JP4985385B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、およびｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、動作条件が急変した際のＤＣ−ＤＣコンバータの過渡状態における動作の安定化に関するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータでは、定常状態において、トランスの一次側巻線またはインダクタへの印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積であるＥＴ積が一定になるように制御される。すなわち、トランスの一次側巻線またはインダクタの端子間に印加される印加電圧の極性は、一周期において、所定の時間割合で交互に逆転し、各々の極性において印加電圧Ｅと印加時間Ｔとの積は等しくなるように制御される。これは、一周期の前半でトランスの一次側巻線またはインダクタに投入される電磁エネルギーと、一周期の後半において出力側に放出されるエネルギーとが、バランスするからである。また、トランスの一次側巻線またはインダクタに流れる電流は負荷電流と励磁電流とが重畳したものである。負荷への給電量に応じた一定電流である負荷電流に対して、励磁電流は、一周期の前半で増大し後半で減少して一周期の終了時点で同じ電流値に戻る。ここで、一周期における前半の時間割合は動作デューティＤと定義される。なお、ここで、インダクタとは、トランスまたはコイルを指すものとする。

このような定常動作で制御されるＤＣ−ＤＣコンバータで動作条件が過渡的に変化する場合を考える。ここでは、入力電圧ＶＩＮが急激に増大する場合を考える。入力電圧ＶＩＮは、通常、動作デューティＤの期間にトランスの一次側巻線またはインダクタに印加される。したがって、定常的には、より大きな入力電圧ＶＩＮに対しては、より小さな動作デューティＤでバランスされることとなる。入力電圧ＶＩＮの急増に対しては、制御回路の応答を待って動作デューティＤが変化するが、動作デューティＤの変化が完了するまでの過渡期間では、入力電圧ＶＩＮに比して過大な動作デューティＤでのスイッチング動作が行なわれることとなる。

非特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータについて、その一次側回路を含む回路図を図４に示す。コンデンサ素子ＣＣおよびスイッチ素子Ｓ２によりアクティブクランプリセット回路を備えた構成である。動作デューティＤの期間に一次側コイルＬＭに入力電圧ＶＩＮが印加され、残余の期間（１−Ｄ）では、逆相の電圧ＶＣが印加される。ここで、電圧ＶＣは、一次側コイルＬＭに流れる電流ＩＭによりコンデンサ素子ＣＣに充電された充電電圧である。

非特許文献１では、定常状態において、入力電圧ＶＩＮの増大に対してコンデンサ素子ＣＣが放電され、電圧ＶＣが減少することによりＥＴ積がバランスされる。しかしながら、入力電圧ＶＩＮの急増に対して動作デューティＤが変化の途上にある過渡期間では、動作デューティＤが過大な状態が継続することとなる。一時的な励磁電流の増大に伴い電流ＩＭが増大する。コンデンサＣＣへの充電が過大となり、電圧ＶＣが過大となることが報告されている。

Ｑｉｏｎｇ Ｌｉ ａｎｄ Ｆｒｅｄ Ｃ． Ｌｅｅ著「Ｌａｒｇｅ−Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｆｏｒｗａｒｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ−Ｃｌａｍｐ Ｒｅｓｅｔ」 ＩＥＥＥ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ‘ Ｃｏｎｆ．（ＰＥＳＣ） Ｒｅｃ．， Ｆｕｋｕｏｋａ， Ｊａｐａｎ， １９９８， ｐｐ．６３３−６３９．

ＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧ＶＩＮの急増に対して、制御回路の応答遅れにより動作デューティＤの追従に遅延が生ずる場合がある。こうした過渡期間には過大な動作デューティＤで制御されることとなり、トランスの一次側巻線またはインダクタの励磁電流が過大になるおそれがある。過大な励磁電流が流れることによりトランスまたはインダクタは偏磁状態となる。偏磁状態が続き励磁電流の増大が続くと、トランスまたはインダクタは磁気飽和を生ずる電流域に近づいていく。励磁電流の増大によっては、磁気飽和してしまうおそれもある。トランスまたはインダクタが磁気飽和すればインダクタンスが急激に減少する。このため、励磁電流が急激に増大してしまうおそれがある。

