JP5018345B2

JP5018345B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP5018345B2
Application number: JP2007222750A
Authority: JP
Inventors: 恭生溝上
Original assignee: Omron Corp
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Priority date: 2007-08-29
Filing date: 2007-08-29
Publication date: 2012-09-05
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Description

本発明は、例えば直流電圧を所定電圧に変換するハーフブリッジコンバータ等のスイッチング電源装置に関する。

図３は基本的なハーフブリッジコンバータ内部の概略構成を示す回路構成図である。

図３に示すハーフブリッジコンバータ１００は、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続したコンデンサＣ１と、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続した第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路と、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続した第１電圧分割用コンデンサＣ３及び第２電圧分割用コンデンサＣ４の直列回路と、一次巻線Ｔ１及び、センタータップ方式の二次巻線Ｔ２で構成し、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２間の相互接続中点Ａ１を一次側の一次巻線Ｔ１の一端に、第１電圧分割用コンデンサＣ３及び第２電圧分割用コンデンサＣ４間の相互接続中点Ａ２を一次巻線Ｔ１の他端に接続する出力トランスＴと、二次巻線Ｔ２の一端及び他端に夫々接続する第１整流ダイオードＤ１及び第２整流ダイオードＤ２と、第１整流ダイオードＤ１及び第２整流ダイオードＤ２のカソード側に接続した平滑チョークコイルＬ２と、この平滑チョークコイルＬ２の一端及び二次巻線Ｔ２の中点Ａ３に接続するコンデンサＣ２と、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動制御回路１０１とを有している。

出力トランスＴは、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、一次巻線Ｔ１側の励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流ＩＬ１に応じて、二次巻線Ｔ２に所定電圧の交流成分を誘起するものである。

尚、第１スイッチング素子Ｑ１は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成し、寄生ダイオードＤＱ１及び寄生コンデンサＣＱ１を備え、第２スイッチング素子Ｑ２も同様に、寄生ダイオードＤＱ２及び寄生コンデンサＣＱ２を備えているものとする。

次に基本的なハーフブリッジコンバータ１００の基本動作について説明する。図４はハーフブリッジ１００の基本動作を端的に示すタイミングチャートである。

駆動制御回路１０１は、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ中に第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮ駆動した場合、直流電源Ｅ→第１スイッチング素子Ｑ１→相互接続中点Ａ１→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ２→第２電圧分割用コンデンサＣ４→直流電源Ｅの経路で電流が流れることになる。

その結果、図４に示すように第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓは０（Ｖ）、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓは直流電源ＥのＶｉｎ（Ｖ）相当のため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流ＩＬ１が徐々にプラス方向に上昇することになる。

出力トランスＴの二次巻線Ｔ２では、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１の上昇に応じて誘起電圧が発生し、この交流成分の誘起電圧を第１整流ダイオードＤ１で整流し、この整流した誘起電圧を平滑チョークコイルＬ２で平滑化して出力電流として第１直流電流Ｉｄ１を出力し、コンデンサＣ２に充電することになる。この際、第２直流電流Ｉｄ２はゼロである。

次に駆動制御回路１０１は、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮからＯＦＦした場合、第２スイッチング素子Ｑ２もＯＦＦ中であることから、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）となるため、励磁インダクタンスＬ１に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が発生する。

また、平滑チョークコイルＬ２では、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦした場合、平滑チョークコイルＬ２に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第２還流電流ＩＬ２が発生し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第１整流ダイオードＤ１→平滑チョークコイルＬ２の経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第２整流ダイオードＤ２→平滑チョークコイルＬ２の経路とに第２還流電流ＩＬ２が流れることになる。

また、一次巻線Ｔ１側の励磁インダクタンスＬ１は、蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が出力トランスＴ経由で第２整流ダイオードＤ２側に流れ込み、第２整流ダイオードＤ２には第１還流電流ＩＬ１＋第２還流電流ＩＬ２が流れ込むことになる。

その後、駆動制御回路１０１は、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ中に第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮ駆動した場合、直流電源Ｅ→第１電圧分割用コンデンサＣ３→相互接続中点Ａ２→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ１→第２スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅの経路で電流が流れることになる。

その結果、図４に示すように第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓは０（Ｖ）、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓは直流電源ＥのＶｉｎ（Ｖ）相当のため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流ＩＬ１が徐々にマイナス方向に上昇することになる。

