JPH05130768A

JPH05130768A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH05130768A
Application number: JP28683091A
Authority: JP
Inventors: Toru Umeno; 徹梅野
Original assignee: Sumitomo Metal Industries Ltd
Current assignee: Nippon Steel Corp
Priority date: 1991-10-31
Filing date: 1991-10-31
Publication date: 1993-05-25

Abstract

(57)【要約】【目的】零電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの零電
流リプル条件を低感度にする。【構成】第１のインダクタＬ₁と第２のインダクタＬ₂
とコンデンサＣ₁との直列回路及び相補的且つ周期的に
オン、オフ動作する第１と第２のスイッチＳ₁，Ｓ₂を含
み、前記コンデンサＣ₁に関して前記第１のインダクタ
Ｌ₁と前記第２のインダクタＬ₂との極性が逆になるよう
にこれらのインダクタを疏に結合すると共に、前記第１
のインダクタＬ₁と前記第２のインダクタＬ₂との巻線比
を選択することによって電流リプルを零とする。前記直
列回路に、前記第１及び第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂とは
結合しない第３のインダクタＬｘを挿入し、零電流リプ
ル条件の素子感度を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、互いに疏に結合した
インダクタとこれらのインダクタに直列に接続され且つ
これらのインダクタとは非結合の付加インダクタとを用
い、これら結合インダクタの結合係数及び巻線比を適切
に選択することにより、入／出力電流の一方又は両方の
電流リプル成分を零又はその近傍まで低減でき、量産性
に適する低感度・零電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、例え
ばＥ．Ｅ．ランズマン著「ア・ユニファイイング・デリ
ベーション・オブ・スイッチング・レギュレータ・トポ
ロジーズ」ＩＥＥＥＰＥＳＣ，１９７９Ｒｒｅｃｏ
ｒｄ、ｐｐ．２３０−２４３、Ｒ．Ｐ．マッセイ外１名
著「ハイ・ボルテジ・シングルエンデド・ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ」ＩＥＥＥＰＥＳＣ，１９７７Ｒｅｃｏｒ
ｄ，ｐｐ．１５６−１６０及び特公昭６１−２９２２６
号公報に記載された従来の零入力電流リプル形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路構成を示す図である。

【０００３】同図において、Ｅは直流電源、Ｓ₁は第１
のスイッチング素子、Ｓ₂は第２のスイッチング素子、
Ｌ₁は第１のインダクタ、Ｌ₂は第２のインダクタ、Ｍは
第１及び第２のインダクタＬ₁、Ｌ₂の相互インダクタン
ス、Ｃ₁はコンデンサ、Ｃ₀は出力平滑用コンデンサ、Ｖ
_inは入力電圧、Ｖ_outは出力電圧、ｉ_inは入力電流、ｉ_o
_utは出力電流、Ｒ_Ｌは負荷抵抗をそれぞれ示す。なお、
第１のインダクタＬ₁と第２のインダクタＬ₂とはコンデ
ンサＣ₁に関して極性が逆になるように結合される。

【０００４】これらのＤＣ−ＤＣコンバータは、図１２
に示すように、第１及び第２のスイッチング素子Ｓ₁，
Ｓ₂を相補的且つ周期的にオン、オフ動作させることに
よって駆動され、第１のスイッチング素子Ｓ₁がオンで
ある時間比率（時比率）をｄ（＝Ｔ_ON／Ｔ_S）とする
と、図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入出力電圧比Ｖ_out／Ｖ_inは順にｄ（降圧）、ｄ
／（１−ｄ）（昇降圧）及び−ｄ／（１−ｄ）（反転昇
降圧）となることが知られている。

【０００５】これら図１１（ａ）〜（ｃ）のＤＣ−ＤＣ
コンバータに共通するもう１つの特徴は、入力電流リプ
ル成分を零にすることができる点にある。いま、第１及
び第２のインダクタの結合係数をｋ≡Ｍ／（Ｌ₁・Ｌ₂）
^1/2、巻線比をｎ≡（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2 で定義すると、図
１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において結合係数ｋを巻線
比の逆数１／ｎに等しくすることにより、入力電流リプ
ルを零にすることができる。

【０００６】図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、前掲の
文献に記載された従来の零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路構成を示す図である。ただし、図１１
に示す構成要素と同じ構成要素には同一の符号が付され
ており、図１３（ｃ）の回路と図１１（ｃ）の回路とは
トポロジー的に等価である。図１３（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）において、入出力電圧比Ｖ_out／Ｖ_inはこの順
に、１／（１−ｄ）（昇圧）、ｄ／（１−ｄ）（昇降
圧）及び−ｄ／（１−ｄ）（反転昇降圧）となることが
知られている。

【０００７】これら図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータ
に共通するもう１つの特徴は、第１及び第２のインダク
タの結合係数ｋを巻線比ｎに等しくすることにより、出
力電流リプル成分を零にすることができる点にある。

【０００８】なお、図１１（ｂ）の回路における第２の
インダクタＬ₂をトランスＴ₂に置換すると、図１４
（ａ）の回路となり、図１３（ｂ）の回路における第１
のインダクタＬ₁をトランスＴ₁で置換すると、図１４
（ｂ）の回路となり、入出力を絶縁することができる。

