JP2006246565A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 軽負荷時の効率が低くならないアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 トランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に直列接続される主スイッチＱ１と、副スイッチＱ２とコンデンサＣ３からなり主スイッチＱ１に並列に接続される直列回路と、主スイッチＱ１と副スイッチが略相補的に動作するように主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２をオン／オフ制御する１次側制御部３と、スイッチング電源装置の出力電流を検出し、スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、１次側制御部３の制御にかかわらず副スイッチＱ２の動作を停止させる２次側制御部５とを備えるスイッチング電源装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関するものであり、特にアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置に関するものである。

従来のスイッチング電源装置において、高効率、低ノイズ化を図るため、アクティブクランプ方式が用いられている（例えば、特許文献１を参照）。アクティブクランプ方式が用いられている従来のスイッチング電源装置として、ここでは図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置を例に挙げて説明を行う。

図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、「ＮＭＯＳトランジスタ」ともいう）である主スイッチＱ１と、ＮＭＯＳトランジスタである副スイッチＱ２と、コンデンサＣ３及びＣ４と、トランスＴ１と、ダイオードＤ３と、コンデンサＤ５と、電圧検出部１と、１次−２次伝達部２と、１次側制御部３とを備えている。

主スイッチＱ１がトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に直列に接続される。両端に入力電圧Ｅが印加されるコンデンサＣ４が、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と主スイッチＱ１からなる直列回路に並列に接続される。そして、コンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路が主スイッチＱ１に並列に接続される。

トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の一端とコンデンサＣ５の一端とが直接接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２の他端とコンデンサＣ５の他端とがダイオードＤ３を介して接続される。コンデンサＣ５の両端電圧が図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置の出力電圧となる。

電圧検出部１は、スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、その検出結果を１次−２次伝達部２を通じて１次側制御部３に伝達する。１次−２次伝達部２は、１次側と２次側との絶縁を確保するために設けられるものであって、例えばフォトカプラを用いるとよい。１次側制御部３は、電圧検出部１から伝達された検出結果に応じてＰＷＭデューティを決定し主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２をＰＷＭ制御する。１次側制御部３の制御により、主スイッチＱ１と副スイッチＱ２は略相補的に動作する。なお、主スイッチＱ１と副スイッチＱ２がともにオフする期間が設けられている。

上記構成の図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置の動作について、図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置の各部電圧・電流波形図である図１３を参照して説明する。なお、図１３（ａ）は通常負荷時の波形図であり、図１３（ｂ）は軽負荷時の波形図である。また、図１３のＶＧ１、ＶＧ２、ＶＱ１、ＩＱ１、ＩＱ２、ＶＤ３、ＩＤ３はそれぞれ主スイッチＱ１のゲート電圧、副スイッチＱ２のゲート電圧、主スイッチＱ１の両端電圧、主スイッチＱ１を流れる電流、副スイッチＱ２を流れる電流、ダイオードＤ３の両端電圧、ダイオードＤ３を流れる電流を示している。

ｔ１〜ｔ２の期間は、主スイッチＱ１がオン、副スイッチＱ２がオフとなり、トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄えられる。そして、主スイッチＱ１がオフのとき（ｔ２〜ｔ５の期間）に、前記励磁エネルギーがダイオードＤ３を通じて負荷１２に供給される。また、ｔ５〜ｔ６の期間は、ｔ１〜ｔ２の期間と同様に、主スイッチＱ１がオン、副スイッチＱ２がオフとなり、トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄えられる。

主スイッチＱ１がオンからオフに切り替わった時点（ｔ２）から主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧がスイッチング電源装置の入力電圧Ｅに達する時点（ｔ３）まで、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１とが共振して主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１）が増加する。そして、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１）がスイッチング電源装置の入力電圧Ｅに達した時点（ｔ３）から副スイッチＱ２がオンからオフに切り替わる時点（ｔ４）まで、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１とコンデンサＣ３が共振する。コンデンサＣ３の容量は主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の容量に比べて２桁以上大きくなるように設定されているので、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１とコンデンサＣ３による共振の周期が長くなり、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１）はあたかもクランプされたように平坦になる。