励磁電流の急増に対して保護動作を機能させる制御回路を備えることも考えられる。この場合、トランスの一次側巻線またはインダクタに流れる電流値を検出することとなる。しかしながら、制御回路により検出できる電流は、通常、励磁電流と負荷電流とが重畳された電流である。負荷電流の増大による場合を除いてトランスまたはインダクタの偏磁に伴う励磁電流の増大を検出するためには、トランスの一次側またはインダクタに流れる電流の電流検出回路に加えて、負荷電流を検出するための負荷電流検出回路、更に両検出回路から励磁電流分を算出する演算回路を必要とする。このため、回路構成が複雑になってしまい問題である。また、制御回路の応答速度の制約から保護動作が電流増加に追従することができないおそれがある。トランスまたはインダクタの磁気飽和による電流増大の検出が間に合わず、保護動作が行なわれる前に電流が増大して構成素子を破壊してしまうおそれもあり問題である。

更に、アクティブクランプリセット回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータでは、非特許文献１において解析されているように、入力電圧ＶＩＮの増加に対してコンデンサＣＣへの充電動作を一時的に過大にすることにより、トランスまたはインダクタの偏磁現象が抑えられる。しかしながら、その直後共振モードでコンデンサＣＣの放電が始まる。その時、過大な放電電流がトランスまたはインダクタに流れてしまうおそれがある。この場合、トランスまたはインダクタの偏磁現象が更に助長されてしまい、トランスまたはインダクタの磁気飽和による過大電流は更に深刻なものとなるおそれがあり問題である。

また、コンデンサＣＣの過大電流によりスイッチＳ２に過大な電圧が印加されるおそれがあり問題である。

本発明は前記背景技術に鑑みなされたものであり、トランスの一次側巻線またはインダクタに流れる励磁電流の瞬時値を積分値と比較することにより、動作条件の急変に伴う過渡期間を検出して、過渡期間を安定に制御することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法およびＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

その解決手段は、トランスを備え、該トランスの励磁とリセットとを交互に繰り返す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、一次側電流の瞬時値を検出するステップと、過去の瞬時値の平均値を算出するステップと、前記瞬時値と前記平均値とを比較するステップと、前記瞬時値と前記瞬時値の平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記トランスの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始するステップとを有することを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法である。

また、インダクタを備え、該インダクタの励磁とリセットとを交互に繰り返すＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、インダクタに流れる電流の瞬時値を検出するステップと、過去のインダクタに流れる電流の瞬時値の平均値を算出するステップと、前記瞬時値と前記平均値とを比較するステップと、前記瞬時値と前記平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記インダクタの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始するステップとを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法とするとよい。

本発明では、一次側電流の瞬時値を検出するステップと、過去の瞬時値の平均値を算出するステップと、瞬時値と平均値とを比較するステップと、瞬時値と瞬時値との差分が、所定値以上である場合、または所定値を上回っている場合に、トランスまたはインダクタの励磁動作を停止しリセット動作を開始するステップとを有するという簡略な方法で、動作サイクル毎に、トランスの過大な励磁電流を検出することができる。

これにより、一次側巻線の過大電流に対する保護動作ができ、入力電圧が急増し、過大な励磁電流による一次側巻線の偏磁に伴うトランスまたはインダクタの磁気飽和を防止することができる。

また、本発明では、過去の瞬時値の平均値からの増大を検出して、トランスまたはインダクタの励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大するトランスまたはインダクタの磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

さらに、本発明では、トランスの一次側巻線またはインダクタにアクティブクランプリセット回路を備える場合にも、有効に過大な励磁電流を抑制することができる。これにより、出力電圧に制御不能な電圧値の振動現象を抑制することができる。

また、他の解決手段は、前記平均値を算出するステップは、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の前記瞬時値を平均することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法である。

