绝缘转换器中使用有源箝位系统的切换电源中，两个切换元件被交替地接通和关断。因此，存储于变压器中的能量的一部分通过回扫操作被传送到二次侧，并且，能量的剩余部分在一次侧共振以用零电压切换切换元件。以这种方式，一次侧的电力可通过使用有源箝位系统被高度有效地转换到二次侧。因此，可以实现高的电力转换效率。

例如，在日本专利申请公开No.H11-187664中提出了以下电路配置：其中，基于负荷适当地控制两个切换元件的接通时间，并且在宽的负荷范围中获得高的电力转换效率。例如，在日本专利申请公开No.2013-201829中提出以下电路配置：其中，根据输入电压改变两个切换元件的接通时间以应对输入电压的波动。

但是，需要实现可灵活应对控制的多个目标输出电压(以下，称为“目标电压”)中的每一个所需要的规范的切换电源。

发明内容

本发明可提高有源箝位系统的电源装置中的低负荷期间的电力效率。

本发明还可灵活地应对可输出多个电压的电源装置中的各电压所需要的规范。

为了解决该问题，本发明提供一种电源装置，该电源装置包括：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；根据在变压器的二次绕组中感应的电压而输出信息的反馈单元；以及基于从反馈单元输入的信息来控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断的控制单元，其中，控制单元可执行交替地重复第一时段和第二时段的操作，其中，第一时段用于跨着用于关断第一切换元件和第二切换元件两者的死时间(dead time)执行交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的切换操作，第二时段用于停止(halt)切换操作，以及其中，控制单元在从第一时段向第二时段的迁移中，在接通第二切换元件之后进行向第二时段的迁移，并且，在从第二时段向第一时段的迁移中，也在接通第二切换元件之后进行向第一时段的迁移。

本发明的另一目的是，提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括：形成图像的图像形成单元；以及向图像形成装置供给电力的电源装置，其中，电源装置包含：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；根据在变压器的二次绕组中感应的电压而输出信息的反馈单元；以及基于从反馈单元输入的信息来控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断的控制单元，其中，控制单元可执行交替地重复第一时段和第二时段的操作，其中，第一时段用于跨着用于关断第一切换元件和第二切换元件两者的死时间执行交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的切换操作，第二时段用于停止切换操作，以及其中，控制单元在从第一时段向第二时段的迁移中，在接通第二切换元件之后进行向第二时段的迁移，并且，在从第二时段向第一时段的迁移中，也在接通第二切换元件之后进行向第一时段的迁移。

本发明的另一目的是，提供一种电源装置，该电源装置包括：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；整流和平滑在变压器的二次绕组中感应的电压的整流平滑单元；根据通过整流平滑单元整流和平滑的电压而输出信息的反馈单元；以及基于从反馈单元输入的信息来控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断，以使得通过整流平滑单元整流和平滑的电压变为预定电压的控制单元，其中，操作可在第一状态和第二状态中被执行，其中在第一状态中，将所述预定电压控制在第一电压，在第二状态中，将所述预定电压控制在比第一电压大的第二电压，以及其中，控制单元控制第一切换元件和第二切换元件，使得第一切换元件的接通时间在第二状态中比在第一状态中长、第二切换元件的接通时间在第二状态中比在第一状态中短、并且用于交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的时段在第二状态中比在第一状态中短。

本发明的另一目的是，提供一种电源装置，该电源装置包括：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；整流和平滑在变压器的二次绕组中感应的电压的整流平滑单元；根据通过整流平滑单元整流和平滑的电压而输出信息的反馈单元；以及基于从反馈单元输入的信号控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断，以使得通过整流平滑单元整流和平滑的电压变为预定电压的控制单元，其中，在第一状态和第二状态两者中，控制单元可执行连续操作和间歇操作，其中，连续操作用于重复用于跨着用于关断第一切换元件和第二切换元件两者的死时间执行交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的切换操作的第一时段，间歇操作用于重复第一时段和用于停止切换操作的第二时段，其中，操作可在第一状态和第二状态中被执行，其中在第一状态中，将所述预定电压控制在第一电压，在第二状态中，将所述预定电压控制在比第一电压大的第二电压，以及其中，控制单元在第一切换元件的接通时间变得等于或小于预定时间时进行从连续操作到间歇操作的迁移，并且，所述预定时间在第一状态与第二状态之间不同。

本发明的另一目的是，提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括：形成图像的图像形成单元；以及向图像形成装置供给电力的电源装置，电源装置包含：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；整流和平滑在变压器的二次绕组中感应的电压的整流平滑单元；根据通过整流平滑单元整流和平滑的电压而输出信息的反馈单元；基于从反馈单元输入的信息来控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断，以使得通过整流平滑单元整流和平滑的电压变为预定电压的控制单元，其中，操作可在第一状态和第二状态中被执行，其中在第一状态中，将所述预定电压控制在第一电压，在第二状态中，将所述预定电压控制在比第一电压大的第二电压，以及其中，控制单元控制第一切换元件和第二切换元件，使得第一切换元件的接通时间在第二状态中比在第一状态中长、第二切换元件的接通时间在第二状态中比在第一状态中短、并且用于交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的时段在第二状态中比在第一状态中短。

本发明的另一目的是，提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括：形成图像的图像形成单元；以及向图像形成装置供给电力的电源装置，其中，电源装置包含：包含一次绕组和二次绕组的变压器；与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；整流和平滑在变压器的二次绕组中感应的电压的整流平滑单元；根据通过整流平滑单元整流和平滑的电压而输出信息的反馈单元；以及基于从反馈单元输入的信号来控制第一切换元件和第二切换元件的接通或关断，以使得通过整流平滑单元整流和平滑的电压变为预定电压的控制单元，其中，在第一状态和第二状态两者中，控制单元可执行连续操作和间歇操作，其中，连续操作用于重复用于跨着用于关断第一切换元件和第二切换元件两者的死时间执行交替地接通或关断第一切换元件和第二切换元件的切换操作的第一时段，间歇操作用于重复第一时段和用于停止切换操作的第二时段，其中，操作可在第一状态和第二状态中被执行，其中在第一状态中，将所述预定电压控制在第一电压，在第二状态中，将所述预定电压控制在比第一电压大的第二电压，以及其中，控制单元在第一切换元件的接通时间变得等于或小于预定时间时进行从连续操作到间歇操作的迁移，并且，所述预定时间在第一状态与第二状态之间不同。

参照附图阅读示例性实施例的以下描述，本发明的其它特征将变得清晰。

附图说明

图1是根据第一实施例的电源电路的示意图。

图2是根据第一实施例的控制方法的说明图。

图3是描述根据第一实施例的控制方法的简单电路图。

图4是示出根据第一实施例的切换电源电路的控制的流程图。

图5是根据第二实施例的电源电路的示意图。

图6A、图6B、图6C和图6D是示出根据第二实施例的切换电源电路的控制的流程图。

图7是示出根据第三实施例的图像形成装置的示图。

图8是根据第四实施例的切换电源的电路图。

图9A和图9B示出根据第四和第五实施例的切换电源的操作波形和简单电路图。

图10A和图10B是示出根据第四和第五实施例的切换电源的连续操作期间和间歇操作期间的波形的示图。

图11A和图11B是描述根据第四和第五实施例的激励电感中流动的电流的示图。

图12是根据第四实施例的FB端子电压与各FET接通时间的对应表。

图13是根据第四实施例的FB端子电压与各FET接通时间的对应表。

图14A、图14B、图14C和图14D是示出根据第四实施例的FB端子电压与各FET接通时间之间的关系的示图。

图15是根据第五实施例的切换电源的电路图。

图16是根据第五施例的FB端子电压与各FET接通时间的对应表。

图17是根据第五实施例的FB端子电压与各FET接通时间的对应表。

图18A、图18B、图18C和图18D是示出根据第五实施例的FB端子电压与各FET接通时间之间的关系的示图。

图19是示出根据第五实施例的与目标电压对应的控制的切换的流程图。

图20是示出根据第六实施例的图像形成装置的示图。

具体实施方式

现在将根据附图详细描述本发明的优选实施例。

[第一实施例]

[电源装置]

图1是示出根据第一实施例的使用有源箝位系统的切换电源电路的概要的电路图。诸如商用电源的AC电源10输出AC电压，并且，通过作为全波整流单元的桥二极管BD1整流的电压被输入到切换电源电路100。平滑电容器C3被用作经整流的电压的平滑单元。电势DCL是平滑电容器C3的较低电势，并且，电势DCH是较高电势。切换电源电路100从在平滑电容器C3中充电的输入电压Vin输出电源电压V11到绝缘二次侧。在本实施例中，切换电源电路100例如输出5V的恒定电压作为电源电压V11。

切换电源电路100包括包含一次侧的一次绕组P1和辅助绕组P2、以及二次侧的二次绕组S1的绝缘变压器T1。通过后面在图2中描述的切换操作，从变压器T1的一次绕组P1向二次绕组S1供给能量。变压器T1的辅助绕组P2被用于通过二极管D4和电容器C4来整流和平滑施加到一次绕组P1的输入电压Vin的正向电压(forward voltage)，以供应电源电压V1。

在切换电源电路100的一次侧，作为第一切换元件的场效应晶体管(以下，称为“FET”)1与变压器T1的一次绕组P1串联连接。电压箝位电容器C2和作为第二切换元件的FET2串联连接。串联连接的电压箝位电容器C2和FET2与变压器T1的一次绕组P1并联连接。作为FET1和FET2的控制单元的控制单元101和FET驱动单元102被设置在切换电源电路100的一次侧。与FET1并联连接的电压共振电容器C1被设置，以减少FET1和FET2关断期间的损失。作为设置电压共振电容器C1的替代，可以使用FET1的漏极端子与源极端子之间的电容。为了有利于后面描述的用零电压接通切换元件的操作，电压共振电容器C1被选择，使得静电电容比电压箝位电容器C2的静电电容小。本实施例的二极管D1是FET1的体二极管。类似地，二极管D2是FET2的体二极管。

作为用于在变压器T1的二次绕组S1中产生的回扫电压的二次侧的整流平滑单元的二极管D11和电容器C11被设置在切换电源电路100的二次侧。在变压器T1的二次绕组S1中感应的电压通过二极管D11和电容器C11被整流和平滑，并且作为电源电压V11被输出。作为向一次侧反馈根据输出到二次侧的电源电压V11的信息的反馈单元的反馈单元115(图1中的虚线框)被设置在切换电源电路100的二次侧。通过由振荡器等产生的时钟操作的诸如CPU和ASIC的运算控制单元被用作本实施例的控制单元101。作为结果，可通过简单和便宜的电路配置来实现后面描述的控制信号DRV1和控制信号DRV2的复杂波形控制。

通过DC/DC转换器104产生的电源电压V2从DC/DC转换器104的OUT端子被供给到控制单元101的VC端子与G端子之间。控制单元101基于从反馈单元115输入到FB端子的电压信号来输出控制信号DRV1和控制信号DRV2，并且通过FET驱动单元102控制FET1和FET2。控制信号DRV1是用于驱动FET1的信号，控制信号DRV2是用于驱动FET2的信号。

FET驱动单元102是根据从控制单元101输入的控制信号DRV1产生FET1栅极驱动信号DL并且根据控制信号DRV2产生FET2栅极驱动信号DH的电路。通过辅助绕组P2产生的电源电压V1被供给到FET驱动单元102的VC端子与G端子之间。为了驱动FET2，包含电容器C5和二极管D5的电荷泵电路向VH端子与GH端子之间供给电源电压V1。当输入高电平的控制信号DRV1时，FET驱动单元102将FET1栅极驱动信号DL置于高电平，并且，FET1接通。类似地，当输入高电平的控制信号DRV2时，FET驱动单元102将FET2栅极驱动信号DH置于高电平，并且，FET2接通。

DC/DC转换器104是被配置为转换输入到VC端子与G端子之间的电源电压V1以从OUT端子输出电源电压V2的三端子调节器或降压型(step-down)切换电源电路。启动电路103是被配置为转换输入到VC端子与G端子之间的输入电压Vin以从OUT端子输出电源电压V1的三端子调节器或降压型切换电源。启动电路103是仅在从辅助绕组P2供给的电源电压V1等于或小于预定电压值时操作的电路，并且被用于在启动该切换电源电路100时供给电源电压V1。

(反馈单元)

