JP5228627B2

JP5228627B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP5228627B2
Application number: JP2008138066A
Authority: JP
Inventors: セルゲイモイセエフ
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2008-05-27
Filing date: 2008-05-27
Publication date: 2013-07-03
Anticipated expiration: 2028-05-27
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Description

本発明は、アクティブクランプ回路を備える絶縁型のスイッチング電源装置に関するものである。

特許文献１に開示されているＤＣ−ＤＣコンバータは、アクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、低ノイズ化、高効率化を図ることを目的とするものである。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの１次側巻線と第１のスイッチ素子とからなる直列回路が直流電源に接続され、そのトランスの１次側巻線の両端にコンデンサと第２のスイッチ素子からなるアクティブクランプ回路が接続されている。
上記のアクティブクランプ型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、オン状態で直流電源からの電力をトランスに給電する第１のスイッチ素子をオフした後、第２のスイッチ素子の寄生ダイオードを介して行われるコンデンサの充電開始に同期して第２のスイッチ素子をオンし、予め設定した所定の時間経過後に第２のスイッチ素子をオフするというスイッチング動作を行っている。

特開２００７−９７３７９号公報

アクティブクランプ回路を備える絶縁型のスイッチング電源装置は、平衡状態（定常状態）では、トランスの２次側に給電するためにトランスの１次側巻線に電流を流す第１のスイッチ素子と、１次側巻線に流れている励磁電流を回生して１次側巻線をリセットするアクティブクランプ回路を構成する第２のスイッチ素子とが交互にオンされる。
第１のスイッチ素子がオンされてトランスの１次側巻線に電源から供給される励磁電流が流れている状態において第１のスイッチ素子をオフすると、１次側巻線に流れている励磁電流が第２のスイッチ素子の寄生ダイオードを介してアクティブクランプ回路を構成するコンデンサに流れ込む。これにより、コンデンサが充電されてその端子電圧が上昇すると共に１次側巻線の励磁電流は減少する。その後、第２のスイッチ素子がオンされると、１次側巻線とコンデンサとの直列回路が形成され、コンデンサに充電されたエネルギーが１次側巻線へと移動される。つまり、トランスの１次側巻線の励磁電流がさらに減少していき、１次側巻線のリセットが行われる。そして、所定時間経過後に第２のスイッチ素子をオフし、第１のスイッチ素子をオンすると１次側巻線には再び電源から供給される励磁電流が流れる。

一方、負荷電流が小さくなったり、入力電源が大きくなったり、または過電流保護が機能した場合などの非平衡状態では、第１のスイッチ素子は、そのオン時間が平衡状態におけるオン時間に比較して小さくなるように制御される。すなわち、１周期における第１のスイッチ素子のオン時間が短くなり、第２のスイッチ素子のオン時間が長くなる。

上記の非平衡状態において、第２のスイッチ素子のオン時間が長くなると、平衡状態の場合に比較して、コンデンサに充電されたエネルギーがトランスの１次側巻線に大きく移動されることとなる。即ち、第２のスイッチ素子のオンにともなって、トランスの１次側巻線の励磁電流が減少していき、その後電流方向は反転しコンデンサから１次側巻線に向かって電流が流れ始める。即ち、コンデンサが放電することにより、トランスの１次側巻線には電源から給電される励磁電流と逆向きの放電電流が流れる。そして、この状態で第２のスイッチ素子がオフすると、第１のスイッチ素子の寄生ダイオードを介して１次側巻線には放電電流が流れ続けることになる。

非平衡状態での各スイッチ素子のスイッチングデューティやスイッチング周期等の動作条件や非平衡状態の継続時間によっては、コンデンサからの放電電流が大きくなる場合がある。例えば、第１のスイッチ素子のオン時間が過渡的に減少し、それにともない第２のスイッチ素子のオン時間が増加する非平衡状態が複数周期継続すれば、１周期ごとに放電電流は増大する。この場合、その増大した放電電流によってトランスの磁気飽和が発生する虞があり、また、その磁気飽和に伴う電力損失の増大や発熱の増大などの問題が発生する。