出力トランスＴの二次巻線Ｔ２では、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１のマイナス方向の上昇に応じて誘起電圧が発生し、この交流成分の誘起電圧を第２整流ダイオードＤ２で整流し、この整流した交流成分を平滑チョークコイルＬ２で平滑化して出力電流として第２直流電流Ｉｄ２を出力し、コンデンサＣ２に充電することになる。この際、第１直流電流Ｉｄ１はゼロである。

次に駆動制御回路１０１は、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮからＯＦＦした場合、第１スイッチング素子Ｑ１もＯＦＦ中であることから、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）となるため、励磁インダクタンスＬ１に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が発生する。

また、平滑チョークコイルＬ２は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦした場合、平滑チョークコイルＬ２に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第２還流電流ＩＬ２が発生し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第１整流ダイオードＤ１→平滑チョークコイルＬ２の経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第２整流ダイオードＤ２→平滑チョークコイルＬ２の経路とに第２還流電流ＩＬ２が流れることになる。

また、一次巻線Ｔ１側の励磁インダクタンスＬ１は、蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が出力トランスＴ経由で第１整流ダイオードＤ１に流れ込み、第１整流ダイオードＤ１には第１還流電流ＩＬ１＋第２還流電流ＩＬ２が流れ込むことになる。

従って、従来のハーフブリッジコンバータ１００によれば、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１に応じて出力トランスＴ１の二次巻線Ｔ２に交流成分の誘起電圧を発生し、この誘起電圧を整流及び平滑化することで所望の出力電流として第１直流電流Ｉｄ１及び第２直流電流Ｉｄ２を得ることができる。

しかしながら、このような従来のハーフブリッジコンバータ１００によれば、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１に応じて出力トランスＴの二次巻線Ｔ２に交流成分の誘起電圧を発生し、この誘起電圧を整流及び平滑化することで所望の直流電流を得るようにしたが、例えば第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮ駆動する際、その寄生コンデンサＣＱ１の寄生容量があることから、ドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓがゼロボルト状態を維持することができないため、スイッチング損失が発生してしまう。尚、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮ駆動する際も、その寄生コンデンサＣＱ２の寄生容量でドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓがゼロボルト状態を維持できず、スイッチング損失が生じてしまう。

そこで、このようなスイッチング損失を軽減するために、例えば第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮ駆動する際、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓをゼロボルト状態に維持し、第１スイッチング素子Ｑ１のＯＮ駆動時のスイッチング損失を大幅に軽減したゼロボルトスイッチング方式を採用したものが広く知られている（例えば特許文献１参照）。

従来、このようなゼロボルトスイッチング方式を採用したハーフブリッジコンバータとしては、直流電源の一端及び他端間に接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の直列回路と、直流電源の一端及び他端間に接続した第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサの直列回路と、一次巻線及び二次巻線で構成し、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子間の相互接続中点を一次巻線の一端に、第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサ間の相互接続中点を一次巻線の他端に接続する出力トランスと、二次巻線の両端に接続した整流回路と、この整流回路に接続した平滑チョークコイルと、この平滑チョークコイルの一端及び整流回路の一端に接続する平滑コンデンサと、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動制御回路とを有するハーフブリッジコンバータ等のスイッチング電源装置であって、第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサ間の相互接続中点及び一次巻線間に接続する共振用インダクタンス及び共振用コンデンサで構成する並列共振回路を配置し、この並列共振回路の共振動作を利用して、例えば第１スイッチング素子（第２スイッチング素子）のＯＮ駆動時に第１スイッチング素子（第２スイッチング素子）の寄生容量に逆方向の共振電流を流し、第１スイッチング素子（第２スイッチング素子）のソース・ドレイン間電圧をゼロボルトにし、第１スイッチング素子（第２スイッチング素子）のＯＮ駆動時に発生する電力損失を解消するゼロボルトスイッチングを実現するものである。
特開２０００−１２５５６０号公報（段落番号「０００２」〜「０００５」及び図５参照）

