JP2014045594A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなくスイッチング素子のターンオン・タイミングを適切に設定することのできる簡易な構成のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】絶縁トランスのリーケージインダクタンスとコンデンサＣとにより形成した直列共振回路と、他励発振動作する駆動制御回路により駆動されて直流入力電圧Ｖinを直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子Ｑ１と、直列共振回路に並列接続され第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線Ｐ２に生起される電圧にて導通駆動される第２のスイッチング素子Ｑ２とを備え、特に絶縁トランスの三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性反転を検出して巻線検出信号を出力する巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧ＶＷthを、直流入力電圧Ｖinに応じて変化させて前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングを適正設定する閾値設定回路を設けたことを特徴とする。
【選択図】 図３

Description

本発明は、電力変換効率の向上を図ったスイッチング電源装置に関する。
各種電子機器の電源部として用いられるスイッチング電源装置として、直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続し、該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより形成した直流共振回路に流れる共振電流を、相補的に導通（オン）駆動される第１および第２のスイッチング素子を用いて制御することで、前記絶縁トランスの二次巻線側から安定化（一定化）した直流電圧を得る共振型のコンバータが知られている。
また前記各スイッチング素子に加わる電圧が零（０）のとき、或いはインダクタンスに流れる電流が零（０）のときに前記スイッチング素子をターンオンすることで、該スイッチング素子での損失を大きく低減する、いわゆるソフトスイッチング技術も提唱されている（例えば特許文献1,２を参照）。更に出力電圧に応じてパルス幅制御された駆動信号にて第１のスイッチング素子を他励発振動作させると共に、前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧を利用して前記第２のスイッチング素子を自励発振動作させて、前記直列共振回路を電流共振動作させる複合発振型電流共振コンバータも提唱されている。
この種のスイッチング電源装置（複合発振型電流共振コンバータ）は、例えば図５に示すように直流電圧源ＢにコンデンサＣを介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１を接続して該絶縁トランスＴのリーケージインダクタンスと前記コンデンサＣとにより形成された直列共振回路を備える。更にスイッチング電源装置は、他励発振動作する駆動制御回路（電源ＩＣ）Ａにより駆動され、導通（オン）時に前記直流電圧源Ｂからの直流入力電圧Ｖinを前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子Ｑ１と、前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子Ｑ１の遮断（オフ）時に前記絶縁トランスＴの補助巻線Ｐ２に生起される電圧にて導通（オン）駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子Ｑ２とを備える。これらの第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２は、例えば高耐圧のＮチャネル型ＭＯＳ-ＦＥＴからなる。
そして前記絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１,Ｓ２に生起された電力は、ダイオードＤ１,Ｄ２および出力コンデンサＣoutからなる出力回路を介して整流・平滑化されて負荷（図示せず）に供給される。また前記出力回路に得られる出力電圧Ｖout、具体的には該出力電圧Ｖoutと出力電圧設定値との偏差は、出力電圧検出回路ＶＳにて検出され、フォトカプラＰＣを介して前記駆動制御回路Ａにフィードバックされて出力電圧Ｖoutの安定化（一定化）制御に供される。尚、前記直流電圧源Ｂから供給される直流入力電圧Ｖinは、入力コンデンサＣinを介して当該スイッチング電源装置に取り込まれる。
ここで前記駆動制御回路Ａは、図６にその概略構成を示すように前記出力電圧検出回路ＶＳからフィードバックされる、前記出力電圧Ｖoutと出力電圧設定値との偏差（フィードバック信号ＦＢ）に応じたパルス幅の出力制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する出力制御回路（ＰＷＭ制御回路）２と、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性を判定して巻線検出信号ＶＷを出力する巻線検出回路３と、前記巻線検出信号ＶＷと前記出力制御信号とに従って、パルス幅制御された前記第１のスイッチング素子Ｑ１の駆動信号を生成する駆動信号生成回路４とを備える。
尚、図６において符号５は、前記駆動信号生成回路４が出力する駆動信号を受けて前記第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動するドライブ回路（駆動アンプ）を示している。また符号６は、駆動制御回路Ａに加えられる駆動電圧ＶCCを受けて、前記出力制御回路２、前記巻線検出回路３および前記駆動信号生成回路４の動作に必要な内部電圧ＶDDを生成する内部電源回路を示している。
ここで上記構成のスイッチング電源装置（複合発振型電流共振コンバータ）の動作を簡単に説明すると、前記第２のスイッチング素子Ｑ２がオフ状態にあるとき、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオンすると前述した直列共振回路に電流が流れる。この状態で前記第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると、前記直列共振回路（インダクタンス）に流れていた電流によって前記第１のスイッチング素子Ｑ１に付随する寄生容量（図示せず）が充電されると共に、前記第２のスイッチング素子Ｑ２に付随する寄生容量（図示せず）が放電される。
