JP5640464B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング回路および整流平滑回路を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランス（変圧素子）の１次側巻線に接続されたスイッチング回路（インバータ回路）のスイッチング動作により直流入力電圧をスイッチングし、スイッチング出力（インバータ出力）を電力変換トランス（トランス）の２次側巻線に取り出す方式である。スイッチング回路のスイッチング動作に伴い、２次側巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。

一方、スイッチング電源装置としては、このようなＤＣ−ＤＣコンバータの他に、交流の入力電圧を直流の出力電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータについても、従来より種々のものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特許３４８６６０３号公報

ところで、昨今のスイッチング電源装置における様々な用途に対応するには、例えば、これらのＤＣ−ＤＣコンバータとしての機能と、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての機能とを併せもつようなスイッチング電源装置など、動作の自由度を高め得るようなスイッチング電源装置の提案が望まれると考えられる。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、動作の自由度を高め得ることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するものであって、入力端子対側に配置された１次側巻線と、出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、出力端子対側に配置され、第２のインダクタを有する整流平滑回路とを備えたものである。ここで、上記スイッチング回路内において、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に第１の容量素子と第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成されている。また、第１の整流素子が第１のスイッチング素子に並列接続されると共に第２の整流素子が第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置されている。また、第１のインダクタが、入力端子対と第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、１次側巻線が第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、２次側巻線が整流平滑回路内に配置されている。また、１次側巻線が、互いに直列接続された第１および第２の１次側巻線により構成され、２次側巻線が、第１の１次側巻線に磁気結合された第１の２次側巻線と、第２の１次側巻線に磁気結合された第２の２次側巻線とにより構成されている。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、入力端子対から入力された直流もしくは交流の入力電圧が、スイッチング回路においてスイッチングされることにより、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧がトランスにより変圧されると共に、この変圧された交流電圧が、整流平滑回路によって整流され平滑化されることにより、出力端子対から直流出力電圧が出力される。すなわち、上記した構成のスイッチング回路、トランスおよび整流平滑回路により、例えば、直流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、交流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現され得るようになる。また、上記整流平滑回路に第２のインダクタが設けられていることにより、この第２のインダクタが設けられてない場合と比べ、入力電流に含まれるリップルが小さくなる。したがって、例えばＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、この入力電流におけるノイズを低減することが可能となる一方、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、力率を向上させることが可能となる。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、第１のインダクタと第２のインダクタとは、互いに磁気結合されているようにしてもよく、あるいは、互いに磁気結合されていないようにしてもよい。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記整流平滑回路が、第３および第４の整流素子と、第３の容量素子とを有すると共に、この整流平滑回路内において、第１の２次側巻線と第３の整流素子とからなる一方のアームと、第２の２次側巻線と第４の整流素子とからなる他方のアームとにより第２のブリッジ回路が構成され、上記第２のインダクタがこの第２のブリッジ回路にＨブリッジ接続され、上記第３の容量素子が、この第２のブリッジ回路と出力端子対とを結ぶ一対の接続ライン間に配置されているようにすることが可能である。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記入力電圧としての直流入力電圧に対して直流−直流電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとしての機能と、上記入力電圧としての交流入力電圧に対して交流−直流電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成するＡＣ−ＤＣコンバータとしての機能との双方を有するようにするのが好ましい。このように構成した場合、実際に、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになるため、スイッチング電源装置における動作の自由度が向上する。したがって、これら２つのコンバータの設計の共通化が可能となり、装置の開発期間の短縮化や、設計コストの低減化が実現される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータとして考えると、従来のＡＣ−ＤＣコンバータにおける整流ダイオードのブリッジ回路等が不要となるため、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能になると共に、スイッチング電源装置全体としての効率も向上させることが可能となる。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、上記スイッチング回路において、第１および第２のスイッチング素子のデューティ比を制御することにより、入力電圧に対する昇圧動作が可能となっているようにするのが好ましい。具体的には、例えば、第１のスイッチング素子のオンデューティ比をＤ、トランスにおける１次側巻線と２次側巻線との巻き数比をｎとしたとき、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすようにオンデューティ比Ｄを設定するようにするのが好ましい。このように構成した場合、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、スイッチング回路において昇圧動作（ＰＦＣ動作）が可能となるため、電圧変換の際の自由度が向上すると共に、力率を改善させることも可能となる。

本発明の第２のスイッチング電源装置は、入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するものであって、入力端子対側に配置された１次側巻線と、出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、出力端子対側に配置され、インダクタからなる第１および第２の素子と、第３および第４の整流素子と、第３の容量素子とを有する整流平滑回路とを備えたものである。ここで、上記スイッチング回路内において、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に第１の容量素子と第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成されている。また、第１の整流素子が第１のスイッチング素子に並列接続されると共に第２の整流素子が第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置されている。また、第１のインダクタが、入力端子対と第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、１次側巻線が第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、２次側巻線が整流平滑回路内に配置されている。また、上記整流平滑回路内において、第１の素子と第３の整流素子とからなる一方のアームと、第２の素子と第４の整流素子とからなる他方のアームとにより、第３のブリッジ回路が構成されている。また、上記第３の容量素子が、第３のブリッジ回路と出力端子対とを結ぶ一対の接続ライン間に配置され、上記２次側巻線が第３のブリッジ回路にＨブリッジ接続されている。

本発明の第２のスイッチング電源装置では、入力端子対から入力された直流もしくは交流の入力電圧が、スイッチング回路においてスイッチングされることにより、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧がトランスにより変圧されると共に、この変圧された交流電圧が、整流平滑回路によって整流され平滑化されることにより、出力端子対から直流出力電圧が出力される。すなわち、上記した構成のスイッチング回路、トランスおよび整流平滑回路により、例えば、直流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、交流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになる。また、上記第１および第２の素子がそれぞれインダクタにより構成されているため、第１および第２の素子がインダクタではない場合と比べ、入力電流に含まれるリップルが小さくなる。したがって、例えばＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、この入力電流におけるノイズを低減することが可能となる一方、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、力率を向上させることが可能となる。

本発明の第２のスイッチング電源装置では、第１のインダクタと、第１の素子としてのインダクタと、第２の素子としてのインダクタとはそれぞれ、互いに磁気結合されているようにしてもよく、あるいは、互いに磁気結合されていないようにしてもよい。

本発明の第２のスイッチング電源装置では、上記スイッチング回路において、第１および第２のスイッチング素子のデューティ比を制御することにより、入力電圧に対する昇圧動作が可能となっているようにするのが好ましい。具体的には、例えば、第１のスイッチング素子のオンデューティ比をＤ、トランスにおける１次側巻線と２次側巻線との巻き数比をｎとしたとき、上記第１の手法では、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすようにオンデューティ比Ｄを設定するようにするのが好ましい。このように構成した場合、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、スイッチング回路において昇圧動作（ＰＦＣ動作）が可能となるため、電圧変換の際の自由度が向上すると共に、力率を改善させることも可能となる。

本発明の第３のスイッチング電源装置は、入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するものであって、入力端子対側に配置された１次側巻線と、出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、出力端子対側に配置された整流平滑回路とを備えたものである。ここで、上記スイッチング回路内において、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に第１の容量素子と第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成されている。また、第１の整流素子が第１のスイッチング素子に並列接続されると共に第２の整流素子が第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置されている。また、第１のインダクタが、入力端子対と第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、１次側巻線が第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、２次側巻線が整流平滑回路内に配置されている。また、上記第１および第２のスイッチング素子のうち、一方がＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）によるスイッチング動作を行うと共に、他方が常時オフ状態となっている。

本発明の第３のスイッチング電源装置では、入力端子対から入力された直流もしくは交流の入力電圧が、スイッチング回路においてスイッチングされることにより、交流電圧が生成される。そして、この交流電圧がトランスにより変圧されると共に、この変圧された交流電圧が、整流平滑回路によって整流され平滑化されることにより、出力端子対から直流出力電圧が出力される。すなわち、上記した構成のスイッチング回路、トランスおよび整流平滑回路により、例えば、直流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、交流の入力電圧を電圧変換して直流出力電圧を生成するＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになる。また、上記第１および第２のスイッチング素子のうち、一方がＰＷＭによるスイッチング動作を行うと共に他方が常時オフ状態となっていることにより、スイッチング回路におけるスイッチング動作を制御する回路（駆動回路）の構成が簡素化されるため、部品点数の削減やコストの低減が可能となる。

本発明のスイッチング電源装置によれば、上記した構成のスイッチング回路、トランスおよび整流平滑回路を設けるようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現され得るようになり、動作の自由度を高め得ることが可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 図２に示したスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図３に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図５に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図６に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図７に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図８に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図９に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図１０に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作の他の例（負極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を説明するための回路図である。 第１および第２のブリッジ回路における構成の対称性について説明するための回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作の他の例（ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を説明するための回路図である。 図１４に示した極性検出部の詳細構成例を表す図である。 比較例に係るスイッチング電源装置（ＡＣ−ＤＣコンバータ）の構成を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置におけるオンデューティ比と入出力電圧比との関係の一例を表す特性図である。 第１の実施の形態の変形例（変形例１）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１８に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 第１の実施の形態の変形例（変形例２）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図２０に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 第１の実施の形態の変形例（変形例３）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態の変形例（変形例４）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図２４に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 図２５に示したスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２６に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２７に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２８に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２９に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図３０に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図３１に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図３２に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図３３に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２４に示したスイッチング電源装置の動作の他の例（負極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を説明するための回路図である。 図２４に示したスイッチング電源装置の動作の他の例（ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を説明するための回路図である。 図２４に示したスイッチング電源装置におけるオンデューティ比と入出力電圧比との関係の一例を表す特性図である。 第２の実施の形態の変形例（変形例５）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態の変形例（変形例６）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図３９に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 第２の実施の形態の変形例（変形例７）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図４２に示したスイッチング電源装置における第２のブリッジ回路の構成の対称性について説明するための回路図である。 図４２に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 図４４に示したスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４５に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４６に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４７に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４８に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４９に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図５０に続くスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図２４および図４２に示したスイッチング電源装置におけるオンデューティ比と入出力電圧比との関係の一例を表す特性図である。 第３の実施の形態の変形例（変形例８）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図５３に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 第３の実施の形態の変形例（変形例９）に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図５５に示したスイッチング電源装置の動作の一例（正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）を表すタイミング波形図である。 第１ないし第３の実施の形態に共通の変形例に係るスイッチング素子の動作を説明するためのタイミング波形図である。 第１ないし第３の実施の形態に共通の他の変形例に係るスイッチング回路の構成を表す回路図である。 第１ないし第３の実施の形態に共通の他の変形例に係るスイッチング回路の構成を表す回路図である。 第１ないし第３の実施の形態に共通の他の変形例に係るスイッチング回路の構成を表す回路図である。 図５９および図６０に示したスイッチング素子の動作を説明するためのタイミング波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
（スイッチング電源装置１の全体構成）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流または交流の入力電圧Ｖinに対して電圧変換を行うことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成し、図示しないバッテリに供給して負荷５を駆動するものである。すなわち、スイッチング電源装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはＡＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。

このスイッチング電源装置１は、後述する１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２および２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２を有するトランスと、スイッチング回路２と、整流平滑回路３と、制御回路４とを備えている。

（スイッチング回路２）
スイッチング回路２は、制御回路４から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流または交流の入力電圧Ｖinに対してスイッチング動作を行うものである。このスイッチング回路２は、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従ったスイッチング動作を行う２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２とを有している。スイッチング回路２はまた、２つのコンデンサＣ３，Ｃ４と、インダクタＬ１と、インダクタＬｒとを有している。

インダクタＬ１は、入力端子Ｔ１から出力側に延在する接続ラインＬ１１上において、入力端子Ｔ１と接続点Ｐ１との間に挿入配置されている。

スイッチング素子Ｓ１は、入力端子Ｔ１から出力側に延在する接続ラインＬ１２上の接続点Ｐ２と、接続点Ｐ３との間に配置されている。このスイッチング素子Ｓ１に並列接続されたダイオードＤ１は、アノードが接続点Ｐ２側に配置されると共に、カソードが接続点Ｐ３側に配置されている。一方、スイッチング素子Ｓ２は、接続ラインＬ１１上の接続点Ｐ４と、接続点Ｐ６との間に配置されている。このスイッチング素子Ｓ２に並列接続されたダイオードＤ２は、アノードが接続点Ｐ４側に配置されると共に、カソードが接続点Ｐ６側に配置されている。すなわち、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、互いに逆方向を向くように配置されている。

なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。スイッチ素子としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、上記コンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、上記コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチ素子とは別個にコンデンサＣ１，Ｃ２やダイオードＤ１，Ｄ２を設ける必要がなくなり、回路構成を簡素化することができる。

コンデンサＣ３は、接続ラインＬ１１上の接続点Ｐ１と、接続点Ｐ３との間に配置されている。コンデンサＣ４は、接続ラインＬ１２上の接続点Ｐ５と、接続点Ｐ６との間に配置されている。

インダクタＬｒと、前述したトランスの１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２とはそれぞれ、接続点Ｐ３，Ｐ６間において互いに直列接続されている。具体的には、接続点Ｐ３と１次側巻線Ｌｐ１の一端との間にインダクタＬｒが配置され、接続点Ｐ６と１次側巻線Ｌｐ１の他端との間に１次側巻線Ｌｐ２が配置されている。なお、インダクタＬｒを個別に設けずに、これら１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２のリーケージインダクタンスを用いて、インダクタＬｒを構成するようにしてもよい。

このようにして、スイッチング回路２内では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（加えて、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２）と、コンデンサＣ３，Ｃ４とが互いに対角配置されることにより、ブリッジ回路（第１のブリッジ回路）が構成されている。そして、インダクタＬｒと、１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２とがそれぞれ、この第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されるようになっている。言い換えると、スイッチング回路２内では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（加えて、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２）と、コンデンサＣ３，Ｃ４と、インダクタＬｒと、１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２とにより、ブリッジ回路（第１のブリッジ回路）が構成されている。

（整流平滑回路３）
整流平滑回路３は、スイッチング回路２においてスイッチング動作がなされて上記トランスにより変圧された後の電圧に対して整流動作および平滑動作を行い、そのような整流・平滑動作後の直流電圧を出力電圧Ｖoutとして出力端子Ｔ３，Ｔ４間に出力するものである。この整流平滑回路３は、インダクタＬ２と、２つの整流ダイオード３１，３２と、出力平滑コンデンサＣoutとを有している。

インダクタＬ２は、接続点Ｐ９，Ｐ１２間に配置されており、前述したインダクタＬ１と互いに磁気結合されている。ここで、これらインダクタＬ１，Ｌ２間の磁気結合においては、図示しないリーケージインダクタンスが設けられるようになっているが、そのようなリーケージインダクタンスの代わりに、個別のインダクタを用いるようにしてもよい。また、出力端子Ｔ３から入力側に延在する出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ７と、接続点Ｐ９との間には、前述したトランスの２次側巻線Ｌｓ１が配置されており、この２次側巻線Ｌｓ１は、１次側巻線Ｌｐ１と互いに磁気結合されている。更に、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ１０と、接続点Ｐ１２との間には、トランスの２次側巻線Ｌｓ２が配置されており、この２次側巻線Ｌｓ２は、１次側巻線Ｌｐ２と互いに磁気結合されている。

整流ダイオード３１は、出力端子Ｔ４から入力側に延在する接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ８と、接続点Ｐ９との間に配置されている。具体的には、整流ダイオード３１のアノードは、接続点Ｐ８側に配置され、カソードは接続点Ｐ９側に配置されている。整流ダイオード３２は、接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ１１と、接続点Ｐ１２との間に配置されている。具体的には、整流ダイオード３２のアノードは、接続点Ｐ１１側に配置され、カソードは接続点Ｐ１２側に配置されている。

このようにして、整流平滑回路３内では、２次側巻線Ｌｓ１と整流ダイオード３１とからなる一方のアームと、２次側巻線Ｌｓ２と整流ダイオード３２とからなる他方のアームとにより、ブリッジ回路（第２のブリッジ回路）が構成されている。そして、インダクタＬ２が、この第２のブリッジ回路にＨブリッジ接続されるようになっている。言い換えると、整流平滑回路３内では、２次側巻線Ｌｓ１と整流ダイオード３１とからなる一方のアームと、２次側巻線Ｌｓ２と整流ダイオード３２とからなる他方のアームと、インダクタＬ２とにより、ブリッジ回路（第２のブリッジ回路）が構成されている。

出力平滑コンデンサＣoutは、出力ラインＬＯ（接続点Ｐ１０と出力端子Ｔ３との間の点）と、接地ラインＬＧ（接続点Ｐ１１と出力端子Ｔ４との間の点）との間に配置されている。

（制御回路４）
制御回路４は、スイッチング回路２内のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するためのものである。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ前述の駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を供給し、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオン・オフ制御するようになっている。

ここで、入力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「出力端子対」の一具体例に対応する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、本発明における「第１のスイッチング素子」，「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、ダイオードＤ１，Ｄ２が、本発明における「第１の整流素子」，「第２の整流素子」の一具体例に対応し、コンデンサＣ３，Ｃ４が、本発明における「第１の容量素子」，「第２の容量素子」の一具体例に対応する。インダクタＬ１，Ｌ２が、本発明における「第１のインダクタ」，「第２のインダクタ」の一具体例に対応する。１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２が、本発明における「第１の１次側巻線」，「第２の１次側巻線」の一具体例に対応し、２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２が、本発明における「第１の２次側巻線」，「第２の２次側巻線」の一具体例に対応する。整流ダイオード３１，３２が、本発明における「第３の整流素子」，「第４の整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutが、本発明における「第３の容量素子」の一具体例に対応する。出力ラインＬＯおよび接地ラインＬＧが、本発明における「一対の接続ライン」の一具体例に対応する。

（スイッチング電源装置１の作用・効果）
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置１の作用および効果について説明する。

（１．基本動作）
このスイッチング電源装置１では、スイッチング回路２において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流または交流の入力電圧Ｖinがスイッチングされることにより、交流電圧が生成される。この交流電圧は、スイッチング回路２内の１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２および整流平滑回路３内の２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２により構成されるトランスにより変圧され、これらの２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２から変圧された交流電圧が出力される。

整流平滑回路３では、この変圧された交流電圧が、整流ダイオード３１，３２によって整流される。これにより、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に、整流出力が発生する。この整流出力は、出力平滑コンデンサＣoutとによって平滑化され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流の出力電圧Ｖoutとして出力される。そしてこの直流の出力電圧Ｖoutは、図示しないバッテリに給電されてその充電に供されると共に、負荷５が駆動される。

このようにして、スイッチング電源装置１では、以下詳細に説明するように、直流の入力電圧Ｖinに対して直流−直流電圧変換がなされることにより直流の出力電圧Ｖoutが生成される動作（ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）、あるいは、交流の入力電圧Ｖinに対して交流−直流電圧変換がなされることにより直流の出力電圧Ｖoutが生成される動作（ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）が行われる。

（２．詳細動作）
次に、図２〜図１６を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。

（２−１．ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
最初に、図２〜図１２を参照して、図１に示したスイッチング電源装置１の動作の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作について説明する。

図２は、図１のスイッチング電源装置１における各部の電圧波形または電流波形をタイミング波形図で表したものであり、図３〜図９に示したように、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の（入力端子Ｔ１側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合に対応している。ここで、図２中の（Ａ），（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２の電圧波形を表している。（Ｃ）は、図１に示したインダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の電流波形を表している。（Ｄ）は、接続点Ｐ６，Ｐ３間の１次側巻線Ｌｐ２，Ｌｐ１およびインダクタＬｒを流れる電流ＩＬｐの電流波形を表している。（Ｅ）は、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２からなる素子群Ｍ２を流れる電流ＩＭ２の電流波形、この素子群Ｍ２の両端間の電圧ＶＭ２の電圧波形、ならびにコンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３とコンデンサＣ４の両端間の電圧ＶＣ４との和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｆ）は、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１からなる素子群Ｍ１を流れる電流ＩＭ１の電流波形、この素子群Ｍ１の両端間の電圧ＶＭ１の電圧波形、ならびに上記した電圧和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｇ）は、２次側巻線Ｌｓ１の両端間の電圧ＶＬｓ１および２次側巻線Ｌｓ２の両端間の電圧ＶＬｓ２の電圧波形を表している。（Ｈ）は、整流ダイオード３１の両端間の電圧Ｖ３１および整流ダイオード３２の両端間の電圧Ｖ３２の電圧波形を表している。（Ｉ）は、整流ダイオード３１を流れる順方向の電流Ｉ３１、整流ダイオード３２を流れる順方向の電流Ｉ３２、およびインダクタＬ２を流れる電流ＩＬ２の電流波形を表している。（Ｊ）は、出力電流Ｉoutの電流波形、ならびに出力電圧Ｖoutおよび出力平滑コンデンサＣoutの両端間の電圧Ｖcoutの電圧波形を表している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図１に矢印で示した方向を正方向としている。

また、図３〜図９は、図２中の１周期分の動作の各タイミング（タイミングｔ０〜ｔ７（ｔ０））におけるスイッチング電源装置１の動作状態を表したものである。

まず、図３に示したタイミングｔ０〜ｔ１までの期間では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となり（図２（Ａ））、スイッチング素子Ｓ２はオフ状態となる（図２（Ｂ））。したがって、スイッチング回路２内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ａは、直流電源１０から入力端子Ｔ１およびインダクタＬ１を介して流れたのち、ダイオードＤ２、１次側巻線Ｌｐ２，Ｌｐ１およびインダクタＬｒを介して流れる経路と、コンデンサＣ３を流れる経路とに分流して流れ、その後、スイッチング素子Ｓ１および入力端子Ｔ２を介して流れる。一方、ループ電流Ｉ１ｂは、コンデンサＣ４、１次側巻線Ｌｐ２，Ｌｐ１、インダクタＬｒ、スイッチング素子Ｓ１およびコンデンサＣ４の順に介して、周回して流れる。このようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れることにより、インダクタＬｒが励磁されると共に、トランスの１次側（１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２）から２次側（２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２）へ電力伝送が行われる。これにより、トランスの２次側（整流平滑回路３内）には、図中に示したようなループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ２ａは、２次側巻線Ｌｓ１、インダクタＬ２および２次側巻線Ｌｓ１の順に介して、周回して流れる。一方、ループ電流Ｉ２ｂは、２次側巻線Ｌｓ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３２の順に介して周回して流れ、これにより負荷５が駆動される。

次に、図４で示したタイミングｔ１〜ｔ２までの期間では、タイミングｔ１において、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる（図２（Ａ））。すると、スイッチング回路２内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ｃは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ４および入力端子Ｔ２を介して流れる。また、ループ電流Ｉ１ｄは、インダクタＬｒ、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２、１次側巻線Ｌｐ２，Ｌｐ１およびインダクタＬｒの順に介して、周回して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路３内）には、図中に示したような、ループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れる。このうち、ループル電流Ｉ２ｃは、具体的には、２次側巻線Ｌｓ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４、整流ダイオード３１およびインダクタＬ２の順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃにより、負荷５が駆動される。

次に、図５で示したタイミングｔ２では、トランスの２次側（整流平滑回路３内）において、上記したループ電流Ｉ２ａが流れなくなる。すなわち、整流平滑回路３内では、２つのループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れ、これにより負荷５が駆動される。

次に、図６で示したタイミングｔ２〜ｔ３までの期間では、トランスの２次側（整流平滑回路３内）において、上記したループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃに加え、ループ電流Ｉ２ｄが新たに流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉ２ｄは、２次側巻線Ｌｓ１、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３１の順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄにより、負荷５が駆動される。

次に、図７で示したタイミングｔ３〜ｔ４までの期間では、タイミングｔ３において、スイッチング素子Ｓ２がオン状態となる（図２（Ｂ））。すると、スイッチング回路２内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｅ，Ｉ１ｆがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ｅは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣ４および入力端子Ｔ２を介して流れる。また、ループ電流Ｉ１ｆは、インダクタＬｒ、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｓ２、１次側巻線Ｌｐ２，Ｌｐ１およびインダクタＬｒの順に介して、周回して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路３内）では、上記したループ電流Ｉ２ｂが流れなくなる。すなわち、整流平滑回路３内では、２つのループ電流Ｉ２ｄ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図８で示したタイミングｔ４〜ｔ５までの期間では、タイミングｔ４において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる（図２（Ｂ））。すると、スイッチング回路２内には、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路３内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図９で示したタイミングｔ５において、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になる（図２（Ａ））。するち、スイッチング回路２内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｂ，Ｉ１ｇがそれぞれ流れる。このうち、ループ電流Ｉ１ｇは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｓ１および入力端子Ｔ２を介して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路３内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図１０で示したタイミングｔ５〜ｔ６までの期間では、スイッチング回路２内において、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路３内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｄ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図１１で示したタイミングｔ６では、トランスの２次側（整流平滑回路３内）において、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れるようになり、これにより負荷５が駆動される。その後、タイミングｔ７（ｔ０）において、トランスの２次側（整流平滑回路３内）において、図３中に示したように、前述したループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂがそれぞれ流れるようになる。以上で、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合における、１周期分のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作が終了し、図２中のタイミングｔ０と等価な状態となる。