本発明は、上記の課題に鑑み提案されたものであって、状態変化に伴いスイッチ素子のスイッチングデューティが過渡的に変化する非平衡状態において、アクティブクランプ回路を構成するクランプコンデンサからの放電電流が増大したことを検出し、トランスの磁気飽和が発生することがないようにスイッチ素子のオン・オフ状態を制御することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、トランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され、該トランスの１次側巻線に入力電源から給電する電流経路を形成する第１のスイッチ素子と、前記トランスの１次側巻線をリセットする、少なくともクランプコンデンサと第２のスイッチ素子とを有するアクティブクランプ回路と、前記トランスの２次側巻線に接続され、２次側出力が取り出される整流平滑回路と、前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のオン・オフ制御を行う制御部とを備え、定常状態において、前記制御部は、前記トランスの２次側出力が目標値となるように１周期における前記第１のスイッチ素子の目標オン時間を設定するとともに当該１周期における前記第１のスイッチ素子の目標オン時間以外を前記第２のスイッチ素子の目標オン時間として設定し、設定された前記第１のスイッチ素子の目標オン時間及び前記第２のスイッチ素子の目標オン時間に従って前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをデッドタイムを挟んで交互にオンするスイッチング電源装置であって、前記電流経路の前記トランスの１次側巻線および前記第１のスイッチ素子との間に設けられ、前記トランスの１次側から前記入力電源を経由して前記第１のスイッチ素子に向かい、前記トランスの１次側巻線への前記入力電源からの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流を検出する電流検出部を備え、前記制御部は、前記電流検出部で検出された前記逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期における前記第２のスイッチ素子のオン時間を設定された前記第２のスイッチ素子の目標オン時間よりも短くするものである。

ここで、「トランスの１次側巻線への入力電源からの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流」とは、状態変化に伴い第１のスイッチ素子のオン時間が過渡的に減少し、それにともない第２のスイッチ素子のオン時間が増加する非平衡状態において、アクティブクランプ回路に備えられるクランプコンデンサからの放電に起因して流れる電流を示す。アクティブクランプ回路の第２のスイッチ素子とメインスイッチである第１のスイッチ素子とは、１つのスイッチング周期内で交互にオンするように制御されている。平衡状態（定常状態）では、第１のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子のオン時間の比率はバランスされており、効率的に１次側巻線の励磁とリセットが行われている。一方、第１のスイッチ素子のオン時間が減少する非平衡状態では、スイッチング周期における第２のスイッチ素子のオン時間が長くなる。このため、複数のスイッチング周期に渡って非平衡状態が継続する場合、アクティブクランプ回路に備えられるクランプコンデンサから第２のスイッチ素子を介して流れる放電電流はスイッチング周期ごとに増大し、トランスの１次側巻線に流れる逆方向電流はスイッチング周期ごとに増大する。

従って、この発明では、負荷電流の減少、入力電源の上昇、または過電流制限等の状態変化に伴い過渡的に第１のスイッチ素子のオン時間が減少する非平衡状態において、アクティブクランプ回路からの放電電流に応じて１次側に流れる過剰な逆方向電流を検出し、その検出結果に応じて次周期における第２のスイッチ素子のオン時間を適切に制御しているので、トランスの磁気飽和が発生することがない。即ち、スイッチング電源装置を保護することができる。

また、本発明に係るスイッチング電源装置において、更に、制御部は、電流検出部で検出された逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期において第１のスイッチ素子をオフ状態に維持するとともに第２のスイッチ素子をオフ状態に維持する。これにより、トランスの１次側に過大な逆方向電流が流れることをより効果的に防止することができ、即ち、トランスの磁気飽和を防止することができる。

また、本発明に係るスイッチング電源装置において、更に、電流検出部は、電流経路上に１次側巻線が挿入されるカレントトランスと、カレントトランスの２次側巻線の端子間に接続されて、該２次側巻線をリセットするための第１抵抗素子と、第１抵抗素子の端子間電圧を検出して基準値と比較する電圧比較器とを備えている。

これにより、トランスの１次側の電流経路上に流れる逆方向電流は、カレントトランスの１次側巻線にも流れる。従って、逆方向電流によりカレントトランスの２次側巻線にも電流が誘起される。この過剰な逆方向電流を、カレントトランスの２次側巻線をリセットするための抵抗である第１抵抗素子の端子間の電圧値として検出することができる。

更に、本発明に係るスイッチング電源装置では、カレントトランスの２次側巻線の一方の端子に一端が接続される整流素子と、整流素子の他端とカレントトランスの２次側巻線の他方の端子との間に接続される第２抵抗素子を備え、第２抵抗素子は、トランスの１次側巻線への入力電源からの給電方向に流れる電流を検出するものである。

これにより、カレントトランスは、第１抵抗素子を備えて、トランスの１次側巻線を流れる逆方向電流を検出することができると共に、第２抵抗素子により、トランスの１次側巻線への入力電源からの給電方向に流れる電流を検出することができる。ここで、トランスの１次側巻線への入力電源からの給電方向に流れる電流とは、平衡状態における電流である。したがって、非平衡状態および平衡状態の何れの動作状態においても、トランスの１次側巻線に流れる電流を検出することができる。

