CN116365828A - 反激变换器的供电电路、供电方法及反激变换器 - Google Patents

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CN116365828A CN202211648125.6A CN202211648125A CN116365828A CN 116365828 A CN116365828 A CN 116365828A CN 202211648125 A CN202211648125 A CN 202211648125A CN 116365828 A CN116365828 A CN 116365828A
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张军明
许祥勇
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Abstract

本发明提供了一种反激变换器的供电电路、供电方法及反激变换器，该供电电路包括：第一供电单元，在对第一电容的充电状态有效时，用于根据变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电以提供供电电压；第二供电单元，在对第一电容的充电状态有效时，用于根据反激变换器的输入电压对第一电容充电以提供供电电压；供电控制单元，用于根据辅助绕组的输出电压以及供电电压中的至少一个所处的电压范围控制第一供电单元和第二供电单元对所述第一电容的充电状态。本发明既可以在低压输出且轻载时降低整机功耗，也可以在负载做动态跳变时维持供电电压的稳定，在确保系统正常工作的同时，所需的电容容值更小，不仅降低了成本，也利于实现系统的小型化。

Description

反激变换器的供电电路、供电方法及反激变换器
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种反激变换器的供电电路、供电方法及反激变换器。
背景技术
反激式变换器启动阶段，一般通过启动电阻或者JFET(结型场效应管)从母线电压Vbus处取电，母线电压是反激式变换器的输入电压；启动后，由变压器中的辅组绕组为原边控制芯片进行正常供电。
随着PD适配器的出现，输出电压的范围更宽。由于变压器中辅助绕组与副边绕组为同名端的方式使用，因此辅助绕组经过整流电路整流后的电压范围会随输出电压的变化而变化，而一般原边控制芯片的供电电压范围较窄，因此采用辅助绕组直接供电的方式不利于原边控制芯片的稳定供电。为了解决这个问题，目前已经有方案有：
1、如图1a所示，使用LDO(low dropout regulator，低压差线性稳压电路)12将辅助绕组Na经整流电路11整流后较宽的电压Vin变换成稳定的供电电压Vcc。但此种供电方式的功耗较大，特别是在LDO电路12的输入电压Vin与输出电压Vcc的电压差较大的时候。另外，LDO电路12只有线性降压功能，当辅助绕组Na经整流后的电压Vin较低时，由于没有升压功能，不利于宽范围输出电压的应用。
2、如图1b所示，使用DC-DC变换器13(例如包括boost电路、buck/boost电路、buck-boos电路等)将辅助绕组Na经整流电路11整流后较宽的电压Vin变换成稳定的供电电压Vcc。DC-DC变换器13的使用在控制供电电压Vcc的稳定度的同时降低了功耗。使用DC-DC变换器，特别是具有升压功能的升压变换器虽然可以解决前一种方案中存在的问题，但当负载为轻载或者做动态跳变时，变换器13会有一段时间功率级不出驱动，而此时若辅助绕组Na经整流后的电压Vin较低，尽管变换器13的升压功能会尝试将原边控制芯片10的供电电压Vcc维持在所需电压值，但由于此时变换器13的传输效率较低，会导致供电电压Vcc无法有效地维持住，且变换器13的额外功耗也会导致辅助绕组Na经整流后的电压Vin进一步降低。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器的供电电路、供电方法及反激变换器，可以根据供电电压的不同电压范围选择对应的供电方式，既可以在低压输出且轻载时降低整机功耗，也可以在负载做动态跳变时维持供电电压的稳定，在确保系统正常工作的同时，所需的电容容值更小，不仅降低了成本，也利于实现系统的小型化。
根据本发明第一方面，提供了一种反激变换器的供电电路，所述反激变换器包括：变压器、主开关管以及原边控制芯片，所述供电电路用于为所述原边控制芯片提供供电电压，该供电电路包括：
第一供电单元，在对第一电容的充电状态有效时，用于根据所述变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电以提供所述供电电压；
第二供电单元，在对所述第一电容的充电状态有效时，用于根据所述反激变换器的输入电压对所述第一电容充电以提供所述供电电压；
供电控制单元，用于根据经整流后的辅助绕组电压以及所述供电电压中的至少一个所处的电压范围控制所述第一供电单元和所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态，以确保所述第一电容两端的电压能够为所述原边控制芯片提供满足供电条件的供电电压。