また、前記平均値を算出するステップは、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の前記瞬時値を平均することを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法とするとよい。

本発明では、平均値を算出するステップは、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の瞬時値で平均値を算出するので、過渡動作期間において電流値が増大しても、平均値を所定の範囲で維持することができる。また、瞬時値を所定の範囲に維持された平均値と比較するので、瞬時値の増大を的確に捉えることができる。

また、他の解決手段は、前記平均値を演算するステップは、前記瞬時値を検出するステップにおいて検出される前記瞬時値の１サイクル前の瞬時値までを平均することを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法である。

また、前記平均値を演算するステップは、前記瞬時値を検出するステップにおいて検出される前記瞬時値の１サイクル前の瞬時値までを平均することを特徴とする請求項７または８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法とするとよい。

本発明では、直前のサイクルまでの瞬時値について平均値を算出するので、平均値は常に更新される。負荷電流の増減に対して平均値を常に的確な値にすることができる。

また、他の解決手段は、前記一次側電流の瞬時値は前記一次側電流のピーク値であることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法である。

また、前記一次側電流の瞬時値は前記一次側電流のピーク値であることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法とするとよい。

本発明では、瞬時値としてピーク値を捉えることにより、一次側電流の最大値において励磁電流が過大であるか否かを検出することができる。

また、他の解決手段は、トランスを備え、該トランスの励磁とリセットとを交互に繰り返す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、一次側電流の電流経路に備えられるカレントトランスと、前記カレントトランスの２次側に接続される整流部と、前記整流部に接続される積分部と、前記整流部から出力される瞬時値と前記積分部から出力される平均値とを比較する比較部と、前記比較部による比較結果に基づき、前記瞬時値と前記瞬時値の平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記トランスの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始する保護制御部とを備えることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。

また、インダクタを備え、該インダクタの励磁とリセットとを交互に繰り返すＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記インダクタの電流経路に備えられる電流検知部と、前記電流検知部に接続される整流部と、前記整流部に接続される積分部と、前記整流部から出力される瞬時値と前記積分部から出力される平均値とを比較する比較部と、前記比較部による比較結果に基づき、前記瞬時値と前記瞬時値の平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記インダクタの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始する保護制御部とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータとするとよい。

これにより、トランスの一次側巻線またはインダクタの過大電流に対する保護動作ができ、入力電圧が急増し、過大な励磁電流による一次側巻線の偏磁に伴うトランスまたはインダクタの磁気飽和を防止することができる。

また、本発明では、過去の瞬時値の平均値からの増大を検出して、トランスまたはインダクタの励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大し、トランスまたはインダクタの磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

さらに、本発明では、トランスの一次側巻線またはインダクタにアクティブクランプリセット回路を備える場合にも、有効に過大な励磁電流を抑制することができる。これにより、出力電圧に制御不能な電圧値の振動現象を抑制することができる。

また、本発明では、カレントトランスまたは電流検知部、整流部、積分部、比較部、保護制御部といった簡略な回路構成で、トランスの一次側巻線またはインダクタの過大電流に対する保護動作ができ、入力電圧が急増し、過大な励磁電流によるトランスの一次側巻線またはインダクタの偏磁に伴うトランスまたはインダクタの磁気飽和を防止することができる。

さらに、本発明では、過去の瞬時値の平均値からの増大を検出して、トランスまたはインダクタの励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大し、トランスまたはインダクタの磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

また、他の解決手段は、前記トランスのリセット動作を行なうアクティブクランプリセット部を備えることを特徴とする請求項５に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。

本発明では、アクティブクランプリセット部を備えているが、この場合にも有効に過大電流は抑制される。これにより、出力電圧に制御不能な電圧値の振動現象を抑制することができる。

本発明によれば、トランスの一次側巻線またはインダクタに流れる励磁電流の瞬時値を積分値と比較することにより、動作条件の急変に伴う過渡期間を検出して、過渡期間を安定に制御することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法およびＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法およびＤＣ−ＤＣコンバータについて具体化した実施形態を図１乃至図３に基づき図面を参照しつつ詳細に説明する。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順を示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１において、スイッチング周期のスタートを行なう。その後、ステップＳ２に移行する。