本発明のスイッチング電源装置によれば、状態変化に伴い第１のスイッチ素子のオン時間が過渡的に減少し、それにともない第２のスイッチ素子のオン時間が増加する非平衡状態において、アクティブクランプ回路を構成するクランプコンデンサからの放電電流が増大したことを検出し、トランスの磁気飽和が発生することがないようにスイッチ素子のオン・オフ状態を制御することができる。

以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明の一実施例であるフォワードコンバータを構成するスイッチング電源１の回路ブロック図である。

スイッチング電源１は１次側巻線Ｌ１と２次側巻線Ｌ２とを有するトランスＴを備えている。
先ず、トランスＴの１次側回路について説明する。入力電源Ｅの正側端子は、トランスＴの１次側巻線Ｌ１およびクランプコンデンサＣ２の一端に接続されている。トランスＴの１次側巻線Ｌ１の他端は、第２のスイッチ素子としてのＭＯＳトランジスタＱ２のソース端子およびカレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１の一端に接続されている。また、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の他端は、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１を介して第１のスイッチ素子であるＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン端子に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１のソース端子が入力電源Ｅの負側端子に接続されている。また、クランプコンデンサＣ２の他端とＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子が接続されている。

ＭＯＳトランジスタＱ１,Ｑ２のゲート端子には、制御部ＣＮＴからの制御信号が入力され、これによりＭＯＳトランジスタＱ１,Ｑ２のオン・オフ駆動が制御される。この制御信号は、所定の周期で繰り返される信号であり、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とを交互にオンするとともに交互にオフする。すなわち、１周期内の所定時間にＭＯＳトランジスタＱ１はオン状態に維持され、その間は、ＭＯＳトランジスタＱ２はオフ状態に維持される。所定時間経過後の１周期内の残りの時間は、ＭＯＳトランジスタＱ１はオフ状態に維持される。その間、ＭＯＳトランジスタＱ２はオン状態に維持される。なお、制御部ＣＮＴは、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とが同時にオンすることがないように、デッドタイムを設けて制御を行っている。

ＭＯＳトランジスタＱ１がオンすることにより、入力電源Ｅが１次側巻線Ｌ１に接続され１次側巻線Ｌ１が入力電源Ｅの電位で励磁される。そして、ＭＯＳトランジスタＱ１がオンとなっている時間と共に１次側巻線Ｌ１に流れる電流は増大する。１次側巻線Ｌ１に入力電源Ｅからの電力が給電されている状態である。

ＭＯＳトランジスタＱ１のオンにより１次側に流れる電流は、１次側巻線Ｌ１を励磁する励磁電流と負荷側に伝搬される負荷電流との和で構成される。励磁電流は、ＭＯＳトランジスタＱ１がオフしても１次側巻線Ｌ１に残留して流れ続ける。従って、次のスイッチング周期でＭＯＳトランジスタＱ１がオンして１次側巻線Ｌ１に新たな給電が行われる前に、この１次側巻線Ｌ１の励磁をリセットする必要がある。本実施例では、１次側巻線Ｌ１のリセットに、アクティブクランプ方式を採用している。具体的には、ＭＯＳトランジスタＱ２とクランプコンデンサＣ２との直列回路を１次側巻線Ｌ１の両端に接続することでアクティブクランプ回路を構成している。１次側巻線Ｌ１のリセットは、ＭＯＳトランジスタＱ２のオンにより行われる。

オン状態であったＭＯＳトランジスタＱ１がオフすると、１次側巻線Ｌ１に流れている励磁電流がＭＯＳトランジスタＱ２の寄生ダイオードを介してクランプコンデンサＣ２に流れ込み、クランプコンデンサＣ２への充電が開始される。これにより、クランプコンデンサＣ２が充電されてその端子電圧が上昇すると共に１次側巻線Ｌ１の励磁電流は減少する。その後、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンされると、１次側巻線Ｌ１とクランプコンデンサＣ２との直列回路が形成され、クランプコンデンサＣ２に充電されたエネルギーが１次側巻線Ｌ１へと移動される。つまり、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の励磁電流がさらに減少していき、１次側巻線Ｌ１のリセットが行われる。そして、所定時間経過後にＭＯＳトランジスタＱ２がオフされ、その後、ＭＯＳトランジスタＱ１をオンすると１次側巻線Ｌ１には再び入力電源Ｅから供給される励磁電流が流れる。

