CN101989815A - 切换电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供能够提高工作的自由度的切换电源装置。切换电源装置(1)具备：切换电路(2)；变压器，其具有1次侧绕组(Lp1，Lp2)和2次侧绕组(Ls1，Ls2)；以及整流平滑电路(3)。切换电路(2)具有：切换元件(S1，S2)；相对于切换元件(S1，S2)分别并联连接的电容器(C1，C2)和二极管(D1，D2)；电容器(C3，C4)；电感器(L1)；以及电感器(Lr)。整流平滑电路(3)具有：电感器(L2)；整流二极管(31，32)；以及输出平滑电容器(Cout)。1次侧绕组(Lp2，Lp2)配置在切换电路(2)内，2次侧绕组(Ls1，Ls2)配置在整流平滑电路(3)内。能够以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作、和作为AC-DC变流器的工作的双方。

Description

切换电源装置

技术领域

本发明涉及具备切换电路和整流平滑电路的切换电源装置。

背景技术

历来，作为切换电源装置，提出有各种DC-DC变流器(converter)，供于实用。其中多数是如下方式，即，通过连接于功率变换变压器(变压元件)的1次侧绕组的切换电路(逆变器电路)的切换工作对直流电压进行切换，从功率变换变压器(transformer)的2次侧绕组取出切换输出(逆变器输出)。伴随着切换电路的切换工作，在2次侧绕组显现的电压通过整流电路而被整流之后，通过平滑电路被变换为直流并被输出。

另一方面，作为切换电源装置，除了这样的DC-DC变流器之外，针对将交流的输入电压变换为直流的输出电压的AC-DC变流器，历来也提出了各种方式(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：日本专利3486603号公报

可是，为了对应近来的切换电源装置中的各种各样的用途，可以认为，期望提出例如兼具这些作为DC-DC变流器的功能、和作为AC-DC变流器的功能的切换电源装置等的、能够提高工作的自由度的切换电源装置。此外，与此不同地，从装置结构的简洁化的观点出发，期望提出能够通过简单的结构实现作为DC-DC变流器的工作的切换电源装置。

发明内容

本发明正是鉴于这些问题而完成的，其第一目的在于提供一种能够提高工作的自由度的切换电源装置。

此外，本发明的第二目的在于提供一种简单的结构的切换电源装置。

本发明的第一切换电源装置，通过对从输入端子对输入的输入电压进行电压变换，从而生成直流输出电压并从输出端子对输出，其中，具备：变压器，其具有1次侧绕组，配置在输入端子对一侧，以及2次侧绕组，配置在输出端子对一侧；切换电路，配置在输入端子对一侧，其构成为包含第一和第二切换元件，第一和第二整流元件，第一和第二电容元件，和第一电感器；以及整流平滑电路，配置在输出端子对一侧。在这里，在切换电路内，通过将第一和第二切换元件、与第一和第二电容元件相互对角配置，从而构成第一桥接电路。此外，第一整流元件与第一切换元件并联连接且第二整流元件与第二切换元件并联连接，并且，该第一整流元件和第二整流元件以相互朝向反方向的方式配置。此外，第一电感器在输入端子对和第一桥接电路之间的连接线上配置，1次侧绕组与第一桥接电路H桥接，并且2次侧绕组配置在整流平滑电路内。

在本发明的第一切换电源装置中，从输入端子对输入的直流或交流的输入电压在切换电路中被切换，由此生成交流电压。而且，该交流电压通过变压器被变压，并且该变压后的交流电压通过整流平滑电路而被平滑化，由此从输出端子对输出直流输出电压。即，通过上述结构的切换电路、变压器和整流平滑电路，能够以单一的电路，实现例如对直流的输入电压进行电压变换并生成直流输出电压的作为DC-DC变流器的工作、和对交流的输入电压进行电压变换并生成直流输出电压的作为AC-DC变流器的工作的双方。

在本发明的第一切换电源装置中，优选上述整流平滑电路具有第二电感器。在这样构成的情况下，与不设置该第二电感器的情况相比，输入电流中包含的波动(ripple)变小。因此，例如在进行作为DC-DC变流器的工作时，能够降低该输入电流中的噪声，另一方面，例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，能够使功率因数提高。再有，在此时，第一电感器和第二电感器可以相互磁耦合，或者，也可以相互不磁耦合。

在本发明的第一切换电源装置中，也可以是通过相互串联连接的第一和第二1次侧绕组构成上述1次侧绕组，通过与第一1次侧绕组磁耦合的第一2次侧绕组、和与述第二1次侧绕组磁耦合的第二2次侧绕组构成上述2次侧绕组。

在该情况下，上述整流平滑电路具有：第三和第四整流元件、和第三电容元件，并且在该整流平滑电路内，通过由第一2次侧绕组和第三整流元件构成的一方的臂、和由第二2次侧绕组和第四整流元件构成的另一方的臂，构成第二桥接电路，上述第二电感器与该第二桥接电路H桥接，上述第三电容元件在连结该第二桥接电路和输出端子对的一对连接线之间配置。

在本发明的第一切换电源装置中，优选具有：通过对作为上述输入电压的直流输入电压进行直流-直流电压变换而生成直流输出电压的作为DC-DC变流器的功能、和通过对作为上述输入电压的交流输入电压进行交流-直流电压变换而生成直流输出电压的作为AC-DC变流器的功能的双方。在这样构成的情况下，实际上以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作的双方，因此切换电源装置中的工作的自由度提高。因此，能够实现该2个变流器的设计的共同化，能够实现装置的开发期间的缩短化、设计成本的降低化。此外，当作为AC-DC变流器考虑时，不需要现有的AC-DC变流器中的整流二极管的桥接电路等，因此能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作，并且使作为切换电源装置整体的效率提高。

在本发明的第一切换电源装置中，优选在上述切换电路中，通过控制第一和第二切换元件的占空比，从而能够实现对输入电压的升压工作。具体地，在将第一切换元件的导通占空比作为D，将变压器中的1次侧绕组和2次侧绕组的匝数比作为n时，以满足D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式设定导通占空比D。在这样构成的情况下，例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，能够在切换电路中进行升压工作(PFC工作)，因此能够使电压变换时的自由度提高，并且改善功率因数。

在本发明的第一切换电源装置中，上述整流平滑电路能够以如下方式构成，其具有第一和第二元件、第三和第四整流元件、和第三电容元件，在该整流平滑电路内，通过由第一元件和第三整流元件构成的一个臂、和由第二元件和第四整流元件构成的另一个臂，构成第三桥接电路，第三电容元件在连结该第三桥接电路和输出端子对的一对连接线之间配置，2次侧绕组与第三桥接电路H桥接。在这样构成的情况下，通过上述结构的切换电路、变压器和整流平滑电路，能够以单一的电路实现对直流的输入电压进行电压变换而生成直流输出电压的作为DC-DC变流器的功能、和对交流输入电压进行流电压变换而生成直流输出电压的作为AC-DC变流器的功能的双方。由此，能够实现该2个变流器的设计的共同化，因此能够谋求装置的开发期间的缩短化、设计成本的降低化。此外，当作为AC-DC变流器考虑时，不需要现有的AC-DC变流器中的整流二极管的桥接电路等，因此能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作，并且使作为切换电源装置整体的效率提高。

在该情况下，作为第一方法，能够通过电感器分别构成上述第一和第二元件。在这样构成的情况下，与第一和第二元件不是电感器的情况相比，输入电流中包含的波动变小。因此，例如在进行作为DC-DC变流器的工作时，能够降低该输入电流中的噪声，另一方面，例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，能够使功率因数提高。再有，在该情况下，第一电感器、和作为第一元件的电感器、和作为第二元件的电感器可以分别相互磁耦合，或者，也可以相互不磁耦合。

或者，作为第二方法，能够通过整流元件分别构成上述第一和第二元件，并且整流平滑电路在第三桥接电路和第三电容元件的一端之间具有第三电感器。在这样构成的情况下，与在整流平滑电路内不设置第三电感器的情况相比，能获得与上述第一方法同样的效果。再有，在该情况下，第一电感器和第三电感器可以分别相互磁耦合，或者，也可以相互不磁耦合。

在本发明的第一切换电源装置中，优选在上述第一和第二方法的任何的情况下，在切换电路中，通过控制第一和第二切换元件的占空比，从而能够实现对输入电压的升压工作。具体地，例如在将第一切换元件的导通占空比作为D，将变压器中的1次侧绕组和2次侧绕组的匝数比作为n时，在上述第一方法中，优选以满足D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式设定导通占空比D。另一方面，在上述第二方法中，优选以满足2D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式设定导通占空比D。在这样构成的情况下，例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，在切换电路中能够实现升压工作(PFC工作)，因此电压变换时的自由度提高，并且能够改善功率因数。此外，在上述第二方法中，直流输出电压和输入电压的电压比(＝直流输出电压/输入电压)相对于上述第一方法成为2倍的值，因此与该第一方法相比，能够进行升压工作的导通占空比D的范围变大。

在本发明的第一切换装置中，在上述第一和第二切换元件中，也可以是一方进行根据PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)的切换工作，并且另一方总是成为截止状态。在这样构成的情况下，切换电路中的控制切换工作的电路(驱动电路)的结构简洁化，能够实现部件数量的削减、成本的降低。

本发明的第二切换电源装置，通过对从输入端子对输入的输入电压进行电压变换，从而生成直流输出电压并从输出端子对输出，其中，具备：变压器，其具有1次侧绕组，配置在输入端子对一侧，以及2次侧绕组，配置在输出端子对一侧；切换电路，配置在输入端子对一侧，构成为包含切换元件，第一和第二整流元件，第一和第二电容元件，和第一电感器；以及整流平滑电路，配置在输出端子对一侧，在切换电路内，通过第一和第二整流元件、与第一和第二电容元件相互对角配置，从而构成第一桥接电路。此外，切换元件相对于第一和第二整流元件中的一方并联连接，并且第一整流元件和第二整流元件以相互朝向反方向的方式配置。此外，第一电感器在输入端子对和第一桥接电路之间的连接线上配置，1次侧绕组与第一桥接电路H桥接，并且2次侧绕组配置在整流平滑电路内。

在本发明的第二切换电源装置中，从输入端子对输入的直流的输入电压在切换电路中被切换，由此生成交流电压。而且，该交流电压通过变压器被变压，并且该变压后的交流电压通过整流平滑电路而被平滑化，由此从输出端子对输出直流输出电压。即，通过上述结构的切换电路、变压器和整流平滑电路，能够实现例如对直流的输入电压进行电压变换并生成直流输出电压的作为DC-DC变流器的工作。此外，在切换电路内，通过对第一和第二整流元件中的一方并联连接切换元件，从而与对第一和第二整流元件的双方分别并联连接切换元件的情况相比，切换电路年底的切换元件的个数(元件数)较少即可实现。

根据本发明的第一切换电源装置，因为设置上述结构的切换电路、变压器和整流平滑电路，所以作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作的双方能够以单一的电路来实现，能够提高工作的自由度。

根据本发明的第二切换电源装置，因为设置上述结构的切换电路、变压器和整流平滑电路，所以能够削减切换电路内的元件数并且使其作为DC-DC变流器而工作，能够通过简单的结构实现作为DC-DC变流器的工作。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的切换电源装置的结构的电路图。

图2是表示图1所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图3是用于说明图2所示的切换电源装置的工作的电路图。

图4是用于接着图3说明切换电源装置的工作的电路图。

图5是用于接着图4说明切换电源装置的工作的电路图。

图6是用于接着图5说明切换电源装置的工作的电路图。

图7是用于接着图6说明切换电源装置的工作的电路图。

图8是用于接着图7说明切换电源装置的工作的电路图。

图9是用于接着图8说明切换电源装置的工作的电路图。

图10是用于接着图9说明切换电源装置的工作的电路图。

图11是用于接着图10说明切换电源装置的工作的电路图。

图12是用于说明图1所示的切换电源装置的工作的另一个例子(作为负极性输入时的DC-DC变流器的工作)的电路图。

图13是用于针对第一和第二桥接电路中的结构的对称性进行说明的电路图。

图14是用于说明图1所示的切换电源装置的工作的另一个例子(作为AC-DC变流器的工作)的电路图。

图15是表示图14所示的极性检测部的详细结构例的图。

图16是表示比较例的切换电源装置(AC-DC变流器)的结构的电路图。

图17是表示图1所示的切换电源装置中的导通占空比和输入输出电压比的关系的一个例子的特性图。

图18是表示第一实施方式的变形例(变形例1)的切换电源装置的结构的电路图。

图19是表示图18所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图20是表示第一实施方式的变形例(变形例2)的切换电源装置的结构的电路图。