可选地，所述输入电压为交流输入电压经整流桥和滤波电容后得到的母线电压或者为通过二极管后得到的半波电压，在所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效时，所述第二供电单元利用所述输入电压给所述第一电容充电。
可选地，当所述输入电压为所述半波电压时，所述供电控制单元还用于根据所述半波电压所处的电压范围控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态。
可选地，所述半波电压小于设定的阈值电压为判断所述供电控制单元控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效的条件之一。
可选地，所述供电控制单元被配置为在所述供电电压小于预设的第一电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，且控制所述第二供电单元对所述第一电容为有效的充电状态；或者，
在所述供电电压大于预设的第二电压阈值且小于预设的第三电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，且控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态；或者，
在所述供电电压大于预设的第四电压阈值时，控制所述第一供电单元和所述第二供电单元对所述第一电容均为无效的充电状态，
其中，所述第一电压阈值小于所述第二电压阈值，所述第二电压阈值小于所述第三电压阈值，所述第三电压阈值小于等于所述第四电压阈值。
可选地，所述供电控制单元被配置为在经整流后的辅助绕组电压大于预设的第五电压阈值时，控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态；或者
在经整流后的辅助绕组电压小于预设的第六电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，所述第五电压阈值大于等于所述第六电压阈值。
可选地，在经整流后的辅助绕组电压大于所述第五电压阈值的情况下，所述供电控制单元还被配置为在所述供电电压小于预设的第三电压阈值时控制所述第一供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，而在所述供电电压大于预设的第四电压阈值时控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，其中，所述第三电压阈值小于等于所述第四电压阈值。
可选地，在经整流后的辅助绕组电压小于所述第六电压阈值的情况下，所述供电控制单元还被配置为控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态持续有效；或者
在所述供电电压小于预设的第七电压阈值时控制所述第二供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，而在所述供电电压大于预设的第八电压阈值时控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，
其中，所述第七电压阈值小于所述第八电压阈值。
可选地，所述供电控制单元通过控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电路径的通断来控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态在有效与无效之间切换。
可选地，所述供电控制单元通过控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电路径的通断，或者通过控制所述第一供电单元的使能信号的有效与否来控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电状态在有效与无效之间切换。
可选地，所述第一供电单元包括：
整流电路，用于对所述辅助绕组的输出电压进行整流；
DC-DC变换电路，用于对所述整流电路的输出电压进行转换以在所述第一供电单元对所述第一电容的充电路径的导通时提供所述供电电压。
可选地，所述DC-DC变换电路包括对所述整流电路的输出电压进行升压转换。
可选地，所述供电控制单元包括：
电压检测单元，用于检测经整流后的辅助绕组电压以及所述供电电压中的至少一个所处的电压范围，或者检测经整流后的辅助绕组电压和所述供电电压中的至少一个、以及所述半波电压所处的电压范围；
第一控制单元，用于根据所述电压检测单元的检测结果控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电状态；
第二控制单元，用于根据所述电压检测单元的检测结果控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态。
根据本发明第二方面，提供了一种反激变换器，包括：
变压器，包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
主开关管，串联于所述原边绕组与电压输入端或参考地之间；