次に、トランスＴの２次側回路について説明する。トランスＴの２次側巻線Ｌ２には整流平滑回路が接続されており、この整流平滑回路より図示しない負荷に対して電流（２次側出力）が供給される。以下、整流平滑回路について詳細に説明する。

トランスＴの２次側巻線Ｌ２の一端は、整流ダイオード素子Ｄ１のアノード端子に接続されている。整流ダイオード素子Ｄ１のカソード端子は、チョークコイルＬの一端および整流ダイオード素子Ｄ２のカソード端子に接続されている。チョークコイルＬの他端は、高レベル側の出力端子および平滑コンデンサＣ１の一端に接続されている。平滑コンデンサＣ１は、２つの出力端子間に接続されている。一方、２次側巻線Ｌ２の他端は、整流ダイオード素子Ｄ２のアノード端子、平滑コンデンサＣ１の他端、および低レベル側の出力端子に接続されている。

本実施形態はフォワードコンバータの構成を例示している。したがって、ＭＯＳトランジスタＱ１がオンして１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電が行われている期間には、２次側巻線Ｌ２の一端は他端に比べて高電圧レベルになる。即ち、整流ダイオード素子Ｄ１を介して電流が流れる。この電流は、チョークコイルＬを介して平滑コンデンサＣ１および高レベル側の出力端子に供給される。

ＭＯＳトランジスタＱ１がオフとなって１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電が遮断されると、２次側巻線Ｌ２に誘起される起電力はダイオード素子Ｄ１により遮断される。これにより、チョークコイルＬに流れていた電流は、ダイオード素子Ｄ２を介して流れ続け、それまでに蓄積されていた電磁エネルギーを出力側に放出する。

出力電圧ＶＯが所望の設定値になるように制御部ＣＮＴから出力される制御信号により、ＭＯＳトランジスタＱ１,Ｑ２がオン・オフ制御される。具体的には、一定のスイッチング周期内で、ＭＯＳトランジスタＱ１のオンするスイッチングデューティ、所謂オン時間が調整される。

次に、１次側回路を流れる電流を検出する検出部について説明する。実施形態では、２種類の電流検出部を備えている。
第１の検出部は検出信号ＶＤ１を出力する。この第１の検出部は、１次側回路に入力電源Ｅからの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流を検出する。検出信号ＶＤ１は制御部ＣＮＴに入力され、検出信号ＶＤ１が閾値を超えた場合に、制御部ＣＮＴにより次周期におけるＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間が、設定されたＭＯＳトランジスタＱ２の目標オン時間よりも短くなるように、ＭＯＳトランジスタＱ２のオフタイミングが制御される。また、検出信号ＶＤ１が閾値を大きく超えた場合は、次周期においてＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態に維持すると共にＭＯＳトランジスタＱ２をオフ状態に維持する。
第２の検出部は検出信号ＶＤ２を出力する。第２の検出部では、１次側回路に流れる、入力電源Ｅからの給電方向の電流、即ち、励磁電流と負荷電流の和の電流を検出する。

検出部は、カレントトランスＣＴにより構成されている。
第１の検出部は、カレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、および検出器ＶＤを備えて構成されている。第２の検出部は、カレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、ダイオード素子Ｄ３、Ｄ４、センス抵抗素子Ｒ２、抵抗素子Ｒ３、および容量素子Ｃ３を備えて構成されている。ここで、カレントトランスＣＴ、およびリセット抵抗素子Ｒ１は、両検出部に共通である。

カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２の一端は、リセット抵抗素子Ｒ１の一端、およびダイオード素子Ｄ３のアノード端子に接続されており、検出器ＶＤに入力されている。ダイオード素子Ｄ３のカソード端子は、センス抵抗素子Ｒ２の一端、ダイオード素子Ｄ４のアノード端子に接続されている。ダイオード素子Ｄ４のカソード端子は、抵抗素子Ｒ３の一端に接続されている。抵抗素子Ｒ３の他端は、容量素子Ｃ３に接続されている。カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２の他端は、リセット抵抗素子Ｒ１の他端、センス抵抗素子Ｒ２の他端、および容量素子Ｃ３の他端に接続されており、検出器ＶＤに入力されている。抵抗素子Ｒ３と容量素子Ｃ３の接続点から第２の検出信号ＶＤ２が出力される。