一方、図１２に示したように、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の（入力端子Ｔ２側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置１におけるＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。

すなわち、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、まず、スイッチング回路２における第１のブリッジ回路が、図１３（Ａ）に示したように、点対称の構成となっている。具体的には、接続点Ｐ３，Ｐ６間に配置された素子ブロック（ここでは、インダクタＬｒおよび１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２からなる素子ブロック）を素子ブロックＣｃとすると、この素子ブロックＣｃを中心として、第１のブリッジ回路における各々のアームの素子ブロックＡａ（ここでは、コンデンサＣ３またはコンデンサＣ４からなる素子ブロック）および素子ブロックＢｂ（ここでは、スイッチング素子Ｓ１，ダイオードＤ１，コンデンサＣ１またはスイッチング素子Ｓ２，ダイオードＤ２，コンデンサＣ２からなる素子ブロック）がそれぞれ、点対称の構成となっている。

一方、整流平滑回路３における第２のブリッジ回路は、図１３（Ｂ）に示したように、線対称の構成となっている。具体的には、接続点Ｐ９，Ｐ１２間に配置された素子ブロック（ここでは、インダクタＬ２からなる素子ブロック）を素子ブロックＦｆとすると、この素子ブロックＦｆと、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ７，Ｐ１０間の点と、接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ８，Ｐ１１間の点とを通る仮想線Ｓ−Ｓ’に対して、第２のブリッジ回路における各々のアームの素子ブロックＤｄ（ここでは、２次側巻線Ｌｓ１または２次側巻線Ｌｓ２からなる素子ブロック）および素子ブロックＥｅ（ここでは、整流ダイオード３１または整流ダイオード３２からなる素子ブロック）がそれぞれ、線対称の構成となっている。なお、図１３（Ｂ）では、第２のブリッジ回路内の各々のアームにおいて、出力ラインＬＯ側に素子ブロックＤｄが配置されると共に接地ラインＬＧ側に素子ブロックＥｅが配置されているが、例えば図１３（Ｃ）に示したように、これらの配置関係が逆となっていてもよい。すなわち、第２のブリッジ回路内の各々のアームにおいて、出力ラインＬＯ側に素子ブロックＥｅが配置されると共に接地ラインＬＧ側に素子ブロックＤｄが配置されているようにしてもよい。

そして、第１および第２のブリッジ回路がこのような対称性のある回路構成となっていることにより、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合も、図２〜図１１を参照してこれまで説明したＤＣ−ＤＣコンバータの動作（直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合の動作）と同様の動作となる。

（２−２．ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
これらのことから、図１４に示したように、交流電源２０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置１におけるＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。すなわち、これまで説明した、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とを、交互に繰り返すことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した際に、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現される。このようにして、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、単一の回路構成によって、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が実現される。

この際、上記したような正極性側に対応するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、負極性側に対応するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作との切り換えは、制御回路４において、例えば、図１４および図１５（Ａ），（Ｂ）に示した極性検出部６における検出結果に応じた制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２に従って、行うようにすればよい。具体的には、制御回路４において、正極性の動作時と負極性の動作時とで、スイッチング信号ＳＧ１，ＳＧ２の中身を入れ換えることにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士の動作を入れ換えるようにすればよい。なお、図１５（Ｂ）は、以下説明する接続点Ｐ１３の電位Ｖ１３および接続点Ｐ１４の電位Ｖ１４の大小関係と、制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２の内容（「Ｈ（ハイ）」信号または「Ｌ（ロー）」信号）との関係の一例を示している。

ここで、極性検出部６は、接続ラインＬ１１上の接続点Ｐ１３（入力端子Ｔ１とインダクタＬ１との間の点）と、接続ラインＬ１２上の接続点Ｐ１４（入力端子Ｔ２と接続点Ｐ２との間の点）との間に配置されている。この極性検出部６は、図１５（Ａ）に示したように、３つの抵抗器Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２と、２つの発光ダイオード（ＬＥＤ；Light Emitting Diode）ＬＤ６１，ＬＤ６２および２つのフォトトランジスタＴｒ６１，Ｔｒ６２からなる２組のフォトカプラとを有している。抵抗器Ｒ０の一端は接続点Ｐ１３に接続され、他端は、発光ダイオードＬＤ６１のアノードおよび発光ダイオードＬＤ６２のカソードにそれぞれ接続されている。発光ダイオードＬＤ６１のカソードおよび発光ダイオードＬＤ６２のアノードはそれぞれ、接続点Ｐ１４に接続されている。一方、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の一端同士はそれぞれ、電源Ｖｃｃに接続されている。フォトトランジスタＴｒ６１は、発光ダイオードＬＤ６１からの光を選択的に受光するようになっており、コレクタが抵抗器Ｒ１の他端および制御信号ＣＴＬ１の信号線に接続され、エミッタが接地されている。また、フォトトランジスタＴｒ６２は、発光ダイオードＬＤ６２からの光を選択的に受光するようになっており、コレクタが抵抗器Ｒ２の他端および制御信号ＣＴＬ２の信号線に接続され、エミッタが接地されている。このような構成により極性検出部６では、スイッチング回路２への入力電流の流れる向き（極性）に応じて発光ダイオードＬＤ６１または発光ダイオードＬＤ６２の一方のみが発光することを利用して、極性に対応した制御信号ＣＴＬを生成するようになっている。

（２−３．本実施の形態と比較例との作用・効果の比較）
次に、図１〜図１５に加えて図１６，図１７を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置１における作用と、比較例に係る従来のスイッチング電源装置１００における作用とについて、比較しつつ詳細に説明する。

（比較例の構成・作用）
図１６は、比較例に係るスイッチング電源装置１００の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置１００は、ＡＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、交流電源２０から交流の入力電圧Ｖinが入力される入力端子Ｔ１，Ｔ２と、整流回路１０１と、昇圧動作を行うＰＦＣ（Power factor correction；力率改善）回路１０２と、インバータ回路１０３と、整流回路１０４と、平滑回路１０５と、直流の出力電圧Ｖoutを負荷５に供給するための入力端子Ｔ３，Ｔ４とを備えている。なお、このスイッチング電源装置１００における整流回路１０１、ＰＦＣ回路１０２およびインバータ回路１０３が、本実施の形態のスイッチング電源装置１におけるスイッチング回路２に対応している。また、スイッチング回路１００における整流回路１０４および平滑回路１０５が、スイッチング電源装置１における整流平滑回路３に対応している。

整流回路１０１は、４つの整流ダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４からなる整流ブリッジ回路を有している。具体的には、整流ダイオードＤ１０１のアノードは、入力端子Ｔ１から延在する接続ラインＬ１１に接続され、カソードは接続ラインＬ２１に接続されている。整流ダイオードＤ１０２のアノードは、接続ラインＬ２２に接続され、カソードは接続ラインＬ１１に接続されている。整流ダイオードＤ１０３のアノードは、入力端子Ｔ２から延在する接続ラインＬ１２に接続され、カソードは接続ラインＬ２１に接続されている。整流ダイオードＤ１０４のアノードは、接続ラインＬ２２に接続され、カソードは接続ラインＬ１２に接続されている。

ＰＦＣ回路１０２は、インダクタＬ１０１と、スイッチング素子Ｓ１００と、ダイオードＤ１０５と、コンデンサＣ１０１とを有している。具体的には、インダクタＬ１０１は、接続ラインＬ２１上に挿入配置され、スイッチング素子Ｓ１００は、このインダクタＬ１０１の一端と接続ラインＬ２２との間に配置されている。ダイオードＤ１０５は、アノードがインダクタＬ１０１の一端に接続されると共に、カソードがコンデンサＣ１０１の一端に接続され、このコンデンサＣ１０１の他端は、接続ラインＬ２２に接続されている。

インバータ回路１０３は、４つのスイッチング素子Ｓ１０１〜Ｓ１０４からなるフルブリッジ型のインバータ回路である。具体的には、スイッチング素子Ｓ１０１，Ｓ１０３の一端同士が接続ラインＬ２１に接続されると共に、スイッチング素子Ｓ１０２，Ｓ１０４の一端同士が接続ラインＬ２２に接続され、スイッチング素子Ｓ１０１，Ｓ１０２の他端同士が接続されると共に、スイッチング素子Ｓ１０３，Ｓ１０４の他端同士が接続されている。また、このようなフルブリッジ回路に対して、トランスの１次側巻線Ｌｐ１０１がＨブリッジ接続されている。

整流回路１０４は、２つの整流ダイオード１０４Ａ，１０４Ｂを有している。また、この整流回路１０４内には、トランスの２次側巻線Ｌｓ１０１，Ｌｓ１０２が配置されている。なお、これら２つの２次側巻線Ｌｓ１０１，Ｌｓ１０２はそれぞれ、上記したトランスの１次側巻線Ｌｐ１０１と互いに磁気結合されている。この整流回路１０４では、整流ダイオード１０４Ａのアノードは、出力端子Ｔ４から延在する接地ラインＬＧに接続され、カソードは２次側巻線Ｌｓ１０１の一端に接続されている。整流ダイオード１０４Ｂのアノードは、接地ラインＬＧに接続され、カソードは、２次側巻線Ｌｓ１０２の一端に接続されている。また、２次側巻線Ｌｓ１０１，Ｌｓ１０２の他端同士はそれぞれ、出力端子Ｔ３から延在する出力ラインＬＯに接続されている。

平滑回路１０５は、チョークコイルＬ１０２と、出力平滑コンデンサＣoutとを有している。具体的には、チョークコイルＬ１０２は出力ラインＬＯ上に挿入配置され、出力平滑コンデンサＣoutは、出力ラインＬＯ上の接続点（チョークコイルＬ１０２と出力端子Ｔ３との間の点）と、接地ラインＬＧとの間に配置されている。

このように、この比較例に係るスイッチング電源装置１００では、ＡＣ−ＤＣコンバータとして機能させるために、整流ブリッジ回路からなる整流回路１０１を要している。また、トランスの１次側において、３つの（３段構成の）回路（コンバータ）が設けられている。したがって、スイッチング電源装置１００全体として、回路構成が複雑なものとなっていると共に、装置の効率も低くなってしまう。

（本実施の形態の作用）
これに対して、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、図１に示した構成のスイッチング回路２と、１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２および２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２を有するトランスと、整流平滑回路３とが設けられている。

これにより、上記比較例のような整流ブリッジ回路が不要となると共に、トランスの１次側が、１つの（１段構成の）回路（スイッチング回路２）で済むようになり、上記比較例と比べ、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能となる。

また、整流平滑回路３内にインダクタＬ２が設けられているため、このインダクタＬ２を設けない場合と比べ、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルが小さくなる。

ここで、本実施の形態では、スイッチング回路２において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することにより、入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となっているようにするのが好ましい。

具体的には、ここで、トランスにおける１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２の巻き数をそれぞれＮｐ１，Ｎｐ２、２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２の巻き数をＮｓ１，Ｎｓ２、１次側巻線Ｌｐ１と２次側巻線Ｌｓ１との巻き数比をｎ１（＝Ｎｐ１／Ｎｓ１）、１次側巻線Ｌｐ２と２次側巻線Ｌｓ２との巻き数比をｎ２（＝Ｎｐ２／Ｎｓ２）、スイッチング素子Ｓ１のオン時間およびオフ時間をそれぞれｔon，ｔoff、スイッチング周期をＴ（＝ｔon＋ｔoff）、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比をＤ（＝ｔon／Ｔ）とすると、定常状態では、インダクタＬ１および１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２のインダクタンスについて、以下の（１）〜（３）式が成り立つ。なお、式中のＶinは入力電圧を、Ｖoutは出力電圧を、ＶＣ３はコンデンサＣ３の両端間の電圧を、ＶＣ４はコンデンサＣ４の両端間の電圧を、それぞれ表している。また、ここでは、インダクタＬ１，Ｌ２間の磁気結合を省略して式を導出している。