反馈单元115被用于将电源电压V11控制在预定恒定电压。电源电压V11的电压值通过分路(shunt)调节器IC5的基准端子REF的基准电压以及电阻R52和电阻R53被设定。当电源电压V11变得比预定电压(这里为5V)高时，电流从分路调节器IC5的阴极端子K流动，并且，光电耦合器PC5的二次侧二极管通过上拉电阻R51进入导通状态。作为结果，光电耦合器PC5的一次侧晶体管操作，并且，从电容器C6放电。因此，控制单元101的FB端子的电压(以下，称为“FB端子电压”)降低。另一方面，当电源电压V11变得比5V低时，二次侧二极管进入非导通状态。作为结果，光电耦合器PC5的一次侧的晶体管关断，并且，用于将电容器C6充电的电流从电源电压V2流动通过电阻R2。因此，控制单元101的FB端子电压增加。以这种方式，反馈单元115根据电源电压V11的波动改变控制单元101的FB端子电压。

控制单元101检测从反馈单元15输入的FB端子电压以执行用于将电源电压V11控制在预定恒定电压的反馈控制。以这种方式，控制单元101可监视FB端子电压以间接地执行电源电压V11的反馈控制。控制单元101可作为反馈单元115的替代被设置在二次侧，以监视电源电压V11，以直接地执行电源电压V11的反馈控制。由于控制单元101可监视FB端子电压以把握负荷状态，因此控制单元101可根据负荷状态执行适当的控制。为了更精确地确定负荷状态，电流检测单元可被设置在用于向FET1或切换电源电路100的负荷供给电力的路径上。在描述中，本实施例中的确定低负荷状态的单元使用控制单元101的FB端子电压。

[切换电源电路的低负荷状态中的控制方法]

图2是通过控制单元101的控制方法的解释图，该控制方法用于提高使用有源箝位系统的切换电源电路100的低负荷状态的效率。在图2中，(i)是示出与FET1栅极驱动信号DL对应的控制信号DRV1的示图，(ii)是示出与FET2栅极驱动信号DH对应的控制信号DRV2的示图。在图2中，(iii)是示出FET1漏极电流的示图，(iv)是示出FET1的漏极端子与源极端子之间的电压的示图。横轴表示时间。图3示出图2所示的多个时段([1]～[9])中的电流的流动以及简易电路图。以下将描述各时段的操作。在图3中，变压器T1被分成泄漏电感Lr、耦合电感Ls和理想变压器Ti。图3的电路中的粗实线箭头表示在各时段中流动的电流。在本实施例中，用于控制FET1和FET2的时段被分类成作为第一时段的切换时段、用于实施停止前控制的时段、作为第二时段的切换停止时段、以及用于实施停止后控制的时段等。

(切换时段)

图2的切换时段是其中控制单元101跨着FET1和FET2均关断的死时间，交替地接通或关断FET1和FET2以重复控制FET1和FET2的时段。将基于图2和图3的[1]～[3]描述切换时段中的使用FET2和电压箝位电容器C2的操作(以下，称为“有源箝位操作”)。

当FET1接通时，电流在变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls中流动(参见图2(iii))。图3所示的时段[1]是FET1在时间TL1中接通之后关断并且FET2在死时间之后接通的时段。从变压器T1并且通过FET2或二极管D2，通过在接通FET1时流动的电流，电压箝位电容器C2的+端子侧被充电。电压箝位电容器C2可吸收泄漏电感Lr的跳变(kickback)电压，并且，在FET1的漏极端子与源极端子之间施加的浪涌电压可减小。当电压箝位电容器C2的电压增大时，二极管D11接通，并且，通过变压器T1的二次绕组S1向切换电源电路100的二次侧供给电力。

在图3所示的时段[2]中，电压箝位电容器C2与变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls的共振导致电流通过FET2从电容器C2的+端子侧向变压器T1流动。当电压箝位电容器C2的电压下降时，二次侧的二极管D11进入非导通状态，并且，不向切换电源电路100的二次侧供给电力。保持FET2的导通状态，并且，从电压箝位电容器C2流向变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls的电流增大。

图3所示的时段[3]是其中FET1和FET2均关断的死时间时段。在图3的时段[3]中，FET2关断，并且，与变压器T1的一次绕组P1连接的电容器的电容从电压箝位电容器C2和电压共振电容器C1的合成电容的值减小到电压共振电容器C1的电容。因此，可通过在变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls中流动的电流在平滑电容器C3中重新产生电压共振电容器C1中的电荷。当完成重新产生的操作时，二极管D1导通。当二极管D1在图3所示的时段[3]结束之后导通时，FET1接通，并且，FET1可执行在零电压状况下从关断状况迁移到接通状况的切换操作。FET1在零电压状况下从关断状况迁移到接通状况的切换操作将被称为零电压切换。从接通FET2到平滑电容器C3中的重新产生的操作结束的操作将被称为有源箝位操作。FET1然后在时间TL2期间接通。

以这种方式，在图2和图3的[1]～[3]中描述的有源箝位操作中的电压箝位电容器C2和FET2的作用可降低FET1的浪涌电压。电压共振电容器C1的电荷可在平滑电容器C3中重新产生，并且，可进一步执行FET1的零电压切换。因此，可以使用有源箝位系统以在图2所示的切换时段中提高切换电源电路100的效率。

(电源电压V11的控制方法)

将描述切换时段中的二次侧的电源电压V11的控制方法。通过改变FET1接通时间与FET2接通时间的比率，控制切换电源电路100的二次侧的电源电压V11。当FET1接通时间与FET2接通时间的比率变高时，二次侧的电源电压V11增加。控制FET1接通时间与FET2接通时间的比率的方法的例子包括如下的方法：其中，FET2接通时间为固定时间且FET1接通时间基于从反馈单元115输出的反馈信息即FB端子电压而可变。类似地，可以有如下的方法：其中，FET1接通时间与FET2接通时间的比率根据从反馈单元115输出的FB端子电压而可变，以使得一个时段的时间变得恒定。

在另一方法中，FET1接通时间和FET2接通时间基于输入电压Vin的电压值或切换电源电路100的二次侧的电源电压V11的信息被校正为最佳值。然后，可基于从反馈单元115输出的FB端子电压使得FET1接通时间可变。当输入电压Vin大时，FET1接通时间被控制为短，当二次侧的电源电压V11大时，FET2接通时间被控制为短。在另一方法中，可在变压器T1的一次绕组P1上设置电流检测单元。可通过检测设定的最佳FET2接通时间来允许FET1执行零电压切换而执行控制，并且，可基于从反馈单元115输出的FB端子电压使得FET1接通时间可变。

(间歇操作)

将描述交替地和重复地控制上面描述的切换时段与后面描述的切换停止时段的间歇操作。如果在切换电源电路100处于低负荷状态中时继续切换时段的控制，则出现以下的问题。即，由于因切换电源电路100的一次侧的电流导致的电阻损失或者FET1和FET2的切换损失，切换电源电路100的效率降低。

因此，当切换电源电路100基于从反馈单元115输出的FB端子电压检测切换电源电路100的低负荷状态时，切换电源电路100执行后面描述的停止前控制，并且进行向切换停止时段的迁移。切换电源电路100在低负荷状态中执行重复切换时段和后面描述的切换停止时段的间歇操作。作为结果，切换电源电路100的一次侧的电流或者FET1和FET2切换的次数可减少，从而提高切换电源电路100的低负荷状态的电力效率。

本实施例的切换电源电路100的特征是，基于在图2所示的从切换时段到切换停止时段的迁移时执行的停止前控制，改善切换电源电路100的损失。切换电源电路100的特征还在于，基于在从切换停止时段到切换时段的迁移时执行的停止后控制，改善切换电源电路100的损失。

(用于实施停止前控制的时段)

将描述在图3所示的时段[4]中执行的停止前控制。切换时段中的FET1接通时间将被称为TL1和TL2，FET2接通时间将被称为TH1。用于实施停止前控制的时段中的FET2接通时间将被称为TH2，FET2在接通时间TH2时接通之前的FET1接通时间将被称为TL2(参见图2)。用于实施停止后控制的时段中的FET2接通时间将被称为TH3。

图3所示的时段[4]中的操作与时段[1]中的操作类似。在本实施例中，FET2接通达比继续切换停止时段的时间短的时间。FET2接通比在切换时段中接通FET2的时间(TH1)短的时间(TH2)。FET2接通达在切换时段中接通FET2的时间(TH1)的一半的时间(≤TH1/2)。以这种方式，本实施例的特征在于，用于实施停止前控制的时段中的FET2接通时间TH2(时段[4])比切换时段中的FET2接通时间TH1([1]与[2]之和的时段)短。在本实施例的用于实施停止前控制的时段中，以切换时段中的接通时间的比率(TL1与TH1的比率)的一半的比率(TL2与TH2的比率)控制FET1接通时间与FET2接通时间的比率。减少FET2接通时间的类似的控制方法的例子包括以最后在切换时段中接通FET2的FET2接通时间(TH1)的一半的时间(TH2≤TH1/2)控制FET2接通时间(TH2)的方法。

以这种方式，从切换时段中的FET1接通时间与FET2接通时间的比率(TL1与TH1的比率)确定停止前控制时的最佳的FET2接通时间(TH2)。作为结果，可在电流从电压箝位电容器C2的+端子侧流向变压器T1之前(图3的时段[2])关断FET2，并且，可以进行向切换停止时段或者更具体而言向[5]之后的状态的迁移。在本实施例中，如在后面描述的时段[5]和[6]中描述的那样确定停止前控制时的FET2接通时间(TH2)。作为结果，可在不设置专用的检测单元的情况下在用变压器T1与电压箝位电容器C2的共振的峰值电压将电压箝位电容器C2充电的同时进行向切换停止时段的迁移(参见图2(iv))。因此，可以提高切换电源电路100的效率。

在图3所示的时段[5]中，操作如下。在时段[4]中没有从变压器T1完全提供给电压箝位电容器C2的电流通过电压共振电容器C1和二极管D2被施加到电压箝位电容器C2，以进一步将电压箝位电容器C2充电。从变压器T1向电压箝位电容器C2的+端子侧提供变压器T1、电压箝位电容器C2和电压共振电容器C1的共振的峰值电压，然后，进行向[6]的状态的迁移。

在图3所示的时段[6]中，FET1和FET2关断，电流不从电压箝位电容器C2的+端子侧流向变压器T1。因此，可在电压箝位电容器C2中保持共振的峰值电压。在这种状态下，产生电压共振电容器C1和变压器T1的共振操作(由图3[6]中的双向箭头表示)(参见图2(iv))。电压共振电容器C1的电容低，并且，产生频率比切换时段高的共振操作。由于通过电阻成分等导致的损失，共振操作的振幅在相对短的时间内衰减(图2的(iv))。

将描述通过作为本实施例的特征的停止前控制来提高效率的效果。FET2可通过图3所示的时段[4]中的操作来接通。因此，与仅通过二极管D2导通变压器T1与电压箝位电容器C2的共振电流时相比，由二极管D2的正向电压导致的损失可能减少。特别地，当使用具有低的接通电阻值的超级结FET作为FET2时，减少损失的效果大。

在根据本实施例的切换电源电路100的控制方法中，图2和图3所示的时段[4]中的FET2接通时间TH2基于切换时段中的FET2接通时间TH1被确定。因此，根据本实施例的切换电源电路100的控制方法的特征在于，不必单独设置检测电路来检测FET2的最佳接通时间。以这种方式，从切换时段中的FET2接通时间TH1确定停止前控制时的FET2接通时间TH2，并且，该控制可被称为预测控制。通过确定停止前控制时的FET2接通时间TH2，可以在提供变压器T1、电压箝位电容器C2和电压共振电容器C1的共振的峰值电压时进行向切换停止时段的迁移。该控制还允许获得减少由二极管D1的正向电压导致的损失的效果。

即使当设置检测电路来检测图3所示的时段[4]中的FET2的最佳接通时间时，也可获得减少由二极管D1的正向电压导致的损失的效果。切换停止时段中的FET2接通时间的确定方法不仅仅限于在本实施例的图2和图3中描述的方法(基于TH1的方法)。

(切换停止时段)

将描述图2所示的切换停止时段的控制。在图3所示的时段[7]中，FET1和FET2保持在关断状况中，而在电压箝位电容器C2中保持电压(图2(iv))。由于在电压箝位电容器C2中保持电压，因此，即使在预定的停止时段之后，通过接通FET2，电流也从电容器C2的+端子侧流向变压器T1(图3中的[2]的状态)。当控制单元101基于从反馈单元115输出的FB端子电压检测到需要向切换电源电路100的二次侧供给负荷的状态时，或者当经过了预定时间时，控制单元101结束切换停止时段。控制单元101在执行了后面描述的停止后控制之后进行向切换时段的迁移。

