CN116455235A - 一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路 - Google Patents

一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路 Download PDF

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CN116455235A CN202310645226.6A CN202310645226A CN116455235A CN 116455235 A CN116455235 A CN 116455235A CN 202310645226 A CN202310645226 A CN 202310645226A CN 116455235 A CN116455235 A CN 116455235A
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陈健乐
张桂东
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Abstract

本发明公开了一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路，该电压调节器包括：2N个开关管、N个耦合电感器、受控电感器、输出电容、输出电阻。N个磁芯的次级绕组和可饱和磁芯的受控绕组串联连接搭建电桥，当电压调节器进入瞬态时，改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，通过电桥使得瞬态等效电感降低，以此提升电压调节器的瞬态响应速度，同时减小输出电压的过冲和下冲，有效的减小输出电容体积，实现电压调节器更快的瞬态响应和更低的成本。同时公开了该电压调节器的控制电路，通过电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路之间的相互配合改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，利用电桥改善电压调节器的瞬态性能。

Description

一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路
技术领域
本发明涉及电压调节器技术领域，具体为一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路。
背景技术
随着高性能计算机和超大规模集成电路技术的发展，单个微处理器在超低电压(低于1V)下可以消耗数百安培。在微处理器的运行过程中，超快的负荷传输(超过1200A/μs)是不可避免的，这需要来自电压调节器的快速瞬态响应，而想要提高瞬态响应速度就必须减小电感来增大电流的变化率或者更大的输出电容使得瞬态时的过冲和下冲足够小，但是更小的电感和更大的电容分别降低了效率和增加了成本，并且更小的电感意味着更大的电流纹波。
因此，如何提供一种解决上述问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本发明公开了一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路，该电压调节器包括：2N个开关管、N个耦合电感器、受控电感器、输出电容、输出电阻。N个磁芯的次级绕组和可饱和磁芯的受控绕组串联连接搭建电桥，当电压调节器进入瞬态时，改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，通过电桥使得瞬态等效电感降低，能够提升电压调节器的瞬态响应速度，同时减小输出电压的过冲和下冲，有效的减小输出电容体积，实现电压调节器更快的瞬态响应和更低的成本。同时公开了该电压调节器的控制电路，通过电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路之间的相互配合改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，利用电桥改善电压调节器的瞬态性能。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，包括电源、2N个开关管、N个耦合电感器、受控电感器、输出电容、输出电阻，其中：
所述2N个开关管包括N个上桥臂开关管和N个下桥臂开关管；
所述2N个开关管和所述偏置开关管为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述N个耦合电感器包括N个初级绕组和N个次级绕组；
所述受控电感器包括受控绕组和偏置绕组；
所述电源的正极与所述N个上桥臂开关管的第一端连接；
所述电源的负极与所述N个下桥臂开关管的第二端、输出电容的第二端、输出电阻的第二端连接；