【０００９】図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、例えば
米国特許第４、２５７、０８７号明細書、米国特許第
４、２６２、３２８号明細書、米国特許第４、３５５、
３５２号明細書及び特願平３−１６６４３０号に記載さ
れた従来の零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。図１５において、Ｌ₃，Ｌ₄
はそれぞれ第３、第４のインダクタ、Ｍ₁は第１のイン
ダクタＬ₁と第２のインダクタＬ₂との相互インダクタン
ス、Ｍ₂は第３のインダクタＬ₃と第４のインダクタＬ₄
との相互インダクタンス、Ｃ₁は第１の中間キャパシ
タ、Ｃ₂は第２の中間キャパシタ、Ｃ₀は出力平滑用キャ
パシタ、Ｖ_inは入力電圧、Ｖ_outは出力電圧、ｉ_inは入
力電流、ｉ_outは出力電流、Ｒ_Ｌは負荷抵抗をそれぞれ
示す。

【００１０】なお、図１５（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１５（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータのインダク
タＬ₂，Ｌ₃を１つのインダクタＬ₂₃で代用したものであ
り、図１５（ａ）〜（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータの入
出力電圧比Ｖ_out／Ｖ_inはｄ／（１−ｄ）（昇降圧）と
なることが知られている。

【００１１】図１５（ａ）〜（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに共通するもう１つの特徴は、入出力電流リプルを
共に零にすることができる点である。いま、第１のイン
ダクタＬ₁と第２のインダクタＬ₂との結合係数をｋ₁₂≡
Ｍ₁（Ｌ₁・Ｌ₂）^1/2 、巻線比をｎ₁₂≡（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2
で定義すると、結合係数ｋ₁₂を巻線比の逆数１／ｎ₁₂
に等しくすることによって入力電流のリプルを零にする
ことができる。同様に、第３のインダクタＬ₃と第４の
インダクタＬ₄との結合係数をｋ₃₄≡Ｍ₂（Ｌ₃・Ｌ₄）
^1/2 、巻線比をｎ₃₄≡（Ｌ₃／Ｌ₄）^1/2で定義すると、結
合係数ｋ₃₄を巻線比ｎ₃₄に等しくすることにより、出力
電流のリプルを零にすることができる。

【００１２】なお、図１５（ａ）及び（ｂ）のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１１（ｂ）の回路と図１３（ｂ）の
回路とを縦続接続したＤＣ−ＤＣコンバータ（図１６
（ａ））においてスイッチング素子Ｓ₁’，Ｓ₂’とキャ
パシタＣ₀’とを省略することによって構成され、図１
５（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１１（ａ）の回
路と図１３（ａ）の回路とを縦続接続されたＤＣ−ＤＣ
コンバータ（図１６（ｂ））においてスイッチング素子
Ｓ₁’，Ｓ₂’とキャパシタＣ₀’とを省略することによ
って構成される。

【００１３】更に、図１５（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバー
タはインダクタＬ₂₃をトランスＴに置換することによ
り、図１７（ａ）に示す入出力が絶縁された零入出力電
流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータを、また、図１５
（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータはインダクタＬ₂，Ｌ₃を
それぞれトランスＴ₁，Ｔ₂に置換することにより、図１
７（ｂ）に示す入出力が絶縁された零入出力電流リプル
形ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。

【００１４】ここで、図１１〜図１７を用いて説明した
従来の零リプルを実現するＤＣ−ＤＣコンバータの動作
原理を、図１８（ａ）に示す単位基本回路を用いて説明
する。この単位基本回路は４端子構造であり、ｉ₁はイ
ンダクタＬ₁に流れる電流、ｉ₂はインダクタＬ₂に流れ
る電流を示している。ただし、Ｍ＝ｋ（Ｌ₁・
Ｌ₂）^1/2、０＜ｋ＜１である。

【００１５】そこで、端子１と端子２との間及び端子３
と端子４との間に同一の矩形パルス電圧ｖ_gを印加した
場合を考察する。図１８（ａ）におけるトランス部の等
価回路は図１８（ｂ）に示すようになり、結合係数ｋと
巻線比ｎ＝（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2とをｋ＝１／ｎとなるよう
に選定すると、２次側の漏れインダクタは図１８（ｃ）
に示すように零となり、１次側のインダクタＬ₁の漏れ
インダクタの両端の電位差は零となる。したがって、Ｌ₁（１−ｋ／ｎ）（ｄｉ₁／ｄｔ）＝０（１）が得られ、１次側の電流ｉ₁のリプルが零になる。

【００１６】また、結合係数ｋと巻線比ｎとをｋ＝ｎと
なるように選定すると、１次側の漏れインダクタは図１
８（ｄ）に示すように零になり、２次側のインダクタＬ
₂の漏れインダクタの両端の電位差は零となる。したが
って、Ｌ₂（１−ｋｎ）（ｄｉ₂／ｄｔ）＝０（２）が得られ、２次側の電流ｉ₂のリプルが零となる。

【００１７】１次側及び／又は２次側の電流リプルを零
にする条件は、以下のとおりにも説明することができ
る。いま、図１８（ｂ）において、入力電流、出力電流
のリプルをそれぞれ△Ｉ１、△Ｉ２とし、これらリプル
が直線変化すると仮定すると、次式が成り立つ。

【００１８】ｄｉ₁／ｄｔ＝△Ｉ₁／Ｔ（３）ｄｉ₂／ｄｔ＝△Ｉ₂／Ｔ（４）ここで、Ｔは矩形パルス電圧ｖ_gのハイレベルの持続時
間である。

【００１９】図１８（ｂ）より回路方程式を立てると、
次式が成り立つ。

【００２０】ｖ_g＝Ｌ₁（ｄｉ₁／ｄｔ）＋Ｍ（ｄｉ₂／ｄｔ）（５）ｖ_g＝Ｍ（ｄｉ₁／ｄｔ）＋Ｌ₂（ｄｉ₂／ｄｔ）（６）式（５）、（６）よりｄｉ₁／ｄｔ，ｄｉ₂／ｄｔを求
め、式（３）、（４）を代入して△Ｉ₁、△Ｉ₂を求める
と、次式のとおりとなる。