(用于实施停止后控制的时段)

将描述图3所示的[8]和[9]的停止后控制)。虽然图3所示的时段[8]中的操作与时段[2]中的操作类似，但是FET2接通时间在图3所示的时段[8]中缩短。在本实施例中，FET2接通达比继续切换停止时段的时间短的时间。FET2接通达比在切换时段中接通FET2的时间(TH1)短的时间。FET2接通达比在切换时段中接通FET2的时间(TH1)的一半短的时间(<TH1/2)。在本实施例的控制中，以比切换时段中的接通时间的比率(TL1与TH1的比率)的一半小的比率(TL2与TH3的比率)控制FET1接通时间与FET2接通时间的比率。

用于获得类似的效果的类似控制方法的例子包括以下方法。在图3所示的[8]的停止后控制中，可以以比最后在切换时段中接通FET2的FET2接通时间(TH1)([1]与[2]的和的时间)的一半短的时间(TH3<TH1/2)控制FET2接通时间TH3。FET2接通时间TH3可以为比停止前控制的FET2接通时间TH2短的时间(TH3<TH2)。在这种情况下，对该FET2接通时间(TH3)，成立关系“TH1/2≥TH2>TH3”。通过缩短时段[8]中的FET2接通时间，切换电源电路100的效率提高。更具体而言，可防止从电压箝位电容器C2流向变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls的电流的过量增加，并且，切换电源电路100的效率提高。

在图3所示的随后时段[9]中，FET1和FET2如时段[3]中那样关断，并且，时段[9]是死时间时段。在图3的死时间时段[9]之后，FET1可接通，并且，FET1可如时段[3]的描述那样执行零电压切换。

在本实施例的间歇操作中，重复图2和图3的[1]～[3]中描述的切换时段、[4]中描述的停止前控制、[5]～[7]中描述的切换停止时段、以及[8]和[9]中描述的停止后控制。在这种情况下，提供关于停止前控制和停止后控制的FET2接通时间TH2和TH3足够长的切换停止时段。作为结果，切换电源电路100的一次侧的电流或者FET1和FET2的切换次数可减少，以提高切换电源电路100的低负荷状态中的电力效率。

[切换电源电路的控制]

图4是描述根据本实施例的通过控制单元101的切换电源电路100的控制处理的流程图。当AC电源10与切换电源电路100连接且向切换电源电路100供给电力时，控制单元101开始以下的控制。在步骤(以下，称为“S”)301中，控制单元101检测从反馈单元115输入到FB端子的FB端子电压。在S302中，控制单元101根据在S301中检测的FB端子电压控制FET1接通时间。例如，控制单元101将FET1接通时间设定为TL1或TL2以控制FET1的驱动。

在S303中，控制单元101确定FB端子电压是否比预定电压FBL1小(FB<FBL1)，以确定切换电源电路100是否处于低负荷状态。用于确定切换电源电路100是否处于低负荷状态的预定电压FBL1将被称为停止电压。如果控制单元101在S303中确定FB端子电压等于或大于停止电压FBL1，那么控制单元101前进到S304的处理。在S304中，控制单元101基于依赖于FB端子电压的时间确定FET2接通时间并且返回到S301的处理。例如，控制单元101将FET2接通时间设定为TH1以控制FET2的驱动。控制单元101在包含于内部的未示出的诸如RAM的存储单元中存储切换时段中的FET2接通时间(TH1)。注意，控制单元101通过在FET1接通时间与FET2接通时间之间设置预定死时间来执行控制。在这种情况下，切换电源电路100不处于低负荷状态，并且，控制单元101执行用于连续地实施切换时段的连续操作。

如果控制单元101在S303中确定FB端子电压比停止电压FBL1小，那么控制单元101前进到S305的处理。在S305中，控制单元101控制FET2接通时间，使得FET2接通时间变为等于或小于根据FB端子电压的时间(TH1)的1/2(一半)的时间(TH2≤TH1/2)。该控制是上述的停止前控制。在S306中，控制单元101在S305中确定的FET2接通时间(TH2)之后关断并且保持FET1和FET2。该控制是上述的切换停止时段中的控制。控制单元101复位和开始未示出的定时器。

在S307中，控制单元101确定FB端子电压是否大于预定电压FBL2，以检测在切换电源电路100的二次侧作为电源电压V11供给的电力是否不足。用于确定是否进行从切换停止时段向切换时段的迁移的预定电压FBL2将被称为返回电压。停止电压FBL1与返回电压FBL2之间的关系为FBL2>FBL1，以提供滞后(hysteresis)。

如果控制单元101在S307中确定FB端子电压比返回电压FBL2大，那么控制单元101前进到S308的处理。如果在S307中FB端子电压等于或小于返回电压FBL2，那么控制单元101继续切换停止时段并且重复S307的处理。在S308中，控制单元101参照未示出的定时器来确定在S306的处理中开始的切换停止时段的长度是否比存储于控制单元101的未示出的存储器中的预定最小停止时段Tmin长。以这种方式，控制单元101使用控制单元101的内部定时器，以测量切换停止时段的长度。

如果控制单元101在S308中确定切换停止时段比最小停止时段Tmin长，那么控制单元101前进到S309的处理。如果控制单元101在S308中确定切换停止时段等于或小于最小停止时段Tmin，那么控制单元101重复S308的处理并且继续切换停止时段。以这种方式，在本实施例中，基于FB端子电压和预定时间的流逝，执行从切换停止时段向切换时段的返回的确定。但是，可基于FB端子电压、可基于时间的流逝或者可基于其它因素，来确定从切换停止时段向切换时段的返回的确定。在S309中，控制单元101从存储器读取在S304中存储的根据FB端子电压设定的FET2接通时间(TH1)。控制单元101通过以比切换时段中的FET2接通时间(TH1)的1/2短的时间设定FET2接通时间，来确定FET2接通时间(TH3<TH1/2)。控制单元101接通FET2并且返回到S301的处理。该控制是上述的停止后控制。控制单元101重复该控制以控制切换电源电路100。

如上所述，控制单元101在从切换时段到切换停止时段的迁移中接通FET2并且进行向切换停止时段的迁移。控制单元101在从切换停止时段到切换时段的迁移中也接通FET2以进行向切换时段的迁移。本实施例的切换电源电路100具有以下的特征。

在切换电源电路100的低负荷状态中执行重复切换时段和切换停止时段的间歇操作。

在切换停止时段之前执行接通FET2的停止前控制。

在切换停止时段之后执行接通FET2的停止后控制。

停止前控制和停止后控制的FET2接通时间被控制，以比切换时段中的FET2接通时间短。

根据本实施例，可提高有源箝位系统的电源装置中的低负荷期间的电力效率。

[第二实施例]

[切换电源电路的配置]

将描述根据第二实施例的切换电源电路400。对与第一实施例相同的成分提供相同的附图标记，并且，将不重复描述。图5所示的切换电源电路400包括作为反馈器件的反馈单元116和切换控制单元118。切换控制单元118切换两种状态，即用于输出作为第一电压的24V电压作为二次侧的电源电压V12的待机状态，以及用于输出作为第二电压的5V电压的睡眠状态。以这种方式，本实施例的配置与第一实施例的不同在于，包含切换待机状态和睡眠状态的切换控制单元118。本实施例与第一实施例的不同还在于，在切换电源电路400的二次侧整流电路中，作为二极管D11的替代，添加了后面描述的同步整流电路和平滑电路。本实施例的同步整流电路包含FET12、二极管D12和同步整流控制单元111。本实施例的平滑电路包含线圈L11和电容器C12。

同步整流控制单元111控制切换电源电路400的同步整流电路。同步整流控制单元111仅在通过S端子检测的二极管D12的导通时段中将D端子的输出设定为高电平，以接通作为用于同步整流的开关元件的FET12。作为结果，变压器T1的二次绕组S1的电压被整流。同步整流控制单元111为例如作为离散电路或半导体集成电路被一体化形成的控制单元。电源电压V12被供给到同步整流控制单元111的VC端子与G端子之间。电源电压V12是切换电源电路400的输出电压，并且，如后面描述的那样，在本实施例中为24V或5V的电压。电容器C11和C12以及线圈L11将通过同步整流控制单元111整流的电压平滑，并且，该电压作为电源电压V12被输出。

(反馈单元)

反馈单元116与第一实施例的反馈单元115的不同在于，包含使用电阻R53和R54以及FET51的反馈电压的切换功能。电阻R55连接于FET51的栅极端子与源极端子之间。作为用于切换反馈电压的信号的24VOUT信号从包含切换电源电路400的电子设备的控制单元等被输入到反馈单元116的FET51的栅极端子。当24VOUT信号变为高电平时，FET51接通，电阻R54短路。因此，输入到分路调节器IC5的基准端子REF的电压是通过用电阻R52和R53将电源电压V12分压而获得的电压。作为结果，切换电源电路400输出24V电压作为二次侧的电源电压V12。

另一方面，当24VOUT信号变为低电平时，FET51关断，并且，电阻R53和电阻R54串联连接。因此，输入到分路调节器IC5的基准端子REF的电压是通过用电阻R52、电阻R53和电阻R54的合成电阻将电源电压V12分压而获得的电压。作为结果，切换电源电路400输出5V电压作为二次侧的电源电压V12。以这种方式，在本实施例中，切换电源电路400的电源电压V12根据从切换电源电路400的外面输入的24VOUT信号来切换到24V或5V。

(切换控制单元)

切换控制单元118根据STAND-BY信号执行待机状态和睡眠状态的切换控制。作为用于切换切换电源电路400的操作状态的信号的STAND-BY信号从包含切换电源电路400的电子设备的控制单元等被输入到切换控制单元118的FET81的栅极端子。电阻R82连接于FET81的栅极端子与源极端子之间。当处于高电平的STAND-BY信号被输入到切换控制单元118时，FET81接通，并且，光电耦合器PC8的二次侧二极管通过电阻R81进入导通状态。作为结果，光电耦合器PC8的一次侧晶体管接通，并且，电容器C8中的电荷被放电。电容器C8的一端与控制单元101的SL端子连接，并且，当电容器C8的电荷被放电时，控制单元101的SL端子的电压(以下，称为“SL端子电压”)变为低电平。

另一方面，当处于低电平的STAND-BY信号被输入到切换控制单元118时，FET81关断，并且，光电耦合器PC8的二次侧二极管进入非导通状态。作为结果，光电耦合器PC8的一次侧晶体管也关断，并且，电容器C8通过电阻R1从电源电压V2被充电。控制单元101的SL端子电压变为高电平。控制单元101根据SL端子电压确定是将切换电源电路400置于待机状态还是将其置于睡眠状态。在本实施例中，在控制单元101的SL端子电压处于低电平的情况下，设置待机状态，在控制单元101的SL端子电压处于高电平的情况下，设置睡眠状态。但是，这可以反过来。

图6A～6D的流程图示出通过控制单元101进行的切换电源电路400的四种不同控制方法。控制单元101可根据包含切换电源电路400的电子设备实施后面描述的各种控制。当图6B～6D中的处理与图6A相同时，提供相同的附图标记，并且，将不重复描述。在本实施例中，当控制单元101实施间歇操作时，控制单元101也实施在第一实施例中描述的间歇操作(切换时段、停止前控制、切换停止时段和停止后控制)。停止前控制和停止后控制中的FET2接通时间的确定方法也与第一实施例相同。

(当24VOUT信号和STAND-BY信号被连接时)

(第一控制次序)

图6A是描述本实施例的通过控制单元101进行的切换电源电路400的第一控制次序的流程图。在图6A所示的流程图中，24VOUT信号和STAND-BY信号被连接。更具体而言，24VOUT信号和STAND-BY信号在图6A的第一控制次序中一起工作。当24VOUT信号处于高电平时，STAND-BY信号也处于高电平。当24VOUT信号处于低电平时，STAND-BY信号也处于低电平。当向切换电源电路400供给电力时，控制单元101开始第一控制次序。在S511中，控制单元101启用在第一实施例中描述的切换电源电路400的间歇操作。启用间歇操作表示使得切换电源电路400能够不仅执行连续操作而且能够根据需要执行间歇操作。