センス抵抗素子Ｒ２には、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に給電される電流に応じた電流が流れる。トランスＴの１次側巻線Ｌ１に給電される電流は、同時にカレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１にも流れるため、２次側巻線ＬＣ２からダイオード素子Ｄ３を介してセンス抵抗素子Ｒ２がバイアスされるからである。センス抵抗素子Ｒ２で電圧に変換され検出された値は、ダイオード素子Ｄ４を介して、抵抗素子Ｒ３および容量素子Ｃ３により積分される。時間と共に変動するセンス抵抗素子Ｒ２による検出値を、積分あるいはピークホールドして、第２の検出信号ＶＤ２が得られる。

リセット抵抗素子Ｒ１は、カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２の励磁電流分をリセットする抵抗である。ＭＯＳトランジスタＱ１がオフとなりトランスＴの１次側巻線Ｌ１に給電される電流が遮断された後、カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２はダイオード素子Ｄ３に遮断される方向に起電力が誘起される。この起電力に基づく電流がリセット抵抗素子Ｒ１を介して流れ、カレントトランスＣＴがリセットされる。

第１の検出部は、カレントトランスＣＴをリセットするためのリセット抵抗素子Ｒ１を積極的に利用したものである。負荷電流が小さくなったり、入力電源が大きくなったり、または過電流保護が機能した場合などの非平衡状態では、ＭＯＳトランジスタＱ１は、そのオン時間が平衡状態におけるオン時間に比較して小さくなるように制御される。すなわち、１周期におけるＭＯＳトランジスタＱ１のオン時間は短くなるのに対して、ＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間は長くなる。これにより、アクティブクランプ回路のクランプコンデンサＣ２からの放電は平衡状態の場合に比較して大きくなり、クランプコンデンサＣ２のエネルギーがトランスＴの１次側巻線Ｌ１に大きく移動されることとなる。トランスＴの１次側巻線Ｌ１の励磁電流が減少していき、その後電流方向は反転しクランプコンデンサＣ２から１次側巻線Ｌ１に向かって逆方向電流が流れ始める。この逆方向電流が流れている状態で、スイッチング動作が次の周期に移行して、ＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態になると、ＭＯＳトランジスタＱ１の寄生ダイオードを介して、その後ＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態になるまで１次側巻線Ｌ１に、クランプコンデンサＣ２からの放電電流に対応した逆方向電流が流れ続けることになる。これにより、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１に逆方向電流が流れる。

すなわち、逆方向電流は、１次側巻線Ｌ１の一端から、入力電源Ｅを正側端子から負側端子へ抜け、ＭＯＳトランジスタＱ１の逆並列ダイオードを介して流れる。逆方向電流は、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１を流れるが、その電流方向は、平衡状態において、入力電源Ｅから１次側巻線Ｌ１に電力を給電する際に流れる電流方向とは反対方向である。

この逆方向電流により、カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２には、ダイオード素子Ｄ３により電流が遮断される方向に起電力が誘起される。この起電力は、カレントトランスＣＴの励磁電流による方向と同じであるので、リセット抵抗素子Ｒ１を介して電流が流れる。検出器ＶＤにより、リセット抵抗素子Ｒ１の端子間電圧が検出され、第１の検出信号ＶＤ１が出力される。

ここで、リセット抵抗素子Ｒ１は、カレントトランスＣＴのリセット用に備えられているので、リセット動作に際してリセット抵抗素子Ｒ１の端子間に大きな電圧が生成されることが好ましい。２次側巻線ＬＣ２に逆バイアスが印加されリセットが促進されるからである。従って、リセット抵抗素子Ｒ１は、高い抵抗値を有して構成されることが一般的である。たとえば、センス抵抗素子Ｒ２が数オーム〜数十オームであるのに対して、リセット抵抗素子Ｒ１は、数キロオームで構成されている。

次に、図２〜図６を参照して、実施形態のスイッチング電源装置１（図１）の動作を説明する。

図２〜図６は、横軸に時間をとり、同じ動作についての各信号の動作波形を示したものである。図２は、トランスＴの励磁電流を示す。１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向を正として示す。図３は、アクティブクランプ回路のクランプコンデンサＣ２への充電電流を示す。図４は、アクティブクランプ回路のクランプコンデンサＣ２の端子間電圧を示す。図５は、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１に流れる電流を示す。１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向を正として示す。図６は、リセット抵抗素子Ｒ１の端子間電圧を示す。リセットする際に流れる電流の方向の負として示す。
なお、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とが同時にオンすることがないようにデッドタイムを設けているが、その時間はわずかであるのでここではあえて図示していない。

図２〜図６では、時刻ｔ０で状態が変化するものとする。すなわち、時刻ｔ０以前では平衡状態で制御されている。時刻ｔ０において、負荷電流の減少、入力電源の上昇、および過電流制限制御の開始の少なくとも何れかが開始されることに応じて、時刻ｔ０以降では、過渡的にスイッチングデューティが減少する非平衡状態に移行するものとする。