しかしながら、上記特許文献１のハーフブリッジコンバータ等のスイッチング電源装置によれば、共振用コンデンサ及び共振用インダクタンスの並列共振回路の共振動作を使用してゼロボルトスイッチングを実現したものであるが、例えば第１スイッチング素子（第２スイッチング素子）のＯＮ駆動時に寄生容量を回生する方向の共振電流が流すためには、共振用インダクタンスの所定インダクタンス値を確保する必要があるが、インダクタンス値にバラツキのある安価な共振用インダクタンスを使用することはできず、所定インダクタンス値を安定して得ることができる高精度の高価な共振用インダクタンスを確保する必要がある。

さらに、上記特許文献１のスイッチング電源装置によれば、共振用コンデンサ及び共振用インダクタンスの並列共振回路の共振動作を使用してゼロボルトスイッチングを実現したものであるが、降圧の場合、入力電圧が高圧であることから、容量に比較して共振用インダクタンスに流れる共振電流が小さく、インダクタンス値を上げるために外部にインダクタンスを別途設ける必要がある。

そこで、本発明は上記点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、共振用インダクタンス等の共振回路を要することなく、低コストでゼロボルトスイッチングを確実に実現するスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、電源の一端及び他端間に接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記電源の一端及び他端間に接続した第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサと、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子間の相互接続中点及び、前記第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサ間の相互接続中点に接続すると共に、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、一次側の一次巻線の励磁電流に応じて二次側のセンタータップ方式の二次巻線に所定電圧の交流を誘起する出力トランスと、前記二次巻線に誘起した所定電圧の交流を整流して直流出力する整流回路とを有するスイッチング電源装置であって、前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断するスイッチ手段と、このスイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続遮断時に、前記整流回路内部で発生する二次側還流電流を還流する電流還流手段とを有し、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に発生する一次側で発生する一次側還流電流が前記二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにするようにした。

また、本発明のスイッチング電源装置は、上記本発明のスイッチング電源装置の構成において、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に発生する一次側還流電流が前記二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにした後、同スイッチング素子をＯＮするようにした。

また、本発明のスイッチング電源装置は、上記本発明のスイッチング電源装置の構成において、前記一次側還流電流の電荷量は、前記スイッチング素子の寄生容量よりも大きいことにした。

また、本発明のスイッチング電源装置は、上記本発明のスイッチング電源装置の構成において、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子は、電界効果トランジスタで構成し、前記端子間電圧は、ソース及びドレイン間の端子間電圧に相当するようにした。

上記のように構成された本発明のスイッチング電源装置によれば、前記二次巻線の中点及び前記整流回路の接続を遮断するスイッチ手段と、このスイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続遮断時に、前記整流回路内部で発生する二次側還流電流を還流する電流還流手段とを有し、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に一次側で発生する一次側還流電流が前記二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにするようにしたので、従来のような共振用インダクタンスで構成する共振回路を使用しなくても、低コストで安定したゼロボルトスイッチングを実現することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置によれば、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に発生する一次側還流電流が二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにした後、同スイッチング素子をＯＮするようにしたので、スイッチング素子のスイッチング損失を大幅に軽減することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置によれば、前記一次側還流電流の電荷量が、前記スイッチング素子の寄生容量よりも大きくしたので、安定したゼロボルトスイッチングを実現することができる。

また、本発明のスイッチング電源装置によれば、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子が電界効果トランジスタで構成し、前記端子間電圧は、ソース及びドレイン間の端子間電圧に相当するようにしたので、安定したゼロボルトスイッチングを実現することができる。

以下、図面に基づいて本発明のスイッチング電源装置に関わる実施の形態を示すハーフブリッジコンバータについて説明する。図１は本実施の形態を示すハーフブリッジコンバータ内部の概略構成を示すブロック図である。尚、図３に示すハーフブリッジコンバータ１００と同一の構成については同一符号を付すものとする。