反馈电路，用于根据反激变换器的输出反馈信号生成补偿信号；
原边控制芯片，用于根据所述补偿信号为所述主开关管提供控制信号；
如上所述的供电电路，用于为所述原边控制芯片提供供电电压。
根据本发明第三方面，提供了一种反激变换器的供电方法，所述反激变换器包括：包含有辅助绕组的变压器、主开关管以及原边控制芯片，该供电方法包括：
检测经整流后的辅助绕组电压以及所述原边控制芯片的供电电压中的至少一个所处的电压范围；
根据检测结果控制第一供电单元和第二供电单元对第一电容的充电状态，以确保所述第一电容两端的电压能够为所述原边控制芯片提供满足供电条件的供电电压，
所述第一供电单元用于在对所述第一电容的充电状态有效时根据所述变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电，所述第二供电单元用于在对所述第一电容的充电状态有效时根据所述反激变换器的输入电压对所述第一电容充电。
可选地，所述输入电压为交流输入电压经整流桥和滤波电容后得到的母线电压或者为通过二极管后得到的半波电压，在所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效时，所述第二供电单元利用所述输入电压给所述第一电容充电。
可选地，当所述输入电压为所述半波电压时，还包括：检测所述半波电压所处的电压范围。
可选地，所述半波电压小于设定的阈值电压为判断所述供电控制单元控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效的条件之一。
本发明的有益效果至少包括：
本发明实施例根据经整流后的辅助绕组电压和供电电压中至少一个的不同电压范围选择对应的供电方式来为原边控制芯片提供满足供电条件的供电电压，既可以在低压输出且轻载时降低整机功耗，也可以在负载做动态跳变时维持供电电压的稳定，在确保了系统正常工作的同时，所需的电容容值更小，不仅降低了成本，也利于实现系统的小型化。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1a示出现有的一种反激变换器的供电电路的结构示意图；
图1b示出现有的另一种反激变换器的供电电路的结构示意图；
图2a示根据本发明第一实施例提供的反激变换器的供电电路的结构示意图；
图2b示根据本发明第二实施例提供的反激变换器的供电电路的结构示意图；
图2c示根据本发明第三实施例提供的反激变换器的供电电路的结构示意图；
图3示出根据本发明实施例提供的反激变换器的供电方法的流程示意图；
图4示出根据本发明第一实施例提供的电压检测及供电控制逻辑的流程示意图；
图5示出根据本发明第二实施例提供的电压检测及供电控制逻辑的流程示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
本发明中，将仅以普通单管反激变换器为例对本发明的技术方案进行示例性说。但应当理解，本发明所公开的技术方案还可适用于例如有源钳位反激变换器、不对称半桥反激变换器AHB等其他类型的反激变换器。
实施例一
如图2a所示，本发明实施例提供的反激变换器包括：包含有原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Na的变压器T、主开关管Q1、原边控制芯片20、供电电路30以及反馈电路40。
其中，原边绕组Np的一端与反激变换器的母线电压Vbus输入端连接，另一端与主开关管Q1的漏极连接，主开关管Q1的源极与参考地连接。主开关管Q1的栅极与原边控制芯片20连接。主开关管Q1通过周期性的通断将来自母线电压Vbus的能量自反激变换器的原边部分传递至副边部分。在一些可能的实施例中，主开关管Q1为NMOS场效应晶体管或者GAN器件。
变换器的副边部分包括：整流管(如二极管或场效应晶体管)D1和输出电容Co。以二极管D1为例，其阳极与副边绕组Ns的同名端连接，阴极与反激变换器的输出端连接，或者二极管D1的阴极与副边绕组Ns的异名端连接，二极管D1的阳极与参考地连接。输出电容Co的正极与反激变换器的输出端连接，输出电容Co的负极与参考地连接。进一步的，反激变换器的输出端与负载连接，负载接收反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器的子部件、反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备及相关部件或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
反馈电路40用于根据反激变换器的输出反馈信号(如输出电压Vo的反馈信号或输出电流Io的反馈信号)生成补偿信号Vcomp，具体结构可参考现有技术进行理解。
原边控制芯片20用于根据补偿信号Vcomp为主开关管Q1提供控制信号Vgs1，以控制主开关管Q1的导通与关断，具体结构可参考现有技术进行理解。
供电电路30用于为原边控制芯片20提供所需的供电电压Vcc。供电电路30进一步包括：第一供电单元31、第二供电单元32以及供电控制单元33。