ここで、主スイッチＱ１がオンからオフに切り替わった時点（ｔ２）の直後は、トランスＮ１の１次巻線Ｎ１→コンデンサＣ３→副スイッチＱ２の方向（以下、「順方向」ともいう）に電流が流れているが、この間に副スイッチＱ２がオフからオンに切り替われば副スイッチＱ２の寄生コンデンサの両端電圧がピークに達した後に副スイッチＱ２→コンデンサＣ３→トランスＮ１の１次巻線Ｎ１の方向（以下、「逆方向」ともいう）に電流が流れることが可能となる。なお、ここではｔ３時点において副スイッチＱ２がオフからオンに切り替わっている。

そして、コンデンサＣ３を流れる電流が逆方向に流れている期間（ＩＱ２＜０の期間）に、副スイッチＱ２がオンからオフに切り替わると、このコンデンサＣ３を流れる電流が、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１を放電し、主スイッチＱ１の寄生ダイオードＤ２を通じてトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に流れ、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１を逆励磁する。したがって、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１は放電され、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）は零になる。そして、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）が零になってから、主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わるようにする。なお、ここでは主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）が零になった時点（ｔ５）において、主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わっている。

このように主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）が零であるときに主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わるので、主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わっても主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の放電電流が流れない。これにより、スイッチング損失をほとんどなくすことができる。
特許第３３８７４５６号公報（第２６図）

図１２に示すフライバック型スイッチング電源装置は、上述したようにスイッチング損失がほとんどないため、負荷が大きい場合には低ノイズかつ高効率になる。ところが、負荷が軽くなった場合にはコンデンサＣ３を流れて回生される電流が大きくなるため効率が低くなってしまう。

このため、アクティブクランプ方式のスイッチング電源装置の他に小型のサブ電源装置を別途設け、軽負荷時にはメイン電源であるアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置を遮断し、サブ電源装置のみを動作させる手法が良く採られている。しかしながら、かかる手法にはコストや実装面積の増大という不都合があった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、軽負荷時の効率が低くならないアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置においては、トランスと、前記トランスの１次巻線に直列接続される主スイッチング素子と、副スイッチング素子とコンデンサからなる直列回路と、前記主スイッチング素子と前記副スイッチング素子が略相補的に動作するように前記主スイッチング素子及び前記副スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、前記直列回路が前記トランスの１次巻線又は前記主スイッチング素子に並列に接続されるスイッチング電源装置であって、前記スイッチング電源装置の出力電流を検出し、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記制御部の制御にかかわらず前記副スイッチング素子の動作を停止させる動作停止手段を備える構成（以下、第１の構成という）としている。

このような構成によると、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下でない通常負荷時では、前記主スイッチング素子の寄生コンデンサの両端電圧が零であるときに前記主スイッチング素子がオフからオンに切り替わるので、前記主スイッチング素子がオフからオンに切り替わっても前記主スイッチング素子の寄生コンデンサの放電電流が流れない。これにより、スイッチング損失をほとんどなくすことができる。また、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下である軽負荷時では、前記副スイッチング素子の動作が停止するので、トランスの１次巻線に直列接続されるスイッチング素子をＰＷＭ制御するアクティブクランプ方式でない通常のスイッチング電源装置と同一の動作になる。したがって、軽負荷時の効率が低くなることを防止することができる。

また、上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源装置においては、トランスと、前記トランスの１次巻線に直列接続される主スイッチング素子と、副スイッチング素子とコンデンサからなる直列回路と、前記主スイッチング素子と前記副スイッチング素子が略相補的に動作するように前記主スイッチング素子及び前記副スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、前記直列回路が前記トランスの１次巻線又は前記主スイッチング素子に並列に接続されるスイッチング電源装置であって、前記直列回路を流れる電流を検出し、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記制御部の制御にかかわらず前記副スイッチング素子の動作を停止させる動作停止手段を備える構成（以下、第２の構成という）としている。なお、前記動作停止手段が、前記副スイッチング素子の動作を停止させた後前記制御部の制御により前記主スイッチング素子がオフからオンに切り替わると、前記副スイッチング素子の動作停止を解除することが望ましい。

このような構成によると、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になることがない通常負荷時では、前記主スイッチング素子の寄生コンデンサの両端電圧が零であるときに前記主スイッチング素子がオフからオンに切り替わるので、前記主スイッチング素子がオフからオンに切り替わっても前記主スイッチング素子の寄生コンデンサの放電電流が流れない。これにより、スイッチング損失をほとんどなくすことができる。また、軽負荷時に前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記副スイッチング素子の動作が停止するので、アクティブクランプ動作は行われるが、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流を従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置に比べて小さくすることができる。したがって、軽負荷時の効率が低くなることを防止することができる。