図１に示すハーフブリッジコンバータ１は、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続したコンデンサＣ１と、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続した第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路と、直流電源Ｅの一端及び他端間に接続した第１電圧分割用コンデンサＣ３及び第２電圧分割用コンデンサＣ４の直列回路と、一次巻線Ｔ１及び、センタータップ方式の二次巻線Ｔ２で構成し、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２間の相互接続中点Ａ１を一次側の一次巻線Ｔ１の一端に、第１電圧分割用コンデンサＣ３及び第２電圧分割用コンデンサＣ４間の相互接続中点Ａ２を一次巻線Ｔ１の他端に接続する出力トランスＴと、二次巻線Ｔ２の一端及び他端に夫々接続する第１整流ダイオードＤ１及び第２整流ダイオードＤ２と、第１整流ダイオードＤ１及び第２整流ダイオードＤ２のカソード側に接続した平滑チョークコイルＬ２と、この平滑チョークコイルＬ２の一端及び二次巻線Ｔ２の中点Ａ３に接続するコンデンサＣ２とを有し、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断する第３スイッチング素子Ｑ３と、第３スイッチング素子Ｑ３にて二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続遮断時に、平滑チョークコイルＬ２の励磁エネルギに相当する第２還流電流ＩＬ２を平滑チョークコイルＬ２に還流する還流ダイオードＤ３と、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動制御回路１１とを有している。

尚、第１スイッチング素子Ｑ１は、ＦＥＴで構成し、寄生コンデンサＣＱ１及び寄生ダイオードＤＱ１を備え、第２スイッチング素子Ｑ２も同様に、寄生コンデンサＣＱ２及び寄生ダイオードＤＱ２を備えるものとする。

また、駆動制御回路１１は、例えば第１スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ中に、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮからＯＦＦ直後に一次巻線Ｔ１側の励磁インダクタンスＩＬ１で発生する第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れないように、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦ駆動し、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、平滑チョークコイルＬ２で発生した第２還流電流を平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の電流経路を流すものである。その結果、第２還流電流が同電流経路を還流することで、コンデンサＣ２へ蓄えられるエネルギが減少してしまうような事態を対処することができる。

また、駆動制御回路１１は、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦ駆動し、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断した場合、励磁インダクタンスＬ１で発生した第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れず、第１還流電流ＩＬ１が第１スイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサＣＱ１側の寄生容量を放電して第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓをゼロボルトにした後、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦからＯＮ駆動するものである。尚、第１還流電流ＩＬ１の電荷量ＱＬ１＝ＩＬ１＊Ｔ（時間秒）、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生容量（電荷量）Ｑ１０＝Ｖｉｎ／２＊ＣＱ１とした場合、ＱＬ１＞Ｑ１０の条件を満たすものとする。

また、駆動制御回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮ駆動した場合、直流電源Ｅ→第１スイッチング素子Ｑ１→相互接続中点Ａ１→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ２→第２電圧分割用コンデンサＣ４→直流電源Ｅの電流経路を形成し、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１に応じて二次巻線Ｔ２側の第１整流ダイオードＤ１側に交流成分の誘起電圧を発生するものである。

二次巻線Ｔ２側の第１整流ダイオードＤ１側に交流成分の誘起電圧が発生した場合、第１整流ダイオードＤ１→平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２→第１整流ダイオードＤ１の電流経路で第１直流電流Ｉｄ１が流れ、第１整流ダイオードＤ１及び平滑チョークコイルＬ２経由でコンデンサＣ２に出力電流として第１直流電流Ｉｄ１が充電されることになる。

また、駆動制御回路１１は、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦ中に、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮからＯＦＦ直後に一次側の励磁インダクタンスＬ１で発生する第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れないように、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦ駆動し、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、平滑チョークコイルＬ２で発生した第２還流電流を平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の電流経路を流すものである。その結果、第２還流電流が同電流経路を還流することで、コンデンサＣ２へ蓄えられるエネルギが減少してしまうような事態を対処することができる。

また、駆動制御回路１１は、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦ駆動し、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断した場合、励磁インダクタンスＬ１で発生した第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れず、第１還流電流ＩＬ１が第２スイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサＣＱ２側の寄生容量を放電して第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓをゼロボルトにした後、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦからＯＮ駆動するものである。尚、第１還流電流ＩＬ１の電荷量ＱＬ１＝ＩＬ１＊Ｔ（時間秒）、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生容量（電荷量）Ｑ２０＝Ｖｉｎ／２＊ＣＱ２とした場合、ＱＬ１＞Ｑ２０の条件を満たすものとする。

また、駆動制御回路１１は、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮ駆動した場合、直流電源Ｅ→第１電圧分割用コンデンサＣ３→相互接続中点Ａ２→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ１→第２スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅの電流経路を形成し、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１に応じて二次巻線Ｔ２側の第２整流ダイオードＤ２側に交流成分の誘起電圧を発生するものである。