第一供电单元31用于在对第一电容C1的充电状态有效时，根据变压器T中的辅助绕组电压对第一电容C1充电以提供供电电压Vcc。示例性地，第一供电单元31进一步地包括：整流电路311和DC-DC变换器312。整流电路311用于对辅助绕组Na的输出电压Vaux进行整流。DC-DC变换电路312用于对整流电路311的输出电压Vin进行转换(如升压转换)以产生第一充电电压，并在第一供电单元对第一电容C1的充电路径的导通时利用该第一充电电压对第一电容C1进行充电，从而为原边控制芯片20提供供电电压Vcc。示例性地，DC-DC变换电路312例如可以为boost电路、buck/boost电路以及buck-boost电路中的任一种。
第二供电单元32用于在对第一电容C1的充电状态有效时，根据反激变换器的输入电压对第一电容C1充电以提供供电电压Vcc。示例性地，第二供电单元32例如可以通过对输入电压进行分压的方式产生第二充电电压对第一电容C1进行充电，从而提供供电电压Vcc。本实施例中，反激变换器的输入电压为交流输入电压AC经整流桥21和滤波电容Ci后得到的直流母线电压Vbus。在第二供电单元32对第一电容C1的充电状态有效时，第二供电单元32可利用母线电压Vbus形式的输入电压给第一电容C1充电。
供电控制单元33用于根据经整流后的辅助绕组电压(即整流电路311的输出电压)Vin以及供电电压Vcc中的至少一个所处的电压范围控制第一供电单元31和第二供电单元32对第一电容C1的充电状态(有效或无效)，以确保第一电容C1两端的电压能够为原边控制芯片20提供满足供电条件的供电电压Vcc。
示例性地，供电控制单元33进一步包括：电压检测单元331、第一控制单元332和第二控制单元333。其中，电压检测单元331用于检测获得经整流后的辅助绕组电压Vin以及供电电压Vcc中的至少一个所处的电压范围。第一控制单元332用于根据电压检测单元331的检测结果控制第一供电单元31对第一电容C1的充电状态。第二控制单元333用于根据电压检测单元331的检测结果控制第二供电单元32对第一电容C1的充电状态。
示例性地，供电控制单元33通过控制第二供电单元32对第一电容C1的充电路径的通断来控制第二供电单元32对第一电容C1的充电状态在有效与无效之间切换。该实施例中，如图2a所示，前述第二控制单元333例如包括连接在第二供电单元32的输出端与第一电容C1的正极之间的开关K1和连接在电压检测单元331的输出端与开关K1的控制端之间的反相器334。此时，供电控制单元33可通过控制开关K1闭合来连通第二供电单元32对第一电容C1的充电路径，从而控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态；或者供电控制单元33可通过控制开关K1关断来断开第二供电单元32对第一电容C1的充电路径，从而控制第二供电单元32对第一电容C1为无效的充电状态。
在本发明的一些实施例中，供电控制单元33通过控制第一供电单元31对第一电容C1的充电路径的通断来控制第一供电单元31对第一电容C1的充电状态在有效与无效之间切换。该实施例中，前述第一控制单元332例如包括连接在第一供电单元31的输出端与第一电容C1的正极之间的开关K2。此时，供电控制单元33可通过控制开关K2闭合来连通第一供电单元31对第一电容C1的充电路径，从而控制第一供电单元31对第一电容C1为有效的充电状态；或者供电控制单元33可通过控制开关K2关断来断开第一供电单元31对第一电容C1的充电路径，从而控制第一供电单元31对第一电容C1为无效的充电状态。
在本发明的另一些实施例中，供电控制单元33通过控制第一供电单元31的使能信号的有效与否来控制第一供电单元31对第一电容C1的充电状态在有效与无效之间切换。该实施例中，如图2a所示，前述第一控制单元332例如包括为第一供电单元31提供使能信号的使能信号输出单元(未示出，且该使能信号输出单元例如可以是额外设置的电路单元，也可以直接由电压检测单元331充当)。此时，供电控制单元33可通过向第一供电单元31提供有效的使能信号来控制第一供电单元31正常工作，从而控制第一供电单元31对第一电容C1为有效的充电状态；或者供电控制单元33可通过向第一供电单元31提供无效的使能信号来控制第一供电单元31暂停工作，从而控制第一供电单元31对第一电容C1为无效的充电状态。
可选地，在本发明的第一实施例中，供电控制单元33通过电压检测单元331检测供电电压Vcc所处的电压范围，以此来控制第一供电单元31和第二供电单元32对第一电容C1的充电状态。
该实施例中，具体地，在电压检测单元331检测到供电电压Vcc小于预设的第一电压阈值Vref1时，表示此时的供电电压Vcc不足以满足原边控制芯片20的供电需求，且第一供电单元31利用辅助绕组电压也无法将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内(例如在反激变换器的启动阶段，或反激变换器处在动态负载跳变阶段时)，进而供电控制单元33控制第一供电单元31对第一电容C1为无效的充电状态，且控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态，从而利用反激变换器的输入电压来抬升供电电压Vcc的电压值，以确保第一电容C1两端的电压能够为原边控制芯片20提供满足其供电需求的供电电压Vcc，确保其能够正常运行，同时关闭第一供电单元31，防止带来额外功耗。在一些优选地实施方式中，电压检测单元331还包括对补偿信号Vcomp进行检测，并在检测到供电电压Vcc小于预设的第一电压阈值Vref1且补偿信号小于预设的第九电压阈值Vcomp1时，控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态，从而利用反激变换器的输入电压来抬升供电电压Vcc的电压值，以确保第一电容C1两端的电压能够为原边控制芯片20提供满足其供电需求的供电电压Vcc。通过对供电电压Vcc和补偿信号Vcomp的双重检测，可以更加准确的确定反激变换器的当前状态，从而有利于提高对原边控制芯片20进行准确供电的准确性和可靠性。且该第一电容C1的容值可适当减小，利于系统的小型化。