先ず、平衡状態、即ち定常状態でのスイッチング動作を説明する。

平衡状態では、図２に示すように、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に流れる励磁電流は、スイッチング周期内でバランスしている。すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ１のオン時間には、励磁電流は負荷電流と共に電流経路Ｉ１（図１）を流れており、この励磁電流は時間と共に増加する。ＭＯＳトランジスタＱ１がオフすると、１次側巻線Ｌ１に流れている励磁電流は、ＭＯＳトランジスタＱ２の寄生ダイオードを介して、電流経路Ｉ２（図１）を経てアクティブクランプ回路のクランプコンデンサＣ２を充電することにより、減少する。その後、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンされると、１次側巻線Ｌ１とクランプコンデンサＣ２との直列回路が形成され、クランプコンデンサＣ２に充電されたエネルギーが１次側巻線Ｌ１へと移動され励磁電流はさらに減少していく。これにより、１次側巻線Ｌ１のリセットが行われる。１周期の終了時点でＭＯＳトランジスタＱ２がオフし、次のスイッチング周期が開始される。

この場合、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間の後半では、クランプコンデンサＣ２からの放電があり、１次側巻線Ｌ１を入力電源Ｅに向かう逆方向電流が流れる。しかしながら、この電流は限定的であり、次のスイッチング周期でＭＯＳトランジスタＱ１がオンすることにより解消され、負荷電流と共に電流経路Ｉ１に励磁電流が流れる（図５参照）。

時刻ｔ０で、負荷電流の減少、入力電源の上昇、または過電流の制限などの状態変化が発生すると、ＭＯＳトランジスタＱ１,Ｑ２が共にオフ状態となるデッドタイム期間を経て、スイッチング電源装置１は、ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングデューティが過渡的に減少する非平衡状態に移行する。

非平衡状態では、ＭＯＳトランジスタＱ１のオン時間に比してＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間が長くなる。ＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間が長くなると、クランプコンデンサＣ２のエネルギーがトランスＴの１次側巻線Ｌ１に大きく移動されることとなる。１次側巻線Ｌ１の励磁電流が減少していき、励磁電流が０となった後は、電流の方向は反転しクランプコンデンサＣ２から放電が開始される。これにより、クランプコンデンサＣ２から１次側巻線Ｌ１に向かって電流経路Ｉ３（図１）を経て逆方向電流が流れる。この電流値は、時間と共に増大する（図２のＱ１（オフ）、Ｑ２（オン）の期間）。

次のスイッチング周期が開始され、ＭＯＳトランジスタＱ２がオフとなると１次側巻線Ｌ１に流れている逆方向電流は電流経路Ｉ４により励磁電流として流れ続ける。
その後、ＭＯＳトランジスタＱ１がオンとなると１次側巻線Ｌ１には入力電源Ｅが印加され、逆方向電流は時間と共に減少していく（図２のＱ１（オン）、Ｑ２（オフ）の期間）。しかしながら、非平衡状態ではＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングデューティ（オン時間）が、平衡状態の時に比較して減少しているため、ＭＯＳトランジスタＱ１のオン時間は短時間である。電流経路Ｉ４による逆方向電流が解消される前にＭＯＳトランジスタＱ１がオフとなり、再びＭＯＳトランジスタＱ２がオンする。そして、逆方向電流は電流経路Ｉ３を経て再び大きくなる（図２のＱ１（オフ）、Ｑ２（オン）の期間）。

アクティブクランプ回路のクランプコンデンサＣ２からの放電電流により、スイッチング周期ごとにＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間に、１次側巻線Ｌ１に供給される電流が増大する（図３参照）。これに応じて、クランプコンデンサＣ２に充電されている充電電圧は減少していく（図４参照）。

そして、ＭＯＳトランジスタＱ２がオフとなると、１次側回路には逆方向電流が流れることになるので、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１には、電流経路Ｉ４を経て逆方向電流が流れる。この電流は、非平衡状態が継続する間、スイッチング周期と共に増大する（図５参照）。カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１に逆方向電流が流れることにより、カレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２には電流経路Ｉ５を経て電流が流れる。逆方向電流がスイッチング周期と共に増大するので、２次側巻線ＬＣ２を流れる電流もスイッチング周期と共に増大する。この電流はリセット抵抗素子Ｒ１を流れ、検出電圧はスイッチング周期と共に増大する（図６参照）。検出器ＶＤにより検出する閾値電圧（ＶＴ）を設定してやれば、逆方向電流の電流値が所定値に達したことを第１の検出信号ＶＤ１により検出することができる。