所述N个初级绕组的第i个初级绕组的第一端与所述N个上桥臂开关管的第i个上桥臂开关管的第二端、所述N个下桥臂开关管的第i个下桥臂开关管的第一端连接；
所述N个初级绕组电感的第二端与输出负载的第一端、输出电容的第一端连接；
所述N个次级绕组与所述受控绕组通过串联连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
可选地，所述N个耦合电感和所述受控电感器都分别对应一个独立的磁芯，即有N+1个磁芯；所述受控电感器所对应的磁芯为可饱和磁芯；
优选地，所述N个耦合电感对应的N个独立的磁芯为CI型磁芯，所述受控电感器对应的磁芯为长方形磁芯，因为绕制在CI型磁芯上的绕组漏感较小，而长方形磁芯更容易饱和，可以满足瞬态时受控绕组电感快速减小的要求；
其中，N≥2且为整数。
可选地，所述N个初级绕组的第i个初级绕组的第一端和所述N个次级绕组的第i个次级绕组的第一端互为同名端；
所述偏置绕组的第一端与所述受控绕组的第一端互为同名端；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
可选地，所述N个耦合电感器中每一个耦合电感器的耦合系数相等，所述N个初级绕组中每一个初级绕组匝数相等，所述N个次级绕组中每一个次级绕组匝数相等。
可选地，所述N个初级绕组中的第i个初级绕组在所述N个次级绕组中产生磁通量，通过所述电桥在N-1个初级绕组中产生负电压，因此每个初级绕组都与其他初级绕组形成负耦合，并且每个初级绕组之间的耦合系数相等。
可选地，所述N个上桥臂开关管有N个驱动信号VS1～VSN，所述N个下桥臂开关管有N个驱动信号VQ1～VQN，驱动信号VSi～VSi+1之间的相位差为2Π/N，驱动信号VSi～VQi为留有死区时间的两两互补的方波信号；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
可选地，一种用于所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的控制电路，其特征在于，包括：电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置电路的第一端连接；
所述偏置电路的第二端和所述偏置绕组连接；
所述电流传感器，检测所述电桥上的电流ic；
所述电流比较器，接收所述电流传感器的信号，当电流ic值满足等式ic>|1.3×icpp/2|时，输出信号；
所述PWM控制器，接收所述电流比较器的信号后，输出PWM信号；
所述驱动器，接收到所述PWM信号后，向所述偏置电路发送驱动信号；
所述偏置电路，受所述驱动器控制，产生直流电流流过偏置绕组；
其中，|1.3×icpp/2|为电流ic留有30％裕量的稳态峰值的绝对值；
优选地，所述偏置电路，其特征在于，包括：偏置电源、偏置电阻、偏置开关管；
所述偏置电源正极与所述偏置开关管的第一端连接；
所述偏置电源负极与所述电阻的第二端连接；
所述偏置开关管的第二端与所述偏置绕组的第一端连接；
所述偏置绕组的第二端与所述偏置电阻的第一端连接；
所述偏置开关管的第三端与所述驱动器的第二端连接。
相比于现有技术，本发明案例实施具有以下有益效果：
多相电压调节器将每相磁芯的次级绕组和受控绕组串联连接搭建电桥，利用偏置电路和偏置绕组改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，在多相电压调节器保持全对称耦合的情况下，多相电压调节器进入瞬态，瞬态等效电感大大降低，提升多相电压调节器的瞬态响应速度，同时减小输出电压的过冲和下冲，能够有效的减小输出电容体积，实现电压调节器更快的瞬态响应和更低的成本。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下文对现有技术和实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，下述附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路的拓扑结构示意图；
图2为本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路的带有具体偏置电路拓扑结构示意图；
图3为本实施例的的CI型磁芯和长方形磁芯的连接实例图；
图4为本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器使用CI型磁芯和长方形磁芯的结构示意图；
图5为本实施例的一种具有快速瞬态响应的四相交错电压调节器实例图；
图6为本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的工作原理实例图；
图7为本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的判定瞬态原理图；