在电压检测单元331检测到供电电压Vcc大于预设的第二电压阈值Vref2且小于预设的第三电压阈值Vref3时，表示虽然此时的供电电压Vcc不足以满足原边控制芯片20的供电需求，但第一供电单元31利用辅助绕组电压能够将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第一供电单元31对第一电容C1为有效的充电状态，且控制第二供电单元32对第一电容C1为无效的充电状态，以确保供电电压Vcc能够具有良好的稳定度，且功耗更低。
在电压检测单元331检测到供电电压Vcc大于预设的第四电压阈值Vref4时，表示此时依靠第一电容C1两端的电压即可将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内(例如当反激变换器工作在轻载状态下时)，进而供电控制单元33控制第一供电单元31和第二供电单元32对第一电容C1均为无效的充电状态，以进一步降低整机功耗。
第一电压阈值Vref1小于第二电压阈值Vref2，第二电压阈值Vref2小于第三电压阈值Vref3，第三电压阈值Vref3小于等于第四电压阈值Vref4。
在本发明的第二实施例中，供电控制单元33通过电压检测单元331检测经整流后的辅助绕组电压Vin所处的电压范围，以此来控制第一供电单元31和第二供电单元32对第一电容C1的充电状态。
该实施例中，具体地，在电压检测单元331检测到经整流后的辅助绕组电压Vin大于预设的第五电压阈值Vin1时，表示此时由第一供电单元31利用辅助绕组电压就能够将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第二供电单元32对第一电容C1为无效的充电状态，以降低功耗。
而在电压检测单元331检测到经整流后的辅助绕组电压Vin小于预设的第六电压阈值Vin2时，表示此时的供电电压Vcc不足以满足原边控制芯片20的供电需求，且利用第一供电单元31对经整流后的辅助绕组电压Vin进行升压转换后也无法将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第一供电单元31对第一电容C1为无效的充电状态，即控制第一供电单元31暂停运行，以进一步降低功耗。
在本发明的第三实施例中，供电控制单元33通过电压检测单元331先后检测经整流后的辅助绕组电压Vin和供电电压Vcc所处的电压范围，以此来控制第一供电单元31和第二供电单元32对第一电容C1的充电状态。
本实施例为对前述第二实施例的补充优化方案。在前述第二实施例的基础上，当电压检测单元331在检测到经整流后的辅助绕组电压Vin大于第五电压阈值Vin1的情况下，进一步检测到供电电压Vcc小于第三电压阈值Vref3时，表示此时仅依靠第一电容C1两端的电压无法将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，但利用DC-DC变换器312对经整流后的辅助绕组电压Vin进行升压转换后可以将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第一供电单元31对第一电容C1为有效的充电状态，以利用第一供电单元31的升压功能确保原边控制芯片20能够正常运行。
当电压检测单元331在检测到经整流后的辅助绕组电压Vin大于第五电压阈值Vin1的情况下，进一步检测到供电电压Vcc大于第四电压阈值Vref4时，表示此时仅依靠第一电容C1两端的电压即可将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第一供电单元31对第一电容C1为无效的充电状态，以进一步降低整机功耗。
当电压检测单元331在检测到经整流后的辅助绕组电压Vin小于第六电压阈值Vin2的情况下，进一步检测到供电电压Vcc小于第七电压阈值Vref5时，表示此时的供电电压Vcc不足以满足原边控制芯片20的供电需求，且利用DC-DC变换器312对经整流后的辅助绕组电压Vin进行升压转换后也无法将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态，从而利用反激变换器的输入电压来抬升供电电压Vcc的电压值，以为原边控制芯片20提供满足其供电需求的供电电压Vcc，确保其能够正常运行，同时关闭第一供电单元31，防止带来额外功耗。