在S512中，控制单元101基于SL端子电压确定是否存在向电源电压V12输出24V电压的请求。SL端子电压是切换电源电路400用于确定待机状态和睡眠状态的切换的电压。在图6A中，STAND-BY信号和24VOUT信号被连接，并且，也可基于SL端子电压确定是将电源电压V12设定为24V电压还是将其设定为5V电压。控制单元101也可基于根据24VOUT信号改变的FB端子电压执行S512的该确定。如果控制单元101在S512中确定存在对于输出24V电压的请求，那么控制单元101前进到S513的处理。在S513中，控制单元101禁用在第一实施例中描述的间歇操作并且返回到S512的处理。禁用间歇操作表示切换电源电路400不执行间歇操作，即，一直执行连续操作。如果控制单元101在S512中确定不存在对于输出24V电压的请求，即确定输出5V电压作为电源电压V12，那么控制单元101返回到S511的处理。在S511中，控制单元101使在第一实施例中描述的间歇操作保持在启用状态。

表1是描述图6A和图6B的表格。表1的第二列表示切换电源电路400的电源电压V12为5V电压的情况，第三列表示切换电源电路400的电源电压V12为24V电压的情况。表1还对切换电源电路400的电源电压V12的各电压示出处于低负荷状态或高负荷状态的切换电源电路400的操作状态。

表1

在图6A的情况下，如果存在输出24V电压作为切换电源电路400的电源电压V12的请求，那么间歇操作被禁用(S513)。作为结果，当输出需要高电力输出的24V电压时，不执行间歇操作，并且，切换电源电路400的响应性可增强。更具体而言，如果存在向切换电源电路400的电源电压V12输出24V电压的请求，那么切换电源电路400在低负荷状态和高负荷状态中均执行连续操作。另一方面，如果不存在向切换电源电路400的电源电压V12输出24V电压的请求，那么间歇操作被启用(S511)。在这种情况下，5V电压作为切换电源电路400的电源电压V12被输出。如果切换电源电路400的电源电压V12为5V电压，那么间歇操作被启用(S511)，并且，切换电源电路400不仅执行连续操作而且根据负荷状态执行间歇操作。具体而言，如果切换电源电路400的电源电压V12为5V电压，那么在低负荷状态下执行间歇操作，在高负荷状态下执行连续操作。电源电压V12被输入到反馈单元116，并且，从反馈单元116输出到控制单元101的FB端子电压根据负荷状态改变。因此，控制单元101基于FB端子电压确定状态是低负荷状态还是高负荷状态。

(第二控制次序)

图6B是描述根据本实施例的通过控制单元101进行的切换电源电路400的第二控制次序的流程图。在图6B所述的流程图中，24VOUT信号和STAND-BY信号也被连接。当向切换电源电路400供给电力时，控制单元101开始第二控制次序。在S521中，控制单元101控制切换电源电路400，以一直执行间歇操作。S512和S513已被描述，将不重复描述。

在图6B的情况下，如果不存在输出24V电压作为切换电源电路400的电源电压V12的请求即如果输出5V电压，那么一直在间歇操作中执行控制(S521，表1)。图6B的控制可被应用于具有例如当输出5V电压时不存在高负荷状态，换而言之，当状态一直是低负荷状态的规范的电源装置。在当输出5V电压时状态一直是低负荷状态的电源装置的情况下，控制单元101可基于SL端子电压确定低负荷状态。更具体而言，在具有这些规范的电源装置中，可仅通过SL端子电压确定需要执行间歇操作的低负荷状态。如果切换电源电路400的电源电压V12为24V电压，那么该处理与图6A中的相同，将不重复描述。

在图6A和图6B的控制中，24VOUT信号和STAND-BY信号被连接。因此，作为切换控制单元118的替代，可在变压器T1的一次侧设置用于检测回扫电压的辅助绕组(未示出)，并且，可以检测辅助绕组的电压。可通过这种方式确定二次侧的电源电压V12的状态(是输出24V电压还是输出5V电压)。

(当24VOUT信号和STAND-BY信号分开时)

(第三控制次序)

图6C是描述根据本实施例的通过控制单元101进行的切换电源电路400的第三控制次序的流程图。在图6C所描述的流程图中，24VOUT信号和STAND-BY信号分开。更具体而言，24VOUT信号和STAND-BY信号在图6C的第三控制次序中不一起工作，这些信号独立地变为高电平或低电平信号。当向切换电源电路400供给电力时，控制单元101开始第三控制次序。

在S511中，控制单元101启用间歇操作。在S532中，控制单元101基于SL端子电压确定在切换电源电路400中是否存在迁移到待机状态(待机模式)的请求。如果控制单元101在S532中确定存在迁移到待机状态的请求，那么控制单元101前进到S513的处理并且禁用间歇操作。如果控制单元101在S532中确定不存在迁移到待机状态的请求，即确定状态是睡眠状态，那么控制单元101返回到S511的处理并且使间歇操作保持在启用状态。

表2是描述图6C和图6D的表格。其余部分与表1相同，将不重复描述。

表2

在图6C的情况下，不管切换电源电路400的电源电压V12是24V电压还是5V电压，如果存在输出高电力的可能性，则都向切换控制单元118输入高电平的STAND-BY信号。如果控制单元101基于SL端子电压确定模式是待机模式，那么控制单元101禁用间歇操作。在这种情况下，控制单元101不在待机状态中执行间歇操作，并且，不管状态是低负荷状态还是高负荷状态都执行切换电源电路400的连续操作。这可增强切换电源电路400的响应性。另一方面，如果在切换电源电路400中不存在迁移到待机状态的请求，那么在S511中启用间歇操作。在这种情况下，切换电源电路400进入睡眠状态。当切换电源电路400处于睡眠状态时，间歇操作被启用，并且，根据负荷状态，切换电源电路400不仅仅执行连续操作，而且执行间歇操作。具体而言，当切换电源电路400处于睡眠状态中时，在低负荷状态中执行间歇操作，在高负荷状态中执行连续操作。

(第四控制次序)

图6D是描述根据本实施例的通过控制单元101进行的切换电源电路400的第四控制次序的流程图。在图6D所描述的流程图中，与图6C同样，24VOUT信号和STAND-BY信号分开。当向切换电源电路400供给电力时，控制单元101开始第四控制次序。图6D的配置是在图6B和图6C中描述的处理的组合，将不重复描述。

在图6D的情况下，不管切换电源电路400的电源电压V12是24V电压还是5V电压，都根据切换电源电路400的模式确定是一直在间歇操作中执行控制还是禁用间歇操作。在图6D的情况下，如果在切换电源电路400中不存在迁移到待机模式的请求，即如果状态是睡眠状态，那么一直在间歇操作中执行控制(S521)。图6D的控制可被应用于具有状态在睡眠状态中一直是低负荷状态的规范的电源装置。在状态在睡眠状态中一直是低负荷状态的电源装置中，控制单元101可基于SL端子电压确定低负荷状态。在切换电源电路400处于待机模式时，处理与图6C中的相同，将不重复描述。

以这种方式，确定切换电源电路400的低负荷状态的单元不限于在第一实施例中描述的使用控制单元101的FB端子电压的单元。如在本实施例的切换电源电路400中描述的那样，可以使用从外面供给的STAND-BY信号等。本发明的特征是在使用这些单元之一确定切换电源电路400处于低负荷状态时执行间歇操作的控制方法。

除了切换电源电路100的特征以外，本实施例的切换电源电路400还具有以下的特征。

切换电源电路400的电源电压V12可被设置为多个电压(24V电压和5V电压)。

切换电源电路400具有多个状态，诸如待机状态和睡眠状态。

切换电源电路400的间歇操作在待机状态(输出24V电压的状态)中被禁用。

切换电源电路400的间歇操作在睡眠状态(输出5V电压的状态)中被启用，或者一直通过间歇操作控制切换电源电路400。

根据本实施例，可以提高有源箝位系统的电源装置中的低负荷期间的电力效率。

[第三实施例]

作为在第一和第二实施例中描述的电源装置的切换电源电路可被应用于例如图像形成装置的低电压电源，即向控制器(控制单元)或诸如电动机的驱动单元供给电力的电源。将描述具有第一和第二实施例的电源装置的图像形成装置的配置。

[图像形成装置的配置]

作为图像形成装置的例子，将描述激光束打印机。图7示出作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机300包括：作为用于形成静电潜像的图像承载部件的感光鼓311；使感光鼓311均匀带电的带电单元317(带电器件)；以及使用调色剂以将在感光鼓311上形成的静电潜像显影的显影单元312(显影器件)。转印单元318(转印器件)将在感光鼓311上显影的调色剂图像转印到作为记录材料从盒子316供给的片材(未示出)上。定影器件314定影转印到片材的调色剂图像，并且，片材被排出到托盘315。感光鼓311、带电单元317、显影单元312和转印单元318形成图像形成单元。激光束打印机300还包含在第一到第三实施例中描述的切换电源电路500。例如，可具有第一和第二实施例的切换电源电路500的图像形成装置不限于图7所示的那个，例如，该装置可以是包含多个图像形成单元的图像形成装置。该装置还可以是包括以下部件的图像形成装置：将感光鼓311上的调色剂图像转印到中间转印带的一次转印单元，以及将中间转印带上的调色剂图像转印到片材上的二次转印单元。

例如，激光束打印机300包括控制图像形成单元的图像形成操作和片材的传输操作的控制器320，并且，根据第一和第二实施例的切换电源电路500向控制器320供给电力。根据第一和第二实施例的切换电源电路500也向用于旋转感光鼓311或者用于驱动用于传输片材的各种辊的诸如电动机的驱动单元供给电力。当本实施例的切换电源电路500是第一实施例的切换电源电路100时，控制单元101基于FB端子电压执行间歇操作。在这种情况下，如在第一实施例中描述的那样，控制单元101在从切换时段到切换停止时段的迁移中执行停止前控制，并且，在从切换停止时段到切换时段的迁移中执行停止后控制。作为结果，可以提高切换电源电路500在低负荷期间的电力效率。

本实施例的图像形成装置可在正常操作模式、待机模式或睡眠模式中操作。待机模式是消耗的电力比在用于执行图像形成操作的正常操作模式中低且一旦接收到打印指令就可立即实施图像形成操作的模式。睡眠模式是消耗的电力进一步比在待机模式中低的模式。当电源装置是第二实施例的切换电源电路400时，例如，控制器320向切换电源电路400输出24VOUT信号或STAND-BY信号。如在表1和表2等中描述的那样，切换电源电路400的控制单元101在低负荷状态中基于SL端子电压执行间歇操作。控制单元101控制在第一实施例中描述的间歇操作。作为结果，可以提高切换电源电路500在低负荷期间的电力效率。

根据本实施例，可以提高有源箝位系统的电源装置中的低负荷期间的电力效率。

[第四实施例]

[电源装置]

图8是描述使用有源箝位系统的回扫电源的电路图，该回扫电源是根据第四实施例的切换电源。在以下的描述中，本实施例的切换电源的电路是切换电源电路100。诸如商用电源的AC电源10输出AC电压，并且，通过作为全波整流单元的桥二极管BD1整流的电压被输入到切换电源电路100。平滑电容器C3被用作整流电压的平滑单元。电势DCL是平滑电容器C3的较低电势，电势DCH是较高电势。切换电源电路100从在平滑电容器C3中充电的输入电压Vin将电源电压Vout输出到绝缘的二次侧。切换电源电路100可输出具有不同的电压值的多个电源电压Vout。在本实施例中，切换电源电路100例如输出24V或5V的恒定电压作为电源电压Vout。

切换电源电路100包括包含一次侧的一次绕组P1和辅助绕组P2以及二次侧的二次绕组S1的绝缘变压器T1。通过在后述的图9A和图9B中描述的切换操作，从变压器T1的一次绕组P1向二次绕组S1供给能量。变压器T1的辅助绕组P2被用于通过二极管D4和电容器C4整流和平滑施加到一次绕组P1的输入电压Vin的正向电压，以供给电源电压V1。

在切换电源电路100的一次侧，作为第一切换元件的场效应晶体管(以下，称为“FET”)1与变压器T1的一次绕组P1串联连接。电压箝位电容器C2和作为第二切换元件的FET2串联连接。串联连接的电压箝位电容器C2和FET2与变压器T1的一次绕组P1并联连接。作为FET1和FET2的控制单元的控制单元101和FET驱动单元102被设置在切换电源电路100的一次侧。与FET1并联连接的电压共振电容器C1被设置，以减少FET1和FET2关断期间的损失。作为设置电压共振电容器C1的替代，可以使用FET1的漏极端子与源极端子之间的电容。本实施例的二极管D1是FET1的体二极管。类似地，二极管D2是FET2的体二极管。