【００２１】 △Ｉ₁ ＝Ｔｖ_g（Ｌ₂−Ｍ）／（Ｌ₁Ｌ₂−Ｍ²）＝Ｔｖ_g｛１−ｋ（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2｝／Ｌ₁（１−ｋ²）（７） △Ｉ₂ ＝Ｔｖ_g（Ｌ₁−Ｍ）／（Ｌ₁Ｌ₂−Ｍ²）＝Ｔｖ_g｛１−ｋ（Ｌ₂／Ｌ₁）^1/2｝／Ｌ₂（１−ｋ²）（８）式（７）、（８）より、零入力電流リプル条件ｋ＝（Ｌ₂／Ｌ₁）^1/2＝１／ｎ（９）と零出力電流リプル条件ｋ＝（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2＝ｎ（１０）を得ることができる。しかし、部品のバラツキや外部環
境の変化により結合係数ｋが変化すれば、電流リプルが
発生する。

【００２２】以上のことから、図１８（ａ）に示す単位
基本回路を１個又は複数個用いてＤＣ−ＤＣコンバータ
を構成すること、即ち、第１のインダクタＬ₁間、及
び、第２のインダクタＬ₂間に同一の矩形パルス電圧を
印加し、第１のインダクタ又は第２のインダクタを入力
端子又は出力端子に接続して第１のインダクタと第２の
インダクタとを前記した適切な結合係数で結合させるこ
とにより、入力電流、出力電流あるいは入出力電流のリ
プルを零に低減できることがわかる。

【００２３】例えば、図１８（ａ）の端子１を直流入力
電源に、端子２、４を出力に接続し、端子３を接地すれ
ば、図１１（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることが
でき、端子１を直流入力電源に、端子２、３を接地に、
端子４を出力に接続すれば、図１１（ｂ）のＤＣ−ＤＣ
コンバータを得ることができ、端子１を直流入力電源
に、端子２、４を接地に、端子３を出力に接続すると、
図１１（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。同様に、各端子の接続を変えることにより、図１３
（ａ）〜（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることがで
き、前記の単位基本回路を複数個用いることにより図１
６（ａ），（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることが
できる。更に、不要な素子を省略すると、図１５（ａ）
〜（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ、単
位基本回路中のインダクタをトランスに置き換えること
により、図１４及び図１７のように入出力を絶縁するこ
とができる。

【００２４】ここで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの零
電流リプル条件の素子感度について説明する。図１８
（ａ）の単位基本回路において、２次側の電流リプルを
零に低減する必要十分条件は、２次側の漏れインダクタ
ンスに対する１次側の漏れインダクタンスの比が零とな
ること、即ち、Ｌ₁（１−ｋ／ｎ）／Ｌ₂（１−ｋｎ）＝０（１１）が成り立つことである。ここで、前記第１及び第２のイ
ンダクタの結合係数ｋが零リプル条件ｋ＝ｎ（ただしｎ
≠１）を満たしており、この条件下においてｋがｋ＋△
ｋに変動した場合を考えると、このとき、１次側の漏れ
インダクタンスに対する２次側の漏れインダクタンスの
比Ｌ₁（−△ｋ／ｋ）／Ｌ₂（１−ｋ²−△ｋ・ｋ）（１２）は零ではなく、零電流リプル条件は満たされなくなるの
で、２次側に電流リプルが発生する。特に、零電流リプ
ル条件がｋ＝１近傍で成立している場合には、式（１
２）の分母が零に近づくために、結合係数ｋのわずかの
変動が大きな電流リプルを生じる。つまり、零電流リプ
ル条件の素子感度が非常に高いことがわかる。

【００２５】一方、１次側の電流リプルを零に低減する
必要十分条件は、１次側の漏れインダクタンスに対する
２次側の漏れインダクタンスの比が零になること、即
ち、Ｌ₂（１−ｋｎ）／Ｌ₁（１−ｋ／ｎ）＝０（１３）が成り立つことである。ここで、第１及び第２のインダ
クタの結合係数ｋが零電流リプル条件を満たしており、
この条件下においてｋがｋ＋△ｋに変動した場合を考え
ると、このとき、２次側の漏れインダクタンスに対する
１次側の漏れインダクタンスの比Ｌ₂（−△ｋ／ｋ）／Ｌ₁（１−ｋ²−△ｋ・ｋ）（１４）は零ではなく、零電流リプル条件は満たされなくなるの
で、１次側に電流リプルが発生する。この場合も、零電
流リプル条件がｋ＝１近傍で成立している場合には、結
合係数のわずかの変動が大きな電流リプルを生じる。つ
まり、零電流リプル条件の素子感度が非常に高いことが
わかる。

【００２６】このように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、零電流リプルを実現するための素子感度が高く、素
子値の製造上のバラツキや環境温度等による素子値の変
化にも敏感であるので、あらゆる環境下で零電流リプル
を実現することは、実際上は困難であった。

【００２７】これまで説明したＤＣ−ＤＣコンバータに
おいては、インダクタのコア・ギャップ等を調節するこ
とにより、電流リプルを零にする最適な結合係数が決定
されるが、米国特許第４、２７４、１３３号明細書は、
図１９に示すような、ギャップ調節の不要なＤＣ−ＤＣ
コンバータを開示している。これは、漏れインダクタン
スのない１：１の密結合した（即ちｋ＝１）インダクタ
Ｌ₁、Ｌ₂を用いて、コア・ギャップにより生じる漏れイ
ンダクタンスの代わりに、結合のない独立したインダク
タＬ₃により零電流リプルを実現するものである。