当电压检测单元331在检测到经整流后的辅助绕组电压Vin小于第六电压阈值Vin2的情况下，进一步检测到供电电压Vcc大于第八电压阈值Vref6时，表示此时仅依靠第一电容C1两端的电压即可将供电电压Vcc维持在满足原边控制芯片20的供电需求的设定范围内，进而供电控制单元33控制第二供电单元32对第一电容C1为无效的充电状态。其中，第七电压阈值Vref5小于第八电压阈值Vref6。
当然，在本发明的其他实施例中，也可在当电压检测单元331在检测到经整流后的辅助绕组电压Vin小于第六电压阈值Vin2的情况下，直接控制第二供电单元32持续对第一电容C1进行充电来为原边控制芯片20供电，以简化检测流程。
实施例二
本发明实施例提供的反激变换器如图2b所示。
本实施例中所公开的反激变换器具有与前述实施例一基本相同的结构，其相同之处可参考前述实施例一中的描述，此处不再赘述。
其区别之处在于，本实施例中，如图2b所示，反激变换器的输入电压为交流输入电压AC经二极管D2后得到的不连续的半波电压VHV。
实施例三
本发明实施例提供的反激变换器如图2c所示。
本实施例中所公开的反激变换器具有与前述实施例一基本相同的结构，其相同之处可参考前述实施例一中的描述，此处不再赘述。
其区别之处在于，本实施例中，如图2c所示，反激变换器的输入电压为交流输入电压AC经二极管D2和二极管D3后得到的连续的半波电压VHV。
实施例四
本发明实施例提供的反激变换器如图2b或图2c所示。
本实施例中所公开的反激变换器具有与前述实施例一基本相同的结构，其相同之处可参考前述实施例一中的描述，此处不再赘述。
其区别之处在于，本实施例中，如图2b或图2c所示，反激变换器的输入电压为交流输入电压AC经二极管后得到的半波电压VHV。且供电控制单元33还用于根据半波电压VHV所处的电压范围控制第二供电单元32对第一电容C1的充电状态。也即是说，本实施例中，电压检测单元331需要检测经整流后的辅助绕组电压Vin和供电电压Vcc中的至少一个、以及半波电压VHV所处的电压范围，并以此来作为触发第二控制单元333控制第二供电单元32对第一电容C1的充电状态的判断调节。即本实施例中将半波电压VHV小于预设的阈值电压也作为了判断供电控制单元33控制第二供电单元32对第一电容C1的充电状态有效的条件之一，如此，能够降低第二供电单元32在利用高压对第一电容C1充电时的功耗。
具体地，本实施例中，对于判断供电电压Vcc的情况，供电控制单元33被配置为在供电电压Vcc小于预设的第一电压阈值且半波电压VHV小于设定的阈值电压时，才控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态。而对于判断供电电压Vcc和经整流后的辅助绕组电压Vin的情况，供电控制单元33被配置为在供电电压Vcc小于预设的第七电压阈值且半波电压VHV小于设定的阈值电压时才控制第二供电单元32对第一电容C1为有效的充电状态。
进一步地，本发明还提供了一种反激变换器的供电方法，该供电方法可用于前述图2a、图2b或图2c所描述的反激变换器中。如图3所示，该供电方法包括执行如下步骤：
在步骤S1中，检测经整流后的辅助绕组电压以及原边控制芯片的供电电压中的至少一个所处的电压范围；
在步骤S2中，根据检测结果控制第一供电单元和第二供电单元对第一电容的充电状态，以确保第一电容两端的电压能够为原边控制芯片提供满足供电条件的供电电压。其中，第一供电单元用于在对第一电容的充电状态有效时根据变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电，第二供电单元用于在对第一电容的充电状态有效时根据反激变换器的输入电压对第一电容充电。
可选地，反激变换器的输入电压为交流输入电压经整流桥和滤波电容后得到的母线电压或者为通过二极管后得到的半波电压。在第二供电单元对第一电容的充电状态有效时，第二供电单元利用输入电压给第一电容充电。
在本发明的一些实施例中，当反激变换器的输入电压为半波电压时，步骤S1还包括：检测半波电压所处的电压范围。进而在步骤S2中，将半波电压小于设定的阈值电压为判断供电控制单元控制第二供电单元对第一电容的充电状态有效的条件之一。
参考图4，在本发明的一些实施例中，不论反激变换器的输入电压为前述何种类型，步骤S1均包括：检测供电电压所处的电压范围。具体包括分别执行：步骤S11，判断供电电压是否小于第一电压阈值；步骤S12，判断供电电压是否大于第二电压阈值且小于第三电压阈值；步骤S13，判断供电电压是否大于第四电压阈值。其中，第一电压阈值小于第二电压阈值，第二电压阈值小于第三电压阈值，第三电压阈值小于等于第四电压阈值。
进一步地，当检测到供电电压小于第一电压阈值时，执行步骤S21，控制第一供电单元对第一电容为无效的充电状态，且控制第二供电单元对第一电容为有效的充电状态。
当检测到供电电压大于第二电压阈值且小于第三电压阈值时，执行步骤S22，控制第一供电单元对第一电容为有效的充电状态，且控制第二供电单元对第一电容为无效的充电状态。
当检测到供电电压大于第四电压阈值时，执行步骤S23，控制第一供电单元和第二供电单元对第一电容均为无效的充电状态。
在本发明的另一些实施例中，当反激变换器的输入电压为半波电压时，只有在检测到供电电压小于第一电压阈值且半波电压小于预设的阈值电压时才控制第二供电单元对第一电容为有效的充电状态。