图例说明：Vin为直流电源、S1到SN为N个上桥臂开关管、Q1到QN为N个下桥臂开关管、La1到LaN为N个初级绕组电感、Lb1到LbN为N个次级绕组电感、Lc为受控绕组电感，V1，V2，…，VN为每相电感的电压，I1，I2，…，IN为每相电感的电流。
具体实施方式
为使本发明实施例中的目的、技术方案和特点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清晰、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
请参阅图1，本实施例的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路的拓扑结构示意图，包括：电源Vin、2N个开关管、N个耦合电感器、受控电感器、偏置电阻R、偏置电源Vx、偏置开关管Sx、输出电容Co、输出电阻Ro、电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路；
所述2N个开关管包括N个上桥臂开关管S1～SN和N个下桥臂开关管Q1～QN；
所述2N个开关管S1～SN、Q1～QN和所述偏置开关管Sx为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述N个耦合电感器包括N个初级绕组Na1～NaN和N个次级绕组Nb1～NbN；
所述受控电感器包括受控绕组Nc和偏置绕组Nx；
所述电源Vin的正极与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第一端连接；
所述电源Vin的负极与所述N个下桥臂开关管Q1～QN的第二端、输出电容Co的第二端、输出电阻Ro的第二端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第i个初级绕组Nai的第一端与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第i个上桥臂开关管Si的第二端、所述N个下桥臂开关管的第i个下桥臂开关管Qi的第一端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第二端与输出负载Ro的第一端、输出电容Co的第一端连接；
所述N个次级绕组Nb1～NbN与所述受控绕组Nc通过串联连接；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的Nc的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置电路的第一端连接；
所述偏置电路的第二端和所述偏置绕组Nx连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
为了说明本发明的有益之处，以下将进行公式推导证明本发明所提供的多相电压调节器具有快速的瞬态响应。
假设N个初级绕组电感La1～LaN、N个次级绕组电感Lb1～LbN、N个初级绕组和N个次级绕组之间的互感M1～MN之间的关系为：
La1～LaN为N个初级绕组电感值，Lb1～LbN为N个次级绕组电感值，M1～MN为N个初级绕组和N个次级绕组之间的互感，La、Lb、M分别为它们的统一值。
所述N个次级绕组电感Lb1～LbN中的第j个次级绕组电感Lbj上的电压为Vcj：
其中，ic为所述电桥上的电流，ij为所述N个初级绕组第j个初级绕组的电流，j＝1，2，3…N。
所述受控绕组Nc的电压为：
将所述N个次级绕组的电压代入所述受控绕组Nc的电压可得：
因此可以得出：
其中，iLsumpp为总的输出电流的峰-峰值，icpp为电流ic的峰-峰值。
又因为
所以
其中，D为开关导通的占空比，Vin为输入电压，Vo为输出电压，T为一个周期的时间，floor函数的功能是“向下取整”。
所以得到了电流ic的峰-峰值icpp的表达式。
所述N个初级绕组Na1～NaN的第j个初级绕组Naj的电压为：
将电流ic代入到其中，可以得到：
其中，iy为除去第j个初级绕组Naj以外的电流，j＝1，2，3…N，y＝1，2，3…N，y≠j，N为电压调节器的相数。
由耦合电感的定义可知，原边电压除了自感电动势以外，还有互感电动势，因此，从初级绕组的电压表达式结合耦合电感的定义可以得出，每一相的等效自感Lself和等效互感Mz分别为：
从等效自感和等效互感的表达式可知，N相电压调节器相当于全对称耦合的N相buck电路，每一相的等效自感都相等，每两相的等效互感也相等。
因此，N相电压调节器的每相电感和互感通过电桥发生了变化，即可以通过改变电桥的状态来改变多相电压调节器的性能。
接下来推导N相电压调节器的瞬态等效电感，瞬态等效电感能够反应多相电压调节器的瞬态响应速度，N相耦合电感的电压电流关系可以如下表示：
V1，V2，…，VN为每相电感的电压，I1，I2，…，IN为每相电感的电流。
将N相电压相加，可以得到：
设N相电压调节器的占空比为：
N-1≥K≥0且K为整数。