第１の検出信号ＶＤ１を受けて、制御部ＣＮＴは、次周期におけるＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間を制限する。即ち、ＭＯＳトランジスタＱ２は目標オン時間に対して、実際のオン時間が短くなるように制御される。このときの検出器ＶＤによる検出電圧は図７に示すとおりである。検出電圧は閾値（ＶＴ）に制限されている。このときのトランスＴの１次側巻線Ｌ１に流れる励磁電流は図２の点線に示すとおりである。ＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間が短縮されることにより、逆方向電流が制限される。
また、検出器で検出された電圧が閾値を大幅に越えていた場合は、ＭＯＳトランジスタＱ１,Ｑ２の両スイッチのスイッチング動作自体を停止するように、制御部ＣＮＴが制御を行う。このことから、スイッチングデューティの過渡的な減少に伴う非平衡状態において、トランスＴの１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流が増大することを防ぐことができる。

ここで、電流経路Ｉ１は、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に入力電源Ｅから給電する電流経路の一例である。また、ＭＯＳトランジスタＱ１は、第１のスイッチ素子の一例であり、ＭＯＳトランジスタＱ２は、第２のスイッチ素子の一例である。また、カレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、および検出器ＶＤは、電流検出部の一例である。また、リセット抵抗素子Ｒ１は、第１抵抗素子の一例であり、センス抵抗素子Ｒ２は、第２抵抗素子の一例である。また、検出器ＶＤは、電圧比較器の一例である。

以上、説明したように、本発明の実施形態によれば、スイッチング電源装置１は、トランスＴと、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に直列に接続され、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に入力電源Ｅから給電する電流経路Ｉ１を形成するＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴの１次側巻線Ｌ１をリセットするアクティブクランプ回路とを備えている。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１とアクティブクランプ回路に備えられるＭＯＳトランジスタＱ２とは、スイッチング周期を動作単位として交互にオン・オフされる。トランスＴの１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向とは反対方向に、逆方向電流（電流経路Ｉ４を介して流れる電流）を検出するカレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、および検出器ＶＤを備えている。また、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＭＯＳトランジスタＱ２のオン・オフ制御を行う制御部ＣＮＴを備えている。制御部ＣＮＴは、定常状態では、トランスＴの２次側出力が目標値となるように１周期におけるＭＯＳトランジスタＱ１の目標オン時間とＭＯＳトランジスタＱ２の目標オン時間を設定し、設定された目標オン時間に従ってＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とを交互にオンさせるように制御する。また、逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期におけるＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間を短くするように制御する。

これにより、トランスＴの１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流を検出することができる。

負荷電流の減少、入力電源の増大、または過電流の制限などの状態変化に伴い、スイッチングデューティが過渡的に減少する非平衡状態において、アクティブクランプ回路に備えられるクランプコンデンサＣ２からの放電に起因して、１次側巻線Ｌ１を電流経路Ｉ４方向に流れる逆方向電流を検出することができる。

非平衡状態において、スイッチング周期における第２のスイッチ素子のオン時間が長くなることに起因する１次側巻線Ｌ１の逆方向電流の増大を検出することができる。そして、逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期におけるＭＯＳトランジスタＱ２のオン時間を設定された目標オン時間よりも強制的に短く制限するので、１次側巻線Ｌ１に流れる逆方向電流が増大していくことを防ぐことができる。トランスＴの磁気飽和が発生することがないように制御を行うので、効果的にスイッチング電源装置を保護することができる。
また、ＭＯＳトランジスタＱ２のオフと共にＭＯＳトランジスタＱ１もオフするので、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に逆方向電流が流れ込むことを、より効果的に防止することができる。

カレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、および検出器ＶＤを備えて、第１の検出部を構成すると共に、カレントトランスＣＴ、リセット抵抗素子Ｒ１、ダイオード素子Ｄ３、Ｄ４、センス抵抗素子Ｒ２、抵抗素子Ｒ３、および容量素子Ｃ３を備えて、第２の検出部を構成することができる。この場合、カレントトランスＣＴ、およびリセット抵抗素子Ｒ１は、両検出部に共通とすることができる。