ステップＳ２において、トランスの一次側またはインダクタの電流の検出を行なう。具体的には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一次側に直列に接続されたカレントトランスで一次側の電流の検出を行なう。または、シャント抵抗をインダクタの励磁電流の流れる経路に接続し、その電流値を電圧値として検出してもよい。その後、ステップＳ３に移行する。

ステップＳ３において、カレントトランスの二次側の電流またはシャント抵抗に流れる電流の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）を検出する。このとき、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一次側電流のピーク値またはインダクタに流れる電流のピーク値を反映する電流をなす。その後、ステップＳ５に移行する。

ステップＳ４において、カレントトランスの二次側の電流またはシャント抵抗に流れる電流の平均値Ｉｔｒ（積分値）の検出を行なう。このとき、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）を検出する場合において検出される瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）の１サイクル前の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）までが平均されて、平均値Ｉｔｒが求められる。その後、ステップＳ５に移行する。

ステップＳ５において、カレントトランスの二次側の電流またはシャント抵抗に流れる電流の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）と平均値Ｉｔｒとを比較する。瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が、平均値Ｉｔｒを下回る場合にはステップＳ６に移行し、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が平均値Ｉｔｒ以上の場合にはステップＳ７に移行する。

ステップＳ６において、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が、平均値Ｉｔｒを下回っているため、定電圧と定電流制御どおりにスイッチング動作を行なう。その後、ステップＳ８に移行する。

ステップＳ７において、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が、平均値Ｉｔｒ以上のため、直ちに絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータをなすトランスの一次側またはインダクタの励磁電流のスイッチを非導通にする。その後、ステップＳ８に移行する。

ステップＳ８において、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータをなすトランスの一次側のトランスまたはインダクタのリセットおよびフリーホイリング期間を開始する。

以上でスイッチング周期の一周期分の処理を終了し、以降、ステップＳ１から順次周期毎に処理を繰り返す。

第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、一次側電流の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）を検出するステップＳ３と、過去の瞬時値の平均値Ｉｔｒを算出するステップＳ４と、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）と平均値Ｉｔｒとを比較するステップＳ５と、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が、平均値Ｉｔｒ以上である場合に、トランスまたはインダクタの励磁動作を停止しリセット動作を開始するステップＳ７とを有するという簡略な方法で、動作サイクル毎に、トランスの励磁電流の過大電流を検出することができる。

これにより、トランスの一次側巻線またはインダクタの過大電流に対する保護動作ができ、入力電圧が急増し、過大な励磁電流によるトランスの一次側巻線またはインダクタの偏磁に伴うトランスの磁気飽和を防止することができる。

また、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、過去の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）の平均値Ｉｔｒからの増大を検出して、トランスまたはインダクタの励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大し、トランスまたはインダクタの磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

従来、過大電流の検出に当っては、電流検出回路において十分な検出性能を発揮するために、電流値範囲がある場合があり、検出電流域に制限がある場合があった。これに対して、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、過大電流の検出に当って、電流値の多寡に関わらず、検出が可能である。

また、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、一次側電流を検出し、確実に過大電流を抑制することができるので、過大電流が増大してしまう場合を考慮して、電流容量を確保し、磁気飽和を抑制するためにトランスに備えられていたコアギャップが不要となる。これにより、コアギャップの存在に伴う損失が低減される。

さらに、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、一次側巻線にアクティブクランプリセット回路を備える場合にも、有効に過大な励磁電流を抑制することができる。これにより、出力電圧に制御不能な電圧値の振動現象を抑制することができる。

また、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、平均値を算出するステップＳ４は、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）で平均値を算出するので、過渡動作期間において電流値が増大しても、平均値Ｉｔｒを所定の範囲で維持することができる。また、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）を所定の範囲に維持された平均値Ｉｔｒと比較するので、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）の増大を的確に捉えることができる。