ここで、これらの（１）〜（３）式を整理すると、入出力電圧比（Ｖout／Ｖin）および電圧ＶＣ３，ＶＣ４を規定する以下の（４）〜（６）式が導出される。このとき、（４）式により、（Ｖout／Ｖin）＞１を満たすように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄを設定するようにすれば、上記したような入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。ここで、例えば巻き数比ｎ１＝ｎ２＝ｎとした場合には、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすようにすればよいことになる。更に、例えば巻き数比ｎ１＝ｎ２＝１とした場合には、以下の（７）〜（９）式が成り立つことになり、この場合には、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄ＜０．５となることが分かる。

これにより、例えば図１７に示したように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄが、デューティ閾値Ｄth（（Ｖout／Ｖin）＝１のときのオンデューティ比Ｄに対応）よりも大きくなるように設定することにより、実際に入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。

また、このような昇圧動作が可能であることから、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比べ、入力電圧範囲が広くなる。

以上のように本実施の形態では、図１に示した構成のスイッチング回路２と、１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２および２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２を有するトランスと、整流平滑回路３とが設けるようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現され得るようになり、動作の自由度を高め得ることが可能となる。

また、整流平滑回路３内にインダクタＬ２を設けるようにしたので、このインダクタＬ２を設けない場合と比べ、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルを小さくすることができる。よって、例えばＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、この入力電流におけるノイズを低減することが可能となる一方、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、力率を向上させることが可能となる。

更に、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、上述したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになるため、スイッチング電源装置における動作の自由度が向上する。したがって、これら２つのコンバータの設計の共通化が可能となり、装置の開発期間の短縮化や、設計コストの低減化が実現される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータとして考えると、従来のＡＣ−ＤＣコンバータにおける整流ダイオードのブリッジ回路等が不要となるため、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能になると共に、スイッチング電源装置全体としての効率も向上させることが可能となる。

加えて、スイッチング回路２において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することにより、入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となっているようにした場合には、昇降圧がシームレスに切り換えることができることから、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、スイッチング回路２において昇圧動作（ＰＦＣ動作）が可能となるため、電圧変換の際の自由度が向上すると共に、力率を改善させることも可能となる。

次に、上記第１の実施の形態の変形例（変形例１〜４）について説明する。なお、第１の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［変形例１］
図１８は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ａは、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１において、インダクタＬ１，Ｌ２同士が磁気的に結合されていないようにしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置１Ａにおいても、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

一例として、例えば図１９（Ａ）〜（Ｊ）に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合）は、上記第１の実施の形態で説明した図２（Ａ）〜（Ｊ）に示した動作と同様のものとなる。また、図示はしていないが、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作も、上記第１の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

［変形例２］
図２０は、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ｂは、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１において、インダクタＬ２における巻線の巻き方向を逆にしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置１Ｂにおいても、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

一例として、例えば図２１（Ａ）〜（Ｊ）に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合）は、上記第１の実施の形態で説明した図２（Ａ）〜（Ｊ）に示した動作と同様のものとなる。また、図示はしていないが、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作も、上記第１の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

なお、本変形例では、スイッチング電源装置１においてインダクタＬ２における巻線の巻き方向を逆にしているが、このようにインダクタＬ２における巻線の巻き方向を変えずに、スイッチング電源装置１において、２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２の巻き方向を共に逆にするようにしてもよい。

［変形例３］
図２２は、変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｃ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ｃは、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１において、接続点Ｐ９，Ｐ１２間にインダクタＬ２を設けないようにしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置１Ｃにおいても、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

また、インダクタＬ２を設けないようにしたので、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と比べて部品点数を更に削減することができ、製造コストを更に低減することが可能となる。

［変形例４］
図２３は、変形例４に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｄ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置１Ｄは、上記第１の実施の形態のスイッチング電源装置１において、トランスにおける２つの１次側巻線Ｌｐ１，Ｌｐ２および２つの２次側巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２をそれぞれ、１つの１次側巻線Ｌｐおよび１つの２次側巻線Ｌｓに置き換えるようにしたものである。言い換えると、このスイッチング電源装置１Ｄは、スイッチング回路２の代わりにスイッチング回路２Ｄを備えると共に、整流平滑回路３の代わりに整流平滑回路３Ｄを備えている。

具体的には、スイッチング回路２Ｄでは、接続点Ｐ３，Ｐ６間に、インダクタＬｒと１つの１次側巻線Ｌｐとが、互いに直列接続されて配置されている。なお、その他の構成は、スイッチング回路２と同様である。

また、整流平滑回路３Ｄでは、接続点Ｐ９，Ｐ１２間に１つの２次側巻線Ｌｓが配置されると共に、接続点Ｐ１０，Ｐ１２間にインダクタＬ２が配置されている。また、整流平滑回路３とは異なり、接続点Ｐ７が設けられていない。すなわち、この整流平滑回路３Ｄでは、整流平滑回路３のような第２のブリッジ回路が構成されていない。なお、その他の構成は、整流平滑回路３と同様である。

このような構成のスイッチング電源装置１Ｄでは、これまで説明したスイッチング電源装置１，１Ａ〜１Ｃとは異なり、整流平滑回路３Ｄの構成が点対称となっていないため、ＡＣ−ＤＣコンバータとしては機能せず、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてのみ機能するようになっている。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、基本的にはスイッチング電源装置１，１Ａ〜１Ｃの動作と同様である。

［第２の実施の形態］
（スイッチング電源装置７の全体構成）
図２４は、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７）の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置７は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される直流または交流の入力電圧Ｖinに対して電圧変換を行うことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成し、図示しないバッテリに供給して負荷５を駆動するものである。すなわち、スイッチング電源装置７は、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはＡＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。

このスイッチング電源装置７は、後述する１次側巻線Ｌｐおよび２次側巻線Ｌｓを有するトランスと、スイッチング回路８（２Ｄ）と、整流平滑回路９と、制御回路４とを備えている。

（スイッチング回路８）
スイッチング回路８は、制御回路４から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流または交流の入力電圧Ｖinに対してスイッチング動作を行うものである。このスイッチング回路８は、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従ったスイッチング動作を行う２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ並列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２とを有している。スイッチング回路８はまた、２つのコンデンサＣ３，Ｃ４と、インダクタＬ１と、インダクタＬｒとを有している。

インダクタＬ１は、入力端子Ｔ１から出力側に延在する接続ラインＬ１１上において、入力端子Ｔ１と接続点Ｐ１との間に挿入配置されている。

スイッチング素子Ｓ１は、入力端子Ｔ２から出力側に延在する接続ラインＬ１２上の接続点Ｐ２と、接続点Ｐ３との間に配置されている。このスイッチング素子Ｓ１に並列接続されたダイオードＤ１は、アノードが接続点Ｐ２側に配置されると共に、カソードが接続点Ｐ３側に配置されている。一方、スイッチング素子Ｓ２は、接続ラインＬ１１上の接続点Ｐ４と、接続点Ｐ６との間に配置されている。このスイッチング素子Ｓ２に並列接続されたダイオードＤ２は、アノードが接続点Ｐ４側に配置されると共に、カソードが接続点Ｐ６側に配置されている。すなわち、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、互いに逆方向を向くように配置されている。

なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）やＩＧＢＴなどのスイッチ素子が用いられる。スイッチ素子としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、上記コンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、上記コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチ素子とは別個にコンデンサＣ１，Ｃ２やダイオードＤ１，Ｄ２を設ける必要がなくなり、回路構成を簡素化することができる。

コンデンサＣ３は、接続ラインＬ１１上の接続点Ｐ１と、接続点Ｐ３との間に配置されている。コンデンサＣ４は、接続ラインＬ１２上の接続点Ｐ５と、接続点Ｐ６との間に配置されている。

インダクタＬｒと、前述したトランスの１次側巻線Ｌｐとは、接続点Ｐ３，Ｐ６間において互いに直列接続されている。具体的には、接続点Ｐ３と１次側巻線Ｌｐの一端との間にインダクタＬｒが配置され、１次側巻線Ｌｐの他端が接続点Ｐ６に接続されている。なお、インダクタＬｒを個別に設けずに、１次側巻線Ｌｐと２次側巻線Ｌｓとの磁気結合から生ずるリーケージインダクタンスを用いて、インダクタＬｒを構成するようにしてもよい。

このようにして、スイッチング回路８内では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（加えて、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２）と、コンデンサＣ３，Ｃ４とが互いに対角配置されることにより、ブリッジ回路（第１のブリッジ回路）が構成されている。そして、インダクタＬｒおよび１次側巻線Ｌｐがそれぞれ、この第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されるようになっている。言い換えると、スイッチング回路８内では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（加えて、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２）と、コンデンサＣ３，Ｃ４と、インダクタＬｒと、１次側巻線Ｌｐ１とにより、ブリッジ回路（第１のブリッジ回路）が構成されている。

（整流平滑回路９）
整流平滑回路９は、スイッチング回路８においてスイッチング動作がなされて上記トランスにより変圧された後の電圧に対して整流動作および平滑動作を行い、そのような整流・平滑動作後の直流電圧を出力電圧Ｖoutとして出力端子Ｔ３，Ｔ４間に出力するものである。この整流平滑回路９は、２つのインダクタＬ２１，Ｌ２２と、２つの整流ダイオード３１，３２と、出力平滑コンデンサＣoutとを有している。

インダクタＬ２１は、出力端子Ｔ３から入力側に延在する出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ７と、接続点Ｐ９との間に配置されている。インダクタＬ２２は、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ１０と、接続点Ｐ１２との間に配置されている。そして、インダクタＬ２１と、インダクタＬ２２と、スイッチング回路８内のインダクタＬ１とはそれぞれ、互いに磁気結合されている。ここで、これらインダクタＬ２１，Ｌ２２と、インダクタＬ１と間の磁気結合においては、図示しないリーケージインダクタンスが設けられるようになっているが、そのようなリーケージインダクタンスの代わりに、個別のインダクタを用いるようにしてもよい。

整流ダイオード３１は、出力端子Ｔ４から入力側に延在する接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ８と、接続点Ｐ９との間に配置されている。具体的には、整流ダイオード３１のアノードは、接続点Ｐ８側に配置され、カソードは接続点Ｐ９側に配置されている。整流ダイオード３２は、接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ１１と、接続点Ｐ１２との間に配置されている。具体的には、整流ダイオード３２のアノードは、接続点Ｐ１１側に配置され、カソードは接続点Ｐ１２側に配置されている。

また、接続点Ｐ９，Ｐ１２間には、前述したトランスの２次側巻線Ｌｓが配置されている。なお、１次側巻線Ｌｐと直列接続されているインダクタＬｒは、２次側巻線Ｌｓ側に配置されていてもよいし、１次側巻線Ｌｐ側と２次側巻線Ｌｓ側とに分けて配置されていてもよい。

このようにして、整流平滑回路９内では、インダクタＬ２１と整流ダイオード３１とからなる一方のアームと、インダクタＬ２２と整流ダイオード３２とからなる他方のアームとにより、ブリッジ回路（第３のブリッジ回路）が構成されている。そして、２次側巻線Ｌｓが、この第３のブリッジ回路にＨブリッジ接続されるようになっている。言い換えると、整流平滑回路９内では、インダクタＬ２１と整流ダイオード３１とからなる一方のアームと、インダクタＬ２２と整流ダイオード３２とからなる他方のアームと、２次側巻線Ｌｓとにより、ブリッジ回路（第３のブリッジ回路）が構成されている。

出力平滑コンデンサＣoutは、出力ラインＬＯ（接続点Ｐ１０と出力端子Ｔ３との間の点）と、接地ラインＬＧ（接続点Ｐ１１と出力端子Ｔ４との間の点）との間に配置されている。

（制御回路４）
制御回路４は、スイッチング回路８内のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するためのものである。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ前述の駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を供給し、これらスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオン・オフ制御するようになっている。

ここで、入力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「出力端子対」の一具体例に対応する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、本発明における「第１のスイッチング素子」，「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応し、ダイオードＤ１，Ｄ２が、本発明における「第１の整流素子」，「第２の整流素子」の一具体例に対応し、コンデンサＣ３，Ｃ４が、本発明における「第１の容量素子」，「第２の容量素子」の一具体例に対応する。インダクタＬ１が本発明における「第１のインダクタ」の一具体例に対応し、インダクタＬ２１，Ｌ２２が、本発明における「第１の素子」，「第２の素子」の一具体例に対応する。整流ダイオード３１，３２が、本発明における「第３の整流素子」，「第４の整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutが、本発明における「第３の容量素子」の一具体例に対応する。出力ラインＬＯおよび接地ラインＬＧが、本発明における「一対の接続ライン」の一具体例に対応する。