【００２８】この図１９に示すＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図１３（ｃ）の回路において１：１の密結合したイ
ンダクタを用いたものに相当する。この１：１の密結合
インダクタ（図２０（ａ）に示す。なお、Ｌ₁＝Ｌ₂、ｋ
＝１、Ｍ＝Ｌ₁である。）は、図２０（ｂ）にその等価
回路を示すように、１次側、２次側共に漏れインダクタ
は存在しない。しかし、図１９では、２次側のインダク
タＬ₂に非結合インダクタＬ₃を直列接続することで、図
２０（ｃ）に示すような等価的な漏れインダクタＬ₃’
を設けている。なお。図２０（ｃ）は図１８（ｄ）と回
路的に等価であり、したがって、２次側の電流リプルは
零になる。また、１次側のインダクタに非結合インダク
タＬ₃を直列接続すれば、図２０（ｄ）に示すような等
価的な１次側の漏れインダクタＬ₃’が得られ、図１８
（ｃ）と回路的に等価となり、１次側の電流リプルは零
になる。

【００２９】図１９に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、密
結合インダクタの結合係数によって漏れインダクタを設
けるのではないため、結合係数を決定するためのコアの
ギャップ調整が不要であり、零電流リプル条件を満たす
ための素子感度も低い。しかしながら、ここで使用され
る密結合インダクタを構成するためには、フェライトの
ような材料を使って透磁率が高くギャップの無いコアを
作らなければならないが、こうしたコアは磁気飽和し易
く直流電流重畳性が悪いため、実用になる形に具体化す
るのが難かしいというのが実情である。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】この発明は、上記のよ
うな問題点を解決するためになされたもので、小型・軽
量で量産性に優れ、零電流リプル条件が低感度である零
リプルＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とす
る。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明は、第１のインダクタと第２のインダク
タとコンデンサとの直列回路、及び、相補的且つ周期的
にオン、オフ動作する第１と第２のスイッチを含み、前
記コンデンサに関して前記第１のインダクタと前記第２
のインダクタとの極性が逆になるようにこれらのインダ
クタを疏に結合すると共に、前記第１のインダクタと前
記第２のインダクタとの巻線比を選択することによって
電流リプルを零としたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記直列回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第３のインダクタを挿入し、零電流リプル条件
の素子感度を低減したことを特徴とする低感度・零電流
リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

【００３２】具体的には、直流電源に接続するための一
対の入力端子間に前記直列回路を接続し、前記第３のイ
ンダクタをこの直列回路に挿入することにより、零入力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータが実現され、また、
負荷に接続するための一対の出力端子間に前記直列回路
を接続し、前記第３のインダクタをこの直列回路に挿入
することにより、零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータが実現される。更に、こうした零入力電流リプル形
ＤＣ−ＤＣコンバータと零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣ
コンバータとを組み合わせることにより、低感度・零入
出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータが実現される。

【００３３】

【作用】第１及び第２のインダクタは零電流リプル条件
を満たすので、入力電流又は出力電流のリプルは零にな
り、入力側又は出力側に挿入された第３のインダクタは
入力電流又は出力電流のリプル成分を低減する方向に働
くので、第３のインダクタの値を大きく取ることによ
り、零リプル条件の感度が低下する。

【００３４】また、第３のインダクタに相当する第５及
び第６のインダクタがそれぞれ入力側と出力側とに挿入
された場合にも、同様の作用が奏され、零入出力電流リ
プル条件の感度が低下する。

【００３５】

【実施例】以下、この発明の若干の実施例について説明
する。なお、以下の説明においては、図１１〜図１８の
構成要素と同じ又は対応する構成要素は同一の符号で指
示されている。

【００３６】図１（ａ）、（ｂ）は、この発明に係る低
感度・零電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路単位
を示している。この回路単位は、図８（ａ）に示す従来
の単位基本回路と比較すると、コンデンサＣ₁に関して
第１及び第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂の結合が疎、即ち、
結合係数ｋが正で１よりも小さいこと、及び、第１及び
第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂から独立した、即ち、これら
のインダクタとは結合しない付加インダクタＬｘが第１
又は第２のインダクタに直列に接続されていることの２
点で相違する。

【００３７】図１（ａ）、（ｂ）に示す回路単位の零電
流リプル条件の感度が部品のバラツキや外部環境の変化
に対して低減されることを図２（ａ）、（ｂ）を用いて
説明する。図２（ａ）は、入力側に付加インダクタＬｘ
を接続した場合のトランスの等価回路である。この等価
回路について前記の式（７）、（８）と同様にして△Ｉ
₁を求めると、 △Ｉ₁ ＝Ｔｖ_g（Ｌ₂−Ｍ）／｛（Ｌ₁＋Ｌｘ）Ｌ₂−Ｍ²｝＝Ｔｖ_g｛１−ｋ（Ｌ₁／Ｌ₂）^1/2｝／｛Ｌ₁（１−ｋ²）＋Ｌｘ｝（１５）同様にして、図２（ｂ）に示すように、出力側に付加イ
ンダクタＬｘを接続した場合には、 △Ｉ₂＝Ｔｖ_g（１−ｋ（Ｌ₂／Ｌ₁）^1/2／｛Ｌ₂（１−ｋ²）＋Ｌｘ｝（１６）となる。

【００３８】以上のことから、付加インダクタＬｘを接
続した場合の電流リプルを表す式（１５）、（１６）は
付加インダクタのないときの式（７）、（８）と比べ
て、小さな値を示すことがわかる。したがって、付加イ
ンダクタＬｘの値を大きくとれば、結合係数ｋの変化に
対する零電流リプル条件の素子感度を低く抑えることが
できる。更に、図１の回路単位では、第１及び第２のイ
ンダクタＬ₁，Ｌ₂の結合が密ではない（０＜ｋ＜１）の
で、図１９に示したＤＣ−ＤＣコンバータとは違って、
大きなコアを必要としない。