参考图5，在本发明的又一些实施例中，不论反激变换器的输入电压为前述何种类型，步骤S1均包括：先后检测经整流后的辅助绕组电压和供电电压各自所处的电压范围。具体包括执行步骤S14，判断经整流后的辅助绕组电压是否大于第五电压阈值，或小于第六电压阈值。
若检测到经整流后的辅助绕组电压大于预设的第五电压阈值，则执行步骤S24，控制第二供电单元对第一电容为无效的充电状态。并进一步执行：步骤S15，判断供电电压是否小于第三电压阈值；步骤S17，判断供电电压是否大于第四电压阈值。
当检测到供电电压小于第三电压阈值时，执行步骤S26，控制第一供电单元对第一电容为有效的充电状态。
当检测到供电电压大于第四电压阈值时，执行步骤S28，控制第一供电单元对第一电容为无效的充电状态。
而若检测到经整流后的辅助绕组电压小于预设的第六电压阈值，则执行步骤S25，控制第一供电单元对第一电容为无效的充电状态。并进一步执行：步骤S16，判断供电电压是否小于第七电压阈值；步骤S18，判断供电电压是否大于第八电压阈值。
当检测到供电电压小于第七电压阈值时，执行步骤S27，控制第二供电单元对第一电容为有效的充电状态。
当检测到供电电压大于第八电压阈值时，执行步骤S29，控制第二供电单元对第一电容为无效的充电状态。
在本发明的其他实施例中，若检测到经整流后的辅助绕组电压小于预设的第六电压阈值，也可不执行步骤S25和步骤S26，而是直接控制第二供电单元对第一电容为有效的充电状态。
在本发明的再一些实施例中，当反激变换器的输入电压为半波电压时，只有在检测到供电电压小于预设的第七电压阈值且半波电压小于预设的阈值电压时才控制第二供电单元对第一电容为有效的充电状态。
需要说明的是，以上描述的反激变换器的供电方法中的各个步骤的具体实施可参见前述的反激变换器的实施例，在此不再赘述。且可以理解，以上描述的反激变换器的供电方法中的各个步骤的执行顺序可以按照附图中所示出的箭头顺序依次执行，也可以按照其他合适的顺序分别执行，本发明对比不作限定。
综上，本发明为反激变换器中的原边控制芯片设置了包括利用反激变换器的输入电压对电容进行高压充电供电、利用经整流后的辅助绕组电压对电容进行升压充电供电、以及利用电容两端电压进行直接供电在内的多种供电方式，并根据经整流后的辅助绕组电压和供电电压中至少一个的不同电压范围选择对应的供电方式来为原边控制芯片提供满足供电条件的供电电压，既可以在低压输出且轻载时降低整机功耗，也可以在负载做动态跳变时维持供电电压的稳定，并且在确保了系统正常工作的同时，所需的电容容值更小，不仅降低了成本，也利于实现系统的小型化。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (18)

1.一种反激变换器的供电电路，所述反激变换器包括：变压器、主开关管以及原边控制芯片，所述供电电路用于为所述原边控制芯片提供供电电压，其中，所述供电电路包括：
第一供电单元，在对第一电容的充电状态有效时，用于根据所述变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电以提供所述供电电压；
第二供电单元，在对所述第一电容的充电状态有效时，用于根据所述反激变换器的输入电压对所述第一电容充电以提供所述供电电压；
供电控制单元，用于根据经整流后的辅助绕组电压以及所述供电电压中的至少一个所处的电压范围控制所述第一供电单元和所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态。
2.根据权利要求1所述的供电电路，其中，所述输入电压为交流输入电压经整流桥和滤波电容后得到的母线电压或者为通过二极管后得到的半波电压，在所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效时，所述第二供电单元利用所述输入电压给所述第一电容充电。
3.根据权利要求2所述的供电电路，其中，当所述输入电压为所述半波电压时，所述供电控制单元还用于根据所述半波电压所处的电压范围控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态。
4.根据权利要求3所述的供电电路，其中，所述半波电压小于设定的阈值电压为判断所述供电控制单元控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效的条件之一。
5.根据权利要求1或2所述的供电电路，其中，所述供电控制单元被配置为在所述供电电压小于预设的第一电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，且控制所述第二供电单元对所述第一电容为有效的充电状态；或者，
在所述供电电压大于预设的第二电压阈值且小于预设的第三电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，且控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态；或者，
在所述供电电压大于预设的第四电压阈值时，控制所述第一供电单元和所述第二供电单元对所述第一电容均为无效的充电状态，
其中，所述第一电压阈值小于所述第二电压阈值，所述第二电压阈值小于所述第三电压阈值，所述第三电压阈值小于等于所述第四电压阈值。