（スイッチング電源装置７の作用・効果）
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置７の作用および効果について説明する。

（１．基本動作）
このスイッチング電源装置７では、スイッチング回路８において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流または交流の入力電圧Ｖinがスイッチングされることにより、交流電圧が生成される。この交流電圧は、スイッチング回路８内の１次側巻線Ｌｐおよび整流平滑回路３内の２次側巻線Ｌｓにより構成されるトランスにより変圧され、この２次側巻線Ｌｓから変圧された交流電圧が出力される。

整流平滑回路９では、この変圧された交流電圧が、整流ダイオード３１，３２によって整流される。これにより、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に、整流出力が発生する。この整流出力は、出力平滑コンデンサＣoutとによって平滑化され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流の出力電圧Ｖoutとして出力される。そしてこの直流の出力電圧Ｖoutは、図示しないバッテリに給電されてその充電に供されると共に、負荷５が駆動される。

このようにして、スイッチング電源装置７では、以下詳細に説明するように、直流の入力電圧Ｖinに対して直流−直流電圧変換がなされることにより直流の出力電圧Ｖoutが生成される動作（ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）、あるいは、交流の入力電圧Ｖinに対して交流−直流電圧変換がなされることにより直流の出力電圧Ｖoutが生成される動作（ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）が行われる。

（２．詳細動作）
次に、図２５〜図３６を参照して、スイッチング電源装置７の詳細動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。

（２−１．ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
最初に、図２５〜図３５を参照して、図２４に示したスイッチング電源装置７の動作の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作について説明する。

図２５は、図２４のスイッチング電源装置１における各部の電圧波形または電流波形をタイミング波形図で表したものであり、図２６〜図３４に示したように、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の（入力端子Ｔ１側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合に対応している。ここで、図２５中の（Ａ），（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２の電圧波形を表している。（Ｃ）は、図２４に示したインダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の電流波形を表している。（Ｄ）は、接続点Ｐ６，Ｐ３間の１次側巻線ＬｐおよびインダクタＬｒを流れる電流ＩＬｐの電流波形を表している。（Ｅ）は、スイッチング素子Ｓ２、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ２からなる素子群Ｍ２を流れる電流ＩＭ２の電流波形、この素子群Ｍ２の両端間の電圧ＶＭ２の電圧波形、ならびにコンデンサＣ３の両端間の電圧ＶＣ３とコンデンサＣ４の両端間の電圧ＶＣ４との和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｆ）は、スイッチング素子Ｓ１、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１からなる素子群Ｍ１を流れる電流ＩＭ１の電流波形、この素子群Ｍ１の両端間の電圧ＶＭ１の電圧波形、ならびに上記した電圧和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｇ）は、インダクタＬ２１の両端間の電圧ＶＬ２１およびインダクタＬ２２の両端間の電圧ＶＬ２２の電圧波形を表している。（Ｈ）は、整流ダイオード３１の両端間の電圧Ｖ３１および整流ダイオード３２の両端間の電圧Ｖ３２の電圧波形を表している。（Ｉ）は、整流ダイオード３１を流れる順方向の電流Ｉ３１、整流ダイオード３２を流れる順方向の電流Ｉ３２、および２次側巻線Ｌｓを流れる電流ＩＬｓの電流波形（ここでは、（−ＩＬｓ）の電流波形）を表している。（Ｊ）は、出力電流Ｉoutの電流波形、ならびに出力電圧Ｖoutおよび出力平滑コンデンサＣoutの両端間の電圧Ｖcoutの電圧波形を表している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図２４に矢印で示した方向を正方向としている。

また、図２６〜図３４は、図２５中の１周期分の動作の各タイミング（タイミングｔ３０〜ｔ３７（ｔ３０））におけるスイッチング電源装置７の動作状態を表したものである。

まず、図２６に示したタイミングｔ３０〜ｔ３１までの期間では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となり（図２５（Ａ））、スイッチング素子Ｓ２はオフ状態となる（図２５（Ｂ））。したがって、スイッチング回路８内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ａは、直流電源１０から入力端子Ｔ１およびインダクタＬ１を介して流れたのち、ダイオードＤ２、１次側巻線ＬｐおよびインダクタＬｒを介して流れる経路と、コンデンサＣ３を流れる経路とに分流して流れ、その後、スイッチング素子Ｓ１および入力端子Ｔ２を介して流れる。一方、ループ電流Ｉ１ｂは、コンデンサＣ４、１次側巻線Ｌｐ、インダクタＬｒ、スイッチング素子Ｓ１およびコンデンサＣ４の順に介して、周回して流れる。このようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れることにより、インダクタＬｒが励磁されると共に、トランスの１次側（１次側巻線Ｌｐ）から２次側（２次側巻線Ｌｓ）へ電力伝送が行われる。これにより、トランスの２次側（整流平滑回路９内）には、図中に示したようなループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ２ａは、２次側巻線Ｌｓ、インダクタＬ２１およびインダクタＬ２２の順に介して、周回して流れる。一方、ループ電流Ｉ２ｂは、インダクタＬ２１、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３１の順に介して周回して流れ、これにより負荷５が駆動される。

次に、図２７で示したタイミングｔ３１〜ｔ３２までの期間では、タイミングｔ３１において、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる（図２５（Ａ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ｃは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ４および入力端子Ｔ２を介して流れる。また、ループ電流Ｉ１ｄは、インダクタＬｒ、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２、１次側巻線ＬｐおよびインダクタＬｒの順に介して、周回して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９内）には、図中に示したような、ループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れる。このうち、ループル電流Ｉ２ｃは、具体的には、インダクタＬ２１、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４、整流ダイオード３２および２次側巻線Ｌｓの順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃにより、負荷５が駆動される。

次に、図２８で示したタイミングｔ３２では、トランスの２次側（整流平滑回路９内）において、上記したループ電流Ｉ２ａが流れなくなる。すなわち、整流平滑回路９内では、２つのループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れ、これにより負荷５が駆動される。

次に、図２９で示したタイミングｔ３２〜ｔ３３までの期間では、トランスの２次側（整流平滑回路９内）において、上記したループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃに加え、ループ電流Ｉ２ｄが新たに流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉ２ｄは、インダクタＬ２２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３２の順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄにより、負荷５が駆動される。

次に、図３０で示したタイミングｔ３３〜ｔ３４までの期間では、タイミングｔ３３において、スイッチング素子Ｓ２がオン状態となる（図２５（Ｂ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｅ，Ｉ１ｆがそれぞれ流れる。具体的には、ループ電流Ｉ１ｅは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｓ２、コンデンサＣ４および入力端子Ｔ２を介して流れる。また、ループ電流Ｉ１ｆは、インダクタＬｒ、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｓ２、１次側巻線ＬｐおよびインダクタＬｒの順に介して、周回して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９内）では、上記したループ電流Ｉ２ｂが流れなくなる。すなわち、整流平滑回路９内では、２つのループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図３１で示したタイミングｔ３４〜ｔ３５までの期間では、タイミングｔ３４において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる（図２５（Ｂ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図３２で示したタイミングｔ３５において、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になる（図２５（Ａ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｂ，Ｉ１ｇがそれぞれ流れる。このうち、ループ電流Ｉ１ｇは、直流電源１０から、入力端子Ｔ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｓ１および入力端子Ｔ２を介して流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図３３で示したタイミングｔ３５〜ｔ３６までの期間では、スイッチング回路８内において、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９内）では、依然としてループ電流Ｉ２ｃ，Ｉ２ｄがそれぞれ流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図３４で示したタイミングｔ３６では、トランスの２次側（整流平滑回路９内）において、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ２ｂ，Ｉ２ｃがそれぞれ流れるようになり、これにより負荷５が駆動される。その後、タイミングｔ３７（ｔ３０）において、トランスの２次側（整流平滑回路９内）において、図２６中に示したように、前述したループ電流Ｉ２ａ，Ｉ２ｂがそれぞれ流れるようになる。以上で、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合における、１周期分のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作が終了し、図２５中のタイミングｔ３０と等価な状態となる。

一方、図３５に示したように、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の（入力端子Ｔ２側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置７におけるＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。

すなわち、本実施の形態のスイッチング電源装置７では、まず、スイッチング回路８における第１のブリッジ回路が、前述した図１３（Ａ）に示したように、点対称の構成となっている。具体的には、接続点Ｐ３，Ｐ６間に配置された素子ブロック（ここでは、インダクタＬｒおよび１次側巻線Ｌｐからなる素子ブロック）を素子ブロックＣｃとすると、この素子ブロックＣｃを中心として、第１のブリッジ回路における各々のアームの素子ブロックＡａ（ここでは、コンデンサＣ３またはコンデンサＣ４からなる素子ブロック）および素子ブロックＢｂ（ここでは、スイッチング素子Ｓ１，ダイオードＤ１，コンデンサＣ１またはスイッチング素子Ｓ２，ダイオードＤ２，コンデンサＣ２からなる素子ブロック）がそれぞれ、点対称の構成となっている。

一方、整流平滑回路９における第３のブリッジ回路は、前述した図１３（Ｂ）に示したように、線対称の構成となっている。具体的には、接続点Ｐ９，Ｐ１２間に配置された素子ブロック（ここでは、２次側巻線Ｌｓからなる素子ブロック）を素子ブロックＦｆとすると、この素子ブロックＦｆと、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ７，Ｐ１０間の点と、接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ８，Ｐ１１間の点とを通る仮想線Ｓ−Ｓ’に対して、第３のブリッジ回路における各々のアームの素子ブロックＤｄ（ここでは、インダクタＬ２１またはインダクタＬ２２からなる素子ブロック）および素子ブロックＥｅ（ここでは、整流ダイオード３１または整流ダイオード３２からなる素子ブロック）がそれぞれ、線対称の構成となっている。なお、図１３（Ｂ）では、第３のブリッジ回路内の各々のアームにおいて、出力ラインＬＯ側に素子ブロックＤｄが配置されると共に接地ラインＬＧ側に素子ブロックＥｅが配置されているが、例えば前述した図１３（Ｃ）に示したように、これらの配置関係が逆となっていてもよい。すなわち、第３のブリッジ回路内の各々のアームにおいて、出力ラインＬＯ側に素子ブロックＥｅが配置されると共に接地ラインＬＧ側に素子ブロックＤｄが配置されているようにしてもよい。

そして、第１および第３のブリッジ回路がこのような対称性のある回路構成となっていることにより、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合も、図２５〜図３４を参照してこれまで説明したＤＣ−ＤＣコンバータの動作（直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合の動作）と同様の動作となる。

（２−２．ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
これらのことから、図３６に示したように、交流電源２０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置７におけるＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。すなわち、これまで説明した、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とを、交互に繰り返すことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した際に、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現される。このようにして、本実施の形態のスイッチング電源装置７では、単一の回路構成によって、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が実現される。

この際、上記したような正極性側に対応するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、負極性側に対応するＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作との切り換えは、制御回路４において、例えば、前述した図１４および図１５（Ａ），（Ｂ）に示した極性検出部６における検出結果に応じた制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２に従って、第１の実施の形態と同様にして行うようにすればよい。具体的には、制御回路４において、正極性の動作時と負極性の動作時とで、スイッチング信号ＳＧ１，ＳＧ２の中身を入れ換えることにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士の動作を入れ換えるようにすればよい。

（２−３．本実施の形態と比較例との作用・効果の比較）
次に、図２４〜図３６に加えて図１６，図３７を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置１における作用と、前述した比較例に係る従来のスイッチング電源装置１００（図１６）における作用とについて、比較しつつ説明する。

（比較例の作用）
まず、図１６に示した比較例に係るスイッチング電源装置１００では、前述したように、ＡＣ−ＤＣコンバータとして機能させるために、整流ブリッジ回路からなる整流回路１０１を要している。また、トランスの１次側において、３つの（３段構成の）回路（コンバータ）が設けられている。したがって、スイッチング電源装置１００全体として、回路構成が複雑なものとなっていると共に、装置の効率も低くなってしまう。

（本実施の形態の作用）
これに対して、本実施の形態のスイッチング電源装置７では、図２４に示した構成のスイッチング回路８と、１次側巻線Ｌｐおよび２次側巻線Ｌｓを有するトランスと、整流平滑回路９とが設けられている。