【００３９】したがって、この発明に係る回路単位を用
いたＤＣ−ＤＣコンバータは、零電流リプル条件に対す
る素子感度が低く、また、入出力電流のリプルを零にす
ることができるため、量産性に優れ、小型・軽量化に適
している。

【００４０】以下、この発明に係る低感度・零電流リプ
ル形ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例について、図３〜図
１０を用いて詳細に説明する。

【００４１】図３（ａ），（ｂ）、（ｃ）は順に、降圧
型、昇降圧型、反転昇降圧型の零入力電流リプル形ＤＣ
−ＤＣコンバータを示している。図３（ａ）のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１（ｂ）の回路単位の端子１を直流
電源に、端子２、４を負荷に、端子３を接地にそれぞれ
接続したものに相当する。図３（ｂ）のＤＣ−ＤＣコン
バータは、図１（ｂ）の回路単位の端子１を直流電源
に、端子４を負荷に、端子２、３を接地にそれぞれ接続
したものに相当する。図３（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１（ｂ）の回路単位の端子１を直流電源に、端
子３を負荷に、端子２、４を接地にそれぞれ接続したも
のに相当する。

【００４２】なお、第１及び第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂
の巻線比ｎ、結合係数ｋ及び相互インダクタンスＭは零
電流リプル条件（ｋ＝１／ｎ）を満たしており、また、
第１のインダクタＬ₁及び付加インダクタＬｘからなる
直列回路の素子の接続順序はＤＣ−ＤＣコンバータの特
性に影響しない。

【００４３】図４（ａ），（ｂ）、（ｃ）は順に、昇圧
型、昇降圧型、反転昇降圧型の零出力電流リプル形ＤＣ
−ＤＣコンバータを示している。図４（ａ）のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１（ａ）の回路単位の端子２、４を
直流電源に、端子３を負荷に、端子１を接地にそれぞれ
接続したものに相当する。図４（ｂ）のＤＣ−ＤＣコン
バータは、図１（ａ）の回路単位の端子２を直流電源
に、端子３を負荷に、端子１、４を接地にそれぞれ接続
したものに相当する。図４（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、図１（ａ）の回路単位の端子１を直流電源に、端
子３を負荷に、端子２、４を接地にそれぞれ接続したも
のに相当する。

【００４４】なお、第１及び第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂
の巻線比ｎ、結合係数ｋ及び相互インダクタンスＭは零
電流リプル条件（ｋ＝ｎ）を満たしており、また、第２
のインダクタＬ₂及び付加インダクタＬｘからなる直列
回路の素子の接続順序はＤＣ−ＤＣコンバータの特性に
影響しない。

【００４５】図５のグラフは、図４（ｂ）の零出力電流
リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、Ｖ_in＝５Ｖ，
Ｌ₁＝１０μＨ，Ｌ₂＝１１μＨ（零電流リプル条件はｋ
＝（１０／１１）^1/2となる）、スイッチング周波数を
１５０ｋＨｚ，第１のスイッチング素子Ｓ₁の時比率ｄ
を０．７５とし、零電流リプル条件から結合係数ｋが△
ｋ％変位した場合に、Ｌｘ＝０（従来の場合）のときの
２次側の電流リプルの絶対値を点線で、Ｌｘ＝１０μＨ
（本発明）のときの２次側の電流リプルの絶対値を実線
で表したものである。このグラフから、この発明が電流
リプルの低減に格別の効果を発揮することがわかる。

【００４６】前記の図３（ｂ）、図４（ｂ）のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて第１又は第２のインダクタをトラ
ンスに置換することにより、入出力間を絶縁したＤＣ−
ＤＣコンバータを得ることができる。即ち、図６（ａ）
のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１（ｂ）の回路単位の端
子１を直流電源に、端子２、３を接地に、端子４を出力
にそれぞれ接続し、第２のインダクタＬ₂をトランスＴ₂
に置換して入出力間を絶縁した低感度・零入力電流リプ
ルＤＣ−ＤＣコンバータである。ただし、第１のインダ
クタＬ₁とトランスＴ₂の１次巻線との巻線比ｎ、結合係
数ｋ及び相互インダクタンスＭは前記の零電流リプル条
件を満たしており、また、直流電源Ｅ、付加インダクタ
Ｌｘ及び第１のインダクタＬ₁からなる直列回路の素子
の接続順序はＤＣ−ＤＣコンバータの特性に影響しな
い。

【００４７】図６（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータは、図
１（ａ）の回路単位の端子２を直流電源に、端子２、３
を接地に、端子４を出力にそれぞれ接続し、第１のイン
ダクタＬ₁をトランスＴ₁で置換して入出力間を絶縁した
低感度・零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータであ
る。なお、第２のインダクタＬ₂とトランスＴ₁の２次巻
線との巻線比ｎ，結合係数ｋ及び相互インダクタンスＭ
は前記の零電流リプル条件を満たしており、また、第２
のインダクタＬ₂、付加インダクタＬｘ及び出力コンデ
ンサと負荷抵抗との並列回路からなる直列回路の素子の
接続順序はＤＣ−ＤＣコンバータの特性に影響しない。

【００４８】図６（ｂ）の零出力電流リプル形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは図７（ａ）〜（ｆ）に示すように種々変
更することができる。図７のそれぞれの回路では、トラ
ンスＴ₁の１次巻線、２次巻線及び第２のインダクタＬ₂
が同一のコア上に設けられ、互いに結合しており、付加
インダクタＬｘはこれらと結合していない。