因此，在任一周期T内，当时间t为：
此时对于N相电压调节器有K+1相的电感电压为Vin-Vo，有N-K-1相的电感电压为-Vo，此时总的电感电流上升。
同理，当时间t为：
此时对于N相电压调节器有K相的电感电压为Vin-Vo，有N-K相的电感电压为-Vo，此时总的电感电流下降。
又因为总的电感电流为每相电感电流相加，即
因此可以得到总的电感电流在瞬态时候的上升期间和下降期间的表达式：
可以用N相上桥臂开关管占空比增加扰动ΔD导致总的电感电流在一个开关周期T发生的变化来表示多相电压调节器发生瞬态，此时：
又因为在任一周期的范围内：
可以得到N相电感电压在电感电流上升和下降期间内的总和为：
(V1+V2+…+VN)up＝(K+1)·(Vin-Vo)+(N-K-1)·(-Vo)
(V1+V2+…+VN)down＝K·(Vin-Vo)+(N-K)·(-Vo)
因此可以得到总的电感电流在瞬态期间的表达式，
而由瞬态等效电感的定义：
其中，ΔD为占空比D的一个微小的扰动，T为一个周期的时间，Lotr为瞬态等效电感，其可以代表多相电压调节器的瞬态响应性能。
因此可以得到瞬态等效电感为：
可以看出，本发明所提出的多相交错电压调节器计算所得的瞬态等效电感相比初级绕组自感大幅度减小：
并且，瞬态等效电感与占空比D没有关系，而是与多相电压调节器的相数N、受控绕组电感Lc有关，因此可以通过增加相数或是改变受控绕组电感Lc来改变瞬态等效电感，提升多相电压调节器的瞬态性能。
因此，一种用于提升多相电压调节器瞬态性能的控制电路实施如下：
多相电压调节器运行在稳态期间，交流电流ic的值小于绝对值|1.3×icpp/2|时，电流比较器不输出信号，只有交流电流ic产生的交流磁通量φc通过磁芯，此时磁芯总磁通量φ不变，受控电感器的磁芯工作在磁化曲线的线性区域，此时磁导率μ不变，因此受控绕组电感为LC1，此时的瞬态等效电感Lotr1为：
在多相电压调节器进入瞬态时，交流电流ic的值大于绝对值|1.3×icpp/2|，电流比较器输出信号到PWM控制器中，PWM控制器产生PWM信号发送到驱动器中，驱动器驱使偏置电路开关打开，偏置电路向偏置绕组施加直流电流idc，此时磁芯中流过的总磁通量φ不仅有交流电流ic产生的磁通量Φc，还有直流电流idc通过偏置绕组产生的直流磁通量Φdc，由于导磁材料物理结构的限制，流过磁芯的磁通量有限，因此磁通量Φdc使得磁芯饱和，可以让磁芯在磁化曲线的工作点从线性区域变化到饱和区域，磁导率μ1大幅度减小为μ2，而磁阻与磁导率的关系如下：
其中，A为横截面积，l为长度。
又因为电感与磁阻的关系为：
可得LC1的值为：
因此，随磁导率μ1减小为μ2，磁阻R增大，此时受控绕组电感减小为LC2，瞬态等效电感Lotr1通过电桥的作用也在瞬间减小为Lotr2：
因此总的电感电流变化率增大，提升了多相电压调节器的瞬态响应速度。
一旦瞬态完成，多相电压调节器重新回到稳态，交流电流ic的值随电路稳定而减小到小于绝对值|1.3×icpp/2|时，电流比较器不输出信号，PWM控制器停止产生PWM信号，驱动器停止发送驱动信号，偏置电路停止向偏置绕组施加直流电流idc，磁芯中的饱和磁通量Φmax减小，只有交流电流ic产生磁通量φc通过磁芯，磁芯在磁化曲线上的工作点将回到线性区域，磁导率μ增大，受控绕组电感的值增大，此时每相等效电感值较大，以保持稳态时的低电流纹波。
实施例2
请参阅图2，本发明提供了一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器及其控制电路的带有具体偏置电路实施例，包括：电源Vin、2N个开关管、N个耦合电感器、受控电感器、偏置电阻Rx、偏置电源Vx、偏置开关管Sx、输出电容Co、输出电阻Ro、电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器；
所述2N个开关管包括N个上桥臂开关管S1～SN和N个下桥臂开关管Q1～QN；
所述2N个开关管S1～SN、Q1～QN和所述偏置开关管Sx为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述N个耦合电感器包括N个初级绕组Na1～NaN和N个次级绕组Nb1～NbN；
所述受控电感器包括受控绕组Nc和偏置绕组Nx；
所述电源Vin的正极与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第一端连接；
所述电源Vin的负极与所述N个下桥臂开关管Q1～QN的第二端、输出电容Co的第二端、输出电阻Ro的第二端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第i个初级绕组Nai的第一端与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第i个上桥臂开关管Si的第二端、所述N个下桥臂开关管的第i个下桥臂开关管Qi的第一端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第二端与输出负载Ro的第一端、输出电容Co的第一端连接；