图21是表示图20所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图22是表示第一实施方式的变形例(变形例3)的切换电源装置的结构的电路图。

图23是表示第一实施方式的变形例(变形例4)的切换电源装置的结构的电路图。

图24是表示第二实施方式的切换电源装置的结构的电路图。

图25是表示图24所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图26是用于说明图25所示的切换电源装置的工作的电路图。

图27是用于接着图26说明切换电源装置的工作的电路图。

图28是用于接着图27说明切换电源装置的工作的电路图。

图29是用于接着图28说明切换电源装置的工作的电路图。

图30是用于接着图29说明切换电源装置的工作的电路图。

图31是用于接着图30说明切换电源装置的工作的电路图。

图32是用于接着图31说明切换电源装置的工作的电路图。

图33是用于接着图32说明切换电源装置的工作的电路图。

图34是用于接着图33说明切换电源装置的工作的电路图。

图35是用于说明图24所示的切换电源装置的工作的另一个例子(作为负极性输入时的DC-DC变流器的工作)的电路图。

图36是用于说明表示图24所示的切换电源装置的工作的另一个例子(作为AC-DC变流器的工作)的电路图。

图37是表示图24所示的切换电源装置中的导通占空比和输入输出电压比的关系的一个例子的特性图。

图38是表示第二实施方式的变形例(变形例5)的切换电源装置的结构的电路图。

图39是表示第二实施方式的变形例(变形例6)的切换电源装置的结构的电路图。

图40是表示图39所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图41是表示第二实施方式的变形例(变形例7)的切换电源装置的结构的电路图。

图42是表示第三实施方式的切换电源装置的结构的电路图。

图43是用于针对图42所示的切换电源装置中的第二桥接电路的结构的对称性进行说明的电路图。

图44是表示图42所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图45是用于说明图44所示的切换电源装置的工作的电路图。

图46是用于接着图45说明切换电源装置的工作的电路图。

图47是用于接着图46说明切换电源装置的工作的电路图。

图48是用于接着图47说明切换电源装置的工作的电路图。

图49是用于接着图48说明切换电源装置的工作的电路图。

图50是用于接着图49说明切换电源装置的工作的电路图。

图51是用于接着图50说明切换电源装置的工作的电路图。

图52是表示图24和图42所示的切换电源装置中的导通占空比和输入输出电压比的关系的一个例子的特性图。

图53是表示第三实施方式的变形例(变形例8)的切换电源装置的结构的电路图。

图54是表示图53所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图55是表示第三实施方式的变形例(变形例9)的切换电源装置的结构的电路图。

图56是表示图55所示的切换电源装置的工作的一个例子(作为正极性输入时的DC-DC变流器的工作)的时间波形图。

图57是用于说明在第一至第三实施方式中共同的变形例的切换元件的工作的时间波形图。

图58是表示在第一至第三实施方式中共同的其它变形例的切换电路的结构的电路图。

图59是表示在第一至第三实施方式中共同的其它变形例的切换电路的结构的电路图。

图60是表示在第一至第三实施方式中共同的其它变形例的切换电路的结构的电路图。

图61是用于说明图59和图60所示的切换元件的工作的时间波形图。

附图标记说明

10直流电源，20交流电源，1、1A～1D、7～7F切换电源装置，2、2D～2O、8切换电路，3、3C、3D、9、9D整流平滑电路，31～34整流二极管，4控制电路，5负载，6极性检测部，S1、S2切换元件，D1，D2二极管，C1～C4电容器，L1、L2、L21、L22、Lr电感器，Lp、Lp1、Lp2 1次侧绕组，Ls、Ls1、Ls2 1次侧绕组，Cout输出平滑电容器，Aa、Bb、Cc、Dd、Ee、Ff元件块，R0～R2电阻器，LD61、LD62发光二极管(LED)，Tr61、Tr62光电晶体管，Vcc电源，n、n1、n2匝数比，k耦合系数，T切换周期，ton导通时间，toff截止时间，D导通占空比，Dth、Dth1、Dth2占空阈值，ΔD1、ΔD2升压区间，T1、T2输入端子，T3、T4输出端子，L11、L12连接线，LO输出线，LG接地线，P1～P14连接点，Vin输入电压，Vout输出电压，Iout输出电流，VM1、VM2、VC3、VC4、VL2、VL21、VL22、VLs1、VLs2、V31、V32、Vcout电压，V13、V14电位，IL1、IL2、IMI、IM2、ILp、I31～I34、I1a～I1g、I2a～I2d、I3a～I3d电流(电流路径)，SG1、SG2驱动信号，CTL1、CTL2控制信号，t0～t7、t10～t17、t20～t27、t30～t37、t40～t47、t50～t57、t60～t67、t70～t77定时

具体实施方式

以下，针对本发明的实施方式，参照附图详细地进行说明。

[第一实施方式]

(切换电源装置1的整体结构)

图1是表示本发明的第一实施方式的切换电源装置(切换电源装置1)的电路结构的图。该切换电源装置1通过对从输入端子T1、T2输入的直流或交流的输入电压Vin进行电压变换，生成直流的输出电压Vout，供给到未图示的电池，驱动负载5。即，切换电源装置1作为DC-DC变流器或AC-DC变流器而发挥功能。

该切换电源装置1具备：变压器，其具有后述的1次侧绕组Lp1、Lp2和2次侧绕组Ls1、Ls2；切换电路2；整流平滑电路3；以及控制电路4。

(切换电路2)

切换电路2按照从控制电路4供给的驱动信号SG1、SG2，对施加到输入端子T1、T2之间的直流或交流的输入电压Vin进行切换工作。该切换电路2具有：2个切换元件S1、S2，按照驱动信号SG1、SG2进行切换工作；以及电容器C1、C2和二极管D1、D2，对这些切换元件S1、S2分别并联连接。切换电路2还具有：2个电容器C3、C4；电感器L1；电感器Lr。

电感器L1在从输入端子T1延伸到输出侧的连接线L11上，插入配置在输入端子T1和连接点P1之间。

切换元件S1配置在从输入端子T1延伸到输出侧的连接线L12上的连接点P2、和连接点P3之间。在与该切换元件S1并联连接的二极管D1中，阳极配置在连接点P2侧，并且阴极配置在连接点P3侧。另一方面，切换元件S2配置在连接线L11上的连接点P4、和连接点P6之间。在与该切换元件S2并联连接的二极管D2中，阳极配置在连接点P4侧，并且阴极配置在连接点P6侧。即，二极管D1和二极管D2以相互朝向反方向的方式配置。

再有，作为切换元件S1、S2，例如使用场效应晶体管(MOS-FET；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor，]金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等的开关元件。在作为开关元件使用MOS-FET的情况下，能够由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管分别构成上述电容器C1、C2和二极管D1、D2。此外，也能够以二极管D1、D2的结电容分别构成上述电容器C1、C2。在这样构成的情况下，不再需要在开关元件之外另外设置电容器C1、C2、二极管D1、D2，能够使电路结构简洁化。

电容器C3配置在连接线L11上的连接点P1、和连接点P3之间。电容器C4配置在连接线L12上的连接点P5、和连接点P6之间。

电感器Lr、和上述的变压器的1次侧绕组Lp1、Lp2分别在连接点P3、P6之间相互串联连接。具体地，在连接点P3和1次侧绕组Lp1的一端之间配置有电感器Lr，在连接点P6和1次侧绕组Lp1的另一端之间配置有1次侧绕组Lp2。再有，也可以不个别地设置电感器Lr，而使用该1次侧绕组Lp1、Lp2的漏电感来构成电感器Lr。

这样，在切换电路2内，通过切换元件S1、S2(此外，二极管D1、D2和电容器C1、C2)、和电容器C3、C4相互对角配置，构成桥接电路(第一桥接电路)。而且，电感器Lr、和1次侧绕组Lp1、Lp2分别H桥接于该第一桥接电路。换言之，在切换电路2内，通过切换元件S1、S2(此外，二极管D1、D2和电容器C1、C2)、电容器C3、C4、电感器Lr、以及1次侧绕组Lp1、Lp2，构成桥接电路(第一桥接电路)。

(整流平滑电路3)

整流平滑电路3对在切换电路2中进行了切换工作并通过上述变压器变压后的电压进行整流工作和平滑工作，将该整流/平滑工作后的直流电压作为输出电压Vout输出到输出端子T3、T4之间。该整流平滑电路3具有：电感器L2、2个整流二极管31、32、和输出平滑电容器Cout。

电感器L2配置在连接点P9、P12之间，与上述的电感器L1相互磁耦合。在这里，在该电容器L1、L2之间的磁耦合中，设置了未图示的漏电感，但代替这样的漏电感，使用个别的电感器也可。此外，在从输出端子T3延伸到输入侧的输出线LO上的连接点P7、和连接点P9之间，配置有上述的变压器的2次侧绕组Ls1，该2次侧绕组Ls1与1次侧绕组Lp1相互磁耦合。进而，在输出线LO上的连接点P10、和连接点P12之间，配置有变压器的2次侧绕组Ls2，该2次侧绕组Ls2与1次侧绕组Lp2相互磁耦合。

整流二极管31在从输出端子T4延伸到输入侧的接地线LG上的连接点P8、和连接点P9之间配置。具体地，整流二极管31的阳极配置在连接点P8侧，阴极配置在连接点P9侧。整流二极管32配置在接地线LG上的连接点P11、和连接点P12之间。具体地，整流二极管32的阳极配置在连接点P11侧，阴极配置在连接点P12侧。

这样，在整流平滑电路3内，通过由2次侧绕组Ls1和整流二极管31构成的一方的臂、和由2次侧绕组Ls2和整流二极管32构成的另一方的臂，构成有桥接电路(第二桥接电路)。而且，电感器L2与该第二桥接电路H桥接。换言之，在整流平滑电路3内，通过由2次侧绕组Ls1和整流二极管31构成的一方的臂、和由2次侧绕组Ls2和整流二极管32构成的另一方的臂、和电感器L2，构成有桥接电路(第二桥接电路)。

输出平滑电容器Cout配置在输出线LO(连接点P10和输出端子T3之间的点)、和接地线LG(连接点P11和输出端子T4之间的点)之间。

(控制电路4)

控制电路4用于驱动切换电路2内的切换元件S1、S2。具体地，对切换元件S1、S2分别供给上述的驱动信号SG1、SG2，对这些切换元件S1、S2进行导通/截止控制。

在这里，输入端子T1、T2对应于本发明中的“输入端子对”的一个具体例子，输出端子T3、T4对应于本发明中的“输出端子对”的一个具体例子。切换元件S1、S2对应于本发明中的“第一切换元件”、“第二切换元件”的一个具体例子，二极管D1、D2对应于本发明中的“第一整流元件”、“第二整流元件”的一个具体例子，电容器C1、C2对应于本发明中的“第一电容元件”、“第二电容元件”的一个具体例子。电感器L1、L2对应于本发明中的“第一电感器”、“第二电感器”的一个具体例子。1次侧绕组Lp1、Lp2对应于本发明中的“第一1次侧绕组”、“第二1次侧绕组”的一个具体例子，2次侧绕组Ls1、Ls2对应于本发明中的“第一2次侧绕组”、“第二2次侧绕组”的一个具体例子。整流二极管31、32对应于本发明中的“第三整流元件”、“第四整流元件”的一个具体例子，输出平滑电容器Cout对应于本发明中的“第三电容元件”的一个具体例子。输出线LO和接地线LG对应于本发明中的“一对连接线”的一个具体例子。

(切换电源装置1的作用/效果)

接着，针对本实施方式的切换电源装置1的作用和效果进行说明。

(1.基本工作)

在该切换电源装置1中，在切换电路2中，通过从输入端子T1、T2供给的直流或交流的输入电压Vin被切换，从而生成交流电压。该交流电压通过由切换电路2内的1次侧绕组Lp1、Lp2和整流平滑电路3内的2次侧绕组Ls1、Ls2构成的变压器而被变压，从这些2次侧绕组Ls1、Ls2输出被变压了的交流电压。

在整流平滑电路3中，该被变压了的交流电压通过整流二极管31、32而被整流。由此，在输出线LO和接地线LG之间，产生整流输出。该整流输出通过输出平滑电容器Cout而被平滑化，从输出端子T3、T4作为直流的输出电压Vout而被输出。然后，该直流的输出电压Vout被供电到未图示的电池，供其充电，并且驱动负载5。

像这样，在切换电源装置1中，如以下详细说明的那样，进行如下工作，即，通过对直流的输入电压Vin进行直流-直流电压变换而生成直流的输出电压Vout的工作(作为DC-DC变流器的工作)，或者，通过对交流的输入电压Vin进行交流-直流电压变换而生成直流的输出电压Vout的工作(作为AC-DC变流器的工作)。