【００４９】図１（ａ）、（ｂ）の回路単位を使って、
図８（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示すように零入出力電
流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもでき
る。図８（ａ）〜（ｃ）においては、付加インダクタＬ
ｘが第１のインダクタＬ₁と直列に接続され、付加イン
ダクタＬｘ’が第４のインダクタＬ₄に直列に接続され
る。図８（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータは図３（ｂ）の
ＤＣ−ＤＣコンバータと図４（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバ
ータとを組み合わせたものに相当し、図８（ｃ）のＤＣ
−ＤＣコンバータは図３（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータ
と図４（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータとを組み合わせた
ものに相当し、図８（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータは図
８（ａ）の第２と第３のインダクタＬ₂，Ｌ₃を１個のイ
ンダクタＬ₂₃で置き換えたものである。

【００５０】なお、図８（ａ）〜（ｃ）において、第１
と第２のインダクタＬ₁，Ｌ₂（又はＬ₂₃）の巻線比、結
合係数及び相互インダクタンス、及び、第３と第４のイ
ンダクタＬ₃（又はＬ₂₃）、Ｌ₄の巻線比、結合係数及び
相互インダクタンスはそれぞれ前記の零電流リプル条件
を満たしている。また、入力側の付加インダクタＬｘと
第１のインダクタＬ₁からなる直列回路の素子の接続順
序及び出力側の付加インダクタＬｘ’と第４のインダク
タＬ₄からなる直列回路の素子の接続順序はＤＣ−ＤＣ
コンバータの特性に影響しない。

【００５１】図８に例示した零入出力電流リプル形ＤＣ
−ＤＣコンバータは、トランスを挿入することにより入
力側と出力側とを絶縁した零入出力電流リプル形ＤＣ−
ＤＣコンバータとすることができる。図９（ａ）のＤＣ
−ＤＣコンバータは図８（ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータ
の第２と第３のインダクタＬ₂，Ｌ₃又は図８（ｂ）のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのインダクタＬ₂₃をトランスＴで置
換したものである。なお、第１のインダクタＬ₁とトラ
ンスＴの１次巻線との巻線比、結合係数及び相互インダ
クタンス、及び、トランスＴの２次巻線と第４のインダ
クタＬ₄との巻線比、結合係数及び相互インダクタンス
はそれぞれ前記の零電流リプル条件を満たしている。ま
た、直流電源Ｅ、付加インダクタＬｘ及び第１のインダ
クタＬ₁からなる直列回路の素子の接続順序及び付加イ
ンダクタＬｘ’と第４のインダクタＬ₄からなる直列回
路の素子の接続順序によってＤＣ−ＤＣコンバータの特
性が影響されることはない。

【００５２】図９（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータは図８
（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータの第２のインダクタＬ₂
をトランスＴ₁で、第３のインダクタＬ₃をトランスＴ₂
でそれぞれ置換したものである。なお、第１のインダク
タＬ₁とトランスＴ₁の１次巻線との巻線比、結合係数及
び相互インダクタンス、及び、トランスＴ₂の２次巻線
と第４のインダクタＬ₄との巻線比、結合係数及び相互
インダクタンスは前記の零電流リプル条件を満たしてい
る。ここで、直流電源Ｅ、付加インダクタＬｘ及び第１
のインダクタＬ₁からなる直列回路の素子の接続順序及
び付加インダクタＬｘ’と第４のインダクタＬ₄からな
る直列回路の素子の接続順序によってＤＣ−ＤＣコンバ
ータの特性が影響されることはない。

【００５３】以上、この発明に係る低感度ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの種々の実施例を説明したが、これらのＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧を安定化するために、制御回
路ＣＬを付加することができる。これを図１０により説
明すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ
は、基準電圧ＲＶが一方の入力端子に供給される比較器
ＣＰの他方の入力端子に供給されて基準電圧ＲＶと比較
増幅される。比較器ＣＰから出力される誤差信号、即ち
ＶｏｕｔとＲＶとの差はアイソレータ（例えば、フォト
カプラ）を介してパルス幅変調器ＰＷＭに加えられ、誤
差信号にしたがって幅変調されたパルス列を作る。この
パルス列によってスイッチＳ₁、Ｓ₂のオン／オフ期間を
制御し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔを入
力電圧や負荷の変動、使用素子の特性の変動等の外乱と
は無関係に所望の値に保つ。なお、上記アイソレータは
入出力間が絶縁されていないＤＣ−ＤＣコンバータでは
不要である。

【００５４】以上説明した各実施例における第１及び第
２のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂としては、例えばパワー
トランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ，パワーダイオード
等を使用することができる。

【００５５】

【発明の効果】以上、この発明を種々の実施例を参照し
て詳述したところから明らかなとおり、零電流リプル条
件を満たすように結合係数及び巻線比を選定された第１
及び第２のインダクタとは非結合の付加インダクタを第
１及び／又は第２のインダクタと直列に設けたので、零
電流リプル条件の素子感度を著しく低下させることがで
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を入力電圧や負荷
の変動、使用素子の特性の変動等の外乱にも拘わらず安
定化させることができるので、量産に適するばかりでな
く、密結合トランスを使用しないので小型、軽量化なＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】（ａ）及び（ｂ）は、この発明に係る低感度・
零電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路単位の構成
を示す図である。

【図２】（ａ）及び（ｂ）は、図１の回路単位の動作を
説明するための図である。

【図３】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、この発明に係る
低感度・零入力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの若
干の例を示す図である。

【図４】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、この発明に係る
低感度・零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの若
干の例を示す図である。

【図５】図４（ｂ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流
リプルに関する特性を従来のＤＣ−ＤＣコンバータの特
性と対比して示す図である。