そして前記第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生容量に充電された電圧が前記直流入力電圧Ｖinに達したときに、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンすることで該第２のスイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングが実現される。するとこれに伴って今度は前記コンデンサＣに蓄えられた電力エネルギーが前記第２のスイッチング素子Ｑ２を介して流れ、前記直列共振回路（インダクタンス）に流れる電流が反転する。
その後、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオフすると、今度は上述した如く反転した電流によって前記第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生容量が充電されると共に、前記第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生容量が放電される。そして前記第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生容量に充電された電圧が零（０）電圧に達したとき、これを前記三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性反転から検出して前記第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることで、該第１のスイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングが実現される。その後、再び前記直列共振回路の電流が反転して前記第１のスイッチング素子Ｑ１を介して流れる。
米国特許第５８８６８８４号明細書 米国特許第７３９１１９４号明細書
ここで前記巻線検出回路３は、例えば図７に示すように直列接続された２個の分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２により前記内部電圧ＶDD（または駆動電圧ＶCC）を分圧して設定された巻線閾値電圧ＶＷthと、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧とを比較し、該巻線電圧が前記巻線閾値電圧ＶＷthを超えたとき、これを巻線電圧の極性が反転したとして巻線検出信号ＶＷを出力する比較器７からなる。
ちなみに前記巻線閾値電圧ＶＷthは、予め当該スイッチング電源装置の仕様に基づいて設定される。この為、例えばスイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等に起因して前記直流入力電圧Ｖinが変化した場合、巻線検出信号ＶＷの生成タイミングにずれが生じることが否めない。具体的には前記直流入力電圧Ｖinが前記仕様で定められた電圧よりも低くなると（低入力電圧時）、これに伴って前記三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧も小さくなるので、例えば図８に示すように巻線検出信号ＶＷの生成タイミングが遅れる。すると第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンするタイミングに遅れが生じて電力変換の無効時間が増えるので、電流ピークが延びる上、第１のスイッチング素子Ｑ１での損失が増加して電力変換効率が低下する。
逆に前記直流入力電圧Ｖinが前記仕様で定められた電圧よりも高くなると（高入力電圧時）、これに伴って前記三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧が大きくなるので、例えば図９に示すように前記巻線検出信号ＶＷの生成タイミングが早くなる。この結果、第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧が零（０）となる前に該第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされるので前述したゼロ電圧スイッチングができなくなり、ひいては該第１のスイッチング素子Ｑ１での損失が増加して電力変換効率が低下する。
本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく第１および第２のスイッチング素子のターンオン・タイミングを適切に設定してゼロ電圧スイッチングを実現し、変換効率の低下を防止することのできる簡易な構成のスイッチング電源装置を提供することにある。
上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、直流電圧源にコンデンサＣを介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐ１を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサＣとにより形成した直列共振回路と、他励発振動作する駆動制御回路により駆動され、オン時に前記直流電圧源からの直流入力電圧Ｖinを前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子Ｑ１と、前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線Ｐ２に生起される電圧にてオン駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子Ｑ２と、前記絶縁トランスの二次巻線Ｓ１,Ｓ２側に生起された電力を整流・平滑化して出力する出力回路とを備え、
前記駆動制御回路を、前記出力回路の出力電圧に応じたパルス幅の出力制御信号を生成する出力制御回路と、前記絶縁トランスの三次巻線Ｐ３に生起される電圧を巻線閾値電圧ＶＷthと比較して巻線検出信号ＶＷを出力する巻線検出回路と、前記巻線検出信号と前記出力制御信号とに従って、パルス幅制御された前記第１のスイッチング素子の駆動信号を生成する駆動信号生成回路とにより構成し、
特に前記駆動制御回路に、前記直列共振回路に加えられる直流入力電圧Ｖinに応じて前記巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧ＶＷthを変化させて前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングを調整する閾値設定回路を設けたことを特徴としている。