(2.详细工作)

接着，参照图2～图16，针对切换电源装置1的详细工作，一边与比较例进行比较一边详细进行说明。

(2-1.作为DC-DC变流器的工作)

首先，参照图2～图12，作为图1所示的切换电源装置1的工作的一个例子，针对作为DC-DC变流器的工作进行说明。

图2是以时间波形图表示图1的切换电源装置1中的各部的电压波形或电流波形的图，如图3～图9所示，与通过直流电源10将正极性的(输入端子T1侧是高压的)直流的输入电压Vin输入到输入端子T1、T2之间的情况对应。在这里，图2中的(A)、(B)表示驱动信号SG1、SG2的电压波形。(C)表示在图1所示的电感器L1中流过的电流IL1的电流波形。(D)表示在连接点P6、P3之间的1次侧绕组Lp2、Lp1和电感器Lr中流过的电流ILp的电流波形。(E)表示在由切换元件S2、二极管D2和电容器C2构成的元件组M2中流过的电流IM2的电流波形，在该元件组M2的两端间的电压VM2的电压波形，以及在电容器C3的两端间的电压VC3和电容器C4的两端间的电压VC4的和(VC3+VC4)的电压波形。(F)表示在由切换元件S1、二极管D1和电容器C1构成的元件组M1中流过的电流IM1的电流波形，在该元件组M1的两端间的电压VM1的电压波形，以及上述的电压之和(VC3+VC4)的电压波形。(G)表示2次侧绕组Ls1的两端间的电压VLs1和2次侧绕组Ls2的两端间的电压VLs2的电压波形。(H)表示整流二极管31的两端间的电压V31和整流二极管32的两端间的电压V32的电压波形。(I)表示在整流二极管31中流过的正方向的电流I31、在整流二极管32中流过的正方向的电流I32、以及在电感器L2中流过的电流IL2的电流波形。(J)表示输出电流Iout的电流波形、以及输出电压Vout和输出平滑电容器Cout的两端间的电压Vcout的电压波形。再有，各电压和各电流的方向分别将以图1的箭头表示的方向作为正方向。

此外，图3～图9表示图2中的1周期的量的工作的各定时(定时t0～t7(t0))的切换电源装置1的工作状态。

首先，在图3所示的定时t0～t1的期间中，切换元件S1变为导通状态(图2(A))，切换元件S2变为截止状态(图2(B))。因此，在切换电路2内，分别流过图中所示那样的回线电流(loop current)I1a、I1b。具体地，回线电流I1a从直流电源10经由输入端子T1和电感器L1流过之后，分流到经由二极管D2、1次侧绕组Lp2、Lp1和电感器Lr而流过的路径，和在电容器C3中流过的路径而流过，之后，经由切换元件S1和输入端子T2而流过。另一方面，回线电流I1b依次经由电容器C4、1次侧绕组Lp2、Lp1、电感器Lr、切换元件S1和电容器C4，环绕地流过。通过这样的回线电流I1a、I1b分别流过，电感Lr被励磁，并且从变压器的1次侧(1次侧绕组Lp1、Lp2)向2次侧(2次侧绕组Ls1、Ls2)进行电力传输。由此，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，分别流过图中所示的回线电流I2a、I2b。具体地，回线电流I2a依次经由2次侧绕组Ls1、电感L2和2次侧绕组Ls1，环绕地流过。另一方面，回线电流I2b依次经由2次侧绕组Ls2、输出端子T3、负载5、输出端子T4和整流二极管32而环绕地流过，由此驱动负载5。

接着，在图4所示的定时t1～t2的期间中，在定时t1，切换元件S1成为截止状态(图2(A))。于是，在切换电路2内，分别流过图中所示那样的回线电流I1c、I1d。具体地，回线电流I1c从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、二极管D2、电容器C4和输入端子T2而流过。此外，回线电流I1d依次经由电感器Lr、电容器C3、二极管D2、1次侧绕组Lp2、Lp1和电感器Lr，环绕地流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，分别流过图中所示的回线电流I2a、I2b、I2c。其中，回线电流I2c具体地依次经由2次侧绕组Ls2、输出端子T3、负载5、输出端子T4、整流二极管31和电感器L2，环绕地流过。然后，通过这样的回线电流I2b、I2c，驱动负载5。

接着，在图5所示的定时t2，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，不再流过上述的回线电流I2a。即，在整流平滑电路3内，分别流过2个回线电流I2b、I2c，由此驱动负载5。

接着，在图6所示的定时t2～t3的期间中，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，在上述的回线电流I2b、I2c之外，新流过回线电流I2d。具体地，回线电流I2d依次经由2次侧绕组Ls1、输出端子T3、负载5、输出端子T4和整流二极管31，环绕地流过。然后，通过这样的回线电流I2b、I2c、I2d，驱动负载5。

接着，在图7所示的定时t3～t4的期间中，在定时t3，切换元件S2成为导通状态(图2(B))。于是，在切换电路2内，分别流过图中所示那样的回线电流I1e、I1f。具体地，回线电流I1e从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、切换元件S2、电容器C4和输入端子T2而流过。此外，回线电流I1f依次经由电感器Lr、电容器C3、切换元件S2、1次侧绕组Lp2、Lp1和电感器Lr，环绕地流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，不再流过上述的回线电流I2b。即，在整流平滑电路3内，分别流过2个回线电流I2d、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图8所示的定时t4～t5的期间中，在定时t4，切换元件S2成为截止状态(图2(B))。于是，在切换电路2内，如图中所示那样，分别流过上述的回线电流I1c、I1d。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，依然分别流过回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图9所示的定时t5，切换元件S1成为导通状态(图2(A))。于是，在切换电路2内，分别流过图中所示那样的回线电流I1b、I1g。其中，回线电流I1g从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、电容器C3、切换元件S1和输入端子T2而流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，依然分别流过回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图10所示的定时t5～t6的期间中，在切换电路2内，如图中所示，分别流过上述的回线电流I1a、I1b。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，依然分别流过回线电流I2d、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图11所示的定时t6，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，如图中所示，上述的回线电流I2b、I2c分别流过，由此驱动负载5。之后，在定时t7(t0)，在变压器的2次侧(整流平滑电路3内)，如图3中所示，分别流过上述的回线电流I2a、I2b。以上，对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的、作为1周期的量的DC-DC变流器的工作结束，成为与图2中的定时t0等价的状态。

另一方面，如图12所示，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的(输入端子T2侧是高压的)直流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置1中的DC-DC变流器的工作变为如下。

即，在本实施方式的切换电源装置1中，首先，切换电路2中的第一桥接电路如图13(A)所示那样，成为点对称的结构。具体地，当将配置在连接点P3、P6之间的元件块(在这里，是由电感器Lr和1次侧绕组Lp1、Lp2构成的元件块)作为元件块Cc时，将该元件块作为中心，第一桥接电路中的各个臂的元件块Aa(在这里，是电容器C3或电容器C4构成的元件块)和元件块Bb(在这里，是切换元件S1、二极管D1、电容器C1或切换元件S2、二极管D2、电容器C2构成的元件块)分别成为点对称结构。

另一方面，整流平滑电路3中的第二桥接电路如图13(B)所示那样，成为线对称的结构。具体地，当将配置在连接点P9、P12之间的元件块(在这里，由电感器L2构成的元件块)作为元件块Ff时，相对于通过该元件块Ff、输出线LO上的连接点P7、P10之间的点、接地线LG上的连接点P8、P11之间的点的假想线S-S′，第二桥接电路中的各个臂的元件块Dd(在这里，由2次侧绕组Ls1或2次侧绕组Ls2构成的元件块)和元件块Ee(在这里，由整流二极管31或整流二极管32构成的元件块)分别成为线对称的结构。再有，在图13(B)中，在第二桥接电路内的各个臂中，在输出线LO侧配置元件块Dd，并且在接地线LG侧配置有元件块Ee，但例如像图13(C)所示那样，这些配置关系成为相反的也可。即，在第二桥接电路内的各个臂中，在输出线LO侧配置元件块Ee，并且在接地线LG侧配置元件块Dd也可。

而且，通过第一和第二桥接电路成为这样的有对称性的电路结构，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下，也与参照图2～图11到此为止说明了的DC-DC变流器的工作(通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的工作)成为相同的工作。

(2-2.作为AC-DC变流器的工作)

根据上述情况，如图14所示，在通过交流电源20对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置1中的AC-DC变流器的工作变为如下。即，通过交替地反复进行以上说明了的、对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，和对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，从而在对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin时，实现作为AC-DC变流器的工作。像这样，在本实施方式的切换电源装置1中，通过单一的电路结构，实现作为DC-DC变流器的工作、和作为AC-DC变流器的工作的双方。

这时，作为上述的对应于正极性侧的DC-DC变流器的工作、和作为对应于负极性侧的DC-DC变流器的工作的切换，在控制电路4中，例如，按照与图14和图15(A)、(B)所示的极性检测部6的检测结果对应的控制信号CTL1、CTL2来进行即可。具体地，在控制电路4中，在正极性的工作时和负极性的工作时，只要通过调换切换信号SG1、SG2的内容，从而调换切换元件S1、S2彼此的工作即可。再有，图15(B)表示以下说明的连接点P13的电位V13和连接点P14的电位V14的大小关系、和控制信号CTL1、CTL2的内容(“H(高)”信号或“L(低)”信号)的关系的一个例子。

在这里，极性检测部6在连接线L11上的连接点P13(输入端子T1和电感器L1之间的点)、和连接线L12上的连接点P14(输入端子T2和连接点P2之间的点)之间配置。该极性检测部6如图15(A)所示那样，具有由3个电阻器R0、R1、R2，和2个发光二极管(LED：Light Emitting Diode)LD61、LD62和2个光电晶体管Tr61、Tr62构成的2组光耦合器。电阻器R0的一端连接于连接点P13，另一端分别连接于发光二极管LD61的阳极和发光二极管LD62的阴极。发光二极管LD61的阴极和发光二极管LD62的阳极分别连接于连接点P14。另一方面，电阻器R1、R2的一端彼此分别连接于电源Vcc。光电晶体管Tr61以选择地对来自发光二极管LD61的光进行受光的方式形成，集电极连接于电阻器R1的另一端和控制信号CTL1的信号线，发射极接地。此外，光电晶体管Tr62以选择地对来自发光二极管LD62的光进行受光的方式形成，集电极连接于电阻器R2的另一端和控制信号CTL2的信号线，发射极接地。通过这样的结构，在极性检测部6中，对应于向切换电路2的输入电流的流动朝向(极性)，发光二极管LD61或发光二极管LD62的仅一方发光，利用该情况，生成与极性对应的控制信号CTL。

(2-3.本实施方式和比较例的作用/效果的比较)

接着，在图1～图15之外，还参照图16、图17，针对本实施方式的切换电源装置1的作用、和比较例的现有的切换电源装置100的作用，一边进行比较一边详细地说明。

(比较例的结构/作用)

图16是表示比较例的切换电源装置100的电路结构的图。该切换电源装置100作为AC-DC变流器发挥功能，具备：输入端子T1、T2，从交流电源20输入交流的输入电压Vin；整流电路101；PFC(Power factor correction：功率因子改善)电路102，进行升压工作；逆变器电路103；整流电路104；平滑电路105；输出端子T3、T4，用于将直流的输出电压Vout供给到负载5。再有，该切换电源装置100中的整流电路101、PFC电路102和逆变器电路103对应于本实施方式的切换电源装置1中的切换电路2。此外，切换电路100中的整流电路104和平滑电路105对应于切换电源装置1中的整流平滑电路3。

整流电路101具有由4个整流二极管D101～D104构成的整流桥接电路。具体地，整流二极管D101的阳极连接于从输入端子T1起延伸的连接线L11，阴极连接于连接线L21。整流二极管D102的阳极连接于连接线L22，阴极连接于连接线L11。整流二极管D103的阳极连接于从输入端子T2起延伸的连接线L12，阴极连接于连接线L21。整流二极管D104的阳极连接于连接线L22，阴极连接于连接线L12。

PFC电路102具有：电感器L101；切换元件S100；二极管D105；电容器C101。具体地，电感器L101插入配置在连接线L21上，切换元件S100配置在该电感器L101的一端和连接线L22之间。在二极管D105中，阳极连接于电感器L101的一端，并且阴极连接于电容器C101的一端，该电容器C101的另一端连接于连接线L22。

逆变器电路103是由4个切换元件S101～S104构成的全桥型的逆变器电路。具体地，切换元件S101、S103的一端彼此连接于连接线L21，并且切换元件S102、S104的一端彼此连接于连接线L22，切换元件S101、S102的另一端彼此连接，并且切换元件S103、S104的另一端彼此连接。此外，相对于这样的全桥电路，H桥接有变压器的1次侧绕组Lp101。