【図６】（ａ）は図３（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータの
第２のインダクタを、（ｂ）は図４（ｂ）のＤＣ−ＤＣ
コンバータの第１のインダクタをそれぞれトランスで置
換して入出力間を絶縁した低感度・零電流リプル形ＤＣ
−ＤＣコンバータを示す図である。

【図７】（ａ）〜（ｆ）は、図６（ｂ）のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの各種の変形例を示す図である。

【図８】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、この発明に係る
低感度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの
若干の例を示す図である。

【図９】（ａ）及び（ｂ）は、図８のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの一部のインダクタをトランスで置換して入出力間
を絶縁した低感度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成を示す図である。

【図１０】この発明に係る零電流形ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を安定化するために制御回路を設けた変形
例を示す図である。

【図１１】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、従来の零入力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図であ
る。

【図１２】図１１の第１及び第２のスイッチのオン／オ
フ・タイミングチャートを示す図である。

【図１３】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、従来の零出力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図であ
る。

【図１４】（ａ）は図１１（ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバー
タの第２のインダクタを、（ｂ）は図１３（ｂ）のＤＣ
−ＤＣコンバータの第１のインダクタをそれぞれトラン
スで置換した従来の入出力絶縁形の零入出力電流リプル
形ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。

【図１５】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、従来の零入出
力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図で
ある。

【図１６】（ａ）及び（ｂ）は、従来の零入力電流リプ
ル形ＤＣ−ＤＣコンバータと従来の零出力電流リプル形
ＤＣ−ＤＣコンバータとの縦続接続によって構成された
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。

【図１７】（ａ）及び（ｂ）は、図１５のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一部のインダクタをトランスで置換して構成
した従来の入出力絶縁形の零入出力電流リプル形ＤＣ−
ＤＣコンバータの構成を示す図である。

【図１８】（ａ）は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路
単位の構成を示す図であり、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）
はそれぞれ、零リプル電流条件を説明するためのトラン
スの等価回路を示す図である。

【図１９】従来のギャップ調整不要な零出力電流リプル
形ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。

【図２０】（ａ）は図１９のＤＣ−ＤＣコンバータの密
結合インダクタの構成を示す図であり、（ｂ）は図１９
のＤＣ−ＤＣコンバータの密結合インダクタの等価回路
を示す図であり、（ｃ）及び（ｄ）は図１９のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの構成を説明するための図である。