これにより、上記比較例のような整流ブリッジ回路が不要となると共に、トランスの１次側が、１つの（１段構成の）回路（スイッチング回路８）で済むようになり、上記比較例と比べ、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能となる。

また、整流平滑回路９内にインダクタＬ２１，Ｌ２２が設けられているため、これらのインダクタＬ２１，Ｌ２２以外の他の種類の素子を設けるようにした場合（本発明における「第１の素子」および「第２の素子」として他の種類の素子を設けるようにした場合）と比べ、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルが小さくなる。

ここで、本実施の形態では、スイッチング回路８において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することにより、入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となっているようにするのが好ましい。

具体的には、ここで、トランスにおける１次側巻線Ｌｐの巻き数をＮｐ，２次側巻線Ｌｓの巻き数をＮｓ、１次側巻線Ｌｐと２次側巻線Ｌｓとの巻き数比をｎ（＝Ｎｐ／Ｎｓ）、スイッチング素子Ｓ１のオン時間およびオフ時間をそれぞれｔon，ｔoff、スイッチング周期をＴ（＝ｔon＋ｔoff）、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比をＤ（＝ｔon／Ｔ）とすると、定常状態では、インダクタＬ１，Ｌ２１，Ｌ２２のインダクタンスについて、以下の（１０）〜（１２）式が成り立つ。なお、式中のＶinは入力電圧を、Ｖoutは出力電圧を、ＶＣ３はコンデンサＣ３の両端間の電圧を、ＶＣ４はコンデンサＣ４の両端間の電圧を、それぞれ表している。また、ここでは、インダクタＬ１，Ｌ２１，Ｌ２２間の磁気結合を省略して式を導出している。

ここで、これらの（１０）〜（１２）式を整理すると、入出力電圧比（Ｖout／Ｖin）および電圧ＶＣ３，ＶＣ４を規定する以下の（１３）〜（１５）式が導出される。このとき、（１３）式により、（Ｖout／Ｖin）＞１を満たすように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄを設定するようにすれば、上記したような入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。すなわち、ここでは、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすようにすればよいことになる。また、例えば巻き数比ｎ＝１とした場合には、（１３）式により、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄ＜０．５となることが分かる。

これにより、例えば図３７に示したように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄが、デューティ閾値Ｄth1（（Ｖout／Ｖin）＝１のときのオンデューティ比Ｄに対応）よりも大きくなるように設定することにより、実際に入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。

また、このような昇圧動作が可能であることから、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比べ、入力電圧範囲が広くなる。

以上のように本実施の形態では、図２４に示した構成のスイッチング回路８と、１次側巻線Ｌｐおよび２次側巻線Ｌｓを有するトランスと、整流平滑回路９とを設けるようにしたので、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになり、動作の自由度を高めることが可能となる。

また、整流平滑回路９内にインダクタＬ２１，Ｌ２２を設けるようにしたので、これらのインダクタＬ２１，Ｌ２２以外の他の種類の素子を設けるようにした場合（本発明における「第１の素子」および「第２の素子」として他の種類の素子を設けるようにした場合）と比べ、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルを小さくすることができる。よって、例えばＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、この入力電流におけるノイズを低減することが可能となる一方、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、力率を向上させることが可能となる。

更に、本実施の形態のスイッチング電源装置７では、上述したように、スイッチング電源装置における動作の自由度が向上するため、２つのコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＡＣ−ＤＣコンバータ）の設計の共通化が可能となり、装置の開発期間の短縮化や、設計コストの低減化が実現される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータとして考えると、従来のＡＣ−ＤＣコンバータにおける整流ダイオードのブリッジ回路等が不要となるため、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能になると共に、スイッチング電源装置全体としての効率も向上させることが可能となる。

加えて、スイッチング回路８において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することにより、入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となっているようにした場合には、昇降圧がシームレスに切り換わることができることから、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、スイッチング回路８において昇圧動作（ＰＦＣ動作）が可能となるため、電圧変換の際の自由度が向上すると共に、力率を改善させることも可能となる。

また、トランスの１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ、１つの巻線（１次側巻線Ｌｐおよび２次側巻線Ｌｓ）により構成するようにしたので、例えば１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ２つの巻線により構成した場合と比べ、トランスの構成において、簡略化および小型化を図ることが可能となる。

次に、上記第２の実施の形態の変形例（変形例５〜７）について説明する。なお、第２の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［変形例５］
図３８は、変形例５に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ａ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置７Ａは、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７において、インダクタＬ１，Ｌ２１，Ｌ２２同士が磁気的に結合されていないようにしたものであり、他の構成は同様となっている。すなわち、インダクタＬ１，Ｌ２１，Ｌ２２間の結合係数ｋは、０から１の間で任意に設定することが可能である（０≦ｋ≦１）。

このような構成のスイッチング電源装置７Ａにおいても、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。すなわち、図示はしていないが、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作およびＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作のいずれも、第２の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

［変形例６］
図３９は、変形例６に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ｂ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置７Ｂは、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７において、２次側巻線Ｌｓにおける巻き方向を逆にしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置７Ｂにおいても、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

一例として、例えば図４０（Ａ）〜（Ｊ）に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合：タイミングｔ４０〜ｔ４７）は、第２の実施の形態で説明した図２５（Ａ）〜（Ｊ）に示した動作（タイミングｔ３０〜ｔ３７）と同様のものとなる。また、図示はしていないが、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作も、第２の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

なお、本変形例では、スイッチング電源装置７において２次側巻線Ｌｓの巻き方向を逆にしているが、このように２次側巻線Ｌｓの巻き方向を変えずに、スイッチング電源装置７において、インダクタＬ２１，Ｌ２２における巻線の巻き方向を共に逆にするようにしてもよい。

［変形例７］
図４１は、変形例７に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ｃ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置７Ｃは、上記変形例５，６の回路構成を組み合わせたものに対応している。すなわち、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７において、インダクタＬ１，Ｌ２１，Ｌ２２同士が磁気的に結合されていないようにすると共に、２次側巻線Ｌｓにおける巻線の巻き方向を逆にしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置７Ｃにおいても、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。すなわち、図示はしていないが、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作およびＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作のいずれも、第２の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。なお、上記第２の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

（スイッチング電源装置７Ｄの全体構成）
図４２は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ｄ）の回路構成を表すものである。本実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄは、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７において、整流平滑回路９の代わりに以下説明する整流平滑回路９Ｄを設けるようにしたものであり、他の構成は同様となっている。

整流平滑回路９Ｄは、第２の実施の形態の整流平滑回路９において、２つのインダクタＬ２１，Ｌ２２の代わりに２つの整流ダイオード３３，３４を設ける共に、１つのインダクタＬ２を更に設けるようにしたものである。ここで、この整流平滑回路９Ｄ内のインダクタＬ２と、スイッチング回路８内のインダクタＬ１とはそれぞれ、互いに磁気結合されている。なお、これらインダクタＬ２とインダクタＬ１との間の磁気結合においては、図示しないリーケージインダクタンスが設けられるようになっているが、そのようなリーケージインダクタンスの代わりに、個別のインダクタを用いるようにしてもよい。

整流ダイオード３３は、接続点Ｐ７，Ｐ９間に配置され、整流ダイオード３４は、接続点Ｐ１０，Ｐ１２間に配置されている。具体的には、整流ダイオード３３のアノードは、接続点Ｐ９側に配置され、カソードは接続点Ｐ７側に配置されている。また、整流ダイオード３４のアノードは、接続点Ｐ１２側に配置され、カソードは接続点Ｐ１０側に配置されている。なお、ここではこれらの整流ダイオード３３，３４が、本発明における「第１の素子」，「第２の素子」の一具体例に対応している。

インダクタＬ２は、出力ラインＬＯ上において、接続点Ｐ１０と出力平滑コンデンサＣoutの一端との間に挿入配置されており、スイッチング回路８内のインダクタＬ１と互いに磁気結合されている。なお、ここではこのインダクタＬ２が、本発明における「第３のインダクタ」の一具体例に対応している。

ここで、整流平滑回路９Ｄにおける第３のブリッジ回路もまた、整流平滑回路９と同様に、図４３（Ａ）に示したように線対称の構成となっている。具体的には、接続点Ｐ９，Ｐ１２間および出力ラインＬＯ上に配置された素子ブロック（ここでは、２次側巻線ＬｓまたはインダクタＬ２からなる素子ブロック）を素子ブロックＦｆとすると、この２つの素子ブロックＦｆと、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ７，Ｐ１０間の点と、接地ラインＬＧ上の接続点Ｐ８，Ｐ１１間の点とを通る仮想線Ｓ−Ｓ’に対して、第３のブリッジ回路における各々のアームの素子ブロックＤｄ（ここでは、整流ダイオード３３または整流ダイオード３４からなる素子ブロック）および素子ブロックＥｅ（ここでは、整流ダイオード３１または整流ダイオード３２からなる素子ブロック）がそれぞれ、線対称の構成となっている。なお、図４３（Ａ）では、整流平滑回路９Ｄ内において、接続点Ｐ９，Ｐ１２間および出力ラインＬＯ上に素子ブロックＦｆが配置されているが、例えば図４３（Ｂ）に示したように、接続点Ｐ９，Ｐ１２間および接地ラインＬＧ上に素子ブロックＦｆが配置されているようにしてもよい。

（スイッチング電源装置７Ｄの作用・効果）
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄの作用および効果について説明する。なお、このスイッチング電源装置７Ｄの基本動作については、整流動作が４つの整流ダイオード３１〜３４によってなされること以外については、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７と同様であるため、説明を省略する。

（１．ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
最初に、図４４〜図５１を参照して、スイッチング電源装置７Ｄの動作の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作について詳細に説明する。

図４４は、スイッチング電源装置７Ｄにおける各部の電圧波形または電流波形をタイミング波形図で表したものであり、図４５〜図５１に示したように、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の（入力端子Ｔ１側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合に対応している。ここで、図４４中の（Ａ），（Ｂ）は、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２の電圧波形を表している。（Ｃ）は、図４２に示したインダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１の電流波形を表している。（Ｄ）は、接続点Ｐ６，Ｐ３間の１次側巻線ＬｐおよびインダクタＬｒを流れる電流ＩＬｐの電流波形を表している。（Ｅ）は、前述した素子群Ｍ２を流れる電流ＩＭ２の電流波形、この素子群Ｍ２の両端間の電圧ＶＭ２の電圧波形、ならびに前述した電圧和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｆ）は、前述した素子群Ｍ１を流れる電流ＩＭ１の電流波形、この素子群Ｍ１の両端間の電圧ＶＭ１の電圧波形、ならびに前述した電圧和（ＶＣ３＋ＶＣ４）の電圧波形を表している。（Ｇ）は、インダクタＬ２の両端間の電圧ＶＬ２の電圧波形を表している。（Ｈ）は、整流ダイオード３１の両端間の電圧Ｖ３１および整流ダイオード３２の両端間の電圧Ｖ３２の電圧波形を表している。（Ｉ）は、整流ダイオード３１〜３４を流れる順方向の電流Ｉ３１〜Ｉ３４および２次側巻線Ｌｓを流れる電流ＩＬｓの電流波形（ここでは、（−ＩＬｓ）の電流波形）を表している。（Ｊ）は、出力電流Ｉoutの電流波形、ならびに出力電圧Ｖoutおよび出力平滑コンデンサＣoutの両端間の電圧Ｖcoutの電圧波形を表している。なお、各電圧および各電流の方向はそれぞれ、図４２に矢印で示した方向を正方向としている。

また、図４５〜図５１は、図４４中の１周期分の動作の各タイミング（タイミングｔ５０〜ｔ５７（ｔ５０））におけるスイッチング電源装置１の動作状態を表したものである。

まず、図４５に示したタイミングｔ５０〜ｔ５１までの期間では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態となり（図４４（Ａ））、スイッチング素子Ｓ２はオフ状態となる（図４４（Ｂ））。したがって、スイッチング回路８内には、第２の実施の形態と同様に、図中に示したようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。そして、このようなループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れることにより、インダクタＬｒが励磁されると共に、トランスの１次側（１次側巻線Ｌｐ）から２次側（２次側巻線Ｌｓ）へ電力伝送が行われる。これにより、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）には、図中に示したようなループ電流Ｉ３ａが流れる。具体的には、このループ電流Ｉ３ａは、２次側巻線Ｌｓ、整流ダイオード３４、インダクタＬ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３１の順に介して周回して流れ、これにより負荷５が駆動される。