さらに、第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法では、直前のサイクルまでの瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）について平均値Ｉｔｒを算出するので、平均値Ｉｔｒは常に更新される。負荷電流の増減に対して平均値Ｉｔｒを常に的確な値にすることができる。

（第２実施形態）
次いで、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。図２は第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに変換する絶縁型のフォワードコンバータである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、絶縁トランスの一次側に容量素子Ｃ１と、入力電圧ＶＩＮと、一次側巻線Ｌ１と、カレントトランス一次側巻線Ｌ３と、スイッチＳＷ１と、スイッチＳＷ２とを備えている。

入力電圧ＶＩＮのプラス側と容量素子Ｃ１の一端と一次側巻線Ｌ１の一端とは接続されている。また、容量素子Ｃ１の他端とスイッチＳＷ２の一端とは接続されている。さらに、一次側巻線Ｌ１の他端と、カレントトランス一次側巻線Ｌ３の一端とは接続されている。またさらに、カレントトランス一次側巻線Ｌ３の他端とスイッチＳＷ２の他端とは接続され、スイッチＳＷ１の一端に接続され、スイッチＳＷ１の他端は入力電圧ＶＩＮのマイナス側に接続されている。スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とは図示しない制御回路により、その導通・非導通が制御されて、一次側巻線Ｌ１のトランスリセットとフリーホイリング動作がなされる。また、容量素子Ｃ１、一次側巻線Ｌ１、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２でアクティブクランプリセット回路を構成する。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、絶縁トランスの二次側に、二次側巻線Ｌ２と、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、チョークコイルＬ５と、容量素子Ｃ２と、負荷をなす抵抗素子Ｒ１とを備えている。

二次側巻線Ｌ２の一端には、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ３のカソードが接続され、二次側巻線Ｌ２の他端には、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとは共に接続され、さらに、チョークコイルＬ５の一端に接続されている。チョークコイルＬ５の他端と、容量素子Ｃ２の一端とは接続され、さらに、抵抗素子Ｒ１の一端すなわち出力電圧ＶＯＵＴのプラス側に接続されている。ダイオードＤ３のアノードと、ダイオードＤ４のアノードとは接続され、さらに、容量素子Ｃ２の他端、抵抗素子Ｒ１の他端すなわち出力電圧ＶＯＵＴのマイナス側に接続されている。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、カレントトランスの二次側に、カレントトランス二次側巻線Ｌ４と、抵抗素子Ｒ２，Ｒ３と、ダイオードＤ５（Ｄ５１、Ｄ５２）と、容量素子Ｃ３と、比較部２と、保護制御部３とを備えている。

カレントトランス二次側巻線Ｌ４の一端には、抵抗素子Ｒ４の一端が接続されている。さらに、抵抗素子Ｒ４の一端にはダイオードＤ５１のアノードが接続されている。ダイオードＤ５１のカソードには、抵抗素子Ｒ２の一端とダイオードＤ５２のアノードとが接続されている。ダイオードＤ５２のカソードには、抵抗素子Ｒ３の一端が接続されている。カレントトランス二次側巻線Ｌ４の他端には、抵抗素子Ｒ４の他端、抵抗素子Ｒ２の他端、および容量素子Ｃ３の他端が接続されている。ここで、ダイオードＤ５１のカソードには、一次側電流の瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）が電圧に変換された値である瞬時値電圧Ｖｔｒ（ｔ）が出力され、容量素子Ｃ３の一端には、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）の平均値Ｉｔｒが電圧に変換された値である平均値電圧Ｖｔｒが出力される。

比較部２では、瞬時値電圧Ｖｔｒ（ｔ）と、平均値電圧Ｖｔｒとが入力され、両者の大小が比較される。比較の結果、瞬時値電圧Ｖｔｒ（ｔ）が平均値電圧Ｖｔｒ以上の場合には、比較部２の出力であるエラー信号ＥＲＲが活性化される。