前記駆動回路は、前記絶縁トランスの三次巻線Ｐ３に生起される電圧の極性反転を示す前記巻線検出信号ＶＷの立ち上がりをオントリガーとし、前記出力制御信号の立ち上がりをオフトリガーとするパルス幅の駆動信号を生成するものからなる。そして前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧Ｖinが予め設定した閾値電圧Ｖthよりも高いときには前記巻線閾値電圧ＶＷthを高く設定し、前記直流入力電圧Ｖinが前記閾値電圧Ｖthよりも低いときには前記巻線閾値電圧ＶＷthを低く設定するように構成される。好ましくは前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧Ｖinと予め設定した閾値電圧Ｖthとの比較結果に応じてアナログスイッチを切り替えて、予め設定した複数の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２〜ＶＷthｎの中の一つを前記巻線検出回路に選択設定するように構成される。
上記構成のスイッチング電源装置によれば、直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを変えるので、前記第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧が零（０）となるタイミングで適切に巻線検出信号ＶＷを生成することができる。この結果、前記直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をゼロ電圧スイッチングすることが可能となり、該第１のスイッチング素子Ｑ１での損失増大を効果的に抑えることができる。
しかも直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを変えると言う簡易な構成にて、前記直流入力電圧Ｖinの変化に起因する前記第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングのずれを防止することができるので、スイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等を踏まえた回路設計条件を緩和することが可能となる等の効果が奏せられる。
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置（複合発振型電流共振コンバータ）の概略構成図。 図１に示す駆動制御回路の構成例を示す図。 図２に示す巻線検出回路の構成例を示す図。 図１に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための信号波形図。 複合発振型電流共振コンバータの概略構成図。 図５に示す駆動制御回路の構成例を示す図。 図６に示す巻線検出回路の構成例を示す図。 図５に示すスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖinが低くなったときの問題点を説明するための信号波形図。 図５に示すスイッチング電源装置において、入力電圧Ｖinが高くなったときの問題点を説明するための信号波形図。
以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。
図１はこの実施形態に係るスイッチング電源装置（複合発振型電流共振コンバータ）の概略構成図であって、基本的には図５に示した従来のスイッチング電源装置と同様に構成される。従って図５および図６に示したスイッチング電源装置と同等部分には同一符号を付し、その繰り返し説明については省略する。
このスイッチング電源装置１が特徴とするところは、図１に示すように直列接続した分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２を前記入力コンデンサＣinに並列接続して前記直流入力電圧Ｖinを分圧して検出する。そして前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２を介して検出した前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯを、図２に示すように前記第１のスイッチング素子Ｑ１を駆動する前記駆動制御回路（電源ＩＣ）Ａにおける巻線検出回路３に与え、この巻線検出回路３において前述した巻線閾値電圧ＶＷthを前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて可変設定するように構成した点にある。
前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて巻線閾値電圧ＶＷthを可変設定する前記巻線検出回路３は、具体的には図３に示すように前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯを、予め設定した閾値電圧Ｖthと比較する第１の比較器１１を備え、この第１の比較器１１の出力に応じて、例えば２個のアナログスイッチ１２,１３を相補的に切り替えるように構成する。そして直列に接続された３つの分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により前記内部電圧ＶDD（または駆動電圧ＶCC）を分圧して設定された、電圧の異なる２種類の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２（ＶＷth１＞ＶＷth２）の一方を、前記アナログスイッチ１２,１３を介して選択して第２の比較器１４に与え、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧との比較に供するように構成した点にある。尚、上記第２の比較器１４は、前述した図７に示す比較器７に相当する。
具体的には前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯが前記閾値電圧Ｖthよりも高い（直流入力電圧Ｖinが高い）ときには、前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により設定された第１の巻線閾値電圧ＶＷth１を前記第２の比較器１４に設定して前記巻線電圧の極性反転を検出する。逆に前記直流入力電圧Ｖinに比例する電圧ＢＯが前記閾値電圧Ｖthよりも低い（直流入力電圧Ｖinが低い）ときには、前記分圧抵抗Ｒ１,Ｒ２,Ｒ３により設定された第２の巻線閾値電圧ＶＷth２（＜ＶＷth１）を前記第２の比較器１４に設定して前記巻線電圧の極性反転を検出する。