次に、図４６で示したタイミングｔ５１〜ｔ５２までの期間では、タイミングｔ５１において、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態となる（図４４（Ａ））。すると、スイッチング回路８内には、第２の実施の形態と同様に、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）には、図中に示したような、ループ電流Ｉ３ａ，Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃがそれぞれ流れる。このうち、ループル電流Ｉ３ｂは、具体的には、整流ダイオード３３、インダクタＬ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３１の順に介して、周回して流れる。また、ループ電流Ｉ３ｃは、２次側巻線Ｌｓ、整流ダイオード３４、インダクタＬ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３１の順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ３ａ，Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃにより、負荷５が駆動される。

次に、図４７で示したタイミングｔ５２〜ｔ５３までの期間では、タイミングｔ５２において、スイッチング素子Ｓ２がオン状態となる（図４４（Ｂ））。すると、スイッチング回路８内には、第２の実施の形態と同様に、図中に示したようなループ電流Ｉ１ｅ，Ｉ１ｆがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）では、上記したループ電流Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃに加え、ループ電流Ｉ３ｄが新たに流れるようになる。具体的には、このループ電流Ｉ３ｄは、２次側巻線Ｌｓ、整流ダイオード３３、インダクタＬ２、出力端子Ｔ３、負荷５、出力端子Ｔ４および整流ダイオード３２の順に介して、周回して流れる。そして、このようなループ電流Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃ，Ｉ３ｄにより、負荷５が駆動される。

次に、図４８で示したタイミングｔ５３〜ｔ５４までの期間では、スイッチング回路８内では、依然としてループ電流Ｉ１ｅ，Ｉ１ｆがそれぞれ流れている。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）では、上記したループ電流Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃが流れなくなる。すなわち、整流平滑回路９Ｄ内では、ループ電流Ｉ３ｄのみが流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図４９で示したタイミングｔ５４〜ｔ５５までの期間では、タイミングｔ５４において、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態となる（図４４（Ｂ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ｃ，Ｉ１ｄがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）では、依然としてループ電流Ｉ３ｄが流れることにより、負荷５が駆動される。

次に、図５０で示したタイミングｔ５５〜ｔ５６までの期間では、タイミングｔ５５において、スイッチング素子Ｓ１がオン状態になる（図４４（Ａ））。すると、スイッチング回路８内には、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ１ａ，Ｉ１ｂがそれぞれ流れる。一方、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）では、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃ，Ｉ３ｄがそれぞれ流れるようになり、これにより負荷５が駆動される。

次に、図５１で示したタイミングｔ５６〜ｔ５７までの期間では、まず、タイミングｔ５６において、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）において、図中に示したように、前述したループ電流Ｉ３ａ，Ｉ３ｂ，Ｉ３ｃがそれぞれ流れるようになり、これにより負荷５が駆動される。その後、タイミングｔ５７（ｔ５０）において、トランスの２次側（整流平滑回路９Ｄ内）において、図４５中に示したように、前述したループ電流Ｉ３ａが流れるようになる。以上で、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合における、１周期分のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作が終了し、図４４中のタイミングｔ５０と等価な状態となる。

一方、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の（入力端子Ｔ２側が高圧の）直流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置７ＤにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。

すなわち、本実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄにおいても、スイッチング回路８における第１のブリッジ回路が点対称の構成となっている。また、整流平滑回路９Ｄにおける第３のブリッジ回路も第２の実施の形態の整流平滑回路９と同様に、前述した図４３に示したように線対称の構成となっている。

そして、第１および第３のブリッジ回路がこのような対称性のある回路構成となっていることにより、直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合も、図４４〜図５１を参照してこれまで説明したＤＣ−ＤＣコンバータの動作（直流電源１０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合の動作）と同様の動作となる。

（２．ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作）
これらのことから、交流電源２０によって入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した場合には、スイッチング電源装置７ＤにおけるＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作は、以下のようになる。すなわち、これまで説明した、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に負極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とを、交互に繰り返すことにより、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に交流の入力電圧Ｖinを入力した際に、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現される。このようにして、本実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄにおいても、第２の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様に、単一の回路構成によって、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作と、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が実現される。

これにより、本実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄにおいても、前述した比較例のような整流ブリッジ回路が不要となると共に、トランスの１次側が、１つの（１段構成の）回路（スイッチング回路２）で済むようになる。したがって、上記比較例と比べ、簡易な構成（少ない部品点数）でＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作が実現可能となる。

また、整流平滑回路９Ｄ内にインダクタＬ２が設けられているため、このインダクタＬ２を設けない場合と比べ、出力電流Ｉoutに含まれるリップルが小さくなると共に、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルも小さくなる。

（３．昇圧動作）
ここで、本実施の形態においても、第２の実施の形態と同様に、スイッチング回路２においてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を制御することにより、入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となっているようにするのが好ましい。

具体的には、ここで、トランスにおける１次側巻線Ｌｐの巻き数をＮｐ，２次側巻線Ｌｓの巻き数をＮｓ、１次側巻線Ｌｐと２次側巻線Ｌｓとの巻き数比をｎ（＝Ｎｐ／Ｎｓ）、インダクタＬ１における巻線の巻き数をＮｐ１、インダクタＬ２における巻線の巻き数をＮｓ１、インダクタＬ１とインダクタＬ２との巻き数比をｎ１（＝Ｎｐ１／Ｎｓ１）、インダクタＬ１，Ｌ２間の結合係数をｋ（０＜ｋ≦１）、スイッチング素子Ｓ１のオン時間およびオフ時間をそれぞれｔon，ｔoff、スイッチング周期をＴ（＝ｔon＋ｔoff）、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比をＤ（＝ｔon／Ｔ）とすると、定常状態では、インダクタＬ１，Ｌ２および１次側巻線Ｌｐのインダクタンスについて、以下の（１６）〜（１８）式が成り立つ。なお、式中のＶinは入力電圧を、Ｖoutは出力電圧を、ＶＣ３はコンデンサＣ３の両端間の電圧を、ＶＣ４はコンデンサＣ４の両端間の電圧を、それぞれ表している。

ここで、これらの（１６）〜（１８）式を整理すると、入出力電圧比（Ｖout／Ｖin）および電圧ＶＣ３，ＶＣ４を規定する以下の（１９）〜（２１）式が導出される。このとき、（１９）式により、（Ｖout／Ｖin）＞１を満たすように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄを設定するようにすれば、上記したような入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。すなわち、ここでは、２Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすようにすればよいことになる。また、例えば巻き数比ｎ＝１とした場合には、（１９）式により、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄ＜０．５となることが分かる。

これにより、例えば図５２に示したように、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティ比Ｄが、デューティ閾値Ｄth2（（Ｖout／Ｖin）＝１のときのオンデューティ比Ｄに対応）よりも大きくなるように設定することにより、実際に入力電圧Ｖinに対する昇圧動作が可能となることが分かる。

また、第２の実施の形態における（１３）式と本実施の形態における（１９）式とを比較すると、（１９）式では、出力電圧Ｖoutと入力電圧Ｖinとの電圧比（Ｖout／Ｖin）が、（１３）式に対して２倍の値となる。このため、図５２から分かるように、第２の実施の形態におけるデューティ閾値Ｄth1よりも、本実施の形態におけるデューティ閾値Ｄth2のほうが小さくなる。その結果、本実施の形態の昇圧区間ΔＤ２（昇圧動作が可能なオンデューティ比Ｄの範囲）のほうが、第２の実施の形態の昇圧区間ΔＤ１よりも広くなり、昇圧動作を実現し易くなる。

以上のように本実施の形態では、図４２に示した構成のスイッチング回路８と、１次側巻線Ｌｐおよび２次側巻線Ｌｓを有するトランスと、整流平滑回路９Ｄとを設けるようにしたので、第２の実施の形態のスイッチング電源装置７と同様の作用により、同様の効果を得ることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作とＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作との双方が、単一の回路で実現されるようになり、動作の自由度を高めることが可能となる。

また、整流平滑回路９Ｄ内にインダクタＬ２を設けるようにしたので、このインダクタＬ２を設けない場合と比べ、出力電流Ｉoutに含まれるリップルを小さくすることができると共に、入力電流（インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１）に含まれるリップルも小さくすることができる。よって、例えばＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際に、この入力電流におけるノイズを低減することが可能となる一方、例えばＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う際には、力率を向上させることが可能となる。

次に、上記第３の実施の形態の変形例（変形例８，９）について説明する。なお、第３の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［変形例８］
図５３は、変形例８に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ｅ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置７Ｅは、第３の実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄにおいて、インダクタＬ１，Ｌ２同士が磁気的に結合されていないようにしたものであり、他の構成は同様となっている。すなわち、インダクタＬ１，Ｌ２間の結合係数ｋは、０から１の間で任意に設定することが可能である（０≦ｋ≦１）。

このような構成のスイッチング電源装置７Ｅにおいても、第３の実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄと同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

一例として、例えば図５４（Ａ）〜（Ｊ）に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合：タイミングｔ６０〜ｔ６７）は、第３の実施の形態で説明した図４４（Ａ）〜（Ｊ）に示した動作（タイミングｔ５０〜ｔ５７）と同様のものとなる。また、図示はしていないが、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作も、第３の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

ここで、本変形例のスイッチング電源装置７Ｅでは、定常状態において、インダクタＬ１，Ｌ２および１次側巻線Ｌｐのインダクタンスについて、以下の（２２）〜（２４）式が成り立つ。そして、これらの（２２）〜（２４）式を整理すると、第３の実施の形態と同様に、入出力電圧比（Ｖout／Ｖin）および電圧ＶＣ３，ＶＣ４を規定する前述の（１９）〜（２１）式が導出されるようになっている。

［変形例９］
図５５は、変形例９に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置７Ｆ）の回路構成を表すものである。本変形例のスイッチング電源装置７Ｆは、第３の実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄにおいて、インダクタＬ２における巻線の巻き方向を逆にしたものであり、他の構成は同様となっている。

このような構成のスイッチング電源装置７Ｆにおいても、第３の実施の形態のスイッチング電源装置７Ｄと同様の作用により、同様の効果を得ることができる。

一例として、例えば図５６（Ａ）〜（Ｊ）に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作（入力端子Ｔ１，Ｔ２間に正極性の直流の入力電圧Ｖinを入力した場合：タイミングｔ７０〜ｔ７７）は、第３の実施の形態で説明した図４４（Ａ）〜（Ｊ）に示した動作（タイミングｔ５０〜ｔ５７）と同様のものとなる。また、図示はしていないが、ＡＣ−ＤＣコンバータとしての動作も、第３の実施の形態で説明した動作と同様のものとなる。

ここで、本変形例のスイッチング電源装置７Ｅにおいても、定常状態において、インダクタＬ１，Ｌ２および１次側巻線Ｌｐのインダクタンスについて、以下の（２５）〜（２７）式が成り立つ。そして、これらの（２５）〜（２７）式を整理すると、第３の実施の形態と同様に、入出力電圧比（Ｖout／Ｖin）および電圧ＶＣ３，ＶＣ４を規定する前述の（１９）〜（２１）式が導出されるようになっている。

なお、本変形例または上記変形例８において、前述した第２の実施の形態の変形例６と同様に、２次側巻線Ｌｓの巻き方向を逆にするようにしてもよい。

（その他の変形例）
以上、いくつかの実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態等では、例えば図５７（Ａ）中の駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２で示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がいずれもＰＷＭによるスイッチング動作を行う場合について説明したが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作はこの場合には限られない。すなわち、例えば図５７（Ｂ），（Ｃ）中の駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２で示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のうち、一方がＰＷＭによるスイッチング動作を行うと共に、他方が常時オフ状態となっているようにしてもよい。具体的には、図５７（Ｂ）に示した例では、スイッチング素子Ｓ１がＰＷＭによるスイッチング動作を行うと共に、スイッチング素子Ｓ２が常時オフ状態となっており、前述した正極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う場合に対応している。一方、図５７（Ｃ）に示した例では、スイッチング素子Ｓ２がＰＷＭによるスイッチング動作を行うと共に、スイッチング素子Ｓ１が常時オフ状態となっており、前述した負極性入力時のＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を行う場合に対応している。このように構成した場合、スイッチング回路におけるスイッチング動作を制御する回路（駆動回路）の構成が簡素化されるため、部品点数の削減やコストの低減が可能となる。なお、これら図５７（Ａ）〜（Ｃ）に示したスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング動作において、前述したように、極性（正極性または負極性）に応じて、スイッチング信号ＳＧ１，ＳＧ２の中身を入れ換えることにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士の動作を入れ換えるようにしてもよい。