保護制御部３では、エラー信号ＥＲＲが活性化されると、図示しない制御部からのスイッチＳＷ１の制御に優先して、スイッチＳＷ１を直ちに非導通にする制御を行なう。

第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータでは、カレントトランス、整流部、積分部、比較部、保護制御部といった簡略な回路構成で、一次側巻線の過大電流に対する保護動作ができ、入力電圧が急増し、過大な励磁電流による一次側巻線の偏磁に伴うトランスの磁気飽和を防止することができる。

また、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータでは、過去の瞬時値の平均値からの増大を検出して、トランスの励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大し、トランスの磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

従来、過大電流の検出に当っては、電流検出回路において十分な検出性能を発揮するために、電流値範囲がある場合があり、検出電流域に制限がある場合があった。これに対して、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータでは、過大電流の検出に当って、電流値の多寡に関わらず、検出が可能である。

また、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータでは、一次側電流を検出し、確実に過大電流を抑制することができるので、過大電流が増大してしまう場合を考慮して、電流容量を確保し、磁気飽和を抑制するためにトランスに備えられていたコアギャップが不要となる。これにより、コアギャップの存在に伴う損失が低減される。

さらに、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータでは、アクティブクランプリセット部を備えているが、この場合にも有効に過大電流は抑制される。これにより、出力電圧に制御不能な電圧値の振動現象を抑制することができる。

（第３実施形態）
次いで、第３実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。図３は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａの構成を示す回路図である。

昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａは、インダクタＬ６と、トランジスタＴＲと、ダイオードＤ５〜Ｄ９と、抵抗素子Ｒ５〜Ｒ１１と、容量素子Ｃ４〜Ｃ６と、定電圧源ｅ１〜ｅ３とを備えている。

このうち、インダクタＬ６と、トランジスタＴＲと、ダイオードＤ５〜Ｄ６と、容量素子Ｃ４とは、公知の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。インダクタＬ６の一端には入力電圧ＶＩＮの高電圧側が接続され、他端にはトランジスタＴＲのソース端子と、ダイオードＤ６のカソードと、ダイオードＤ５のアノードとが接続されている。ダイオードＤ５のカソードには、容量素子Ｃ４の一端と、負荷をなす抵抗素子Ｒ６の一端とが接続されている。トランジスタＴＲと、ダイオードＤ６とは並列に接続されている。トランジスタＴＲのドレイン端子と、ダイオードＤ６のアノードとはシャント抵抗をなす抵抗素子Ｒ５の一端に接続されている。これにより、トランジスタＴＲに流れるインダクタＬ６の励磁電流が電圧値に変換される。容量素子Ｃ４の他端と、抵抗素子Ｒ６の他端と、抵抗素子Ｒ５の他端とは、接地電位に接続される。以上の構成により、入力電圧ＶＩＮより高電圧の電圧ＶＯＵＴが負荷となる抵抗素子Ｒ６の両端に発生することとなる。

また、ダイオードＤ７と、抵抗素子Ｒ７と、容量素子Ｃ５とは、公知のピークホルダ回路４を構成する。シャント抵抗をなす抵抗素子Ｒ５の一端が、ダイオードＤ７のアノードに接続されている。ダイオードＤ７のカソードは、抵抗素子Ｒ７の一端に接続されている。抵抗素子Ｒ７の他端は、容量素子Ｃ５の一端に接続されている。容量素子Ｃ５の他端は、接地電位に接続されている。これにより、容量素子Ｃ５の一端は、シャント抵抗をなす抵抗素子Ｒ５の両端に発生する正側の出力電圧のピーク電圧を保持することとなる。

容量素子Ｃ５の一端は、定電圧源ｅ１の高電圧側に接続される。定電圧源ｅ１の低電圧側は抵抗素子Ｒ８の一端に接続される。抵抗素子Ｒ８の他端は、抵抗素子Ｒ９の一端に接続される。抵抗素子Ｒ９の他端は接地電位に接続される。ここで、ピークホルダ回路４の出力電圧（容量素子Ｃ５の一端の電圧）から定電圧源ｅ１の電圧を除した電圧の抵抗素子Ｒ８と抵抗素子Ｒ９の按分電圧が瞬時値電圧Ｖｔｒ（ｔ）として、比較器ＣＭＰの非反転入力端子に入力される。