また、第１の構成のスイッチング電源装置において、前記トランスの２次側に整流手段である第１のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記第１のスイッチング素子の動作を停止させるようにしてもよい。さらに、フォワード型スイッチング電源装置であって、前記トランスの２次側に転流手段である第２のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記第２のスイッチング素子の動作を停止させるようにしてもよい。

このような構成によると、整流損失を低減できる。また、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下である場合に、同期整流用スイッチング素子の駆動電流を低減でき、省エネに対して有利になる。

また、第２の構成のスイッチング電源装置において、前記トランスの２次側に整流手段である第１のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記第１のスイッチング素子の動作を停止させるようにしてもよい。さらに、フォワード型スイッチング電源装置であって、前記トランスの２次側に転流手段である第２のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記第２のスイッチング素子の動作を停止させるようにしてもよい。

このような構成によると、整流損失を低減できる。また、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になった場合に、同期整流用スイッチング素子の駆動電流を低減でき、省エネに対して有利になる。

本発明によると、軽負荷時の効率が低くならないアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置を実現することができる。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。まず、本発明の第一実施形態について説明する。本発明の第一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図１に示す。図１に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図１において図１２と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図１に示すスイッチング電源装置は、図１２に示すスイッチング電源装置に駆動部４、２次側制御部５、１次−２次伝達部６、駆動部７を新たに設けるとともに、整流損失の低減を図るためにダイオードＤ３を同期整流用のＮＭＯＳトランジスタＱ３に置換した構成である。１次−２次伝達部６は、１次側と２次側との絶縁を確保するために設けられるものであって、例えばフォトカプラを用いるとよい。

２次側制御部５は、スイッチング電源装置の出力電流を検出し、スイッチング電源装置の出力電流が所定値以下であるか否かによって異なる制御を行う。

スイッチング電源装置の出力電流が所定値以下でない場合、２次側制御部５の制御により、駆動部７は１次側制御部３の制御信号に応じて副スイッチＱ２を駆動し、駆動部４はスイッチング電源装置の出力電圧が所定の電圧閾値以上であればＮＭＯＳトランジスタＱ３をオンにしスイッチング電源装置の出力電圧が所定の電圧閾値以上でなければＮＭＯＳトランジスタＱ３をオフにする。この場合、主スイッチＱ１のゲート電圧ＶＧ１、副スイッチＱ２のゲート電圧ＶＧ２、主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１、主スイッチＱ１を流れる電流ＩＱ１、副スイッチＱ２を流れる電流ＩＱ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソース−ドレイン間電圧ＶＱ３、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン電流ＩＱ３の波形は図２（ａ）に示すようになる。図２（ａ）から明らかなように、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）が零であるときに主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わるので、主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わっても主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の放電電流が流れない。これにより、スイッチング損失をほとんどなくすことができる。

一方、スイッチング電源装置の出力電流が所定値以下である場合、２次側制御部５の制御により、駆動部７は１次側制御部３の制御信号にかかわらず副スイッチＱ２の動作を停止させ、駆動部４はスイッチング電源装置の出力電圧の値にかかわらずＮＭＯＳトランジスタＱ３の動作を停止させる。これにより、副スイッチＱ２及びＮＭＯＳトランジスタＱ３はオフになる。この場合、主スイッチＱ１のゲート電圧ＶＧ１、副スイッチＱ２のゲート電圧ＶＧ２、主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１、主スイッチＱ１を流れる電流ＩＱ１、副スイッチＱ２を流れる電流ＩＱ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソース−ドレイン間電圧ＶＱ３、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン電流ＩＱ３の波形は図２（ｂ）に示すようになる。図２（ｂ）から明らかなように、トランスの１次巻線に直列接続されるスイッチング素子をＰＷＭ制御するアクティブクランプ方式でない通常のスイッチング電源装置と同一の動作になる。したがって、軽負荷時の効率が低くなることを防止することができる。

続いて、本発明の第二実施形態について説明する。本発明の第二実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図３に示す。図３に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図３に示すスイッチング電源装置が図１に示すスイッチング電源装置と異なる点は、コンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路がトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に並列に接続されている点である。このため、図３に示すスイッチング電源装置の動作は図１に示すスイッチング電源装置の動作と同一である。