作为在变压器T1的二次绕组S1中感应的回扫电压的二次侧的整流平滑单元的整流平滑电路114被设置在切换电源电路100的二次侧(图8中的虚线框)。整流平滑电路114包含二极管D11、电容器C11和作为向一次侧反馈输出到二次侧的电源电压Vout的反馈器件的反馈单元115(图8中的虚线框)。

通过由振荡器等产生的时钟操作的诸如CPU和ASIC的运算控制单元被用作本实施例的控制单元101。作为结果，可通过简单和便宜的电路配置实现后面描述的复杂控制。将在假定控制单元101是CPU的情况下描述本实施例。通过DC/DC转换器104产生的电源电压V2从DC/DC转换器104的OUT端子被供给到控制单元101的VC端子与G端子之间。控制单元101基于从反馈单元115输入到FB端子的电压信号输出控制信号DRV1和控制信号DRV2，并且，通过FET驱动单元102控制FET1和FET2。控制信号DRV1是用于驱动FET1的信号，DRV2是用于驱动FET2的信号。

FET驱动单元102是根据从控制单元101输入的控制信号DRV1产生FET1栅极驱动信号DRV-L并且根据控制信号DRV2产生FET2栅极驱动信号DRV-H的电路。电源电压V1被供给到FET驱动单元102的VC端子与G端子之间。为了驱动FET2，包含电容器C5和二极管D5的电荷泵电路向VH端子与GH端子之间供给电源电压V1。当从控制单元101输入高电平的控制信号DRV1时，FET驱动单元102将FET1栅极驱动信号DRV-L置于高电平，并且，FET1接通。类似地，当从控制单元101输入高电平的控制信号DRV2时，FET驱动单元102将FET2栅极驱动信号DRV-H置于高电平，并且，FET2接通。

DC/DC转换器104是被配置为转换输入到VC端子与G端子之间的电源电压V1以从OUT端子输出电源电压V2的三端子调节器或降压型切换电源。启动电路103是被配置为转换输入到VC端子与G端子之间的输入电压Vin以从OUT端子输出电源电压V1的三端子调节器或降压型切换电源。启动电路103是仅在从辅助绕组P2供给的电源电压V1等于或小于预定电压值时操作的电路，并且被用于在启动切换电源电路100时供应电源电压V1。

(反馈单元)

反馈单元115被用于将电源电压Vout控制在预定电压(以下，称为“目标电压”)并且根据电源电压Vout输出信号。通过输入到分路调节器IC5的基准端子REF的电压(即，基准电压)与电源电压Vout的分压比，设定电源电压Vout。更具体而言，通过分压电阻R52、R53和R54，设定电源电压Vout。当电源电压Vout变得比目标电压(24V或5V)高时，分路调节器IC5的阴极端子K引入(draw in)电流，并且，光电耦合器PC5的二次侧二极管通过上拉电阻R51进入导通状态。作为结果，光电耦合器PC5的一次侧晶体管操作，并且，从电容器C6电荷放电。因此，控制单元101的FB端子的电压(以下，称为“FB端子电压”)降低。另一方面，当电源电压Vout变得比目标电压低时，分路调节器IC5的阴极端子K不引入电流，并且，二次侧二极管进入非导通状态。作为结果，光电耦合器PC5的一次侧的晶体管关断，并且，电荷电流从电源电压V2通过电阻R2流向电容器C6。因此，控制单元101的FB端子电压增加。

从反馈单元115输入相当于根据电源电压Vout的信号的FB端子电压，并且，控制单元101检测FB端子电压以执行用于将电源电压Vout控制在在目标电压的反馈控制。以这种方式，控制单元101可监视FB端子电压，以间接地执行电源电压Vout的电压的反馈控制。作为反馈单元115的替代，控制单元101可被设置在二次侧，并且，电源电压Vout的电压可被监视以直接执行电源电压Vout的电压的反馈控制。

(目标电压切换单元)

在目标电压切换单元(以下，称为“切换单元”)117中，24VSL信号被输入到FET71的控制端子。24VSL信号被切换，以切换两种状态即作为第一电压的5V电压被输出到电源电压Vout的第一状态和作为比第一电压高的第二电压的24V电压被输出的第二状态。从包含切换电源电路100的电子设备的控制单元等输出的24VSL信号被输入到切换单元117。具体而言，切换单元117在24VSL信号处于高电平的情况下将状态切换到第二状态以输出24V电压作为电源电压Vout。切换单元117在24VSL信号处于低电平的情况下将状态切换到第一状态以输出5V电压作为电源电压Vout。24VSL信号被输入到FET71的栅极端子。电源电压Vout通过光电耦合器PC7的光电二极管和电阻R71与FET71的漏极端子连接，并且，源极端子接地。电阻R72连接于FET71的栅极端子与源极端子之间。

当24VSL信号变为高电平时，FET71接通，并且，光电耦合器PC7的二次侧二极管通过电阻R71进入导通状态。作为结果，光电耦合器PC7的一次侧晶体管操作，并且，从电容器C7电荷放电。控制单元101的24SL端子的电压(以下，称为“24SL端子电压”)变为低电平。另一方面，当24VSL信号变为低电平时，FET71关断，并且，光电耦合器PC7的二次侧二极管进入非导通状态。作为结果，光电耦合器PC7的一次侧晶体管关断，并且，电容器C7通过电阻R1从电源电压V2被充电。控制单元101的24SL端子的电压变为高电平。控制单元101根据24SL端子电压检测目标电压是24V还是5V。在本实施例中，当供给电源电压Vout的切换电源电路100的负荷在正常状态中操作时，目标电压为24V。另一方面，当负荷在待机状态或睡眠状态中操作时，目标电压为5V，以与正常操作中的电力消耗相比减少电力消耗。

24VSL信号被输入到切换单元117并且也被输入到反馈单元115。FET51与反馈单元115的电阻R54并联连接。24VSL信号被输入到FET51的栅极端子，并且，电阻R55连接于栅极端子与源极端子之间。当24VSL信号变为高电平时，FET51接通，电阻R54短路。作为结果，分路调节器IC5的基准电压与电源电压Vout的分压比减小，并且，在向电源电压Vout输出24V的同时执行反馈控制。另一方面，当24VSL信号变为低电平时，FET51关断，并且，电阻R53和电阻R54串联连接。作为结果，基准电压与电源电压Vout的分压比增加，并且，在向电源电压Vout输出5V的同时执行反馈控制。

(输入电压检测单元)

输入电压检测单元113向控制单元101的V1SN端子输入通过用电阻R61和R62将电源电压V1分压而获得的电压。作为结果，控制单元101可检测输入电压Vin的电压。

[切换电源电路的操作]

将参照图9A和图9B描述根据本实施例的切换电源电路100的操作。控制单元101通过死时间交替地接通和关断FET1和FET2，使得FET1和FET2不同时接通，并且，以这种方式，切换电源电路100向二次侧供给电力。图9A是在多个时段([11]～[14])中分类和示出FET1和FET2的端子电压和电流波形的示图。在图9A中，(i)是示出FET1的栅极与源极之间的电压即从FET驱动单元102输入到FET1的栅极端子的栅极驱动信号DRV-L的示图。示图(ii)示出FET2的栅极与源极之间的电压，即从FET驱动单元102输入到FET2的栅极端子的栅极驱动信号DRV-H。示图(iii)示出FET1的漏极与源极之间的电压。示图(iv)示出FET1的漏极电流。示图(v)示出FET2的漏极电流。示图(vi)示出在二极管D11中流动的电流。FET1漏极电流包含在二极管D1和电容器C1中流动的电流。FET2漏极电流包含在二极管D2中流动的电流。横轴表示时间。图9B示出图9A所示的多个时段([11]～[14])中的电流的流动以及简单的电路图。以下将描述各时段的操作。在图9B中，变压器T1分成泄漏电感Lr、耦合电感Ls和理想变压器Ti。图9B的电路中的粗实线箭头表示在各时段中流动的电流。

在时段[11]中，FET1接通。电流从平滑电容器C3流向变压器T1的一次绕组P1，并且，在变压器T1的泄漏电感Lr和激励电感Ls中存储能量。在这种情况下，FET1的漏极与源极之间的电压基本上为零，并且，在FET1中流动的漏极电流线性增大。

时段[12]是FET1和FET2均关断的时段，即死时间。当FET1关断时，在变压器T1的一次绕组P1中流动的电流流动并且将电压共振电容器C1充电([12]中的箭头a)。当电压共振电容器C1被充电时，FET1的漏极与源极之间的电压增大。

当FET1的漏极与源极之间的电压超过电压箝位电容器C2的+端子的电压时，在变压器T1的一次绕组P1中流动的电流开始如下流动。电流开始流动并且通过FET2的二极管D2将电压箝位电容器C2充电([12]中的箭头b)。作为结果，泄漏电感Lr的跳变电压被电压箝位电容器C2吸收，并且，可以减少施加到FET1的漏极与源极之间的浪涌电压。FET2的漏极与源极之间的电压基本上为零。因此，可通过在这种状态下迁移到时段[13]来接通FET2，并且，可以实现FET2的利用零电压的切换。

时段[12](死时间)可被设定为以下这样的时段：该时段基本上相当于在FET1关断之后FET2的漏极与源极之间的电压基本上变为零的时间，或者比其稍长。如果时段[12]长，那么电流在二极管D2中流动的时段变长，这导致不必要的电力的消耗。另一方面，如果时段[12]短，那么FET2在FET2的漏极与源极之间的电压变为零之前接通。因此，不能实现通过零电压的切换，并且，类似地消耗不必要的电力。因此，时段[12]可被设定为适当的值以减少电力消耗。

时段[13]是FET1关断且FET2在死时间之后接通的时段。从变压器T1以及通过FET2或者二极管D2，电压箝位电容器C2的+端子侧通过在接通FET1时流动的电流被充电([13]中的箭头c)。泄漏电感Lr的跳变电压可被电压箝位电容器C2吸收，并且，可以减少施加到FET1的漏极端子与源极端子之间的浪涌电压。当电压箝位电容器C2的电压增加时，二次侧的二极管D11接通，并且，通过变压器T1的二次绕组S1向切换电源电路100的二次侧供给电力。

随后，在时段[13]中，电流通过FET2从电容器C2的+端子侧流向变压器T1([13]中的箭头d)。由于电压箝位电容器C2与变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls的共振，在变压器T1中流动的电流流动。当电压箝位电容器C2的电压降低时，二次侧的二极管D11进入非导通状态，并且，不向切换电源电路100的二次侧供给电力。FET2的导通状态保持，并且，从电压箝位电容器C2流向变压器T1的泄漏电感Lr和耦合电感Ls的电流增大。

在图9A的(v)中的FET2漏极电流中，由点线表示的波形表示在变压器T的激励电感Ls中流动的激励电流，并且，该电流线性地减小。激励电流和在理想变压器Ti中流动的电流的和是FET2漏极电流。在理想变压器Ti中流动的电流具有与在二极管D11中流动的电流类似的形状。

在时段[13]中，电流在不向二次侧供给电力的时段(在图9A中写为“[13]off”的时段)中如下流动。更具体而言，电流主要根据电压箝位电容器C2与变压器T1的泄漏电感Lr和激励电感Ls的共振操作在FET2中流动。同时，电流在向二次侧供给电力的时段(在图9A中写为“[13]on”的时段)中如下流动。更具体而言，电流主要根据电压箝位电容器C2与变压器T1的泄漏电感Lr的共振操作在FET2中流动。泄漏电感Lr的电感值明显比激励电感Ls的小，并且，时段“[13]on”中的共振频率比时段“[13]off”中的共振频率高。

当在变压器T的激励电感Ls中流动的激励电流变为零时，存储于激励电感Ls中的能量均被释放。当FET2保持接通时，电流开始从电压箝位电容器C2向激励电感Ls流动，并且，激励电感Ls再次开始存储能量。

时段[14]是FET1和FET2均再次关断的时段，即死时间。当FET2关断时，在变压器T1的一次绕组P1中流动的电流流动以将电压共振电容器C1放电。当电压共振电容器C1被放电时，FET1的漏极与源极之间的电压降低。当FET1的漏极与源极之间的电压下降以低于零时，通过二极管D1在平滑电容器C3中重新产生在变压器T1的一次绕组P1中流动的电流。当通过在这种状态下返回到时段[11]而接通FET1时，可以实现FET1的通过零电压的切换。在时段[14]中，与时段[12]同样，时段[14]可被设定为这样的时段，该时段基本上相当于FET1的漏极与源极之间的电压在FET2关断之后基本上变为零的时间或者比其稍长，并且，可以减少电力消耗。