所述N个次级绕组Nb1～NbN与所述受控绕组Nc通过串联连接；
所述偏置电源Vx正极与所述偏置开关管Sx的第一端连接；
所述偏置电源Vx负极与所述偏置绕组Nx的第二端连接；
所述偏置开关管Sx的第二端与所述偏置电阻R的第一端连接；
所述偏置绕组Nx的第一端与所述偏置电阻R的第二端连接；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的Nc的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置开关管Sx的第三端连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
如图2所示为所述偏置电路的具体电路结构的实施图，通过驱动器驱动所述偏置开关管的导通使得偏置电路产生直流电流，直流电流流过偏置绕组使得受控电感器磁芯饱和；
此图仅仅说明其中一种偏置电路，但不局限于图2所描述的偏置电路。
实施例3
请参阅图3，本发明提供了一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的使用CI型磁芯的实施例，包括：N个CI型磁芯、长方形磁芯；
所述N个CI型磁芯包括N个初级绕组Na1～NaN和N个次级绕组Nb1～NbN；
所述长方形磁芯包括受控绕组Nc和偏置绕组Nx；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
从图3中可以清晰的看到，所述N个CI型磁芯一次侧都有独立的绕线形成初级绕组，绕线引出为两端子，一端接入到其对应相的电路中，另一端与负载连接；
所述CI型磁芯在二次侧绕线形成次级绕组，并且与初级绕组为正耦合，次级绕组还与所述长方形磁芯的主绕组一起通过串联连接，通过搭建电桥，通量在电桥中传递，使得每两个初级绕组之间都为负耦合，并且每两个初级绕组之间的耦合系数相等，即形成了全对称的负耦合N相电路，并且在所述长方形磁芯的二次侧还添加了偏置绕组来改变磁芯的饱和程度，进而改变其在磁化曲线上的工作区域，通过电桥改变多相电压调节器的瞬态等效电感。
请参阅图4，本发明提供了一种多相电压调节器使用CI型磁芯具体的连接图实施例，包括：电源Vin、2N个开关管、N个CI新磁芯、长方形磁芯、偏置电阻Rx、偏置电源Vx、偏置开关管Sx、输出电容Co、输出电阻Ro；
所述2N个开关管包括N个上桥臂开关管S1～SN和N个下桥臂开关管Q1～QN；
所述2N个开关管S1～SN、Q1～QN和所述偏置开关管Sx为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述N个CI新磁芯包括N个初级绕组Na1～NaN和N个次级绕组Nb1～NbN；
所述长方形磁芯包括受控绕组Nc和偏置绕组Nx；
所述电源Vin的正极与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第一端连接；
所述电源Vin的负极与所述N个下桥臂开关管Q1～QN的第二端、输出电容Co的第二端、输出电阻Ro的第二端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第i个初级绕组Nai的第一端与所述N个上桥臂开关管S1～SN的第i个上桥臂开关管Si的第二端、所述N个下桥臂开关管的第i个下桥臂开关管Qi的第一端连接；
所述N个初级绕组Na1～NaN的第二端与输出负载Ro的第一端、输出电容Co的第一端连接；
所述N个次级绕组Nb1～NbN与所述受控绕组Nc通过串联连接；
所述偏置电源Vx正极与所述偏置开关管Sx的第一端连接；
所述偏置电源Vx负极与所述电阻Rx的第二端连接；
所述偏置开关管Sx的第二端与所述偏置绕组Nx的第一端连接；
所述偏置绕组Nx的第二端与所述偏置电阻Rx的第一端连接；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的Nc的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置开关管Sx的第三端连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
图4具有具体的偏置电路结构以具体的磁芯结构，能够直观的看到CI型磁芯在二次侧绕线形成次级绕组，并且与对应的初级绕组为正耦合，所述N个次级绕组Nb1～NbN还与所述长方形磁芯的主绕组一起通过串联连接，形成电桥，检测电桥上的电流通过电流比较器进行判定，打开偏置开关管，施加直流电流到偏置绕组上，进而改变长方形磁芯的饱和程度，变换长方形磁芯在磁化曲线上的工作区域，即可减小受控绕组的电感值，再通过电桥的作用，引起全相反应，使得瞬态等效电感减小，可以在多相电压调节器瞬态时提高多相电压调节器的瞬态响应速度。
实施例4