6.根据权利要求1或2所述的供电电路，其中，所述供电控制单元被配置为在经整流后的辅助绕组电压大于预设的第五电压阈值时，控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态；或者，
在经整流后的辅助绕组电压小于预设的第六电压阈值时，控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，所述第五电压阈值大于等于所述第六电压阈值。
7.根据权利要求6所述的供电电路，其中，在经整流后的辅助绕组电压大于所述第五电压阈值的情况下，所述供电控制单元还被配置为在所述供电电压小于预设的第三电压阈值时控制所述第一供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，而在所述供电电压大于预设的第四电压阈值时控制所述第一供电单元对所述第一电容为无效的充电状态；
其中，所述第三电压阈值小于等于所述第四电压阈值。
8.根据权利要求6所述的供电电路，其中，在经整流后的辅助绕组电压小于所述第六电压阈值的情况下，所述供电控制单元还被配置为控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态持续有效；或者
在所述供电电压小于预设的第七电压阈值时控制所述第二供电单元对所述第一电容为有效的充电状态，而在所述供电电压大于预设的第八电压阈值时控制所述第二供电单元对所述第一电容为无效的充电状态，
其中，所述第七电压阈值小于所述第八电压阈值。
9.根据权利要求1所述的供电电路，其中，所述供电控制单元通过控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电路径的通断来控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态在有效与无效之间切换。
10.根据权利要求1所述的供电电路，其中，所述供电控制单元通过控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电路径的通断，或者通过控制所述第一供电单元的使能信号的有效与否来控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电状态在有效与无效之间切换。
11.根据权利要求1所述的供电电路，其中，所述第一供电单元包括：
整流电路，用于对所述辅助绕组的输出电压进行整流；
DC-DC变换电路，用于对所述整流电路的输出电压进行转换以在所述第一供电单元对所述第一电容的充电路径的导通时提供所述供电电压。
12.根据权利要求11所述的供电电路，其中，所述DC-DC变换电路包括对所述整流电路的输出电压进行升压转换。
13.根据权利要求2-4中任一项所述的供电电路，其中，所述供电控制单元包括：
电压检测单元，用于检测经整流后的辅助绕组电压以及所述供电电压中的至少一个所处的电压范围，或者检测经整流后的辅助绕组电压和所述供电电压中的至少一个、以及所述半波电压所处的电压范围；
第一控制单元，用于根据所述电压检测单元的检测结果控制所述第一供电单元对所述第一电容的充电状态；
第二控制单元，用于根据所述电压检测单元的检测结果控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态。
14.一种反激变换器，其中，包括：
变压器，包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组；
主开关管，串联于所述原边绕组与电压输入端或参考地之间；
反馈电路，用于根据反激变换器的输出反馈信号生成补偿信号；
原边控制芯片，用于根据所述补偿信号为所述主开关管提供控制信号；
如权利要求1-13中任一项所述的供电电路，用于为所述原边控制芯片提供供电电压。
15.一种反激变换器的供电方法，所述反激变换器包括：包含有辅助绕组的变压器、主开关管以及原边控制芯片，其中，所述供电方法包括：
检测经整流后的辅助绕组电压以及所述原边控制芯片的供电电压中的至少一个所处的电压范围；
根据检测结果控制第一供电单元和第二供电单元对第一电容的充电状态，
所述第一供电单元用于在对所述第一电容的充电状态有效时根据所述变压器中的辅助绕组电压对第一电容充电，所述第二供电单元用于在对所述第一电容的充电状态有效时根据所述反激变换器的输入电压对所述第一电容充电。
16.根据权利要求15所述的供电方法，其中，所述输入电压为交流输入电压经整流桥和滤波电容后得到的母线电压或者为通过二极管后得到的半波电压，在所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效时，所述第二供电单元利用所述输入电压给所述第一电容充电。
17.根据权利要求16所述的供电方法，其中，当所述输入电压为所述半波电压时，还包括：检测所述半波电压所处的电压范围。
18.根据权利要求17所述的供电方法，其中，所述半波电压小于设定的阈值电压为判断所述供电控制单元控制所述第二供电单元对所述第一电容的充电状态有效的条件之一。
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