JP5169039B2 - Dc‐dcコンバータ - Google Patents
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Description
(A)は回路図、(B)は伝達関数、(C)はリップル電流、(D)はリップル電圧及び(E)はコイル電圧を示す。図14(A)に示す如く、このDC‐DCコンバータ14は、入力電源E、入力コイルL1、スイッチS、1対のコンデンサC1、C2、中間コイルLm、ダイオードD出力コイルL2及び負荷抵抗Roと負荷コンデンサCoにより構成されている。そして、入力電源Eの両端に入力コイルL1及びスイッチSが直列接続され、このスイッチSの両端にコンデンサC1と中間コイルLmが直列接続され、この中間コイルLmの両端にコンデンサC2とダイオードDが直列接続され、更にこのダイオードDの両端に出力コイルL2を介して並列接続された負荷抵抗Roと負荷コンデンサCoが接続されている。また、入力コイルL1、中間コイルLm及び出力コイルL2は、所定極性関係で磁気的に結合可能に構成されている。
L2(即ち、入力コイルL1のインダクタンス=出力コイルL2のインダクタンス)、Lm1=Lm2(即ち、第1中間コイルLm1のインダクタンス=第2中間コイルLm2のインダクタンス)のときの値である。入力電圧の出力電圧の極性が同極性である。スイッチSがONのとき及びOFFのときの何れにおいても入力コイルL1及び出力コイルL2に電流が流れている(スイッチSがONのとき右上がりで、OFFのとき右下がりの三角波となり、急激に変化する方形波等のパルス波にならない)ことに注目されたい。
各ノードの電位(V「」)及び各コイルのリップル電流の大きさ(ΔI「」)の関係・・・式(1)
Va = Vb
Vc = Va + Vo
Vd = Va - Vi
ΔIL1+ΔILm2 = ΔILm1+ΔIL2
各コイルのリップル電流の大きさ(ΔI「」)(⇒は L1= L2及びLm1=Lm2のとき)・・・式(2)
ΔIL1 =(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi×ton/L1⇒(Vi×ton/L1/2)
ΔILm1 =(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi×ton/Lm1
⇒(Vi×ton/Lm1/2)
ΔIL2 =(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi×ton/L2
⇒(Vi×ton/L2/2)
ΔILm2 =(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi×ton/Lm2
⇒(Vi×ton/Lm2/2)
各ノードの電位(V「」)(⇒は L1= L2、及びLm1=Lm2のとき)・・・式(3)
Va = (1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi⇒(Vi/2)
Vb =(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi⇒(Vi/2)
Vc =(1/L1+1/Lm2)/1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi+Vo⇒(Vi/2 + Vo)
Vd = -(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi⇒(- Vi/2)
各コイルの両端電圧(V「」)(⇒は L1= L2、及びLm1=Lm2のとき)・・・式(4)
VL1 =(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi ⇒(Vi/2)
VLm1 = 1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi ⇒(Vi/2)
VL2 =(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi ⇒(Vi/2)
VLm2 =(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vi ⇒(Vi/2)
各ノードの電位(V「」)及び各コイルのリップル電流の大きさ(ΔI「」)の関係・・・式(5)
Va= Vc + Vi
Vb= Vc - Vo
Vc= Vd
ΔIL1+ΔILm2 = ΔILm1+ΔIL2
各コイルのリップル電流の大きさ(ΔI「」)(⇒は L1= L2及びLm1=Lm2のとき)・・・式(6)
ΔIL1=(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo×toff/ L1
⇒(Vo×toff/L1/2)
ΔILm1=1/L1+1/Lm2)/(1/L1+ 1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo×toff/Lm1
⇒(Vo×toff/Lm1/2)
ΔIL2=(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo×toff/L2
⇒(Vo×toff/L2/2)
ΔILm2=(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo×toff/Lm2
⇒(Vo×toff/Lm2/2)
各ノードの電位(V「」)(⇒は L1= L2及びLm1=Lm2のとき)・・・式(7)
Va=(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo+
Vi⇒(Vi+Vo/2)
Vb=-(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo⇒(- Vo/2)
Vc=(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo⇒(Vo/2)
Vd=-(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo⇒(Vo/2)
各コイルの両端電圧(V「」)(⇒は L1= L2及びLm1=Lm2のとき)・・・式(8)