请参阅图5，本发明提供了一种具有快速瞬态响应的四相交错电压调节器的具体实施例，包括：电源Vin、8个开关管、4个耦合电感器、受控电感器、偏置电阻Rx、偏置电源Vx、偏置开关管Sx、输出电容Co、输出电阻Ro、电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器；
所述8个开关管包括4个上桥臂开关管S1～S4和4个下桥臂开关管Q1～Q4；
所述8个开关管S1～S4、Q1～Q4和所述偏置开关管Sx为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述4个耦合电感器包括4个初级绕组Na1～Na4和4个次级绕组Nb1～Nb4；
所述受控电感器包括受控绕组Nc和偏置绕组Nx；
所述电源Vin的正极与所述4个上桥臂开关管S1～S4的第一端连接；
所述电源Vin的负极与所述4个下桥臂开关管Q1～Q4的第二端、输出电容Co的第二端、输出电阻Ro的第二端连接；
所述4个初级绕组Na1～Na4的第i个初级绕组Nai的第一端与所述4个上桥臂开关管S1～S4的第i个上桥臂开关管Si的第二端、所述4个下桥臂开关管的第i个下桥臂开关管Qi的第一端连接；
所述4个初级绕组Na1～Na4的第二端与输出负载Ro的第一端、输出电容Co的第一端连接；
所述4个次级绕组Nb1～Nb4与所述受控绕组Nc通过串联连接；
所述偏置电源Vx正极与所述偏置开关管Sx的第一端连接；
所述偏置电源Vx负极与所述偏置绕组Nx的第二端连接；
所述偏置开关管Sx的第二端与所述偏置电阻R的第一端连接；
所述偏置绕组Nx的第一端与所述偏置电阻R的第二端连接；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的Nc的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置开关管Sx的第三端连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
所述4个上桥臂开关管(S1～S4)有4个驱动信号(VS1～VS4)，所述4个下桥臂开关管(Q1～Q4)有4个驱动信号(VQ1～VQ4)，驱动信号(VSi～VSi+1)之间的相位差为2Π/4，驱动信号(VSi～VQi)为留有死区时间的两两互补的方波信号，因此，相邻的两个上桥臂开关管之间的相移为90°，相邻的两个下桥臂开关管之间的相移也为90°；
由实施例1可以得到四相交错电压调节器的瞬态等效电感为：
当四相交错电压调节器进入瞬态时，通过电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路之间的相互配合产生直流电流流过偏置绕组，减小受控绕组电感Lc值，进而通过电桥减小瞬态等效电感，使得多相电压调节器的瞬态响应更快，能够得到新的瞬态等效电感值：
由于受控电感器磁芯饱和，因此受控绕组电感Lc1>Lc2，而La、Lb、M均为固定值，因此，瞬态等效电感减小。
实施例5
如图6所示，本发明公开实施例所提供的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的实现快速瞬态响应的原理，具体如下：
当多相电压调节器工作在稳态时，各相电路通过交错并联的开关模式进行工作，每一相电路中的电流通过初级绕组和次级绕组之间的耦合在电桥中产生交流电流ic，此时长方形磁芯中的磁通量Φc-flux由交流电流ic通过受控绕组产生，如图6中a图所示，此时受控绕组所在磁芯在磁化曲线上的工作区域为线性区域，如图6中c图的点1，为稳态工作点；
当多相电压调节器进入瞬态时，通过驱动器使得偏置电路的控制开关导通，偏置电路产生直流电流idc流过偏置绕组，此时不仅有交流电流ic通过受控绕组产生的磁通量Φc-flux，还有直流电流idc通过偏置绕组产生的直流磁通量Φdc-flux，如图6中b图所示，由于直流磁通量Φdc-flux的加入，使得磁芯中流过的磁通量变大，并且使得磁芯饱和，因此受控绕组所在磁芯在磁化曲线上的工作区域从线性区域转变为饱和区域，从稳态工作点1变为瞬态工作点2，此时磁导率迅速减小，使得受控绕组电感Lc1减小为Lc2，通过电桥使得多相电压调节器的瞬态等效电感减小，提升电流变化率，改善多相电压调节器的瞬态性能；
当多相电压调节器从瞬态回到稳态时，通过驱动器使得偏置电路的控制开关关断，此时没有直流电流idc通过偏置绕组，不再产生直流磁通量Φdc-flux，磁芯中流过的磁通量减小为只有交流电流ic通过受控绕组产生的磁通量Φc-flux，因此受控绕组所在磁芯在磁化曲线上的工作区域从饱和区域回到线性区域，磁导率增大，使得受控绕组电感Lc2增大为Lc1，通过电桥使得多相电压调节器的各相等效电感增大，每相纹波电流较小，使得多相电压调节器的性能良好。
实施例6