ここで、図３のスイッチング電源装置の具体的構成例を図４に示す。図４のスイッチング電源装置の制御回路８及び遅延回路９が図３のスイッチング電源装置の１次側制御部３に該当し、図４のスイッチング電源装置の抵抗Ｒ２及びＲ３が図３のスイッチング電源装置の駆動部４に該当し、図４のスイッチング電源装置の抵抗Ｒ１、比較器１０、及び定電圧源１１が図３のスイッチング電源装置の２次側制御部５に該当し、図４のスイッチング電源装置のフォトカプラの発光部１２及び受光部１３が図３のスイッチング電源装置の１次−２次伝達部６に該当し、図４のスイッチング電源装置のハイサイドドライバー１４及び反転器１５が図３のスイッチング電源装置の駆動部７に該当する。

図４のスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置の出力電流が抵抗Ｒ１の電圧によって検知され、比較器１０によって抵抗Ｒ１の電圧と定電圧源１１から出力される基準電圧とが比較される。負荷が小さくなって抵抗Ｒ１の電圧が前記基準電圧より小さくなると、比較器１０の出力がＬｏｗレベルとなり、ＮＭＯＳトランジスタＱ３がオフになるとともにフォトカプラの発光部（フォトダイオード）１２に電流が流れない。そして、フォトカプラの発光部（フォトダイオード）１２に電流が流れないと、フォトカプラの受光部（フォトトランジスタ）１３もオフとなり、副スイッチＱ２に駆動信号が伝達されずに副スイッチＱ２がオフになり、トランスの１次巻線に直列接続されるスイッチング素子をＰＷＭ制御するアクティブクランプ方式でない通常のスイッチング電源装置と同一の動作になる。

続いて、本発明の第三実施形態について説明する。本発明の第三実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図５に示す。図５に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図５において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図５に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置から１次側制御部３、２次側制御部５、１次−２次伝達部６、及び駆動部７を取り除き、１次側制御部３’、１次−２次伝達部６’、及び電流検出部１６を新たに設けた構成である。１次−２次伝達部６’は、１次側と２次側との絶縁を確保するために設けられるものであって、例えばフォトカプラを用いるとよい。

電流検出部１６は、コンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路を流れる電流を検出し、その検出結果を１次側制御部３’に送出する。

コンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路を流れる電流が逆方向（副スイッチＱ２→コンデンサＣ３→トランスＮ１の１次巻線Ｎ１の方向）に所定の電流閾値Ｉｔｈ以上流れていない場合、１次側制御部３’は、主スイッチＱ１及び副スイッチのオン／オフ制御に関して図１のスイッチング電源装置が具備する１次側制御部３と同一の制御を行うとともに、ＮＭＯＳトランジスタＱ３と主スイッチＱ１が略相補的に動作するように１次−２次伝達部６’を通じて駆動部４を制御する。この場合、主スイッチＱ１のゲート電圧ＶＧ１、副スイッチＱ２のゲート電圧ＶＧ２、主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１、主スイッチＱ１を流れる電流ＩＱ１、副スイッチＱ２を流れる電流ＩＱ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソース−ドレイン間電圧ＶＱ３、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン電流ＩＱ３の波形は図６（ａ）に示すようになる。図６（ａ）から明らかなように、主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の両端電圧（＝主スイッチＱ１の両端電圧）が零であるときに主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わるので、主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わっても主スイッチＱ１の寄生コンデンサＣ１の放電電流が流れない。これにより、スイッチング損失をほとんどなくすことができる。

一方、コンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路を流れる電流が逆方向（副スイッチＱ２→コンデンサＣ３→トランスＮ１の１次巻線Ｎ１の方向）に所定の電流閾値Ｉｔｈ以上流れると、１次側制御部３’は、電圧検出部１から伝達された検出結果にかかわらず、副スイッチＱ２の動作を停止させるとともに、スイッチング電源装置の出力電圧の値にかかわらずＮＭＯＳトランジスタＱ３の動作を停止させるように駆動部４を制御して副スイッチＱ２及びＮＭＯＳトランジスタＱ３をオフにし、その後電圧検出部１から伝達された検出結果に応じて主スイッチＱ１をオフからオンに切り替える制御を行うと、副スイッチＱ２及びＮＭＯＳＱ３の動作停止を解除する。この場合、主スイッチＱ１のゲート電圧ＶＧ１、副スイッチＱ２のゲート電圧ＶＧ２、主スイッチＱ１の両端電圧ＶＱ１、主スイッチＱ１を流れる電流ＩＱ１、副スイッチＱ２を流れる電流ＩＱ２、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソース−ドレイン間電圧ＶＱ３、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン電流ＩＱ３の波形は図６（ｂ）に示すようになる。図６（ｂ）から明らかなように、アクティブクランプ動作は行われるが、図１２のスイッチング電源装置に比べてコンデンサＣ３を流れて回生される電流を小さくすることができる。したがって、軽負荷時の効率が低くなることを防止することができる。