VL1=-(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo ⇒(- Vo/2)
VLm1=-(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo ⇒(- Vo/2)
VL2=-(1/L1+1/Lm2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo ⇒(- Vo/2)
VLm2=-(1/Lm1+1/L2)/(1/L1+1/Lm1+1/L2+1/Lm2)×Vo ⇒(- Vo/2)
ΔI「」 (ON) = ΔI「」(OFF) (式(2)= 式(6))
V「」(ON)×ton=-V「」(OFF)×toff(式(4)= 式(8))
「」は、コイルL1、Lm1、L2又はLm2の何れかを示す。
この式を解くと、下記が得られる。
Vo=Vi×ton/toff=Vi×D/(1-D); D=ton/(ton+toff)・・・式(10)
これは、このDC−DCコンバータ1は、入出力電圧が同極性の昇降圧コンバータとして動作することを示している。以上より、本発明のコンバータは、入力コイル及び出力コイルのリップル電流が三角波で、非絶縁型でありながら入力電圧と出力電圧が同極性で、昇降圧型のコンバータとして動作する。
次に、図3は、従来技術として知られているリップル電流の低減及びゼロリップル化の概念を示す。図3(A)のように回路中に同じ両端電圧が発生する2個のコイルL1及びL2があったとき、図3(B)のようにこれら2個のコイルを同極性に磁気的結合させると、図3(C)の等価回路となる。これら両コイルL1及びL2が図3(D)の(a)に示す如き結合係数及び巻数比の関係にあるとき、各コイルのリップル電流は結合前の1/2に減少する。図3(E)の(b)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルL1のリップル電流は結合前と変わらず、コイルL2のリップル電流はゼロ(ゼロリップル)となる。また、図3(F)の(c)に示す結合係数及び巻数比の関係にあるとき、コイルL1のリップル電流はゼロ(ゼロリップル)となり、コイルL2のリップル電流は結合前と変わらない。
Vi=120V、 Vo=50V
L1=L2=50μH、 Lm1=Lm2=50μH
C1=C2=5μF、 C=100μF
S=理想スイッチ、 D=理想ダイオード
スイッチング周波数=100kHz、 ton=2.92μs
巻数比
L1:Lm1間 ; n11 = √(Lm1 / L1) = 1
L2:Lm2間 ; n22 = √(Lm2 / L2) = 1
結合係数
L1:Lm1間 ; k11 = n11 = 1
L2:Lm2間 ; k22 = n22 = 1
全てのコイルL1、L2、Lm1及びLm2の両端電圧が等しく、スイッチSがONのときVi/2≒60V、スイッチSがOFFのとき-Vo/2≒-25Vとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式(2)及び式(6)の結果と一致している。また、コイルL1、L2、Lm1及びLm2のリップル電流は、ΔIL1=ΔIL2=Vi/2/L×ton/2≒1.75A、ΔILm1=ΔILm2=Vi/2/L×ton/2≒1.75Aとなっている。それぞれ、本発明による解決手段として上述した式(4)及び式(8)の結果と一致している。
Vi=120V、 Vo=50V
L1=L2=118μH、 Lm1=Lm2=50μH
C1=C2=5μF、 C=100μF
S=理想スイッチ、 D=理想ダイオード
スイッチング周波数=100kHz、 ton=2.92μs
巻数比
L1:Lm1間 ; n11 = √(Lm1 / L1) = 0.65
L2:Lm2間 ; n22 = √(Lm2 / L2) = 0.65
結合係数
L1:Lm1間 ; k11 = n11 = 0.65
L2:Lm2間 ; k22 = n22 = 0.65
本発明の実施態様としては以下のような構成がある。
上記基本構成において、
前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減する構成、
前記スイッチング素子は,前記負荷への出力電圧が入力されるフィードバック制御手段により制御されるトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーMOSトランジスタによる構成。
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーMOSトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御される構成。
前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池である構成。
6 直流電源(入力電源)
7 負荷
8 フィードバック制御部
L1 入力コイル
L2 出力コイル
Lm1、Lm2 中間コイル
C1 入力コンデンサ
C2 出力コンデンサ
S スイッチ(スイッチング素子)
D ダイオード
Claims (3)
- 入力電源の電圧を昇降圧して所望電圧の正極性の出力電圧を出力する非絶縁型のDC‐DCコンバータにおいて、
前記入力電源の両端間に直列接続された入力コイル、入力コンデンサ及び第2中間コイルと、負荷の両端間に直列接続された出力コイル、出力コンデンサ及び第1中間コイルと、前記入力コイル及び前記入力コンデンサの接続点と前記第1中間コイル及び前記出力コンデンサの接続点間に接続されたスイッチング素子と、前記入力コンデンサ及び前記第2中間コイルの接続点と前記出力コンデンサ及び前記出力コイルの接続点間に接続されたダイオードとを備え、
前記スイッチング素子及び前記ダイオードは、パワーMOSトランジスタにより構成され、それぞれ前記出力電圧及び入力電源電圧を入力とするフィードバック制御部により制御されることを特徴とするDC‐DCコンバータ。 - 前記入出力コイル及び前記中間コイルを磁気的に結合し、前記入出力コイルを流れるリップル電流を低減することを特徴とする請求項1に記載のDC‐DCコンバータ。
- 前記入力電源は、複数のセルが直列接続された太陽電池であることを特徴とする請求項1又は2に記載のDC‐DCコンバータ。
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