整流电路104具有2个整流二极管104A、104B。此外，在该整流电路104内，配置有变压器的2次侧绕组Ls101、Ls102。再有，该2个2次侧绕组Ls101、Ls102分别与上述的变压器的1次侧绕组Lp101相互磁耦合。在该整流电路104中，整流二极管104A的阳极连接于从输出端子T4起延伸的接地线LG，阴极连接于2次侧绕组Ls101的一端。整流二极管104B的阳极连接于连接线LG，阴极连接于2次侧绕组Ls102的一端。此外，2次侧绕组Ls101、Ls102的另一端彼此分别连接于从输出端子T3起延伸的输出线LO。

平滑电路105具有：扼流圈L102；和输出平滑电容器Cout。具体地，扼流圈L102插入配置在输出线LO上，输出平滑电容器Cout配置在输出线LO上的连接点(抗流圈L102和输出端子T3之间的点)、和接地线LG之间。

像这样，在该比较例的切换电源装置100中，为了使其作为AC-DC变流器而发挥功能，需要由整流桥接电路构成的整流电路101。此外，在变压器的1次侧，设置有3个(3级结构的)电路(变流器)。因此，作为切换电源装置100的整体，电路结构变得复杂，并且装置的效率也变低。

(本实施方式的作用)

相对于此，在本实施方式的切换电源装置1中，设置有图1所示的结构的切换电路2；变压器，具有1次侧绕组Lp1、Lp2和2次侧绕组Ls1、Ls2；以及整流平滑电路3。

由此，不需要上述比较例那样的整流桥接电路，并且变压器的1次侧以1个(1级结构的)电路(切换电路2)即可完成，与上述比较例相比，能够以简易的结构(较少的部件数)实现作为AC-DC变流器的工作。

此外，由于在整流平滑电路3内设置有电感器L2，所以与不设置该电感器L2的情况相比，在输入电流(在电感器中L1流过的电流IL1)中包含的波动变小。

在这里，在本实施方式中，优选在切换电路2中，通过控制切换元件S1、S2的占空比，能够进行相对于输入电压Vin的升压工作。

具体地，在这里，当将变压器中的1次侧绕组Lp1、Lp2的匝数分别作为Np1、Np2，将2次侧绕组Ls1、Ls2的匝数分别作为Ns1、Ns2，将1次侧绕组Lp1和2次侧绕组Ls1的匝数比作为n1(＝Np1/Ns1)，将1次侧绕组Lp2和2次侧绕组Ls2的匝数比作为n2(＝Np2/Ns2)，将切换元件S1的导通时间和截止时间分别作为ton、toff，将切换周期作为T(＝ton+toff)，将切换元件S1的导通占空比作为D(＝ton/T)时，在稳定状态下，关于电感器L1和1次侧绕组Lp1、Lp2的电感，以下的(1)～(3)式成立。再有，式中的Vin表示输入电压，Vout表示输出电压，VC3表示电容器C3的两端间的电压，VC4表示电容器C4的两端间的电压。此外，在这里，省略电感器L1、L2间的磁耦合而导出数式。

[数1]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{in}}+\mathrm{VC}3}{L1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}4+V_{\mathrm{in}}}{L1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(1\right)\\ \frac{\mathrm{VC}4-n1\·V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{Lp}1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{n1\·V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{Lp}1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(2\right)\\ \frac{n2\·V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{Lp}2}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}3-n2\·V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{Lp}2}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)\end{array}\right.$

在这里，整理这些(1)～(3)式，导出规定输入输出电压比(Vout/Vin)和电压VC3、VC4的以下的(4)～(6)式。这时，如果通过(4)式，以满足(Vout/Vin)＞1的方式，设定切换元件S1的导通占空比D的话，可知能够实现上述的相对于输入电压Vin的升压工作。在这里，在例如将匝数比作为n1＝n2＝n的情况下，以满足D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式进行也可。进而，例如在将匝数比作为n1＝n2＝1的情况下，以下的(7)～(9)式成立，在该情况下，可知切换元件S1的导通占空比成为D＜0.5。

[数2]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{D(1-D)}{n1(1-2D)+(n1-n2)D^2}\·\·\·\·\·\·\left(4\right)\\ \mathrm{VC}3=\frac{n2\·D}{n1(1-2D)+(n1-n2)D^2}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(5\right)\\ \mathrm{VC}4=\frac{n2(1-D)}{n1(1-2D)+(n1-n2)D^2}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(6\right)\end{array}\right.$

[数3]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{D(1-D)}{1-2D}\·\·\·\·\·\·\left(7\right)\\ \mathrm{VC}3=\frac{D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(8\right)\\ \mathrm{VC}4=\frac{1-D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(9\right)\end{array}\right.$

由此，例如如图17所示那样，可知通过以切换元件S1的导通占空比D大于占空阈值Dth(对应于(Vout/Vin)＝1时的导通占空比D)的方式进行设定，从而实际能够实现相对于输入电压Vin的升压工作。

此外，因为这样的升压工作是可能的，所以在进行作为DC-DC变流器的工作时，与现有的DC-DC变流器相比，输入电压范围变大。

如上所述在本实施方式中，因为设置了图1所示结构的切换电路2、具有1次侧绕组Lp1、Lp2和2次侧绕组Ls1、Ls2的变压器、以及整流平滑电路3，所以能够以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作的双方，能够提高工作的自由度。

此外，由于在整流平滑电路3内设置有电感器L2，所以与不设置该电感器L2的情况相比，能够使在输入电流(在电感器中L1流过的电流IL1)中包含的波动变小。由此，例如在进行作为DC-DC变流器的工作时，能够降低该输入电流中的噪声，另一方面，例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，能够提高功率因数。

进而，在本实施方式的切换电源装置1中，如上所述，由于能够以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作的双方，所以切换电源装置中的工作的自由度提高。因此，该2个变流器的设计能够共同化，能够实现装置的开发期间的缩短化、设计成本的降低化。此外，当作为AC-DC变流器来考虑时，由于不需要现有的AC-DC变流器中的整流二极管的桥接电路等，所以能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作，并且能够使作为切换电源装置整体的效率提高。

进而，在切换电路2中，在通过控制切换元件S1、S2的占空比，能够实现相对于输入电压Vin的升压工作的情况下，因为升降压能够无缝地进行切换，所以例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，在切换电路2中能够进行升压工作(PFC工作)，所以电压变换时的自由度提高，并且能够改善功率因数。

接着，针对上述第一实施方式的变形例(变形例1～4)进行说明。再有，对与第一实施方式中的结构要素相同的要素赋予同一符号，适宜地省略说明。

[变形例1]

图18是表示变形例1的切换电源装置(切换电源装置1A)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置1A，是在上述第一实施方式的切换电源装置1中，使电感器L1、L2彼此不磁耦合的装置，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置1A中，通过与上述第一实施方式的切换电源装置1同样的作用，能够获得同样的效果。

作为一个例子，例如如图19(A)～(J)所示那样，作为DC-DC变流器的工作(对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况)，与在上述第一实施方式中说明了的图2(A)～(J)表示的工作相同。此外，虽然没有图示，但作为AC-DC变流器的工作也与在上述第一实施方式中说明了的工作相同。

[变形例2]

图20是表示变形例2的切换电源装置(切换电源装置1B)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置1B，是在上述第一实施方式的切换电源装置1中，使电感器L2的绕组的卷绕方向相反的装置，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置1B中，通过与上述第一实施方式的切换电源装置1同样的作用，能够获得同样的效果。

作为一个例子，例如如图21(A)～(J)所示那样，作为DC-DC变流器的工作(对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况)，与在上述第一实施方式中说明了的图2(A)～(J)表示的工作相同。此外，虽然没有图示，但作为AC-DC变流器的工作也与在上述第一实施方式中说明了的工作相同。

再有，在本变形例中，虽然在切换电源装置1中使电感器L2的绕组的卷绕方向相反，但也可以不像这样改变电感器L2的绕组的卷绕方向，而在切换电源装置1中使2次侧绕组Ls1、Ls2的卷绕方向一起相反。

[变形例3]

图22是表示变形例3的切换电源装置(切换电源装置1C)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置1C，是在上述第一实施方式的切换电源装置1中，不在连接点P9、P12之间设置电感器L2的装置，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置1C中，通过与上述第一实施方式的切换电源装置1同样的作用，能够获得同样的效果。

此外，因为不设置电感器L2，所以与上述第一实施方式的切换电源装置1相比，能够进一步削减部件数量，能够进一步降低制造成本。

[变形例4]

图23是表示变形例4的切换电源装置(切换电源装置1D)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置1D，是在上述第一实施方式的切换电源装置1中，将变压器的2个1次侧绕组Lp1、Lp2和2个2次侧绕组Ls1、Ls2分别置换为1个1次侧绕组Lp和1个2次侧绕组Ls的装置。换句话说，该切换电源装置1D代替切换电路2而具备切换电路2D，并且代替整流平滑电路3而具备整流平滑电路3D。

具体地，在切换电路2D中，在连接点P3、P6之间，电感器Lr和1个1次侧绕组Lp相互串联连接而配置。再有，其它结构与切换电路2相同。

此外，整流平滑电路3D中，在连接点P9、P12之间配置1个2次侧绕组Ls，并且在连接点P10、P12之间配置有电感器L2。此外，与整流平滑电路3不同，不设置连接点P7。即，在该整流平滑电路3D中，没有构成整流平滑电路3那样的第二桥接电路。再有，其它结构与整流平滑电路3相同。

在这样结构的切换电源装置1D中，与之前说明的切换电源装置1、1A～1C不同，由于整流平滑电路3D的结构不是点对称，所以不作为AC-DC变流器而发挥功能，仅作为DC-DC变流器而发挥功能。再有，作为DC-DC变流器的工作基本上与切换电源装置1、1A～1C的工作相同。

[第二实施方式]

(切换电源装置7的整体结构)

图24是表示本发明的第二实施方式的切换电源装置(切换电源装置7)的电路结构的图。该切换电源装置7通过对从输入端子T1、T2输入的直流或交流的输入电压Vin进行电压变换，生成直流的输出电压Vout，对未图示的电池供给，驱动负载5。即，切换电源装置7作为DC-DC变流器或AC-DC变流器而发挥功能。

该切换电源装置7具备：变压器，其具有后述的1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls；切换电路8(2D)；整流平滑电路9；以及控制电路4。

(切换电路8)

切换电路8按照从控制电路4供给的驱动信号SG1、SG2，对施加到输入端子T1、T2之间的直流或交流的输入电压Vin进行切换工作。该切换电路8具有：2个切换元件S1、S2，进行按照驱动信号SG1、SG2的切换工作；以及电容器C1、C2和二极管D1、D2，对这些切换元件S1、S2分别并联连接。切换电路8还具有：2个电容器C3、C4；电感器L1；电感器Lr。

电感器L1在从输入端子T1延伸到输出侧的连接线L11上，插入配置在输入端子T1和连接点P1之间。

切换元件S1配置在从输入端子T2延伸到输出侧的连接线L12上的连接点P2、和连接点P3之间。在与该切换元件S1并联连接的二极管D1中，阳极配置在连接点P2侧，并且阴极配置在连接点P3侧。另一方面，切换元件S2配置在连接线L11上的连接点P4、和连接点P6之间。在与该切换元件S2并联连接的二极管D2中，阳极配置在连接点P4侧，并且阴极配置在连接点P6侧。即，二极管D1和二极管D2以相互朝向反方向的方式配置。

再有，作为切换元件S1、S2，例如使用场效应晶体管(MOS-FET)、IGBT等的切换元件。在作为开关元件使用MOS-FET的情况下，能够由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管分别构成上述电容器C1、C2和二极管D1、D2。此外，也能够分别以二极管D1、D2的结电容构成上述电容器C1、C2。在这样构成的情况下，不需要在开关元件之外另外设置电容器C1、C2、二极管D1、D2，能够使电路结构简洁化。

电容器C3配置在连接线L11上的连接点P1、和连接点P3之间。电容器C4配置在连接线L12上的连接点P5、和连接点P6之间。

电感器Lr、和上述的变压器的1次侧绕组Lp分别在连接点P3、P6之间相互串联连接。具体地，在连接点P3和1次侧绕组Lp的一端之间配置有电感器Lr，1次侧绕组Lp的另一端连接于连接点P6。再有，也可以不个别地设置电感器Lr，而使用从1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls的磁耦合产生的漏电感来构成电感器Lr。