如上所述，作为根据本实施例的切换电源的使用有源箝位系统的回扫电源可通过重复时段[11]～[14]来减少泄漏电感Lr的浪涌电压。可在用零电压切换FET1和FET2的同时向二次侧供给电力。其中用于执行重复接通或关断FET1和FET2的切换操作的时段将被称为切换时段，并且，其中切换时段继续的操作将被称为连续操作。停止切换操作的时段将被称为切换停止时段。

[间歇操作]

将描述其中控制单元101重复地控制切换时段和切换停止时段的切换电源电路100的间歇操作。图10A是示出切换电源电路100的连续操作期间的波形的示图，图10B是示出切换电源电路100的间歇操作期间的波形的示图。在图10A和图10B中，(i)表示FET1的二极管D1的电压，即FET1栅极驱动电压DRV-L，(ii)表示FET2的二极管D2的电压，即FET2栅极驱动电压DRV-H。在图10A和图10B中，(iii)表示FET1漏极电流，(iv)表示FET1的漏极端子与源极端子之间的电压。在图10A和图10B中，(v)表示控制单元101的FB端子电压，点线表示后面描述的FET1和FET2。横轴表示时间。

在切换电源电路100的低负荷状态中，如图10A所示，如果切换电源电路100的控制在切换时段中继续，那么出现以下问题。例如，由于通过切换电源电路100的一次侧的电流导致的电阻损失或者由于FET1和FET2的切换损失，切换电源电路100的效率降低。因此，如图10B所示，在切换电源电路100的低负荷状态中执行用于重复后面描述的切换时段和切换停止时段的间歇操作。作为结果，切换电源电路100的一次侧的电流或者FET1和FET2切换的次数可减少，以提高切换电源电路100的低负荷状态中的电力效率。

切换电源电路100的控制单元101基于反馈单元115的反馈信息(FB端子电压)等检测切换电源电路100的低负荷状态。当控制单元101检测到低负荷状态时，控制单元101执行后面描述的停止前控制并然后进行向切换停止时段的迁移。在本实施例中，当控制单元101检测到FB端子电压变得比电压FBL1低时，控制单元101确定切换电源电路100被切换到低负荷状态。当控制单元101确定切换电源电路100被切换到低负荷状态时，控制单元101进行向切换停止时段的迁移。在迁移到切换停止时段之后，当以下的两个条件均得到满足时，控制单元101再次进行向切换时段的迁移。两个条件中的一个是FB端子电压变得比电压FBL2大，另一个是切换停止时段变得比存储于包含于控制单元101中的未示出的存储单元中的预定最小停止时段Tmin长。当FB端子电压变得比电压FBL2大且切换停止时段变得比最小停止时段Tmin长时，控制单元101执行后面描述的停止后控制并然后进行向切换时段的迁移。从开始停止后控制经由切换时段和停止前控制的时段到结束切换停止时段的时间是间歇操作时段。

在本实施例的切换电源电路100中，电压FBL2被设定为比电压FBL1高的电压。电压FBL2是在用于进行从切换停止时段到切换时段的迁移的确定中使用的电压，并且，电压FBL1是在用于进行从切换时段到切换停止时段的迁移的确定中使用的电压。以这种方式，使用FB端子电压的过冲和下冲以实现图10B所示的间歇操作。在图10B所示的间歇操作中，控制单元101使用未示出的嵌入的定时器以执行控制以防止切换停止时段变得比存储于控制单元101的存储单元中的预定最小停止时段Tmin短。通过防止图10B所示的间歇操作时段变得太短，由在间歇操作期间从切换电源电路100的变压器T1产生的高频率导致的操作声音减少。可通过使得最小停止时段Tmin可变来控制最小停止时段Tmin，使得间歇操作时段变为恒定时段。在切换电源电路100的高负荷状态中，控制单元101的FB端子电压保持在高电平。换句话说，保持控制单元101的FB端子电压比电压FBL2高的状态。因此，状态不变为图10B所示的间歇操作状态。该控制可在图10A所示的切换时段中继续，并且，该状态可以是切换电源电路100的连续操作状态。

[停止前控制]

将描述图10B的间歇操作时段中的停止前控制。在控制单元101的FB端子电压下降以低于电压FBL1(FB<FBL1)之后，停止前控制在FET1的接通条件结束的定时开始。可通过执行停止前控制提高电力效率。停止前控制的时段是从FET1的关断到FET2的关断的时段，并且，停止前控制的时段包含FET2接通时间[4]。停止前控制的时段中的FET2接通时间[4]被设定为切换时段的FET2接通时间([1]与[2]的和)的一半。在停止前控制的时段中，在FET2接通之后在从图9A的[13]中的c的状态切换到[13]中的d的状态之前，或者，换句话说，在共振电流的方向的切换的定时之前，FET2关断。这是为了尽可能多地减少仅通过二极管D2施加变压器T1与电压箝位电容器C2的共振电流的时间。

在本实施例中，如果电流从电压箝位电容器C2的+端子侧流向变压器T1(图9A中的[13]的d的时段)，那么在FET关断时，噪声会增加。因此，FET2接通时间[4]被设定为比最佳时间稍短的时间。

[停止后控制]

将描述图10B的间歇操作时段中的停止后控制。当控制单元101的FB端子电压超过电压FBL2(FB>FBL2)且切换停止时段变得比最小停止时间Tmin长时，停止后控制开始。通过执行停止后控制，可提高电力效率。停止后控制中的FET2接通时间[8]的最佳值被设定为进一步比图10B的[4]所示的FET2接通时间短的时间。变压器T1的磁复位在切换停止时段期间完成。因此，图10B所示的停止后控制的FET2接通时间[8]可以是比切换时段中的[2]的接通时间短的时间。即使以这种方式执行设定，也可从电压箝位电容器C2向变压器T1供给在时段[9]中移动电压共振电容器C1的电荷所需要的能量。

但是，即使停止前控制中的FET2接通时间[4]和停止后控制中的FET2接通时间[8]比最佳值长，也可在以下情况下提高低负荷状态中的切换电源电路100的电力效率。更具体而言，当进行向图10B所示的间歇操作的迁移时，与继续图10A的连续操作时相比，可提高低负荷期间的电力效率。当FET2接通时间([4]和[8])比最佳值短时，通过停止前控制和停止后控制提高电力效率的效果比FET2接通时间为最佳时间的情况下的效果小。但是，虽然效果减小，但可提高切换电源电路100的低负荷状态中的电力效率。

因此，即使当停止前控制和停止后控制中的FET2接通时间([4]和[8])比最佳时间长或短时，也可获得提高切换电源电路100的低负荷状态中的电力效率的效果。因此，本实施例的配置不将停止前控制和停止后控制中的FET2接通时间仅仅限于最佳接通时间。

[电源电压Vout的控制方法]

将描述作为二次侧的输出电压的电源电压Vout的控制方法。在本实施例的切换电源电路100中，电源电压Vout大致由下式(1)表达。

这里，TIME1是FET1接通时间，并且是图9B中的时段[11]。TIME2是FET2接通时间，并且是图9B中的时段[13]。Nr是变压器T1的一次绕组P1的卷数Np1与二次绕组S1的卷数Ns1的比率(Np1/Ns1)。

根据式(1)，可以理解，电源电压Vout由TIME1与TIME2的比率和输入电压Vin确定。因此，TIME1和TIME2中的一个或二者可改变以控制TIME1和TIME2的比率，以通过考虑输入电压Vin将电源电压Vout控制在恒定电压。

根据式(1)，还可理解，电源电压Vout仅由TIME1和TIME2确定，与二次侧的负荷无关。但是，当负荷实际增加时，由二极管D11导致的电压降增大，并且，电源电压Vout降低。负荷的增加降低输入电压Vin的电压并且增加由FET接通电阻导致的漏极与源极之间的电压。施加于变压器T1的激励电感Ls的电压在图9B的时段[11]中降低，并且电源电压Vout也降低。因此，尽管式(1)成立，但是电源电压Vout实际上在一定程度上受二次侧的负荷影响。作为结果，可从输入电压Vin和TIME1与TIME2的比率估计负荷状态。即，控制单元101的FB端子电压可被监视以把握负荷状态。

根据式(1)，可以理解，在保持TIME1与TIME2的比率的同时增加或减小切换频率不改变电源电压Vout。因此，可以选择适宜使用的频率以将电源电压Vout控制在目标电压。但是，出于以下描述的原因，切换频率还需要被控制以尽可能多地减少切换电源电路100中的电力消耗。

[激励电感Ls与负荷之间的关系]

图11A和图11B示出当TIME1与TIME2的比率恒定时在变压器T1的激励电感Ls中流动的电流根据负荷改变。图11A示出切换频率为fa的情况，图11B示出切换频率为fb的情况。图11B的切换频率fb比图11A的切换频率fa小(fa>fb)。图11A和图11B示出在正常负荷期间、在低负荷期间以及在高负荷期间在激励电感Ls中流动的电流。在激励电感Ls中流动的电流的最大值是峰值电流Ip，并且，最小值是谷值电流Ib。

在图9A和图9B的时段[13]中存储于激励电感Ls中的能量被用于在时段[14]中将电压共振电容器C1的电荷放电，并且，在这种情况下流动的电流是谷值电流Ib。因此，谷值电流Ib具有将电压共振电容器C1的电荷放电所需要的最小值。该值是负值，并且，将该值称为Ibmin。如果谷值电流Ib超过最小需要值Ibmin，那么不能用零电压切换FET1，并且，切换电源电路100中的电力消耗增加。

例如，在图11A的切换频率fa的情况下，在负荷为低负荷时，谷值电流Ib满足Ib<Ibmin的关系，并且，FET1可用零电压执行切换。但是，在图11A中，当负荷是正常负荷或者高负荷时，谷值电流Ib具有Ib>Ibmin的关系，并且，FET1不能用零电压执行切换。在这种情况下，执行控制以降低切换频率，使得谷值电流Ib满足Ib<Ibmin的关系。例如，如果切换频率在正常负荷中从fa下降到fb，那么，如图11B所示，谷值电流Ib满足Ib<Ibmin的关系，并且，FET1可用零电压执行切换。相反，如果切换频率在负荷为低负荷时从fa下降到fb，那么，如图11B所示，低负荷期间的谷值电流Ib下降为远低于Ibmin。如果谷值电流Ib下降为远低于Ibmin，那么存储于激励电感Ls中的能量不被传送到二次侧，并且，能量返回到平滑电容器C3。在这种情况下，切换电源电路100中的电力消耗也增加。

因此，为了提高切换电源电路100的电力的转换效率，需要根据负荷波动改变切换频率，使得激励电感Ls的谷值电流Ib变为适当值。在相同的负荷下，目标电压越小，接通FET2的时间TIME2越长并且切换频率越低。总之，可基于控制单元101的FB端子电压将TIME1和TIME2控制在最佳值，以对宽范围的负荷在减少电力消耗的同时将电源电压Vout控制在恒定电压。

[根据目标电压的TIME1和TIME2的控制方法]

将参照图12描述作为本实施例的特征性配置的根据目标电压的TIME1和TIME2的控制方法。图12对于目标电压为24V的情况下的各输入电压Vin示出与控制单元101的FB端子电压对应的TIME1、TIME2、以及TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)的表格的例子。图13是与图12类似的表格，并且，是目标电压为5V的情况下的表格。具体而言，对于各目标电压，示出作为相当于225V的AC电源电压的V1SN端子电压的51dec的情况下的值和作为相当于215V的AC电源电压的V1SN端子电压的48dec的情况下的值。以与AC电源电压成反比的方式确定TIME1。更具体而言，对于较高的AC电源电压，TIME1被设定为较短的时间。另一方面，将二次侧的输出电压控制在恒定电压，并且，TIME2是恒定的，不管AC电源电压如何。

图14A～14D示出图12和图13的示图。图14A的纵轴示出目标电压为24V的情况下的TIME1和TIME2的时间(μs)。图14B的纵轴示出目标电压为24V的情况下的TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)，横轴示出FB端子电压[dec]。图14C的纵轴示出目标电压为5V的情况下的TIME1和TIME2的时间(μs)，图14D的纵轴示出目标电压为5V的情况下的TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)。

如上所述，FB端子电压是用于间接地检测电源电压Vout并且把握二次侧的负荷状态的信息。控制单元101的V1SN端子和FB端子与未示出的内部模拟和数字(以下，称为“AD”)转换器连接。AD转换器执行输入到控制单元101的V1SN端子和FB端子的电压的AD转换。以具有6位数字值的十进制数[dec]显示图12中的V1SN端子电压和FB端子电压。