【符号の説明】

Ｌ₁、Ｌ₁’、Ｌ₂、Ｌ₂₃、Ｌ₃，Ｌ₄：インダクタＬｘ、Ｌｘ’：付加インダクタＭ、Ｍ₁、Ｍ₂：相互インダクタンスＴ、Ｔ₁、Ｔ₂：トランスＳ₁、Ｓ₂：スイッチング素子Ｃ₁：コンデンサＶ_in：入力電圧Ｖ_out：出力電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のインダクタと第２のインダクタと
コンデンサとの直列回路及び相補的且つ周期的にオン、
オフ動作する第１と第２のスイッチを含み、前記コンデ
ンサに関して前記第１のインダクタと前記第２のインダ
クタとの極性が逆になるようにこれらのインダクタを疏
に結合すると共に、前記第１のインダクタと前記第２の
インダクタとの巻線比を選択することによって電流リプ
ルを零としたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直列回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第３のインダクタを挿入し、零電流リプル条件
の素子感度を低減したことを特徴とする低感度・零電流
リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】直流電源に接続するための一対の入力端
子と、前記入力端子の間に接続され、第１のインダクタと第２
のインダクタとコンデンサとを直列に接続した入力回路
と、前記コンデンサに対して直列回路を形成するように接続
され、相補的且つ周期的にオン、オフ動作する第１及び
第２のスイッチと、前記第２のインダクタと前記第２のスイッチとの直列回
路の両端を負荷に接続するための一対の出力端子とを具
備し、前記コンデンサに関して前記第１のインダクタと
前記第２のインダクタとの極性が逆になるようにこれら
のインダクタを疏に結合すると共に、前記第１のインダ
クタと前記第２のインダクタとの巻線比を選択すること
によって入力電流リプルを零としたＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、前記入力回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第３のインダクタを挿入し、零電流リプル条件
の素子感度を低減したことを特徴とする低感度・零入力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記第２のインダクタをトランスで置換
し、前記第１のインダクタと前記第３のインダクタと前
記トランスの１次巻線とで直列回路を形成して前記入力
端子間に接続し、前記トランスの２次巻線と前記第２の
スイッチとで直列回路を形成して前記出力端子間に接続
することにより入出力間を絶縁したことを特徴とする請
求項２記載の低感度・零入力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
【請求項４】直流電源に接続するための一対の入力端
子と、前記入力端子の間に第１のインダクタと第１のスイッチ
とを直列に接続した第１の回路と、前記第１のインダクタに対して、コンデンサと第２のイ
ンダクタとの直列回路を直列に接続してなる出力回路
と、前記出力回路の両端を負荷に接続するための一対の出力
端子と、前記コンデンサに対して直列に接続された第２のスイッ
チとを具備し、前記コンデンサに関して前記第１のイン
ダクタと前記第２のインダクタとの極性が逆になるよう
にこれらのインダクタを疏に結合すると共に、前記第１
のインダクタと前記第２のインダクタとの巻線比を選択
することによって出力電流リプルを零としたＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記出力回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第３のインダクタを挿入し、零電流リプル条件
の素子感度を低減したことを特徴とする低感度・零出力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】前記第１のインダクタをトランスで置換
し、前記第１のスイッチと前記トランスの１次巻線とで
直列回路を形成して前記入力端子間に接続し、前記トラ
ンスの２次巻線と前記コンデンサと前記第２のインダク
タと前記第３のインダクタとで直列回路を形成して前記
出力端子間に接続することにより入出力間を絶縁したこ
とを特徴とする請求項４記載の低感度・零出力電流リプ
ル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】前記トランスと前記第２のインダクタと
が同一のコア上に設けられたことを特徴とする請求項５
記載の低感度・零出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。
【請求項７】直流電源に接続するための一対の入力端
子と、負荷に接続するための一対の出力端子と、前記入力端子の一方と前記出力端子の一方との間に接続
され、第１のインダクタと第２のインダクタとコンデン
サとの直列回路を含む回路と前記コンデンサの一端と前
記入力端子の他方との間、及び、前記コンデンサの他端
と前記出力端子の他方との間にそれぞれ接続され、相補
的且つ周期的にオン、オフ動作する第１と第２のスイッ
チとを具備し、前記コンデンサに関して前記第１のイン
ダクタと前記第２のインダクタとの極性が逆になるよう
にこれらのインダクタを疏に結合すると共に、前記第１
のインダクタと前記第２のインダクタとの巻線比を選択
することによって入力又は出力電流リプルを零としたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、前記直列回路の前記入力端子側又は前記出力端子側に、
前記第１及び第２のインダクタとは結合しない第３のイ
ンダクタを挿入し、零入力電流リプル条件又は零出力電
流リプル条件の素子感度を低減したことを特徴とする低
感度・零電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】直流電源に接続するための一対の入力端
子と、前記入力端子間に接続され、第１のインダクタと第２の
インダクタと第１のコンデンサとを直列に接続した直列
回路と、前記第１のコンデンサと前記第２のインダクタ
との直列回路に並列に接続された第１のスイッチとを含
む入力回路と、負荷に接続するための一対の出力端子
と、前記出力端子間に接続され、前記第２のインダクタに並
列に接続される第３のインダクタと、前記第３のインダ
クタと前記第２のコンデンサと第４のインダクタとを直
列に接続した直列回路と、前記第３のインダクタと前記
第２のコンデンサとの直列回路に並列に接続された第２
のスイッチとを含む出力回路とを具備し、前記第１のコ
ンデンサに関して前記第１のインダクタと前記第２のイ
ンダクタとの極性が逆になるようにこれらのインダクタ
を疏に結合すると共に、前記第１のインダクタと前記第
２のインダクタとの巻線比を選択し、前記第２のコンデ
ンサに関して前記第３のインダクタと前記第４のインダ
クタとの極性が逆になるようにこれらのインダクタを疏
に結合すると共に、前記第３のインダクタと前記第４の
インダクタとの巻線比を選択することによって、入出力
電流リプルを零としたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記入力回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第５のインダクタを挿入すると共に、前記出力
回路に、前記第３及び第４のインダクタとは結合しない
第６のインダクタを挿入し、零入力電流リプル条件及び
零出力電流リプル条件の素子感度を低減したことを特徴
とする低感度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
【請求項９】前記第２及び第３のインダクタを第７の
インダクタで置換し、前記入力端子の間で前記第７のイ
ンダクタを前記第１及び第５のインダクタ及び前記第１
のコンデンサと直列に接続すると共に、前記出力端子の
間で前記第７のインダクタを前記第２のコンデンサ及び
前記第４及び第６のインダクタと直列に接続するように
したことを特徴とする請求項８記載の低感度・零入出力
電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】前記第２及び第３のインダクタをトラ
ンスで置換し、前記トランスの１次巻線を前記第１及び
第５のインダクタ及び前記第１のコンデンサと直列に接
続し、前記トランスの２次巻線を前記第２のコンデンサ
及び前記第４及び第６のインダクタと直列に接続して入
出力間を絶縁したことを特徴とする請求項８記載の低感
度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】直流電源に接続するための一対の入力
端子と、前記入力端子間に接続され、第１のインダクタと第１の
コンデンサと第２のインダクタとを直列に接続した直列
回路を含む入力回路と、負荷に接続するための一対の出力端子と、前記出力端子間に接続され、第３のインダクタと第２の
コンデンサと第４のインダクタとを直列に接続した直列
回路を含む出力回路と、前記第１及び第２のコンデンサと直列回路を形成するよ
うに接続された第１及び第２のスイッチを含む中間回路
とを具備し、前記第１のコンデンサに関して前記第１の
インダクタと前記第２のインダクタとの極性が逆になる
ようにこれらのインダクタを疏に結合すると共に、前記
第１のインダクタと前記第２のインダクタとの巻線比を
選択し、前記第２のコンデンサに関して前記第３のイン
ダクタと前記第４のインダクタとの極性が逆になるよう
にこれらのインダクタを疏に結合すると共に、前記第３
のインダクタと前記第４のインダクタとの巻線比を選択
することによって、入出力電流リプルを零としたＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記入力回路に、前記第１及び第２のインダクタとは結
合しない第５のインダクタを挿入すると共に、前記出力
回路に、前記第３及び第４のインダクタとは結合しない
第６のインダクタを挿入し、零入力電流リプル条件及び
零出力電流リプル条件の素子感度を低減したことを特徴
とする低感度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。
【請求項１２】前記第２のインダクタを第１のトラン
スで、前記第３のインダクタを第２のトランスで置換
し、前記第１のトランスの１次巻線を前記第１及び第５
のインダクタ及び第１のコンデンサと直列に接続し、前
記第１のトランスの２次巻線を前記第２のスイッチと直
列に接続し、前記第２のトランスの１次巻線を前記第１
のスイッチに直列に接続し、前記第２のトランスの２次
巻線を前記第４及び第６のインダクタ及び第２のコンデ
ンサと直列に接続したことを特徴とする請求項１１記載
の低感度・零入出力電流リプル形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。