这样，在切换电路8内，通过切换元件S1、S2(此外，二极管D1、D2和电容器C1、C2)、和电容器C3、C4相互对角配置，构成桥接电路(第一桥接电路)。而且，电感器Lr和1次侧绕组Lp分别H桥接于该第一桥接电路。换言之，在切换电路8内，通过切换元件S1、S2(此外，二极管D1、D2和电容器C1、C2)、电容器C3、C4、电感器Lr、以及1次侧绕组Lp1，构成桥接电路(第一桥接电路)。

(整流平滑电路9)

整流平滑电路9对在切换电路8中进行了切换工作并通过上述变压器变压后的电压进行整流工作和平滑工作，将这样的整流/平滑工作后的直流电压作为输出电压Vout输出到输出端子T3、T4之间。该整流平滑电路9具有：2个电感器L21、L22，2个整流二极管31、32、和输出平滑电容器Cout。

电感器L21在从输出端子T3起延伸到输入侧的输出线LO上的连接点P7、和连接点P9之间配置。电感器L22在输出线LO上的连接点P10、和连接点P12之间配置。而且，电感器L21、电感器L22、切换电路8内的电感器L1分别相互磁耦合。在这里，在这些电感器L21、L22、和电感器L1之间的磁耦合中，设置了未图示的漏电感，但代替这样的漏电感，使用个别的电感器也可。

整流二极管31在从输出端子T4起延伸到输入侧的接地线LG上的连接点P8、和连接点P9之间配置。具体地，整流二极管31的阳极配置在连接点P8侧，阴极配置在连接点P9侧。整流二极管32配置在接地线LG上的连接点P11、和连接点P12之间。具体地，整流二极管32的阳极配置在连接点P11侧，阴极配置在连接点P12侧。

此外，在连接点P9、P12之间，配置有上述的变压器的2次侧绕组Ls。再有，与1次侧绕组Lp串联连接的电感器Lr配置在2次侧绕组Ls侧也可，分为1次侧绕组Lp侧和2次侧绕组Ls侧而配置也可。

这样，在整流平滑电路9内，通过由电感器L21和整流二极管31构成的一方的臂、和由电感器L22和整流二极管32构成的另一方的臂，构成有桥接电路(第三桥接电路)。而且，2次侧绕组Ls与该第三桥接电路H桥接。换言之，在整流平滑电路9内，通过由电感器L21和整流二极管31构成的一方的臂、和由电感器L22和整流二极管32构成的另一方的臂、和2次侧绕组Ls，构成有桥接电路(第三桥接电路)。

输出平滑电容器Cout配置在输出线LO(连接点P10和输出端子T3之间的点)、和接地线LG(连接点P11和输出端子T4之间的点)之间。

(控制电路4)

控制电路4用于驱动切换电路8内的切换元件S1、S2。具体地，对切换元件S1、S2分别供给上述的驱动信号SG1、SG2，对这些切换元件S1、S2进行导通/截止控制。

在这里，输入端子T1、T2对应于本发明中的“输入端子对”的一个具体例子，输出端子T3、T4对应于本发明中的“输出端子对”的一个具体例子。切换元件S1、S2对应于本发明中的“第一切换元件”、“第二切换元件”的一个具体例子，二极管D1、D2对应于本发明中的“第一整流元件”、“第二整流元件”的一个具体例子，电容器C1、C2对应于本发明中的“第一电容元件”、“第二电容元件”的一个具体例子。电感器L1对应于本发明中的“第一电感器”的一个具体例子，电感器L21、L22对应于本发明中的“第一元件”、“第二元件”的一个具体例子。整流二极管31、32对应于本发明中的“第三整流元件”、“第四整流元件”的一个具体例子，输出平滑电容器Cout对应于本发明中的“第三电容元件”的一个具体例子。输出线LO和接地线LG对应于本发明中的“一对连接线”的一个具体例子。

(切换电源装置7的作用/效果)

接着，针对本实施方式的切换电源装置7的作用和效果进行说明。

(1.基本工作)

在该切换电源装置7中，在切换电路8中，通过从输入端子T1、T2供给的直流或交流的输入电压Vin被切换，生成交流电压。该交流电压通过由切换电路8内的1次侧绕组Lp和整流平滑电路3内的2次侧绕组Ls构成的变压器而被变压，从这些2次侧绕组Ls输出被变压了的交流电压。

在整流平滑电路9中，该被变压了的交流电压通过整流二极管31、32而被整流。由此，在输出线LO和接地线LG之间，产生整流输出。该整流输出通过输出平滑电容器Cout而被平滑化，从输出端子T3、T4作为直流的输出电压Vout而被输出。然后，该直流的输出电压Vout被供电到未图示的电池，供其充电，并且驱动负载5。

像这样，在切换电源装置7中，如以下详细说明的那样，进行通过对直流的输入电压Vin进行直流-直流电压变换而生成直流的输出电压Vout的工作(作为DC-DC变流器的工作)，或者进行通过对交流的输入电压Vin进行交流-直流电压变换而生成直流的输出电压Vout的工作(作为AC-DC变流器的工作)。

(2.详细工作)

接着，参照图25～图36，针对切换电源装置7的详细工作，一边与比较例进行比较一边详细进行说明。

(2-1.作为DC-DC变流器的工作)

首先，参照图25～图35，作为图24所示的切换电源装置7的工作的一个例子，针对作为DC-DC变流器的工作进行说明。

图25是以时间波形图表示图24的切换电源装置1中的各部的电压波形或电流波形的图，如图26～图34所示，与通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入正极性的(输入端子T1侧是高压的)直流的输入电压Vin的情况对应。在这里，图25中的(A)、(B)表示驱动信号SG1、SG2的电压波形。(C)表示在图24所示的电感器L1中流过的电流IL1的电流波形。(D)表示在连接点P6、P3之间的1次侧绕组Lp和电感器Lr中流过的电流ILp的电流波形。(E)表示在由切换元件S2、二极管D2和电容器C2构成的元件组M2中流过的电流IM2的电流波形，在该元件组M2的两端间的电压VM2的电压波形，以及电容器C3的两端间的电压VC3和电容器C4的两端间的电压VC4的和(VC3+VC4)的电压波形。(F)表示在由切换元件S1、二极管D1和电容器C1构成的元件组M1中流过的电流IM1的电流波形，在该元件组M1的两端间的电压VM1的电压波形，以及上述的电压之和(VC3+VC4)的电压波形。(G)表示电感器L21的两端间的电压VL21和电感器L22的两端间的电压VL22的电压波形。(H)表示整流二极管31的两端间的电压V31和整流二极管32的两端间的电压V32的电压波形。(I)表示在整流二极管31中流过的正方向的电流I31、在整流二极管32中流过的正方向的电流I32、以及在二次侧绕组Ls中流过的电流ILs的电流波形(在这里，是(-ILs)的电流波形)。(J)表示输出电流Iout的电流波形、以及输出电压Vout和输出平滑电容器Cout的两端间的电压Vcout的电压波形。再有，各电压和各电流的方向分别将在图24中以箭头表示的方向作为正方向。

此外，图26～图34表示图25中的1周期的量的工作的各定时(定时t30～t37(t30))的切换电源装置7的工作状态。

首先，在图26所示的定时t30～t31的期间中，切换元件S1变为导通状态(图25(A))，切换元件S2变为截止状态(图25(B))。因此，在切换电路8内，分别流过图中所示那样的回线电流I1a、I1b。具体地，回线电流I1a从直流电源10经由输入端子T1和电感器L1流过之后，分流到经由二极管D2、1次侧绕组Lp和电感器Lr而流过的路径，和在电容器C3中流过的路径而流过，之后，经由切换元件S1和输入端子T2而流过。另一方面，回线电流I1b依次经由电容器C4、1次侧绕组Lp、电感器Lr、切换元件S1和电容器C4，环绕地流过。通过这样的回线电流I1a、I1b分别流过，电感Lr被励磁，并且从变压器的1次侧(1次侧绕组Lp)向2次侧(2次侧绕组Ls)进行电力传输。由此，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，分别流过图中所示的回线电流I2a、I2b。具体地，回线电流I2a依次经由2次侧绕组Ls、电感器L21和电感器L22，环绕地流过。另一方面，回线电流I2b依次经由电感器L21、输出端子T3、负载5、输出端子T4和整流二极管31而环绕地流过，由此驱动负载5。

接着，在图27所示的定时t31～t32的期间中，在定时t31，切换元件S1成为截止状态(图25(A))。于是，在切换电路8内，分别流过图中所示那样的回线电流I1c、I1d。具体地，回线电流I1c从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、二极管D2、电容器C4和输入端子T2而流过。此外，回线电流I1d依次经由电感器Lr、电容器C3、二极管D2、1次侧绕组Lp和电感器Lr，环绕地流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，分别流过图中所示的回线电流I2a、I2b、I2c。其中，回线电流I2c具体地依次经由电感器L21、输出端子T3、负载5、输出端子T4、整流二极管32和2次侧绕组Ls，环绕地流过。而且，通过这样的回线电流I2b、I2c，驱动负载5。

接着，在图28所示的定时t32，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，不再流过上述的回线电流I2a。即，在整流平滑电路9内，分别流过2个回线电流I2b、I2c，由此驱动负载5。

接着，在图29所示的定时t32～t33的期间中，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，在上述的回线电流I2b、I2c之外，新流过回线电流I2d。具体地，该回线电流I2d依次经由电感器L22、输出端子T3、负载5、输出端子T4和整流二极管32，环绕地流过。而且，通过这样的回线电流I2b、I2c、I2d，驱动负载5。

接着，在图30所示的定时t33～t34的期间中，在定时t33，切换元件S2成为导通状态(图25(B))。于是，在切换电路8内，分别流过图中所示那样的回线电流I1e、I1f。具体地，回线电流I1e从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、切换元件S2、电容器C4和输入端子T2而流过。此外，回线电流I1f依次经由电感器Lr、电容器C3、切换元件S2、1次侧绕组Lp和电感器Lr，环绕地流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，不再流过上述的回线电流I2b。即，在整流平滑电路9内，分别流过2个回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图31所示的定时t34～t35的期间中，在定时t34，切换元件S2成为截止状态(图25(B))。于是，在切换电路8内，如图中所示那样，分别流过上述的回线电流I1c、I1d。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，依然分别流过回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图32所示的定时t35，切换元件S1成为导通状态(图25(A))。于是，在切换电路8内，分别流过图中所示那样的回线电流I1b、I1g。其中，回线电流I1g从直流电源10起，经由输入端子T1、电感器L1、电容器C3、切换元件S1和输入端子T2而流过。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，依然分别流过回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图33所示的定时t35～t36的期间中，在切换电路8内，如图中所示，分别流过上述的回线电流I1a、I1b。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，依然分别流过回线电流I2c、I2d，由此驱动负载5。

接着，在图34所示的定时t36，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，如图中所示，上述的回线电流I2b、I2c分别流过，由此驱动负载5。之后，在定时t37(t30)，在变压器的2次侧(整流平滑电路9内)，如图26中所示，分别流过上述的回线电流I2a、I2b。以上，对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的、作为1周期的量的DC-DC变流器的工作结束，成为与图25中的定时t0等价的状态。

另一方面，如图35所示，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的(输入端子T2侧是高压的)直流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置7中的DC-DC变流器的工作变为如下。

即，在本实施方式的切换电源装置7中，首先，切换电路8中的第一桥接电路如上述的图13(A)所示那样，成为点对称的结构。具体地，当将配置在连接点P3、P6之间的元件块(在这里，是由电感器Lr和1次侧绕组Lp构成的元件块)作为元件块Cc时，将该元件块Cc作为中心，第一桥接电路中的各个臂的元件块Aa(在这里，是电容器C3或电容器C4构成的元件块)和元件块Bb(在这里，是切换元件S1、二极管D1、电容器C1或切换元件S2、二极管D2、电容器C2构成的元件块)分别成为点对称结构。

另一方面，整流平滑电路9中的第三桥接电路如上述的图13(B)所示那样，成为线对称的结构。具体地，当将配置在连接点P9、P12之间的元件块(在这里，由2次侧绕组Ls构成的元件块)作为元件块Ff时，相对于通过该元件块Ff、输出线LO上的连接点P7、P10之间的点、接地线LG上的连接点P8、P11之间的点的假想线S-S′，第三桥接电路中的各个臂的元件块Dd(在这里，由电感器L21或电感器L22构成的元件块)和元件块Ee(在这里，由整流二极管31或整流二极管32构成的元件块)分别成为线对称的结构。再有，在图13(B)中，在第三桥接电路内的各个臂中，在输出线LO侧配置元件块Dd，并且在接地线LG侧配置有元件块Ee，但例如像上述的图13(C)所示那样，这些配置关系成为相反的也可。即，在第三桥接电路内的各个臂中，在输出线LO侧配置元件块Ee，并且在接地线LG侧配置元件块Dd也可。