また、上記実施の形態等では、図５８（Ａ）に示したような構成からなる第１のブリッジ回路を有するスイッチング回路２，２Ｄ（７）（スイッチング回路２等）を例に挙げて説明したが、スイッチング回路における第１のブリッジ回路の構成は、これには限られない。具体的には、例えば図５８（Ｂ）に示したスイッチング回路２Ｅのように、スイッチング回路２等におけるブリッジ回路において、ダイオードＤ１，Ｄ２の向きがそれぞれ逆となるように配置してもよい。すなわち、ダイオードＤ１において、アノードが接続点Ｐ３側に配置されると共にカソードが接続点Ｐ２側に配置され、ダイオードＤ２において、アノードが接続点Ｐ６側に配置されると共にカソードが接続点Ｐ４側に配置されるようにしてもよい。また、例えば図５８（Ｃ），（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｆ，２Ｇのように、スイッチング回路２等，２Ｅにおけるブリッジ回路に対し、２つのアームの左右の位置がそれぞれ逆となるようにブリッジ回路を構成してもよい。ここで、図５８（Ｃ）に示したスイッチング回路２Ｆでは、ダイオードＤ１，Ｄ２の向きが、スイッチング回路２等と同様となるように配置される一方、図５８（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｇでは、ダイオードＤ１，Ｄ２の向きが、スイッチング回路２Ｅと同様となるように配置されている。なお、これらの図５８（Ａ）〜（Ｄ）では、インダクタＬｒの図示を省略していると共に、１次側巻線を、１つの１次側巻線Ｌｐとしてまとめて図示している。

更に、上記実施の形態等では、上記した図５８（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、スイッチング回路内において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の双方が設けられている場合について説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られない。すなわち、例えば図５９（Ａ）〜（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｈ〜２Ｋおよび図６０（Ａ）〜（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｌ〜２Ｏのように、スイッチング回路内において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のうちの一方のみが設けられているようにしてもよい。具体的には、図５９（Ａ）〜（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｈ〜２Ｋでは、スイッチング素子Ｓ１のみが設けられている。一方、図６０（Ａ）〜（Ｄ）に示したスイッチング回路２Ｌ〜２Ｏでは、スイッチング素子Ｓ２のみが設けられている。詳細には、これらのスイッチング回路２Ｈ〜２Ｏでは、ダイオードＤ１，Ｄ２とコンデンサＣ３，Ｃ４とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成されている。そして、ダイオードＤ１，Ｄ２のうちの一方に対してスイッチング素子Ｓ１またはスイッチング素子Ｓ２が並列接続されると共に、ダイオードＤ１，Ｄ２が互いに逆方向を向くように配置されている。したがって、上記実施の形態等では、例えば図６１（Ａ）に示したように駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２の双方がスイッチング回路に対して供給されていたのに対し、スイッチング回路２Ｈ〜２Ｋに対しては、例えば図６１（Ｂ）に示したように駆動信号ＳＧ１のみが供給される一方、スイッチング回路２Ｌ〜２Ｏに対しては、例えば図６１（Ｃ）に示したように駆動信号ＳＧ２のみが供給されることになる。このような構成のスイッチング回路２Ｈ〜２Ｏを備えたスイッチング電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。また、これらのスイッチング回路２Ｈ〜２Ｏ内では、ダイオードＤ１，Ｄ２のうちの一方に対してスイッチング素子Ｓ１またはスイッチング素子Ｓ２が並列接続されていることにより、ダイオードＤ１，Ｄ２の双方にスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が並列接続されている場合と比べ、スイッチング回路内のスイッチング素子の個数（素子数）が少なくて済むようになる。したがって、スイッチング回路内の素子数を削減しつつＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができ、簡単な構成によりＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作を実現することが可能となる。なお、これらの場合についても、上記実施の形態等と同様に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどのスイッチ素子が用いられる。スイッチ素子としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、上記コンデンサＣ１，Ｃ２およびダイオードＤ１，Ｄ２をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、上記コンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２の接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチ素子とは別個にコンデンサＣ１，Ｃ２やダイオードＤ１，Ｄ２を設ける必要がなくなり、回路構成を簡素化することができる。

加えて、上記実施の形態等では、主に、スイッチング電源装置が、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての機能とＡＣ−ＤＣコンバータとしての機能との双方を有する場合について説明したが、必ずしも双方の機能を有していなくてもよい。同様に、上記実施の形態等では、主に、スイッチング回路において昇圧動作が可能となっている場合について説明したが、場合によってはそのような昇圧動作を行わないようにしてもよく、あるいは、昇圧動作、降圧動作および昇降圧動作のいずれも行うことが可能となっているようにしてもよい。

また、上記実施の形態等において説明した変形例等を組み合わせてもよい。

１０…直流電源、２０…交流電源、１，１Ａ〜１Ｄ，７〜７Ｆ…スイッチング電源装置、２，２Ｄ〜２Ｏ，８…スイッチング回路、３，３Ｃ，３Ｄ，９，９Ｄ…整流平滑回路、３１〜３４…整流ダイオード、４…制御回路、５…負荷、６…極性検出部、Ｓ１，Ｓ２…スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌｒ…インダクタ、Ｌｐ，Ｌｐ１，Ｌｐ２…１次側巻線、Ｌｓ，Ｌｓ１，Ｌｓ２…２次側巻線、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ａａ，Ｂｂ，Ｃｃ，Ｄｄ，Ｅｅ，Ｆｆ…素子ブロック、Ｒ０〜Ｒ２…抵抗器、ＬＤ６１，ＬＤ６２…発光ダイオード（ＬＥＤ）、Ｔｒ６１，Ｔｒ６２…フォトトランジスタ、Ｖｃｃ…電源、ｎ，ｎ１，ｎ２…巻数比、ｋ…結合係数、Ｔ…スイッチング周期、ｔon…オン時間、ｔoff…オフ期間、Ｄ…オンデューティ比、Ｄth，Ｄth1，Ｄth2…デューティ閾値、ΔＤ１，ΔＤ２…昇圧区間、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１１，Ｌ１２…接続ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｐ１〜Ｐ１４…接続点、Ｖin…入力電圧、Ｖout…出力電圧、Ｉout…出力電流、ＶＭ１，ＶＭ２，ＶＣ３，ＶＣ４，ＶＬ２，ＶＬ２１，ＶＬ２２，ＶＬｓ１，ＶＬｓ２，Ｖ３１，Ｖ３２，Ｖcout…電圧、Ｖ１３，Ｖ１４…電位、ＩＬ１，ＩＬ２，ＩＭ１，ＩＭ２，ＩＬｐ，Ｉ３１〜Ｉ３４，Ｉ１ａ〜Ｉ１ｇ，Ｉ２ａ〜Ｉ２ｄ，Ｉ３ａ〜Ｉ３ｄ…電流（電流経路）、ＳＧ１，ＳＧ２…駆動信号、ＣＴＬ１，ＣＴＬ２…制御信号、ｔ０〜ｔ７，ｔ１０〜ｔ１７，ｔ２０〜ｔ２７，ｔ３０〜ｔ３７，ｔ４０〜ｔ４７，ｔ５０〜ｔ５７，ｔ６０〜ｔ６７，ｔ７０〜ｔ７７…タイミング。

Claims (10)

1. 入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
   前記入力端子対側に配置された１次側巻線と、前記出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、
   前記入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、
   前記出力端子対側に配置され、第２のインダクタを有する整流平滑回路と
   を備え、
   前記スイッチング回路内において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に前記第１の容量素子と前記第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成され、
   前記第１の整流素子が前記第１のスイッチング素子に並列接続されると共に前記第２の整流素子が前記第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置され、
   前記第１のインダクタが、前記入力端子対と前記第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、
   前記１次側巻線が前記第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、前記２次側巻線が前記整流平滑回路内に配置され、
   前記１次側巻線が、互いに直列接続された第１および第２の１次側巻線により構成され、
   前記２次側巻線が、前記第１の１次側巻線に磁気結合された第１の２次側巻線と、前記第２の１次側巻線に磁気結合された第２の２次側巻線とにより構成されている
   スイッチング電源装置。
2. 前記第１のインダクタと前記第２のインダクタとが、互いに磁気結合されている
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記整流平滑回路は、第３および第４の整流素子と、第３の容量素子とを有し、
   前記整流平滑回路内において、前記第１の２次側巻線と前記第３の整流素子とからなる一方のアームと、前記第２の２次側巻線と前記第４の整流素子とからなる他方のアームとにより、第２のブリッジ回路が構成され、
   前記第２のインダクタが、前記第２のブリッジ回路にＨブリッジ接続され、
   前記第３の容量素子が、前記第２のブリッジ回路と前記出力端子対とを結ぶ一対の接続ライン間に配置されている
   請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング回路において、前記第１および第２のスイッチング素子のデューティ比を制御することにより、前記入力電圧に対する昇圧動作が可能となっている
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１のスイッチング素子のオンデューティ比をＤ、前記トランスにおける前記１次側巻線と前記２次側巻線との巻き数比をｎとしたとき、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすように、前記オンデューティ比Ｄが設定されている
   請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
   前記入力端子対側に配置された１次側巻線と、前記出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、
   前記入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、
   前記出力端子対側に配置され、インダクタからなる第１および第２の素子と、第３および第４の整流素子と、第３の容量素子とを有する整流平滑回路と
   を備え、
   前記スイッチング回路内において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に前記第１の容量素子と前記第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成され、
   前記第１の整流素子が前記第１のスイッチング素子に並列接続されると共に前記第２の整流素子が前記第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置され、
   前記第１のインダクタが、前記入力端子対と前記第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、
   前記１次側巻線が前記第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、前記２次側巻線が前記整流平滑回路内に配置され、
   前記整流平滑回路内において、前記第１の素子と前記第３の整流素子とからなる一方のアームと、前記第２の素子と前記第４の整流素子とからなる他方のアームとにより、第３のブリッジ回路が構成され、
   前記第３の容量素子が、前記第３のブリッジ回路と前記出力端子対とを結ぶ一対の接続ライン間に配置され、
   前記２次側巻線が前記第３のブリッジ回路にＨブリッジ接続されている
   スイッチング電源装置。
7. 前記第１のインダクタと、前記第１の素子としてのインダクタと、前記第２の素子としてのインダクタとがそれぞれ、互いに磁気結合されている
   請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング回路において、前記第１および第２のスイッチング素子のデューティ比を制御することにより、前記入力電圧に対する昇圧動作が可能となっている
   請求項６または請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 前記第１のスイッチング素子のオンデューティ比をＤ、前記トランスにおける前記１次側巻線と前記２次側巻線との巻き数比をｎとしたとき、Ｄ×（１−Ｄ）＞ｎ×（１−２Ｄ）を満たすように、前記オンデューティ比Ｄが設定されている
   請求項８に記載のスイッチング電源装置。
10. 入力端子対から入力される入力電圧に対して電圧変換を行うことにより直流出力電圧を生成し、出力端子対から出力するスイッチング電源装置であって、
    前記入力端子対側に配置された１次側巻線と、前記出力端子対側に配置された２次側巻線とを有するトランスと、
    前記入力端子対側に配置され、第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２の整流素子と、第１および第２の容量素子と、第１のインダクタとを含んで構成されたスイッチング回路と、
    前記出力端子対側に配置された整流平滑回路と
    を備え、
    前記スイッチング回路内において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが互いに対角配置されると共に前記第１の容量素子と前記第２の容量素子とが互いに対角配置されることにより、第１のブリッジ回路が構成され、
    前記第１の整流素子が前記第１のスイッチング素子に並列接続されると共に前記第２の整流素子が前記第２のスイッチング素子に並列接続され、かつ、これら第１の整流素子と第２の整流素子とが互いに逆方向を向くように配置され、
    前記第１のインダクタが、前記入力端子対と前記第１のブリッジ回路との間の接続ライン上に配置され、
    前記１次側巻線が前記第１のブリッジ回路にＨブリッジ接続されると共に、前記２次側巻線が前記整流平滑回路内に配置され、
    前記第１および第２のスイッチング素子のうち、一方がＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）によるスイッチング動作を行うと共に、他方が常時オフ状態となっている
    スイッチング電源装置。

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