また、ピークホルダ回路４の出力は、積分回路５に入力される。積分回路５は、抵抗素子Ｒ１０、Ｒ１１および容量素子Ｃ６から構成されている。抵抗素子Ｒ１０の一端は、ピークホルダ回路４の出力に接続されている。抵抗素子Ｒ１０の他端は抵抗素子Ｒ１１の一端と、容量素子Ｃ６の一端に接続されている。抵抗素子Ｒ１１の他端と、容量素子Ｃ６の他端とは、接地電位に接続されている。また、抵抗素子Ｒ１０と、容量素子Ｃ６とのＣＲ時定数は大きく設定されている。これにより、積分回路５の出力（抵抗素子Ｒ１０の他端と、抵抗素子Ｒ１１の一端と、容量素子Ｃ６の一端との接続点）には、積分回路５の入力の積分値電圧Ｖｔｒが出力される。

積分回路５の出力には、軽負荷時電圧補償回路６が接続されている。軽負荷時電圧補償回路６はダイオードＤ８と、定電圧源ｅ２とを備えている。ダイオードＤ８のカソードは積分回路５の出力に接続されている。ダイオードＤ８のアノードは定電圧源ｅ２の高電圧側に接続されている。定電圧源ｅ２の低電圧側は接地電位に接続されている。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが軽負荷で積分回路５の出力電圧が低電圧になっても、定電圧源ｅ２の電圧の電圧値を積分回路５の出力電圧に保持することができる。

また、積分回路５の出力には、最大電圧制限回路７が接続されている。最大電圧制限回路７はダイオードＤ９と、定電圧源ｅ３とを備えている。ダイオードＤ９のアノードは積分回路５の出力に接続されている。ダイオードＤ９のカソードは定電圧源ｅ３の高電圧側に接続されている。定電圧源ｅ３の低電圧側は接地電位に接続されている。これにより、積分回路５の出力電圧（積分値電圧Ｖｔｒ）を定電圧源ｅ３の電圧に抑制することができる。

またさらに、積分回路５の出力電圧（積分値電圧Ｖｔｒ）は、比較器ＣＭＰの反転入力端子に入力されている。比較器ＣＭＰでは、積分値電圧Ｖｔｒよりも瞬時値電圧Ｖｔｒ（ｔ）を上回るとエラー信号ＥＲＲがハイレベルに活性化される。エラー信号ＥＲＲは、図示しないトランジスタ制御回路に入力されている。エラー信号ＥＲＲが活性化されると、図示しないトランジスタ制御回路は、トランジスタＴＲを非導通にする。これにより、インダクタＬ６が磁気飽和するのを防止することができる。

第３実施形態にかかる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１Ａでは、過去の瞬時値電流の平均値からの瞬時値電流の増大を検出して、インダクタＬ６の励磁を停止し電流の増大を防止することができる。したがって、過大電流が急激に増大し、インダクタＬ６の磁気飽和に至る前段階での検出が可能であり、的確な保護動作を行なうことができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形が可能であることは言うまでもない。
例えば、第１実施形態及び第２実施形態においては、一次電流の瞬時値が、平均値以上となる場合に、直ちに励磁電流のスイッチを非導通にする制御を行なった例を示したが、一次電流の瞬時値が、平均値を上回る場合に、直ちに励磁電流のスイッチを非導通にする制御を行なう場合にも本発明を適用することができる。
また、第３実施形態においては、一次電流の瞬時値が、平均値を上回る場合に、直ちに励磁電流のスイッチを非導通にする制御を行なった例を示したが、一次電流の瞬時値が、平均値以上となる場合に、直ちに励磁電流のスイッチを非導通にする制御を行なう場合にも本発明を適用することができる。
また、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１では、瞬時値Ｉｔｒ（ｔ）及び平均値Ｉｔｒを検出する電流検出回路として、カレントトランスを用いているが、これに限らず例えばシャント抵抗を用いる場合にも本発明を適用することができる。
さらに、第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ１では、上述の電流検出回路をカレントトランスの一次巻線と直列に接続しているが、スイッチＳＷ２とカレントトランスとの間に接続する場合にも本発明を適用することができる。