続いて、本発明の第四実施形態について説明する。本発明の第四実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図７に示す。図７に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図７において図５と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図７に示すスイッチング電源装置が図５に示すスイッチング電源装置と異なる点は、コンデンサＣ３と副スイッチＱ２と電流検出部１６からなる直列回路がトランスＴ１の１次巻線Ｎ１に並列に接続されている点である。このため、図７に示すスイッチング電源装置の動作は図５に示すスイッチング電源装置の動作と同一である。

続いて、本発明の第五実施形態について説明する。本発明の第五実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図８に示す。図８に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図８において図５と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図８に示すスイッチング電源装置は、図５に示すスイッチング電源装置のＮＭＯＳトランジスタＱ３及び１次側制御部３’をそれぞれダイオードＤ３及び１次側制御部３’’に置換するとともに、駆動部４及び１次−２次伝達部６’を取り除いた構成である。１次側制御部３’’は主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２のオン／オフ制御のみを行う。

図８に示すスイッチング電源装置は、整流手段としてダイオードＤ３を用いているため、同期整流用のスイッチング素子を制御する必要がなくなり、図５に示すスイッチング電源装置に比べて回路構成を簡素化することができる。

なお、図１に示すスイッチング電源装置についてもＮＭＯＳトランジスタＱ３及び２次側制御部５をそれぞれダイオードＤ３及び駆動部７のみを制御する２次側制御部に置換するとともに駆動部４を取り除くことによって、回路構成を簡素化することができる。

続いて、本発明の第六実施形態について説明する。本発明の第六実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を図９に示す。図９に示すスイッチング電源装置は、アクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置である。なお、図９において図７と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。

図９に示すスイッチング電源装置は、図７に示すスイッチング電源装置のＮＭＯＳトランジスタＱ３及び１次側制御部３’をそれぞれダイオードＤ３及び１次側制御部３’’に置換するとともに、駆動部４及び１次−２次伝達部６’を取り除いた構成である。１次側制御部３’’は主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２のオン／オフ制御のみを行う。

図９に示すスイッチング電源装置は、整流手段としてダイオードＤ３を用いているため、同期整流用のスイッチング素子を制御する必要がなくなり、図７に示すスイッチング電源装置に比べて回路構成を簡素化することができる。

なお、図３に示すスイッチング電源装置についてもＮＭＯＳトランジスタＱ３及び２次側制御部５をそれぞれダイオードＤ３及び駆動部７のみを制御する２次側制御部に置換するとともに駆動部４を取り除くことによって、回路構成を簡素化することができる。

続いて、本発明の第七及び第八実施形態について説明する。図１０に示す本発明に係る第七実施形態のスイッチング電源装置は、図８のスイッチング電源装置の２次側にコイルＬ１と転流手段であるダイオードＤ４を新たに設けた構成であって、アクティブクランプ方式のフォワード型スイッチング電源装置である。また、図１１に示す本発明に係る第八実施形態のスイッチング電源装置は、図９のスイッチング電源装置の２次側にコイルＬ１と転流手段であるダイオードＤ４を新たに設けた構成であって、アクティブクランプ方式のフォワード型スイッチング電源装置である。第七及び第八実施形態のスイッチング電源装置は、第一〜第六実施形態のスイッチング電源装置と同様に、軽負荷時の効率が低くなることを防止することができる。

また、図８及び図９のスイッチング電源装置以外の上述した本発明に係るアクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置においても、２次側にコイルＬ１と転流手段であるダイオードＤ４を新たに設けることによって、アクティブクランプ方式のフォワード型スイッチング電源装置にすることができる。なお、図８及び図９のスイッチング電源装置以外の上述した本発明に係るアクティブクランプ方式のフライバック型スイッチング電源装置が駆動部４を具備する構成である場合には、駆動部４を主スイッチＱ１と略同一動作でＮＭＯＳトランジスタＱ３を駆動する駆動部に置換する。