尚、ここでは前記直流入力電圧Ｖinに応じて２種類の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２を選択して第２の比較器１４に設定する例について示すが、３種類以上の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２〜ＶＷthｎの中の１つを直流入力電圧Ｖinに応じて選択して前記第２の比較器１４に設定するように構成することも可能である。この場合には、閾値電圧Ｖthを異にする複数（ｎ−１個）の第１の比較器１１を用いて並列的に直流入力電圧Ｖinをそれぞれ比較する。そしてこれらの複数の第１の比較器１１の各出力を論理処理してアナログスイッチを択一的に駆動し、これによって前記複数の巻線閾値電圧ＶＷth１,ＶＷth２〜ＶＷthｎの中の１つを選択するようにすれば良い。
上述した如く直流入力電圧Ｖinに応じて設定される巻線閾値電圧ＶＷthと前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧とを比較する巻線検出回路３によれば、図４に示すように直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記巻線閾値電圧ＶＷthが選択設定されるので、前記巻線電圧が前記直流入力電圧Ｖinの変化に伴って変化しても、該巻線電圧の極性の変化を確実に検出することができる。従って前記直流入力電圧Ｖinの変化に拘わることなく適切なタイミングで巻線検出信号ＶＷを生成することができる。
この結果、前記絶縁トランスＴの三次巻線Ｐ３に生起される巻線電圧の極性反転のタイミングに合わせて、ひいては前記第１のスイッチング素子Ｑ１に加わる電圧がに零（０）となるタイミングに合わせて該第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることが可能となる。従って前記第１のスイッチング素子Ｑ１でのスイッチング損失を最小限に抑え、その変換効率を向上させることが可能となる。
しかも直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記巻線閾値電圧ＶＷthを変化させるので、スイッチング電源装置を構成する部品の経年変化や特性のバラつき等を踏まえた回路設計条件を大幅に緩和することが可能となる。更には直流入力電圧Ｖinに応じて巻線閾値電圧ＶＷthを可変設定する回路自体を簡易に構成することができるので、前記駆動制御回路（電源ＩＣ）Ａに組み込むことも容易である等の効果が奏せられる。
尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば前記直流入力電圧Ｖinの変化に応じて前記第２の比較器１４に設定する巻線閾値電圧ＶＷthについては、前述したように３段階以上に定めることが可能なことは言うまでもない。また実施形態においては、出力電圧Ｖoutに応じてパルス幅が可変される駆動制御信号としてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を示したが、ＰＦＭ（パルス周波数変調）信号であっても良い。
更にはここでは自励発振する第２のスイッチング素子Ｑ２を高電圧側とし、他励発振動作する駆動制御回路により駆動する第１のスイッチング素子Ｑ１を低電圧側としたが、これを逆に設定することも可能である。この場合、前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２としてＰチャネル型のＭＯＳ-ＦＥＴを用い、前述した駆動制御回路Ａでの動作論理を逆に設定すれば十分である。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
Ｔ 絶縁トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｐ２ 補助巻線
Ｐ３ 三次巻線
Ｓ１,Ｓ２ 二次巻線
Ｄ１,Ｄ２ ダイオード（整流回路）
Ｃ 共振用のコンデンサ
Ｃin 入力コンデンサ
Ｃout 出力コンデンサ
Ｑ１ 第１のスイッチング素子
Ｑ２ 第２のスイッチング素子
Ａ 駆動制御回路（電源ＩＣ）
ＶＳ 出力電圧検出回路
１ スイッチング電源装置
２ 出力制御回路（ＰＷＭ制御回路）
３ 巻線検出回路
４ 駆動信号生成回路
５ ドライブ回路（駆動アンプ）
６ 内部電源回路
７ 比較器
１１ 第１の比較器
１２,１３ アナログスイッチ
１４ 第２の比較器

Claims (4)

  1. 直流電圧源にコンデンサを介して絶縁トランスの一次巻線を接続して該絶縁トランスのリーケージインダクタンスと前記コンデンサとにより形成した直列共振回路と、
    他励発振動作する駆動制御回路により駆動され、導通動作時に前記直流電圧源からの直流入力電圧を前記直列共振回路に印加する第１のスイッチング素子と、
    前記直列共振回路に並列接続され、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記絶縁トランスの補助巻線に生起される電圧にて導通駆動されて前記直列共振回路の電流路を形成する第２のスイッチング素子と、
    前記絶縁トランスの二次巻線側に生起された電力を整流・平滑化して出力する出力回路とを備え、
    前記駆動制御回路は、前記出力回路の出力電圧に応じたパルス幅の出力制御信号を生成する出力制御回路と、
    前記絶縁トランスの三次巻線に生起される電圧を巻線閾値電圧と比較して巻線検出信号を出力する巻線検出回路と、
    前記巻線検出信号と前記出力制御信号とに従って、前記第１のスイッチング素子を駆動するパルス幅制御された駆動信号を生成する駆動回路と、
    前記直列共振回路に加えられる直流入力電圧に応じて前記巻線検出回路に設定する巻線閾値電圧を変化させて前記第１のスイッチング素子のターンオン・タイミングを調整する閾値設定回路と
    を具備したことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 前記駆動回路は、前記巻線検出信号の立ち上がりをオントリガーとし、前記出力制御信号の立ち上がりをオフトリガーとするパルス幅の駆動信号を生成するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧が予め設定した閾値電圧よりも高いときには前記巻線閾値電圧を高く設定し、前記直流入力電圧が前記閾値電圧よりも低いときには前記巻線閾値電圧を低く設定するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記閾値設定回路は、前記直流入力電圧と予め設定した閾値電圧との比較結果に応じてアナログスイッチを切り替えて、予め設定した複数の巻線閾値電圧の中の一つを前記巻線検出回路に選択設定するものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
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