当目标值为24V时，TIME1和TIME2被设定，使得负荷随着FB端子电压的增加而增加。具体而言，如图14A所示，TIME1和TIME2被设定，使得TIME1和TIME2均随着FB端子电压的增加而增加。如图14B所示，TIME1和TIME2被设定，使得TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)也随着FB端子电压的增加而增加。

另一方面，当目标值为5V时，TIME1和TIME2被设定，以执行间歇地接通和关断FET1和FET2的操作，即间歇操作，以减少切换电源电路100的电力损失。可通过设定TIME1和TIME2强制执行间歇操作，使得TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)相对于目标电压足够大。这意味着输出电压Vout(＝TIME1/TIME2×Vin/Nr)在连续操作中被设定为例如6V，并且，输出电压Vout在间歇操作中被调整为5V。在本实施例中，如图14C所示，当目标电压为5V时，TIME1和TIME2被设定，使得TIME1和TIME2均是恒定值，与FB端子电压无关。因此，如图14D所示，TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)也是恒定值，与FB端子电压无关。当目标电压为24V时，与目标电压为5V的情况相比，存在其中FET1接通时间较长、FET2接通时间较短且用于交替地接通和关断FET1和FET2的时段较短的至少一个FB端子电压。例如，在图14A～14D的示图中，在FB端子电压为约40dec之后，TIME1和TIME2满足这种关系。

在目标电压为24V和5V的情况下，为了考虑输入电压Vin的影响，使用的表格根据V1SN端子电压改变。图12和图13描述V1SN端子电压为51dec(相当于作为AC电源10的电压的225V)的情况和V1SN端子电压为48dec(相当于作为AC电源10的电压的215V)的情况下的表格和示图。在图14A～14D中，实线示出V1SN端子电压为48dec的情况，虚线示出V1SN端子电压为51dec的情况。比较表格，TIME2不依赖于V1SN端子电压(实线和虚线重叠)，仅TIME1依赖于V1SN端子电压。从图14A和图14C可以理解，V1SN端子电压越大，则TIME1越短。TIME1和V1SN端子电压成反比。从图14B和图14D可以理解，V1SN端子电压越大，则TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)越小。TIME1与TIME2的比率和V1SN端子电压成反比。

在本实施例中，负荷波动在目标电压为24V的情况下比在目标电压为5V的情况下大。因此，在目标电压为24V的情况下，与切换电源电路100中的电力损失的减少相比，更要求电源电压Vout对负荷波动的追随性。因此，在本实施例中，在目标电压为24V的情况下，控制单元101如图12那样控制FET1接通时间TIME1和FET2接通时间TIME2，使得切换电源电路100执行连续操作。另一方面，当目标电压为5V时，由于切换电源电路100被长时间连续使用，因此强烈要求减少切换电源电路100中的电力损失。因此，在本实施例中，在目标电压为5V的情况下，控制单元101如图13那样控制FET1接通时间TIME1和FET2接通时间TIME2，使得切换电源电路100执行间歇操作。虽然在本实施例中在目标电压为24V的情况下执行连续操作，但是可在目标电压为24V的情况下执行连续操作和间歇操作。在这种情况下，例如，控制单元101可在FB端子电压比预定电平低时执行间歇操作，而可在FB端子电压等于或高于预定电平时执行连续操作。

以这种方式，CPU被用作控制单元101以根据目标电压将FET1和FET2接通时间控制在适当的值。作为结果，即使当提供多个目标电压时，也可实现可灵活地应对各目标电压所需要的规范的切换电源。用于输出目标电压的FET1和FET2的切换操作的常规控制方法的例子包括在通过PWM控制保持恒定切换频率的同时改变占空(on-duty)的方法。控制方法的另一例子包括固定关断时间和FET2接通时间并且改变FET1接通时间以改变切换频率的方法。在本实施例的FET1和FET2的控制中，与常规的控制相比，FET1和FET2接通时间根据FB端子电压被设定，并且，切换频率也改变以输出目标电压。

根据本实施例，可输出多个电压的电源装置可灵活应对各电压所需要的规范。

[第五实施例]

[电源装置]

将描述第五实施例。对于本实施例中的切换电源，对与在第四实施例中描述的部件相同的部件提供相同的附图标记，将不重复描述。图15示出根据本实施例的作为电源装置的电路的切换电源电路500。切换电源电路500具有四种状态，即作为负荷正常的状态的驱动状态、作为负荷低的状态的待机状态、负荷低且负荷波动小的睡眠状态、以及负荷进一步降低的深睡状态。驱动状态和待机状态中的目标电压为24V，睡眠状态和深睡状态中的目标电压为5V。当FET1接通时间变得等于或小于预定时间时，控制单元101进行从连续操作到间歇操作的迁移。在本实施例中，作为用作从连续操作迁移到间歇操作的阈值的FET1接通时间的预定时间是在目标电压为5V的情况与目标电压为24V的情况之间改变的时间。连续操作期间的FET1接通时间根据FB端子电压改变。因此，在本实施例中，是否从连续操作向间歇操作迁移基于与预定时间相当的FB端子电压的值被确定。

当作为控制单元的控制单元501的24SL端子处于高电平(目标电压为24V)时，控制单元501确定状态是驱动状态和待机状态中的一种并且将目标电压设定为24V。如果控制单元501的FB端子电压等于或小于20dec，则控制单元501确定状态为待机状态，如果FB端子电压等于或大于21dec，则控制单元501确定状态为驱动状态。当24SL端子处于低电平(目标电压为5V)时，控制单元501确定状态是睡眠状态和深睡状态中的一种并且将目标电压设定为5V。如果控制单元501的FB端子电压等于或大于47dec，则控制单元501确定状态为睡眠状态，如果FB端子电压等于或小于46dec，那么控制单元501确定状态为深睡状态。

与第四实施例的图8相比，切换电源电路500的二次侧整流电路119是包含同步整流控制单元111、FET12、二极管D12、线圈L11、电容器C11和电容器C12的平滑电路。它与第四实施例不同。本实施例中的二次侧的配置可被应用于第四实施例，或者第四实施例中的二次侧的配置可被应用于本实施例。同步整流控制单元111的端子S可确定二极管D12是导通还是不导通，并且，只有如果端子S确定二极管D12处于导通状态，同步整流控制单元111才将端子D置于高电平状态。以这种方式，用于同步整流的FET12接通，并且，变压器T1的二次绕组S1的电压被整流。同步整流控制单元111是作为离散电路或半导体集成电路一体化形成的控制单元。在同步整流控制单元111的端子VC与端子G之间供给电源电压Vout。电容器C11和C12以及线圈L11使通过同步整流控制单元111整流的电压平滑，并且，该电压作为电源电压Vout被输出。

输入电压检测单元516的配置也与第四实施例的输入电压检测单元113不同。输入电压检测单元516的分压电阻R91和R92将存储于平滑电容器C3中的输入电压Vin分压，并且，输入电压检测单元516将该电压输入到控制单元501的VinSN端子。以这种方式，控制单元501检测输入电压Vin的电压。

[根据目标电压的TIME1和TIME2的控制方法]

将参照图16～18D描述本实施例中的根据目标电压的TIME1和TIME2的控制方法。图16与图12对应，图17与图13对应，18A～18D与图14A～14D对应。将不进行重复的描述。在目标电压为24V的情况下，TIME1和TIME2被设定，使得当切换电源电路500处于驱动状态中时，即当FB端子电压等于或大于作为第二电平的21dec时，负荷随FB端子电压的增加而增加。因此，当目标电压为24V且FB端子电压等于或大于21dec时，TIME1和TIME2被设定，使得TIME1和TIME2以及TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)随FB端子电压的增加而增加(图18A和图18B)。

另一方面，当切换电源电路500处于待机状态时，即当FB端子电压等于或小于20dec时，切换频率高且可变得等于或大于预定频率。具体而言，预定频率是使得AC电源10上的辐射的噪声的影响变大的150kHz的频率，并且，该频率在待机状态中会超过150kHz。为了在本实施例中避免这种情况，在FB端子电压等于或小于其中负荷小的20dec时，TIME1是恒定的，与FB端子电压无关，并且，TIME2被设定为随着FB端子电压的增加而减小(图18A)。在间歇操作期间，FB端子电压越低，则TIME2的接通时间越长。以这种方式，控制单元101将间歇操作期间的FET2接通时间控制在等于或大于向间歇操作迁移时的FET2接通时间的长度中。作为结果，TIME1和TIME2的比率(TIME1/TIME2)随FB端子电压的增加而增加(图18B)。因此，可从驱动状态保持其中负荷随FB端子电压的增加而增加的FB端子电压与负荷之间的关系，并且，可以避免切换频率超过使得AC电源10上的辐射的噪声的影响大的150kHz的情况。

在目标电压为5V的情况下，当切换电源电路500处于深睡状态时即当FB端子电压等于或小于46dec时，TIME1和TIME2被设定如下。更具体而言，为了减少切换电源电路500中的电力损失，TIME1和TIME2被设定以执行FET1和FET2被间歇地接通和关断的间歇操作。可通过设定TIME1和TIME2强制执行间歇操作，使得TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)相对于目标电压变得足够大。在本实施例中，TIME1和TIME2均被设定为恒定值，与FB端子电压无关(图18C)。

另一方面，在切换电源电路500处于睡眠状态中的情况下，即，在FB端子电压等于或大于作为第一电平的47dec的情况下，如果如在深睡状态中那样执行间歇操作，那么输出电压Vout的涟波(ripple)增加。为了在本实施例中避免这种情况，在睡眠状态中，TIME1和TIME2均随FB端子电压的增加而增加，使得负荷随FB端子电压的增加而增加(图18C)。在本实施例中，TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)也被设定为增大(图18D)。与第四实施例同样，使用的表格可根据与AC电源电压相当的VinSN端子电压改变，以通过考虑输入电压Vin的影响执行控制。在图18A～18D的示图中，实线示出VinSN端子电压为48dec的情况，并且，虚线示出VinSN端子电压为51dec的情况。比较表格，TIME2不依赖于VinSN端子电压，仅TIME1依赖于VinSN端子电压。从图18A和图18C可以理解，VinSN端子电压越大则TIME1越短。TIME1和VinSN端子电压成反比。从图18B和图18D可以理解，VinSN端子电压越大则TIME1与TIME2的比率(TIME1/TIME2)越小。TIME1与TIME2的比率和VinSN端子电压成反比。

[根据目标电压的控制的切换控制]

将参照图19的流程图描述上述的控制单元501的根据目标电压的控制的切换的流程。在步骤(以下，称为“S”)701中，控制单元501确定输入到控制单元501的24SL端子的电压是否处于高电平。如果控制单元501在S701中确定高电平的信号被输入到24SL端子，那么控制单元501在S702中将目标电压设定为24V。在S703中，控制单元501确定FB端子电压是否等于或大于21dec。

如果控制单元501在S703中确定FB端子电压等于或大于21dec，那么控制单元501在S704中确定切换电源电路500处于驱动状态并且在S705中控制切换电源电路500以执行连续操作。更具体而言，控制单元501根据VinSN端子电压用图16的目标电压24V中的等于或大于21的FB端子电压设定TIME1和TIME2。

另一方面，如果控制单元501在S703中确定FB端子电压小于21dec(等于或小于20dec)，那么控制单元501在S706中确定切换电源电路500处于待机状态并且在S707中控制切换电源电路500以执行间歇操作。更具体而言，控制单元501根据VinSN端子电压用图16的目标电压24V中的等于或小于20的FB端子电压设定TIME1和TIME2，并且执行间歇操作。

如果控制单元501在S701中确定输入到控制单元501的24SL端子的电压处于低电平，那么控制单元501在S708中将目标电压设定为5V。在S709中，控制单元501确定FB端子电压是否等于或大于47dec。如果控制单元501在S709中确定FB端子电压等于或大于47dec，那么控制单元501在S710中确定切换电源电路500处于睡眠状态并且在S711中控制切换电源电路500以执行连续操作。更具体而言，控制单元101根据VinSN端子电压用图17的目标电压5V中的等于或大于47的FB端子电压设定TIME1和TIME2。

另一方面，如果控制单元501在S709中确定FB端子电压小于47dec(等于或小于46dec)，那么控制单元501在S712中确定切换电源电路500处于深睡状态并且在S713中控制切换电源电路500以执行间歇操作。更具体而言，控制单元101根据VinSN端子电压用图17的目标电压5V中的等于或小于46的FB端子电压设定TIME1和TIME2。