なお、上述した本発明に係るアクティブクランプ方式のフォワード型スイッチング電源装置の２次側に設けられる転流手段であるダイオードＤ４を転流用ＮＭＯＳトランジスタに置換してもよい。この場合、転流用ＮＭＯＳトランジスタと主スイッチＱ１が略相補的に動作するように転流用ＮＭＯＳトランジスタを駆動する駆動部（以下、「転流用ＮＭＯＳトランジスタ駆動部」という）を設け、さらに、スイッチング電源装置の出力電流が所定値以下である場合に、転流用ＮＭＯＳトランジスタ駆動部が転流用ＮＭＯＳトランジスタの動作を停止させるように転流用ＮＭＯＳトランジスタ駆動部を制御する制御部或いはコンデンサＣ３と副スイッチＱ２からなる直列回路を流れる電流が逆方向（副スイッチＱ２→コンデンサＣ３→トランスＮ１の１次巻線Ｎ１の方向）に所定の電流閾値以上流れると、転流用ＮＭＯＳトランジスタの動作を停止させるように転流用ＮＭＯＳトランジスタ駆動部を制御して転流用ＮＭＯＳトランジスタをオフにし、その後主スイッチＱ１がオフからオンに切り替わると、転流用ＮＭＯＳトランジスタの動作停止を解除する制御部を設けるようにするとよい。このような構成によると、転流動作時の整流損失を低減することができる。

は、本発明の第一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、図１のスイッチング電源装置の各部電圧・電流波形を示す図である。 は、本発明の第二実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、図３のスイッチング電源装置の具体的構成例を示す図である。 は、本発明の第三実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、図５のスイッチング電源装置の各部電圧・電流波形を示す図である。 は、本発明の第四実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、本発明の第五実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、本発明の第六実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、本発明の第七実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、本発明の第八実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。 は、アクティブクランプ方式が用いられている従来のスイッチング電源装置の一構成例を示す図である。 は、図１２のスイッチング電源装置の各部電圧・電流波形を示す図である。

符号の説明

１ 電圧検出部
２、６、６’ １次−２次伝達部
３、３’、３’’ １次側制御部
４、７ 駆動部
５ ２次側制御部
８ 制御回路
９ 遅延回路
１０ 比較器
１１ 定電圧源
１２ フォトカプラの発光部
１３ フォトカプラの受光部
１４ ハイサイドドライバー
１５ 反転器
１６ 電流検出部
Ｃ１、Ｃ２ 寄生コンデンサ
Ｃ３〜Ｃ５ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ 寄生ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
Ｑ１〜Ｑ３ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｔ１ トランス
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗

Claims (6)

1. トランスと、前記トランスの１次巻線に直列接続される主スイッチング素子と、副スイッチング素子とコンデンサからなる直列回路と、前記主スイッチング素子と前記副スイッチング素子が略相補的に動作するように前記主スイッチング素子及び前記副スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、前記直列回路が前記トランスの１次巻線又は前記主スイッチング素子に並列に接続されるスイッチング電源装置において、
   前記スイッチング電源装置の出力電流を検出し、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記制御部の制御にかかわらず前記副スイッチング素子の動作を停止させる動作停止手段を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. トランスと、前記トランスの１次巻線に直列接続される主スイッチング素子と、副スイッチング素子とコンデンサからなる直列回路と、前記主スイッチング素子と前記副スイッチング素子が略相補的に動作するように前記主スイッチング素子及び前記副スイッチング素子をオン／オフ制御する制御部とを備え、前記直列回路が前記トランスの１次巻線又は前記主スイッチング素子に並列に接続されるスイッチング電源装置において、
   前記直列回路を流れる電流を検出し、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記制御部の制御にかかわらず前記副スイッチング素子の動作を停止させる動作停止手段を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記トランスの２次側に整流手段である第１のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記第１のスイッチング素子の動作を停止させる請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記トランスの２次側に整流手段である第１のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記第１のスイッチング素子の動作を停止させる請求項２に記載のスイッチング電源装置。
5. フォワード型スイッチング電源装置であって、
   前記トランスの２次側に転流手段である第２のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記スイッチング電源装置の出力電流が所定の閾値以下であれば、前記第２のスイッチング素子の動作を停止させる請求項３に記載のスイッチング電源装置。
6. フォワード型スイッチング電源装置であって、
   前記トランスの２次側に転流手段である第２のスイッチング素子を備え、前記動作停止手段が、前記直列回路から前記トランスの１次巻線に回生される電流が所定の電流閾値以上になると、前記第２のスイッチング素子の動作を停止させる請求項４に記載のスイッチング電源装置。

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