如图7所示，本发明的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的判定瞬态原理图，电流ic的峰-峰值为icpp，为了留有一定的裕量，对电流ic的峰-峰值为icpp预留了了30％的裕量值，因此认为多相电压调节器的稳定区域为从-1.3×icpp/2到1.3×icpp/2，从图7中可以看到，当多相电压调节器运行在稳态时，电流ic在稳定区域内波动，当多相电压调节器进入瞬态时，输出电阻Ro突然增大或者减小，电流ic突变，即电流ic到达-1.3×icpp/2或者1.3×icpp/2时，多相电压调节器检测到瞬态发生时，所述电流比较器才会输出信号到PWM控制器中。
由以上分析可以看出，所提出的多相电压调节器的每一相都有一个独立的磁芯，多相电压调节器将每相磁芯次级绕组和受控绕组串联连接，搭建电桥建立起各相初级绕组之间的耦合，在多相电压调节器进入瞬态时利用偏置电路和偏置绕组增加流过可饱和磁芯的磁通量，改变可饱和磁芯在磁化曲线上的工作区域，减小受控绕组电感，利用电桥使得全相电感共同响应，降低瞬态等效电感，加快输出电流的变化率，提升多相电压调节器的瞬态响应速度，同时减小输出电压的过冲和下冲，能够有效减小输出电容体积，降低成本。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的元件或模块必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为暗示或指示相对重要性。
除非另有明确的规定和限定，术语“连接”“安装”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接连接，也可以通过中间媒介简介链接，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
以上所述，以上的实施例仅用于说明本申请的技术方案，而非对其限制；对本发明所公开的实施例的说明，使本领域的专业技术人员能够使用或实现本发明，其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些替换或者修改，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (7)

1.一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，包括：输入电源(Vin)、2N个开关管(S1～SN、Q1～QN)、N个耦合电感器、受控电感器、输出电容(Co)、输出电阻(Ro)；
所述2N个开关管(S1～SN、Q1～QN)和所述偏置开关管(Sx)为场效应管，开关管的第一端为场效应管的漏极，开关管的第二端为场效应管的源极，开关管的第三端为场效应管的栅极；
所述2N个开关管包括N个上桥臂开关管(S1～SN)和N个下桥臂开关管(Q1～QN)；
所述N个耦合电感器包括N个初级绕组(Na1～NaN)和N个次级绕组(Nb1～NbN)；
所述受控电感器包括受控绕组(Nc)和偏置绕组(Nx)；
所述输入电源(Vin)的正极与所述N个上桥臂开关管(S1～SN)的第一端连接；
所述输入电源(Vin)的负极与所述N个下桥臂开关管(Q1～QN)的第二端、输出电容(Co)的第二端、输出电阻(Ro)的第二端连接；
所述N个初级绕组(Na1～NaN)的第i个初级绕组(Nai)的第一端与所述N个上桥臂开关管(S1～SN)的第i个上桥臂开关管(Si)的第二端、所述N个下桥臂开关管(Q1～QN)的第i个下桥臂开关管(Qi)的第一端连接；
所述N个初级绕组(Na1～NaN)的第二端与输出负载(Ro)的第一端、输出电容(Co)的第一端连接；
所述N个次级绕组(Nb1～NbN)与所述受控绕组(Nc)通过串联连接；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
2.根据权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，所述N个耦合电感和所述受控电感器都分别对应一个独立的磁芯，即有N+1个磁芯；所述受控电感器所对应的磁芯为可饱和磁芯；
其中，N≥2且为整数。
3.根据权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，所述N个初级绕组(Na1～NaN)的第i个初级绕组(Nai)的第一端和所述N个次级绕组(Nb1～NbN)的第i个次级绕组(Nbi)的第一端互为同名端；
所述偏置绕组(Nx)的第一端和所述受控绕组(Nc)的第一端互为同名端；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
4.根据权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，所述N个耦合电感器中每一个耦合电感器的耦合系数相等，所述N个初级绕组(Na1～NaN)中每一个初级绕组匝数相等，所述N个次级绕组(Nb1～NbN)中每一个次级绕组匝数相等。