而且，通过第一和第二桥接电路成为这样的有对称性的电路结构，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下，也与参照图25～图34到此为止说明了的DC-DC变流器的工作(通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的工作)相同的工作。

(2-2.作为AC-DC变流器的工作)

根据上述情况，如图36所示，在通过交流电源20对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置7中的AC-DC变流器的工作变为如下。即，通过交替地反复进行以上说明了的、对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，和对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，从而在对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin时，实现作为AC-DC变流器的工作。像这样，在本实施方式的切换电源装置7中，通过单一的电路结构，实现作为DC-DC变流器的工作、和作为AC-DC变流器的工作的双方。

这时，作为上述的对应于正极性侧的DC-DC变流器的工作、和作为对应于负极性侧的DC-DC变流器的工作的切换，在控制电路4中，例如，按照与上述的图14和图15(A)、(B)所示的极性检测部6的检测结果对应的控制信号CTL1、CTL2，与第一实施方式同样地进行即可。具体地，在控制电路4中，在正极性的工作时和负极性的工作时，只要通过调换切换信号SG1、SG2的内容，从而调换切换元件S1、S2彼此的工作即可。

(2-3.本实施方式和比较例的作用/效果的比较)

接着，在图24～图36之外，还参照图16、图37，针对本实施方式的切换电源装置1的作用、和上述的比较例的现有的切换电源装置100(图16)的作用，一边进行比较一边说明。

(比较例的作用)

首先，在图16所示的比较例的切换电源装置100中，如上述那样，为了使其作为AC-DC变流器而发挥功能，需要由整流桥接电路构成的整流电路101。此外，在变压器的1次侧，设置有3个(3级结构的)电路(变流器)。因此，作为切换电源装置100的整体，电路结构变得复杂，并且装置的效率也变低。

(本实施方式的作用)

相对于此，在本实施方式的切换电源装置7中，设置有图24所示结构的切换电路8；变压器，具有1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls；以及整流平滑电路9。

由此，不需要上述比较例那样的整流桥接电路，并且变压器的1次侧以1个(1级结构的)电路(切换电路8)即可完成，与上述比较例相比，能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作。

此外，由于在整流平滑电路9内设置有电感器L21、L22，与设置该电感器L21、L22以外的其他种类的元件的情况(作为本发明中的“第一元件”和“第二元件”而设置其他种类的元件的情况)相比，输入电流(在电感器L1中流过的电流IL1)中包含的波动变小。

在这里，在本实施方式中，优选在切换电路8中，通过控制切换元件S1、S2的占空比，能够进行相对于输入电压Vin的升压工作。

具体地，在这里，当将变压器中的1次侧绕组Lp的匝数作为Np，将2次侧绕组Ls的匝数作为Ns，将1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls的匝数比作为n(＝Np/Ns)，将切换元件S1的导通时间和截止时间分别作为ton、toff，将切换周期作为T(＝ton+toff)，将切换元件S1的导通占空比作为D(＝ton/T)时，在稳定状态下，关于电感器L1、L21、L22的电感，以下的(10)～(12)式成立。再有，式中的Vin表示输入电压，Vout表示输出电压，VC3表示电容器C3的两端间的电压，VC4表示电容器C4的两端间的电压。此外，在这里，省略电感器L1、L21、L22间的磁耦合而导出数式。

[数4]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{in}}+\mathrm{VC}3}{L1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}}{L1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(10\right)\\ \frac{V_{\mathrm{out}}}{L21}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\frac{1}{n}\·\mathrm{VC}3-V_{\mathrm{out}}}{L21}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(11\right)\\ \frac{\frac{1}{n}\·\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{out}}}{L22}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{L22}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(12\right)\end{array}\right.$

在这里，整理这些(10)～(12)式，导出规定输入输出电压比(Vout/Vin)和电压VC3、VC4的以下的(13)～(15)式。这时，如果通过(13)式，以满足(Vout/Vin)＞1的方式，设定切换元件S1的导通占空比D的话，可知能够实现上述的相对于输入电压Vin的升压工作。即，在这里，只要满足D×(1-D)＞n×(1-2D)即可。此外，例如在将匝数比作为n＝1的情况下，通过式(13)，可知切换元件S 1的导通占空比D＜0.5。

[数5]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{n}\·\frac{D(1-D)}{1-2D}\·\·\·\·\·\·\left(13\right)\\ \mathrm{VC}3=\frac{D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(14\right)\\ \mathrm{VC}4=\frac{1-D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(15\right)\end{array}\right.$

由此，例如如图37所示那样，可知通过以切换元件S1的导通占空比D大于占空阈值Dth1(对应于(Vout/Vin)＝1时的导通占空比D)的方式进行设定，从而实际能够实现相对于输入电压Vin的升压工作。

此外，因为这样的升压工作是可能的，所以在进行作为DC-DC变流器的工作时，与现有的DC-DC变流器相比，输入电压范围变大。

如上所述在本实施方式中，因为设置了图24所示结构的切换电路8、具有1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls的变压器、以及整流平滑电路9，所以能够以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作，能够提高工作的自由度。

此外，由于在整流平滑电路9内设置有电感器L21、L22，所以与设置该电感器L21、L22以外的其他种类的元件的情况(作为本发明中的“第一元件”和“第二元件”设置其他种类的元件的情况)相比，能够使输入电流(在电感器L1中流过的电流IL1)中包含的波动变小。由此，例如在进行作为DC-DC变流器的工作时，能够降低该输入电流中的噪声，另一方面，例如在进行作为AC-DC的工作时，能够提高功率因数。

进而，在本实施方式的切换电源装置7中，如上述那样，切换电源装置中的工作的自由度提高，因此能够实现2个变流器(DC-DC变流器和AC-DC变流器)的设计的共同化，能够实现装置的开发期间的缩短化、设计成本的降低化。此外，当作为AC-DC变流器来考虑时，由于不需要现有的AC-DC变流器中的整流二极管的桥接电路等，所以能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作，并且能够使作为切换电源装置整体的效率提高。

进而，在切换电路8中，在通过控制切换元件S1、S2的占空比，能够实现相对于输入电压Vin的升压工作的情况下，因为升降压能够无缝地进行切换，所以例如在进行作为AC-DC变流器的工作时，在切换电路8中能够进行升压工作(PFC工作)，所以电压变换时的自由度提高，并且能够改善功率因数。

此外，因为通过1个绕组(1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls)来构成变压器的1次侧绕组和2次侧绕组，所以与例如分别通过2个绕组来构成1次侧绕组和2次侧绕组的情况相比，在变压器的结构中，能谋求简略化和小型化。

接着，针对上述第二实施方式的变形例(变形例2～7)进行说明。再有，对与第二实施方式中的结构要素相同的要素赋予同一符号，适宜地省略说明。

[变形例5]

图38是表示变形例5的切换电源装置(切换电源装置7A)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置7A，是在第二实施方式的切换电源装置7中，使电感器L1、L21、L22彼此不磁耦合的装置，其它结构相同。即，电感器L1、L21、L22之间的耦合系数k能够从0到1之间任意地设定(0≤k≤1)。

在这样结构的切换电源装置7A中，通过与第二实施方式的切换电源装置7同样的作用，能够获得同样的效果。即，虽然没有图示，但作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作均与在第二实施方式中说明的工作相同。

[变形例6]

图39是表示变形例6的切换电源装置(切换电源装置7B)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置7B，是在第二实施方式的切换电源装置7中，使2次侧绕组Ls的卷绕方向相反的装置，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置7B中，通过与第二实施方式的切换电源装置7同样的作用，能够获得同样的效果。

作为一个例子，例如如图40(A)～(J)所示那样，作为DC-DC变流器的工作(对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况：定时t40～t47)，与在第二实施方式中说明了的图25(A)～(J)表示的工作(定时t30～t37)相同。此外，虽然没有图示，但作为AC-DC变流器的工作也与在第二实施方式中说明了的工作相同。

再有，在本变形例中，虽然在切换电源装置7中使2次侧绕组Ls的卷绕方向相反，但也可以不像这样改变2次侧绕组Ls的卷绕方向，而在切换电源装置7中使电感器L21、L22的绕组的卷绕方向一起相反。

[变形例7]

图41是表示变形例7的切换电源装置(切换电源装置7C)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置7C，对应于将上述变形例5、6的电路结构组合后的结构。即，在第二实施方式的切换电源装置7中，使电感器L1、L22、L22彼此不磁耦合，并且使2次侧绕组Ls的绕组的卷绕方向相反，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置7C中，通过与第二实施方式的切换电源装置7同样的作用，能够获得同样的效果。即，虽然没有图示，但作为DC-DC变流器的工作和作为AC-DC变流器的工作均与在第二实施方式中说明的工作相同。

[第三实施方式]

接着，针对本发明的第三实施方式进行说明。再有，对于与上述第二实施方式中的结构要素相同的要素赋予同一符号，适宜地省略说明。

(切换电源装置7D的整体结构)

图42是表示本实施方式的切换电源装置(切换电源装置7D)的电路结构的图。本实施方式的切换电源装置7D，在第二实施方式的切换电源装置7中，代替整流平滑电路9而设置以下说明的整流平滑电路9D，其它结构相同。

整流平滑电路9D是在第二实施方式的整流平滑电路9中，代替2个电感器L21、L22而设置2个整流二极管33、34，并且还设置1个电感器L2的结构。在这里，该整流平滑电路9D内的电感器L2、与切换电路8内的电感器L1分别相互磁耦合。再有，在这些电感器L2和电感器L1之间的磁耦合中，设置有未图示的漏电感，但代替这样的漏电感，使用个别的电感器也可。

整流二极管33配置在连接点P7、P9之间，整流二极管34配置在连接点P10、P12之间。具体地，整流二极管33的阳极配置在连接点P9侧，阴极配置在连接点P7侧。此外，整流二极管34的阳极配置在连接点P12侧，阴极配置在连接点P10侧。再有，在这里，这些整流二极管33、34对应于本发明中的“第一元件”、“第二元件”的一个具体例子。

电感器L2在输出线LO上，插入配置在连接点P10和输出平滑电容器Cout的一端之间，与切换电路8内的电感器L1相互磁耦合。再有，在这里，该电感器L2对应于本发明中的“第三电感器”的一个具体例子。

在这里，整流平滑电路9D中的第三桥接电路也与整流平滑电路9同样地，如图43(A)所示那样成为线对称结构。具体地，当将配置在连接点P9、P12之间和输出线LO上的元件块(在这里，由2次侧绕组Ls或电感器L2构成的元件块)作为元件块Ff时，对于通过该2个元件块Ff、输出线LO上的连接点P7、P10之间的点、接地线LG上的连接点P8、P11之间的点的假想线S-S′，第三桥接电路中的各个臂的元件块Dd(在这里，由整流二极管33或整流二极管34构成的元件块)和元件块Ee(在这里，由整流二极管31或整流二极管32构成的元件块)分别成为线对称的结构。再有，在图43(A)中，在整流平滑电路9D内，在连接点P9、P12之间和输出线LO上配置有元件块Ff，但例如如图43(B)所示那样，也可以在连接点P9、P12之间和接地线LG上配置有元件块Ff。

(切换电源装置7D的作用/效果)

接着，针对本实施方式的切换电源装置7D的作用和效果进行说明。再有，关于该切换电源装置7D的基本工作，除了整流工作是通过4个整流二极管31～34来进行之外，其它与第二实施方式的切换电源装置7相同，因此省略说明。

(1.作为DC-DC变流器的工作)

首先，参照图44～图51，作为切换电源装置7D的工作的一个例子，针对作为DC-DC变流器的工作详细地进行说明。

图44是以时间波形图表示切换电源装置7D中的各部的电压波形或电流波形的图，如图45～图51所示，与通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入正极性的(输入端子T1侧是高压的)直流的输入电压Vin的情况对应。在这里，图44中的(A)、(B)表示驱动信号SG1、SG2的电压波形。(C)表示在图42所示的电感器L1中流过的电流IL1的电流波形。(D)表示在连接点P6、P3之间的1次侧绕组Lp和电感器Lr中流过的电流ILp的电流波形。(E)表示在上述的元件组M2中流过的电流IM2的电流波形、该元件组M2的两端间的电压VM2的电压波形、以及上述的电压和(VC3+VC4)的电压波形。(F)表示在上述的元件组M1中流过的电流IM1的电流波形、该元件组M1的两端间的电压VM1的电压波形、以及上述的电压之和(VC3+VC4)的电压波形。(G)表示电感器L2的两端间的电压VL2的电压波形。(H)表示整流二极管31的两端间的电压V31和整流二极管32的两端间的电压V32的电压波形。(I)表示在整流二极管31～34中流过的正方向的电流I31～I34、以及在二次侧绕组Ls中流过的电流ILs的电流波形(在这里，是(-ILs)的电流波形)。(J)表示输出电流Iout的电流波形、以及输出电压Vout和输出平滑电容器Cout的两端间的电压Vcout的电压波形。再有，各电压和各电流的方向分别将在图42中以箭头表示的方向作为正方向。