如上所述，即使当本实施例中的切换电源电路500包含诸如驱动状态和待机状态的多个状态时，也可根据各状态将FET1和FET2接通时间控制为适当的值。作为结果，可以实现能够灵活地应对需要的规范的切换电源。

根据本实施例，可输出多个电压的电源装置可灵活地应对各电压所需要的规范。

[第六实施例]

在第四和第五实施例中描述的电源装置可被应用于例如图像形成装置的低电压电源，即，向控制器(控制单元)和诸如电动机的驱动单元供给电力的电源。以下将描述具有第四和第五实施例的电源装置的图像形成装置的配置。

[图像形成装置的配置]

作为图像形成装置的例子，将描述激光束打印机。图20示出作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机300包括：作为用于形成静电潜像的图像承载部件的感光鼓311；使感光鼓311均匀带电的带电单元317(带电器件)；以及使用调色剂以将在感光鼓311上形成的静电潜像显影的显影单元312(显影器件)。转印单元318(转印器件)将在感光鼓311上显影的调色剂图像转印到作为记录材料从盒子316供给的片材(未示出)上。定影器件314定影转印到片材的调色剂图像，并且，片材被排出到托盘315。感光鼓311、带电单元317、显影单元312和转印单元318形成图像形成单元。激光束打印机300还包含在第四和第五实施例中描述的切换电源电路100和切换电源电路500中的一个作为电源装置。可具有第四和第五实施例的切换电源电路400的图像形成装置不限于图20所示的那样，并且，例如，该装置可以是包含多个图像形成单元的图像形成装置。该装置还可以是包括以下部件的图像形成装置：将感光鼓311上的调色剂图像转印到中间转印带上的一次转印单元；以及将中间转印带上的调色剂图像转印到片材的二次转印单元。

激光束打印机300包括控制图像形成单元的图像形成操作和片材的传输操作的控制器320，并且，例如，根据第四和第五实施例的切换电源电路400向控制器320供给电力。根据第四和第五实施例的切换电源电路400还向用于旋转感光鼓311或者用于驱动用于传输片材的各种辊的诸如电动机的驱动单元供给电力。控制器310根据激光束打印机300的操作状态向切换电源电路400输出用于确定是将切换电源电路400的目标电压设定为4V还是将其设定为5V的24VSL信号。与图12同样，控制单元101基于FB端子电压检测切换电源电路400的操作状态，并且设定FET1接通时间TIME1和FET2接通时间TIME2。作为结果，可根据目标电压适当地设定FET1和FET2的连续操作和间歇操作，并且，可以提高低负荷期间的电力效率。

相对于用于执行图像形成操作的驱动状态，本实施例的图像形成装置具有用于实现电力节省的电力节省状态。用于实现电力节省的状态的例子包括在第五实施例中描述的待机状态、睡眠状态和深睡状态。在本实施例的图像形成装置中，切换电源电路400也根据各状态操作。与图14A～14D同样，控制单元101基于FB端子电压检测切换电源电路400的操作状态，并且，设定FET1接通时间TIME1和FET2接通时间TIME2。作为结果，可根据目标电压适当地设定FET1和FET2的连续操作和间歇操作，并且，可以提高低负荷期间的电力效率。当包含第五实施例的切换电源电路400时，可在激光束打印机300的待机状态中减少辐射的噪声的影响，并且，可在睡眠状态中减少输出电压Vout的涟波。

根据本实施例，可输出多个电压的电源装置可灵活地应对各电压所需要的规范。

虽然已参照示例性实施例描述了本发明，但应理解，本发明不限于公开的示例性实施例。所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释以包含所有这样的变更方式以及等同的结构和功能。

Claims (33)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：

包含一次绕组和二次绕组的变压器；

与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；

与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；

与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；

控制单元，被配置为交替地接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第一切换元件被交替地接通和关断的情况下，在其中第一切换元件被关断的关断时段中，控制单元在短于其中第一切换元件被关断的关断时段的时段中接通第二切换元件，以形成第一切换元件和第二切换元件都被关断的死时间时段，

其中，在第一和第二切换元件的状态从第一切换元件和第二切换元件被交替地接通和关断的切换状态转变为第一切换元件和第二切换元件在长于死时间时段的停止时段期间被关断的停止状态的情况下，控制单元控制第一和第二切换元件的操作，使得在切换状态下在第一切换元件被关断之后第二切换元件被接通，并且然后在电容器被用变压器和电容器的共振的峰值电压充电的状况下第二切换元件被关断以将第一和第二切换元件的状态转变为停止状态，

其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，从第二切换元件被接通到第二切换元件被关断的时间段为第一时间段，

其中，在切换状态下，从第二切换元件被接通到第二切换元件被关断的时间段为第二时间段，

其中，第一时间段短于第二时间段。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下被接通的时间段是其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段的一半或更少。

3.根据权利要求1所述的电源装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，电容器通过接通第二切换元件被充电，电容器维持该电容器在停止状态下被充满电的状况。

4.根据权利要求1所述的电源装置，包括反馈单元，该反馈单元向控制单元反馈与在变压器的二次绕组中感应的电压对应的信息，

其中，在所述信息被从反馈单元反馈的情况下，控制单元使得第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态。

5.根据权利要求1所述的电源装置，其中，控制单元根据来自外部的切换信号而使得第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态。

6.根据权利要求1所述的电源装置，其中，电源装置在第一和第二切换元件的状态被交替地从切换状态转变为停止状态的状况下的消耗电力少于电源装置在第一和第二切换元件的状态被维持在切换状态而不转变为停止状态的状况下的消耗电力。

7.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述死时间时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态的时段，并且所述停止时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间重复地转变的间隙操作中的时段。

8.一种电源装置，其特征在于，包括：

包含一次绕组和二次绕组的变压器；

与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；

与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；

与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；

控制单元，被配置为交替地接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第一切换元件被交替地接通和关断的情况下，在其中第一切换元件被关断的关断时段中，控制单元在短于其中第一切换元件被关断的关断时段的时段中接通第二切换元件，以形成第一切换元件和第二切换元件都被关断的死时间时段，

其中，在第一和第二切换元件的状态从第一切换元件和第二切换元件在长于死时间时段的停止时段期间被关断的停止状态转变为第一切换元件和第二切换元件被交替地接通和关断的切换状态的情况下，在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的定时，控制单元控制接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第二切换元件被接通之后第一切换元件被接通。

9.根据权利要求8所述的电源装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下被接通的时间段短于其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段。

10.根据权利要求9所述的电源装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下被接通的时间段是其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段的一半或更少。

11.根据权利要求8所述的电源装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下，电容器通过接通第二切换元件被放电。

12.根据权利要求8所述的电源装置，包括反馈单元，该反馈单元向控制单元反馈与在变压器的二次绕组中感应的电压对应的信息，

其中，在所述信息被从反馈单元反馈的情况下，控制单元使得第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态。

13.根据权利要求8所述的电源装置，其中，控制单元根据来自外部的切换信号而使得第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态。

14.根据权利要求8所述的电源装置，其中，电源装置在第一和第二切换元件的状态被交替地从切换状态转变为停止状态的状况下的消耗电力少于电源装置在第一和第二切换元件的状态被维持在切换状态而不转变为停止状态的状况下的消耗电力。

15.根据权利要求8所述的电源装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，控制单元控制第一和第二切换元件的操作，使得在切换状态中在第一切换元件被关断之后第二切换元件被接通，并且然后第二切换元件被关断以将第一和第二切换元件的状态转变为停止状态。

16.根据权利要求8所述的电源装置，其中，所述死时间时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态的时段，并且停止时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间重复地转变的间隙操作中的时段。

17.一种图像形成装置，其特征在于，包括：

图像形成单元，被配置为执行到记录材料上的图像形成；

电源装置，被配置为产生用于执行所述图像形成的电力，

其中，电源装置包括：

包含一次绕组和二次绕组的变压器；

与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；

与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；

与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；

控制单元，被配置为交替地接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第一切换元件被交替地接通和关断的情况下，在其中第一切换元件被关断的关断时段中，控制单元在短于其中第一切换元件被关断的关断时段的时段中接通第二切换元件，以形成第一切换元件和第二切换元件都被关断的死时间时段，

其中，在第一和第二切换元件的状态从第一切换元件和第二切换元件被交替地接通和关断的切换状态转变为第一切换元件和第二切换元件在长于死时间时段的停止时段期间被关断的停止状态的情况下，控制单元控制第一和第二切换元件的操作，使得在切换状态下在第一切换元件被关断之后第二切换元件被接通，并且然后在电容器被用变压器和电容器的共振的峰值电压充电的状况下第二切换元件被关断以将第一和第二切换元件的状态转变为停止状态，

其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，从第二切换元件被接通到第二切换元件被关断的时间段为第一时间段，

其中，在切换状态下，从第二切换元件被接通到第二切换元件被关断的时间段为第二时间段，

其中，第一时间段短于第二时间段。

18.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下被接通的时间段是其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段的一半或更少。

19.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，电容器通过接通第二切换元件被充电，电容器维持该电容器在停止状态下被充满电的状况。

20.根据权利要求17所述的图像形成装置，包括反馈单元，该反馈单元向控制单元反馈与在变压器的二次绕组中感应的电压对应的信息，

其中，在所述信息被从反馈单元反馈的情况下，控制单元使得第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态。

21.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，控制单元根据来自外部的切换信号而使得第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态。

22.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，图像形成装置具有能够在待机状态和睡眠状态之间切换的操作状态，在待机状态下根据打印指令立即执行所述图像形成，并且睡眠状态的消耗电力少于待机状态下的消耗电力，

其中，控制单元控制第一切换元件和第二切换元件的接通和关断操作，使得在睡眠状态下第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间交替地和重复地转变，并且在待机状态下第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态。

23.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，控制单元控制第一和第二切换元件的操作，使得在切换状态下第二切换元件在第一切换元件被关断之后被接通，并且然后第二切换元件被关断以将第一和第二切换元件的状态转变为停止状态。

24.根据权利要求17所述的图像形成装置，其中，所述死时间时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态的时段，并且所述停止时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间重复地转变的间隙操作中的时段。

25.一种图像形成装置，其特征在于，包括：

包含一次绕组和二次绕组的变压器；

与变压器的一次绕组串联连接的第一切换元件；

与变压器的一次绕组并联连接的第二切换元件；

与第二切换元件串联连接并且与第二切换元件一起与变压器的一次绕组并联连接的电容器；

控制单元，被配置为交替地接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第一切换元件被交替地接通和关断的情况下，在其中第一切换元件被关断的关断时段中，控制单元在短于其中第一切换元件被关断的关断时段的时段中接通第二切换元件，以形成第一切换元件和第二切换元件都被关断的死时间时段，

其中，在第一和第二切换元件的状态从第一切换元件和第二切换元件在长于死时间时段的停止时段期间被关断的停止状态转变为第一切换元件和第二切换元件被交替地接通和关断的切换状态的情况下，在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的定时，控制单元控制接通和关断第一切换元件和第二切换元件，使得在第二切换元件被接通之后第一切换元件被接通。

26.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下被接通的时间段短于其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段。

27.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，其中第二切换元件在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下被接通的时间段是其中第二切换元件在切换状态下被接通的时间段的一半或更少。

28.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态的情况下，电容器通过接通第二切换元件被放电。

29.根据权利要求25所述的图像形成装置，包括反馈单元，该反馈单元向控制单元反馈与在变压器的二次绕组中感应的电压对应的信息，

其中，在所述信息被从反馈单元反馈的情况下，控制单元使得第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态。

30.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，控制单元根据来自外部的切换信号而使得第一和第二切换元件的状态从停止状态转变为切换状态。

31.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，图像形成装置具有能在待机状态和睡眠状态之间切换的操作状态，在待机状态下根据打印指令立即执行所述图像形成，并且睡眠状态的消耗电力少于待机状态下的消耗电力，

其中，控制单元控制第一切换元件和第二切换元件的接通和关断操作，使得在睡眠状态下第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间交替地和重复地转变，并且在待机状态下第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态。

32.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，在第一和第二切换元件的状态从切换状态转变为停止状态的情况下，控制单元控制第一和第二切换元件的操作，使得在切换状态下第二切换元件在第一切换元件被关断之后被接通，并且然后第二切换元件被关断以将第一和第二切换元件的状态转变为停止状态。

33.根据权利要求25所述的图像形成装置，其中，所述死时间时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态维持在切换状态而不转变为停止状态的时段，并且所述停止时段被定义为其中第一和第二切换元件的状态在切换状态和停止状态之间重复地转变的间隙操作中的时段。

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