5.根据权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，所述N个初级绕组(Na1～NaN)中的第i个初级绕组(Nai)产生磁通量，通过电桥在N-1个初级绕组(Naj)中产生负电压，因此每个初级绕组都与其他初级绕组形成负耦合，并且每个初级绕组之间的耦合系数相等；
其中，i＝1，2，3…N，j＝1，2，3…N，i≠j，N≥2且为整数。
6.根据权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器，其特征在于，所述N个上桥臂开关管(S1～SN)有N个驱动信号(VS1～VSN)，所述N个下桥臂开关管(Q1～QN)有N个驱动信号(VQ1～VQN)，驱动信号(VSi～VSi+1)之间的相位差为2Π/N，驱动信号(VSi～VQi)为留有死区时间的两两互补的方波信号；
其中，i＝1，2，3…N，N≥2且为整数。
7.一种用于权利要求1所述的一种具有快速瞬态响应的多相交错电压调节器的控制电路，其特征在于，包括：电流传感器、电流比较器、PWM控制器、驱动器、偏置电路；
所述电流传感器的第一端和所述受控绕组的(Nc)的第一端连接；
所述电流传感器的第二端和所述电流比较器的第一端连接；
所述电流比较器的第二端和所述PWM控制器的第一端连接；
所述PWM控制器的第二端和所述驱动器的第一端连接；
所述驱动器的第二端和所述偏置电路的第一端连接；
所述偏置电路的第二端和所述偏置绕组(Nx)连接；
所述电流传感器，检测所述电桥上的电流ic；
所述电流比较器，接收所述电流传感器的信号，当电流ic值满足等式ic>|1.3×icpp/2|时，输出信号；
所述PWM控制器，接收所述电流比较器的信号后，输出PWM信号；
所述驱动器，接收到所述PWM信号后，向所述偏置电路发送驱动信号；
所述偏置电路，受所述驱动器控制，产生直流电流流过偏置绕组(Nx)；
其中，|1.3×icpp/2|为电流ic留有30％裕量的稳态峰值的绝对值。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1363136A (zh) * 2000-02-07 2002-08-07 香港大学 用于开关变换器的快速瞬态响应的阶跃电感器
CN201550021U (zh) * 2009-12-01 2010-08-11 西南交通大学 开关变换器瞬态响应速度提升装置
EP2884645A1 (en) * 2013-12-10 2015-06-17 Dialog Semiconductor GmbH Fast load transient response system for voltage regulators
US20190131789A1 (en) * 2017-11-01 2019-05-02 Mediatek Inc. Converter with series inductor
CN114221551A (zh) * 2021-01-05 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 一种传导电感式稳压器
CN114389455A (zh) * 2020-10-05 2022-04-22 英飞凌科技奥地利有限公司 跨电感多相功率转换器及控制
CN115842465A (zh) * 2022-06-30 2023-03-24 杰华特微电子股份有限公司 传导电感式稳压器及其控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1363136A (zh) * 2000-02-07 2002-08-07 香港大学 用于开关变换器的快速瞬态响应的阶跃电感器
CN201550021U (zh) * 2009-12-01 2010-08-11 西南交通大学 开关变换器瞬态响应速度提升装置
EP2884645A1 (en) * 2013-12-10 2015-06-17 Dialog Semiconductor GmbH Fast load transient response system for voltage regulators
US20190131789A1 (en) * 2017-11-01 2019-05-02 Mediatek Inc. Converter with series inductor
CN114389455A (zh) * 2020-10-05 2022-04-22 英飞凌科技奥地利有限公司 跨电感多相功率转换器及控制
CN114221551A (zh) * 2021-01-05 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 一种传导电感式稳压器
CN115842465A (zh) * 2022-06-30 2023-03-24 杰华特微电子股份有限公司 传导电感式稳压器及其控制方法

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