此外，图45～图51表示图44中的1周期的量的工作的各定时(定时t50～t57(t50))的切换电源装置1的工作状态。

首先，在图45所示的定时t50～t51的期间中，切换元件S1变为导通状态(图44(A))，切换元件S2变为截止状态(图44(B))。因此，在切换电路8内，与第二实施方式同样地，分别流过图中所示那样的回线电流I1a、I1b。而且，通过这样的回线电流I1a、I1b分别流过，电感器Lr被励磁，并且从变压器的1次侧(1次侧绕组Lp)向2次侧(2次侧绕组Ls)进行电力传输。由此，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，流过图中所示的回线电流I3a。具体地，该回线电流I3a依次经由2次侧绕组Ls、整流二极管34、电感器L2、输出端子T3、负载5、输出端子T4和整流二极管31而环绕地流过，由此驱动负载5。

接着，在图46所示的定时t51～t52的期间中，在定时t51，切换元件S1成为截止状态(图44(A))。于是，在切换电路8内，与第二实施方式同样地，分别流过图中所示那样的回线电流I1c、I1d。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，分别流过图中所示那样的回线电流I3a、I3b、I3c。其中，回线电流I3b具体地依次经由整流二极管33、电感器L2、输出端子T3、负载5、输出端子T4、整流二极管31，环绕地流过。此外，回线电流I3c依次经由2次侧绕组Ls、整流二极管34、电感器L2、输出端子T3、负载5、输出端子T4、整流二极管31，环绕地流过。而且，通过这样的回线电流I3a、I3b、I3c，驱动负载5。

接着，在图47所示的定时t52～t53的期间中，在定时t52，切换元件S2成为导通状态(图44(B))。于是，在切换电路8内，与第二实施方式同样地，分别流过图中所示那样的回线电流I1e、I1f。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，在上述的回线电流I3b、I3c之外，新流过回线电流I3d。具体地，该回线电流I3d依次经由2次侧绕组Ls、整流二极管33、电感器L2、输出端子T3、负载5、输出端子T4、整流二极管32，环绕地流过。而且，通过这样的回线电流I3b、I3c、I3d，驱动负载5。

接着，在图48所示的定时t52～t54的期间中，在切换电路8内，依然分别流过回线电流I1e、I1f。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，不再流过上述的回线电流I3b、I3c。即，在整流平滑电路9D内，仅流过回线电流I3d，由此驱动负载5。

接着，在图49所示的定时t54～t55的期间中，在定时t54，切换元件S2成为截止状态(图44(B))。于是，在切换电路8内，如图中所示那样，分别流过上述的回线电流I1c、I1d。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，依然流过回线电流I3d，由此驱动负载5。

接着，在图50所示的定时t55～t56的期间中，在定时t55，切换元件S1成为导通状态(图44(A))。于是，在切换电路8内，如图中所示那样，分别流过上述的回线电流I1a、I1b。另一方面，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，如图中所示，上述的回线电流I3b、I3c、I3d分别流过，由此驱动负载5。

接着，在图51所示的定时t56～t57的期间中，首先，在定时t56，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，如图中所示，上述的回线电流I3a、I3b、I3c分别流过，由此驱动负载5。之后，在定时t57(t50)，在变压器的2次侧(整流平滑电路9D内)，如图45中所示，流过上述的回线电流I3a。以上，在输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的、作为1周期的量的DC-DC变流器的工作结束，成为与图44中的定时t50等价的状态。

另一方面，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的(输入端子T2侧是高压的)直流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置7D中的DC-DC变流器的工作变为如下。

即，在本实施方式的切换电源装置7D中，切换电路8中的第一桥接电路也成为点对称的结构。此外，整流平滑电路9D中的第三桥接电路也与第二实施方式中的整流平滑电路9同样地，如上述的图43所示那样成为线对称结构。

而且，通过第一和第三桥接电路成为这样的有对称性的电路结构，在通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下，也成为与参照图44～图51到此为止说明了的DC-DC变流器的工作(通过直流电源10对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的工作)相同的工作。

(2.作为AC-DC变流器的工作)

根据上述情况，在通过交流电源20对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin的情况下，作为切换电源装置7D中的AC-DC变流器的工作变为如下。即，通过交替地反复以上说明了的、对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，和对输入端子T1、T2之间输入负极性的直流的输入电压Vin的情况下的作为DC-DC变流器的工作，从而在对输入端子T1、T2之间输入交流的输入电压Vin时，实现作为AC-DC变流器的工作。像这样，在本实施方式的切换电源装置7D中，也与第二实施方式的切换电源装置1同样地，通过单一的电路结构，实现作为DC-DC变流器的工作、和作为AC-DC变流器的工作的双方。

由此，在本实施方式的切换电源装置7D中，也不需要上述比较例那样的整流桥接电路，并且变压器的1次侧以1个(1级结构的)电路(切换电路2)就可完成。因此，与上述比较例相比，能够以简易的结构(较少的部件数量)实现作为AC-DC变流器的工作。

此外，由于在整流平滑电路9D内设置有电感器L2，所以与不设置该电感器L2的情况相比，在输出电流Iout中包含的波动变小，并且在输入电流(在电感器L1中流过的电流IL1)中包含的波动也变小。

(3.升压工作)

在这里，在本实施方式中，与第二实施方式同样地，优选在切换电路2中，通过控制切换元件S1、S2的占空比，从而能够进行相对于输入电压Vin的升压工作。

具体地，在这里，当将变压器的1次侧绕组Lp的匝数作为Np、将2次侧绕组Ls的匝数作为Ns、将1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls的匝数比作为n(＝Np/Ns)、将电感器L1中的绕组的匝数作为Np1、将电感器L2中的绕组的匝数作为Ns1、将电感器L1和电感器L2的匝数比作为n1(＝Np1/Ns1)、将电感器L1、L2之间的耦合系数作为k(0＜k≤1)、将切换元件S1的导通时间和截止时间分别作为ton、toff、将切换周期作为T(＝ton+toff)、将切换元件S1的导通占空比作为D(＝ton/T)时，在稳定状态下，针对电感器L1、L2和1次侧绕组Lp的电感，以下的(16)～(18)式成立。再有，式中的Vin表示输入电压，Vout表示输出电压，VC3表示电容器C3的两端间的电压，VC4表示电容器C4的两端间的电压。

[数6]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\frac{k}{1+k}(\mathrm{VC}3+V_{\mathrm{in}}+n1(V_{\mathrm{out}}-\mathrm{VC}4))}{\mathrm{kL}1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\frac{k}{1+k}(\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}+n1(V_{C1}-V_{\mathrm{out}}))}{\mathrm{kL}1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(16\right)\\ \frac{\mathrm{VC}4}{L_p}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}3}{L_p}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(17\right)\\ \frac{\frac{\mathrm{VC}4}{n}-V_{\mathrm{out}}+\frac{k}{1+k}(\frac{\mathrm{VC}3+V_{\mathrm{in}}}{n1}+V_{\mathrm{out}}-\mathrm{VC}4)}{(1-k)L2}{t}_{\mathrm{on}}\\ =\frac{V_{\mathrm{out}}-\frac{\mathrm{VC}3}{n}-\frac{k}{1+k}(\frac{\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}}{n1}+\mathrm{VC}3-V_{\mathrm{out}})}{(1-k)L2}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(18\right)\end{array}\right.$

在这里，整理这些(16)～(18)式，导出规定输入输出电压比(Vout/Vin)和电压VC3、VC4的以下的(19)～(21)式。这时，如果通过(19)式，以满足(Vout/Vin)＞1的方式，设定切换元件S1的导通占空比D的话，可知能够实现上述的相对于输入电压Vin的升压工作。即，在这里，只要满足2D×(1-D)＞n×(1-2D)即可。此外，例如在将匝数比作为n＝1的情况下，通过式(19)，可知切换元件S1的导通占空比D＜0.5。

[数7]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{2}{n}\·\frac{D(1-D)}{1-2D}\·\·\·\·\·\·\left(19\right)\\ \mathrm{VC}3=\frac{D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(20\right)\\ \mathrm{VC}4=\frac{1-D}{1-2D}{V}_{\mathrm{in}}\·\·\·\·\·\·\left(21\right)\end{array}\right.$

由此，例如如图52所示那样，可知通过以切换元件S1的导通占空比D大于占空阈值Dth2(对应于(Vout/Vin)＝1时的导通占空比D)的方式进行设定，可知实际能够实现相对于输入电压Vin的升压工作。

此外，当比较第二实施方式中的(13)式和本实施方式中的(19)式时，在(19)式中，输出电压Vout和输入电压Vin的电压比(Vout/Vin)相对于(13)式成为2倍的值。因此，从图52可知，与第二实施方式中的占空阈值Dth1相比，本实施方式中的占空阈值Dth2变小。结果，本实施方式的升压区间ΔD2(能够进行升压工作的导通占空比D的范围)，比第二实施方式的升压区间ΔD1变大，容易实现升压工作。

如上所述，在本实施方式中，因为设置了图42所示的结构的切换电路8、具有1次侧绕组Lp和2次侧绕组Ls的变压器、以及整流平滑电路9D，所以通过与第二实施方式的切换电源装置7相同的作用，能够获得相同的效果。即，以单一的电路实现作为DC-DC变流器的工作和作为AC-D变流器的工作的双方，能够提高工作的自由度。

此外，由于在整流平滑电路9D内设置有电感器L2，所以与不设置该电感器L2的情况相比，在输出电流Iout中包含的波动变小，并且在输出电流(在电感器中流过的电流IL1)中包含的波动也变小。由此，例如在进行作为DC-DC变流器的工作时，能够降低该输入电流中的噪声，另一方面，例如在进行作为AC-DC的工作时，能够提高功率因数。

接着，针对上述第三实施方式的变形例(变形例8、9)进行说明。再有，对与第三实施方式中的结构要素相同的要素赋予同一符号，适宜地省略说明。

[变形例8]

图53是表示变形例8的切换电源装置(切换电源装置7E)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置7E，是在第三实施方式的切换电源装置7D中，使电感器L1、L21彼此不磁耦合的装置，其它结构相同。即，电感器L1、L21之间的耦合系数k能够从0到1之间任意地设定(0≤k≤1)。

在这样结构的切换电源装置7E中，通过与第三实施方式的切换电源装置7D同样的作用，能够获得同样的效果。

作为一个例子，例如如图54(A)～(J)所示那样，作为DC-DC变流器的工作(对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况：定时t60～t67)，与在第三实施方式中说明了的图44(A)～(J)表示的工作(定时t50～t57)相同。此外，虽然没有图示，但作为AC-DC变流器的工作也与在第三实施方式中说明了的工作相同。

在这里，在本变形例的切换电源装置7E中，在稳定状态下，针对电感器L1、L2和1次侧绕组Lp的电感，以下的(22)～24式成立。而且，当整理这些(22)～(24)式时，与第三实施方式同样地，导出规定输入输出电压比(Vout/Vin)和电压VC3、VC4的上述(19)～(21)式。

[数8]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{V_{\mathrm{in}}+\mathrm{VC}3}{L1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}}{L1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(22\right)\\ \frac{\mathrm{VC}4}{L_p}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}3}{L_p}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(23\right)\\ \frac{\frac{1}{n}\·\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{out}}}{L2}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{V_{\mathrm{out}}-\frac{1}{n}\·\mathrm{VC}3}{L2}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(24\right)\end{array}\right.$

[变形例9]

图55是表示变形例9的切换电源装置(切换电源装置7F)的电路结构的图。本变形例的切换电源装置7F，是在第三实施方式的切换电源装置7D中，使电感器L2的绕组的卷绕方向相反的装置，其它结构相同。

在这样结构的切换电源装置7F中，通过与第三实施方式的切换电源装置7D同样的作用，能够获得同样的效果。

作为一个例子，例如如图56(A)～(J)所示那样，作为DC-DC变流器的工作(对输入端子T1、T2之间输入正极性的直流的输入电压Vin的情况：定时t70～t77)，与在第三实施方式中说明了的图44(A)～(J)表示的工作(定时t50～t57)相同。此外，虽然没有图示，但作为AC-DC变流器的工作也与在第三实施方式中说明了的工作相同。