第１実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの制御手順を示すフローチャートである。 第２実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 第３実施形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 従来技術のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

符号の説明

１、１Ａ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ 比較部
３ 保護制御部
Ｃ１〜Ｃ６ 容量素子
Ｄ１〜Ｄ９ ダイオード
ＥＲＲ エラー信号
Ｉｔｒ（ｔ） 瞬時値
Ｉｔｒ 平均値
Ｌ１ 一次側巻線
Ｌ２ 二次側巻線
Ｌ３ カレントトランス一次側巻線
Ｌ４ カレントトランス二次側巻線
Ｌ５ チョークコイル
Ｌ６ インダクタ
Ｒ１〜Ｒ１１ 抵抗素子
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
ＶＩＮ 入力電圧
ＶＯＵＴ 出力電圧
Ｖｔｒ（ｔ） 瞬時値電圧
Ｖｔｒ 平均値電圧

Claims (11)

1. トランスを備え、該トランスの励磁とリセットとを交互に繰り返す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
   一次側電流の瞬時値を検出するステップと、
   過去の一次側電流の瞬時値の平均値を算出するステップと、
   前記瞬時値と前記平均値とを比較するステップと、
   前記瞬時値と前記平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記トランスの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始するステップとを有することを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
2. 前記平均値を算出するステップは、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の前記瞬時値を平均することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
3. 前記平均値を演算するステップは、前記瞬時値を検出するステップにおいて検出される前記瞬時値の１サイクル前の瞬時値までを平均することを特徴とする請求項１または２に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
4. 前記一次側電流の瞬時値は前記一次側電流のピーク値であることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
5. トランスを備え、該トランスの励磁とリセットとを交互に繰り返す絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   一次側電流の電流経路に備えられるカレントトランスと、
   前記カレントトランスの２次側に接続される整流部と、
   前記整流部に接続される積分部と、
   前記整流部から出力される瞬時値と前記積分部から出力される平均値とを比較する比較部と、
   前記比較部による比較結果に基づき、前記瞬時値と前記瞬時値の平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記トランスの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始する保護制御部とを備えることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記トランスのリセット動作を行なうアクティブクランプリセット部を備えることを特徴とする請求項５に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. インダクタを備え、該インダクタの励磁とリセットとを交互に繰り返すＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
   インダクタに流れる電流の瞬時値を検出するステップと、
   過去のインダクタに流れる電流の瞬時値の平均値を算出するステップと、
   前記瞬時値と前記平均値とを比較するステップと、
   前記瞬時値と前記平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記インダクタの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始するステップとを有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
8. 前記平均値を算出するステップは、動作条件の急変に伴う過渡動作期間を含む期間の前記瞬時値を平均することを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
9. 前記平均値を演算するステップは、前記瞬時値を検出するステップにおいて検出される前記瞬時値の１サイクル前の瞬時値までを平均することを特徴とする請求項７または８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
10. 前記一次側電流の瞬時値は前記一次側電流のピーク値であることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
11. インダクタを備え、該インダクタの励磁とリセットとを交互に繰り返すＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記インダクタの電流経路に備えられる電流検知部と、
    前記電流検知部に接続される整流部と、
    前記整流部に接続される積分部と、
    前記整流部から出力される瞬時値と前記積分部から出力される平均値とを比較する比較部と、
    前記比較部による比較結果に基づき、前記瞬時値と前記瞬時値の平均値との差分が、所定値以上である場合、または前記所定値を上回っている場合に、前記インダクタの励磁動作を停止し前記リセット動作を開始する保護制御部とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
    
    

Images