これにより、電流経路Ｉ４を介して流れる逆方向電流は、カレントトランスＣＴの１次側巻線ＬＣ１にも流れる。従って、逆方向電流によりカレントトランスＣＴの２次側巻線ＬＣ２にも電流が誘起され、過剰な逆方向電流をリセット抵抗素子Ｒ１の端子間の電圧値として検出することができる。加えて、カレントトランスＣＴは、センス抵抗素子Ｒ２により、トランスＴの１次側巻線Ｌ１への入力電源Ｅからの給電方向に流れる電流を検出することができる。したがって、非平衡状態および平衡状態の何れの動作状態においても、トランスＴの１次側巻線Ｌ１に流れる電流を検出することができる。

尚、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内での種々の改良、変更が可能であることは言うまでもない。
例えば、実施形態のスイッチング電源装置１では、電流検出部としてカレントトランスＣＴを備える構成を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。電流経路Ｉ４を介して流れる逆方向電流を検出することができる構成であればよい。例えば、カレントトランスＣＴに代えて、シャント抵抗素子を備える構成とすることもできる。
また、スイッチング電源装置１では、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２の何れの電流方向についても、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２をオンする場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。通常、ＭＯＳトランジスタであれば、そのデバイス構成上逆並列ダイオードが内蔵された構造を有しているので、ソース端子からドレイン端子に向かう電流に対しては、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２に代えて、またはＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２と共に、逆並列ダイオードに電流を流す構成とすることもできる。さらに、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２に並列にダイオード素子を接続する構成とすることもできる。

本発明の実施形態の回路ブロック図である。トランスの１次側巻線の励磁電流を示す波形図である。アクティブクランプ回路のクランプコンデンサに流れる電流を示す波形図である。アクティブクランプ回路のクランプコンデンサの端子間電圧を示す波形図である。カレントトランスの１次側巻線を流れる電流を示す波形図である。電流制限がされない場合のリセット抵抗素子の端子間電圧を示す波形図である。電流制限がされる場合のリセット抵抗素子の端子間電圧を示す波形図である。

１スイッチング電源装置
ＣＮＴ制御部
ＣＴカレントトランス
Ｔトランス
Ｌ１トランスＴの１次側巻線
Ｌ２トランスＴの２次側巻線
ＬＣ１カレントトランスＴの１次側巻線
ＬＣ２カレントトランスＴの２次側巻線
Ｑ１、Ｑ２ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１リセット抵抗素子
Ｒ２センス抵抗素子
ＶＤ検出器

Claims

トランスと、
前記トランスの１次側巻線に直列に接続され、該トランスの１次側巻線に入力電源から給電する電流経路を形成する第１のスイッチ素子と、
前記トランスの１次側巻線をリセットする、少なくともクランプコンデンサと第２のスイッチ素子とを有するアクティブクランプ回路と、
前記トランスの２次側巻線に接続され、２次側出力が取り出される整流平滑回路と、
前記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子のオン・オフ制御を行う制御部とを備え、
定常状態において、前記制御部は、前記トランスの２次側出力が目標値となるように１周期における前記第１のスイッチ素子の目標オン時間を設定するとともに当該１周期における前記第１のスイッチ素子の目標オン時間以外を前記第２のスイッチ素子の目標オン時間として設定し、設定された前記第１のスイッチ素子の目標オン時間及び前記第２のスイッチ素子の目標オン時間に従って前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをデッドタイムを挟んで交互にオンするスイッチング電源装置であって、
前記電流経路の前記トランスの１次側巻線および前記第１のスイッチ素子との間に設けられ、前記トランスの１次側から前記入力電源を経由して前記第１のスイッチ素子に向かい、前記トランスの１次側巻線への前記入力電源からの給電方向とは反対方向に流れる逆方向電流を検出する電流検出部を備え、
前記制御部は、前記電流検出部で検出された前記逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期における前記第２のスイッチ素子のオン時間を設定された前記第２のスイッチ素子の目標オン時間よりも短くすることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御部は、前記電流検出部で検出された前記逆方向電流が閾値を超えた場合に、次周期において前記第１のスイッチ素子をオフ状態に維持するとともに前記第２のスイッチ素子をオフ状態に維持することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記電流検出部は、
前記電流経路上に１次側巻線が挿入されるカレントトランスと、
前記カレントトランスの２次側巻線の端子間に接続されて、該２次側巻線をリセットするための第１抵抗素子と、
前記第１抵抗素子の端子間電圧を検出して基準値と比較する電圧比較器とを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
前記カレントトランスの２次側巻線の一方の端子に一端が接続される整流素子と、
前記整流素子の他端と前記カレントトランスの２次側巻線の他方の端子との間に接続される第２抵抗素子を備え、
前記第２抵抗素子は、前記トランスの１次側巻線への前記入力電源からの給電方向に流れる電流を検出することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。