在这里，在本变形例的切换电源装置7E中，在稳定状态下，针对电感器L1、L2和1次侧绕组Lp的电感，以下的(25)～(27)式成立。而且，当整理这些(25)～(27)式时，与第三实施方式同样地，导出规定输入输出电压比(Vout/Vin)和电压VC3、VC4的上述(19)～(21)式。

[数9]

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\frac{k}{1+k}(\mathrm{VC}3+V_{\mathrm{in}}+n1\left({\mathrm{VC}4-V}_{\mathrm{out}}\right))}{\mathrm{kL}1}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\frac{k}{1+k}(\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}+n1(V_{\mathrm{out}}-\mathrm{VC}3))}{\mathrm{kL}1}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(25\right)\\ \frac{\mathrm{VC}4}{L_p}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{VC}3}{L_p}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(26\right)\\ \frac{\frac{\mathrm{VC}4}{n}-V_{\mathrm{out}}-\frac{k}{1+k}(\frac{\mathrm{VC}3+V_{\mathrm{in}}}{n1}+\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{out}})}{(1-k)L2}{t}_{\mathrm{on}}\\ =\frac{V_{\mathrm{out}}-\frac{\mathrm{VC}3}{n}-\frac{k}{1+k}(\frac{\mathrm{VC}4-V_{\mathrm{in}}}{n1}+V_{\mathrm{out}}-\mathrm{VC}3)}{(1-k)L2}{t}_{\mathrm{off}}\·\·\·\·\·\·\left(27\right)\end{array}\right.$

再有，在本变形例或上述变形例8中，与上述的第二实施方式的变形例6同样地，使2次侧绕组Ls的卷绕方向相反也可。

(其它变形例)

以上，举出了数个实施方式和变形例对本发明进行了说明，但本发明并不限定于这些实施方式等，能够有各种变形。

例如，在上述实施方式等中，例如如图57(A)中的驱动信号SG1、SG2所示那样，针对切换元件S1、S2均进行根据PWM的切换工作的情况进行了说明，但切换元件S1、S2的切换工作并不限于这种情况。即，例如也可以是如图57(B)、(C)中的驱动信号SG1、SG2所示那样，切换元件S1、S2中，一方进行根据PWM的切换工作，并且另一方总是成为截止状态。具体地，在图57(B)所示的例子中，切换元件S1进行根据PWM的切换工作，切换元件S2成为常时截止状态，与进行上述的正极性输入时的作为DC-DC变流器的工作的情况对应。另一方面，在图57(C)所示的例子中，切换元件S2进行根据PWM等的切换工作，切换元件S1成为常时截止状态，与进行上述的负极性输入时的作为DC-DC变流器的工作的情况对应。在这样构成的情况下，控制切换电路中的切换工作的电路(驱动电路)的结构被简洁化，能够实现部件数量的削减、成本的降低。再有，在图57(A)～(C)所示的切换元件S1、S2中的切换工作中，如上所述，也可以对应于极性(正极性或负极性)，调换切换信号SG1、SG2的内容，由此调换切换元件S1、S2彼此的工作。

此外，在上述实施方式等中，举出具有由图58(A)所示那样的结构构成的第一桥接电路的切换电路2、2D(7)(切换电路2等)作为例子进行了说明，但切换电路中的第一桥接电路的结构并不限定于此。具体地，例如如图58(B)所示的切换电路2E那样，在切换电路2等的桥接电路中，也可以使二极管D1、D2的朝向分别变为相反而配置。即，也可以是在二极管D1中，阳极配置于连接点P3侧并且阴极配置于连接点P2侧，在二极管D2中，阳极配置于连接点P6侧并且阴极配置于连接点P4侧。此外，例如如图58(C)、(D)所示的切换电路2F、2G那样，也可以对切换电路2等、2E中的桥接电路，以2个臂的左右的位置分别变为相反的方式构成桥接电路。在这里，在图58(C)所示的切换电路2F中，二极管D1、D2的朝向以与切换电路2等变为同样的方式配置，另一方面，在图58(D)所示的切换电路2G中，二极管D1、D2的朝向以与切换电路2E变为同样的方式配置。再有，在这些图58(A)～(D)中，省略电感器Lr的图示，并且将1次侧绕组作为1个1次侧绕组Lp而汇总图示。

进而，在上述实施方式等中，如上述图58(A)～(D)所示那样，针对在切换电路内，设置有切换元件S1、S2的双方的情况进行了说明，但切换电路的结构并不限定于此。即，例如如图59(A)～(D)所示的切换电路2H～2K和图60(A)～(D)所示的切换电路2L～2O那样，在切换电路内，也可以仅设置切换元件S1、S2中的一方。具体地，在图59(A)～(D)所示的切换电路2H～2K中，仅设置有切换元件S1。另一方面，在图60(A)～(D)所示的切换电路2L～2O中，仅设置有切换元件S2。详细地，在这些切换电路2H～2O中，通过二极管D1、D2与电容器C3、C4相互对角配置，从而构成第一桥接电路。而且，对二极管D1、D2中的一方并联连接切换元件S1或切换元件S2，并且二极管D1、D2以相互朝向反方向的方式配置。因此，在上述实施方式等中，例如如图61(A)所示那样，驱动信号SG1、SG2的双方对切换电路供给，相对于此，对切换电路2H～2K，例如如图61(B)所示那样，仅是供给驱动信号SG1，另一方面，对切换电路2L～2O，例如如图61(C)所示那样，仅是供给驱动信号SG2。在具备这样结构的切换电路2H～2O的切换电源装置中，作为DC-DC变流器进行工作。此外，在这些切换电路2H～2O内，通过对二极管D1、D2中的一方并联连接有切换元件S1或切换元件S2，从而与对二极管D1、D2双方并联连接有切换元件S1、S2的情况相比，切换电路内的切换元件的个数(元件数)较少即可完成。因此，能够削减切换电路内的元件数，并且使其作为DC-DC变流器而工作，通过简单的结构能够实现作为DC-DC变流器的工作。再有，关于这些情况，与上述实施方式等同样地，作为切换元件S1、S2，例如使用MOS-FET、IGBT等的开关元件。在作为开关元件使用MOS-FET的情况下，能够由该MOS-FET的寄生电容或寄生二极管分别构成上述电容器C1、C2和二极管D1、D2。此外，也能够分别以二极管D1、D2的结电容构成上述电容器C1、C2。在这样构成的情况下，不需要在开关元件之外另外设置电容器C1、C2、二极管D1、D2，能够使电路结构简洁化。

进而，在上述实施方式等中，主要针对切换电源装置具有作为DC-DC变流器的功能和作为AC-DC变流器的功能的双方的情况进行了说明，但也可以不必定具有双方的功能。同样地，在上述的实施方式等中，主要针对在切换电路中能够实现升压工作的情况进行了说明，但根据情况，也可以不进行这样的升压工作，或者也可以均能进行升压工作、降压工作、以及升降压工作。此外，也可以组合在上述实施方式等中说明了的变形例。

Claims (18)

1.一种切换电源装置，通过对从输入端子对输入的输入电压进行电压变换，从而生成直流输出电压并从输出端子对输出，其中，具备：

变压器，其具有：1次侧绕组，配置在所述输入端子对一侧；以及2次侧绕组，配置在所述输出端子对一侧；

切换电路，配置在所述输入端子对一侧，其构成为包含：第一和第二切换元件；第一和第二整流元件；第一和第二电容元件；和第一电感器；以及

整流平滑电路，配置在所述输出端子对一侧，

在所述切换电路内，通过将所述第一和第二切换元件、与所述第一和第二电容元件相互对角配置，从而构成第一桥接电路，

所述第一整流元件与所述第一切换元件并联连接且所述第二整流元件与所述第二切换元件并联连接，并且，该第一整流元件和第二整流元件以相互朝向反方向的方式配置，

所述第一电感器在所述输入端子对和所述第一桥接电路之间的连接线上配置，

所述1次侧绕组与所述第一桥接电路H桥接，并且所述2次侧绕组配置在所述整流平滑电路内。

2.根据权利要求1所述的切换电源装置，其中，

所述整流平滑电路具有第二电感器。

3.根据权利要求2所述的切换电源装置，其中，

所述第一电感器和所述第二电感器相互磁耦合。

4.根据权利要求2或3所述的切换电源装置，其中，

所述1次侧绕组通过相互串联连接的第一和第二1次侧绕组构成，

所述2次侧绕组通过与所述第一1次侧绕组磁耦合的第一2次侧绕组、和与所述第二1次侧绕组磁耦合的第二2次侧绕组构成。

5.根据权利要求4所述的切换电源装置，其中，

所述整流平滑电路具有：第三和第四整流元件；以及第三电容元件，

在所述整流平滑电路内，通过由所述第一2次侧绕组和所述第三整流元件构成的一个臂、和由所述第二2次侧绕组和所述第四整流元件构成的另一个臂，构成第二桥接电路，

所述第二电感器与所述第二桥接电路H桥接，

所述第三电容元件在连结所述第二桥接电路和所述输出端子对的一对连接线之间配置。

6.根据权利要求1至5的任一项所述的切换电源装置，其中，

在所述切换电路中，通过控制所述第一和第二切换元件的占空比，能够实现对于所述输入电压的升压工作。

7.根据权利要求6所述的切换电源装置，其中，

在将所述第一切换元件的导通占空比作为D，将所述变压器中的所述1次侧绕组和所述2次侧绕组的匝数比作为n时，以满足D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式，设定所述导通占空比D。

8.根据权利要求1所述的切换电源装置，其中，

所述整流平滑电路具有：第一和第二元件；第三和第四整流元件；和第三电容元件，

在所述整流平滑电路内，通过由所述第一元件和所述第三整流元件构成的一个臂、和由所述第二元件和所述第四整流元件构成的另一个臂，构成第三桥接电路，

所述第三电容元件在连结所述第三桥接电路和所述输出端子对的一对连接线之间配置，

所述2次侧绕组与所述第三桥接电路H桥接。

9.根据权利要求8所述的切换电源装置，其中，

所述第一和第二元件分别是电感器。

10.根据权利要求9所述的切换电源装置，其中，

所述第一电感器、作为所述第一元件的电感器、和作为所述第二元件的电感器分别相互磁耦合。

11.根据权利要求9或10所述的切换电源装置，其中，

在所述切换电路中，通过控制所述第一和第二切换元件的占空比，能够实现对于所述输入电压的升压工作。

12.根据权利要求11所述的切换电源装置，其中，

在将所述第一切换元件的导通占空比作为D，将所述变压器中的所述1次侧绕组和所述2次侧绕组的匝数比作为n时，以满足D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式，设定所述导通占空比D。

13.根据权利要求8所述的切换电源装置，其中，

所述第一和第二元件分别是整流元件，

所述整流平滑电路在所述第三桥接电路和所述第三电容元件的一端之间具有第三电感器。

14.根据权利要求13所述的切换电源装置，其中，

所述第一电感器和所述第三电感器相互磁耦合。

15.根据权利要求13或14所述的切换电源装置，其中，

在所述切换电路中，通过控制所述第一和第二切换元件的占空比，能够实现对于所述输入电压的升压工作。

16.根据权利要求15所述的切换电源装置，其中，

在将所述第一切换元件的导通占空比作为D，将所述变压器中的所述1次侧绕组和所述2次侧绕组的匝数比作为n时，以满足2D×(1-D)＞n×(1-2D)的方式，设定所述导通占空比D。

17.根据权利要求1至16的任一项所述的切换电源装置，其中，

所述第一和第二切换元件中，一方进行利用脉冲宽度调制的切换工作，并且另一方成为常时断开状态。

18.一种切换电源装置，通过对从输入端子对输入的输入电压进行电压变换，从而生成直流输出电压并从输出端子对输出，其中，具备：

变压器，其具有：1次侧绕组，配置在所述输入端子对一侧；以及2次侧绕组，配置在所述输出端子对一侧；

切换电路，配置在所述输入端子对一侧，构成为包含：切换元件；第一和第二整流元件；第一和第二电容元件；和第一电感器；以及

整流平滑电路，配置在所述输出端子对一侧，

在所述切换电路内，通过所述第一和第二整流元件、与所述第一和第二电容元件相互对角配置，从而构成第一桥接电路，

所述切换元件相对于所述第一和第二整流元件中的一方并联连接，并且所述第一整流元件和第二整流元件以相互朝向反方向的方式配置，

所述第一电感器在所述输入端子对和所述第一桥接电路之间的连接线上配置，

所述1次侧绕组与所述第一桥接电路H桥接，并且所述2次侧绕组配置在所述整流平滑电路内。

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