二次巻線Ｔ２側の第２整流ダイオードＤ２側に交流成分の誘起電圧が発生した場合、第２整流ダイオードＤ２→平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２→第２整流ダイオードＤ２の電流経路で第２直流電流Ｉｄ２が流れ、第２整流ダイオードＤ２及び平滑チョークコイルＬ２経由でコンデンサＣ２に出力電流として第２直流電流Ｉｄ２が充電されることになる。

また、駆動制御回路１１は、例えば第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮからＯＦＦした後、次の第２スイッチング素子がＯＦＦからＯＮする直前に第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦし、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＮ駆動するタイミングで、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮ駆動し、次の第１スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦからＯＮする直前に第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦし、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＮ駆動するタイミングで、第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮ駆動する所定周期を予め設定しておき、この設定した所定周期に基づき、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ／ＯＦＦタイミングを駆動制御するものである。

尚、請求項記載のスイッチング電源装置はハーフブリッジコンバータ１、電源は直流電源Ｅ、第１スイッチング素子は第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子は第２スイッチング素子Ｑ２、第１電圧分割用コンデンサは第１電圧分割用コンデンサＣ３、第２電圧分割用コンデンサは第２電圧分割用コンデンサＣ４、一次巻線は一次巻線Ｔ１、二次巻線は二次巻線Ｔ２、出力トランスは出力トランスＴ、整流回路は第１整流ダイオードＤ１及び第２整流ダイオードＤ２、スイッチ手段は第３スイッチング素子Ｑ３、電流還流手段は還流ダイオードＤ３に相当するものである。

次に本実施の形態を示すハーフブリッジコンバータ１の動作について説明する。図２は本実施の形態を示すハーフブリッジコンバータ１の動作を端的に示すタイミングチャートである。

駆動制御回路１１は、第２スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ中及び第３スイッチング素子Ｑ３のＯＮ中に第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮ駆動した場合、直流電源Ｅ→第１スイッチング素子Ｑ１→相互接続中点Ａ１→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ２→第２電圧分割用コンデンサＣ４→直流電源Ｅの経路で電流が流れることになる。

その結果、図２に示すように第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓは０（Ｖ）、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓは直流電源ＥのＶｉｎ（Ｖ）相当のため、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電流Ｑ１Ｉｄｓが流れ、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流ＩＬ１が徐々にプラス方向に上昇することになる。

出力トランスＴの二次巻線Ｔ２では、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１の上昇に応じて誘起電圧が発生し、この誘起電圧の交流成分を第１整流ダイオードＤ１で整流し、この整流した交流成分を平滑チョークコイルＬ２で平滑化して出力電流として第１直流電流Ｉｄ１を出力し、コンデンサＣ２に充電することになる。この際、第２直流電流Ｉｄ２及び第３直流電流Ｉｄ３はゼロである。

その後、駆動制御回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１をＯＮからＯＦＦ駆動した場合、第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦ中、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮ中のため、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）となるため、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のソース・ドレイン間電流Ｑ１Ｉｄｓ及びＱ２Ｉｄｓは流れなくなり、励磁インダクタンスＬ１に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が発生する。

また、二次側の平滑チョークコイルＬ２は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦした場合、平滑チョークコイルＬ２に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第２還流電流ＩＬ２が発生し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第１整流ダイオードＤ１→平滑チョークコイルＬ２の第１電流経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第２整流ダイオードＤ２→平滑チョークコイルＬ２の第２電流経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の第３電流経路とを第２還流電流ＩＬ２が流れることになる。尚、第２電流経路には、一次側の励磁インダクタンスＬ１の第１還流電流ＩＬ１が漏れ、第１還流電流ＩＬ１及び第２還流電流ＩＬ２の和の電流が流れ込むことになる。

この際、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ中に第３スイッチング素子Ｑ３をＯＮからＯＦＦ駆動した場合、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の電流経路で、平滑チョークコイルＬ２で発生した第２還流電流ＩＬ２が還流すると共に、一次側から二次側への第１還流電流ＩＬ１の漏れがなくなる。

この結果、第１還流電流ＩＬ１は二次側への電流の流れ込みが遮断されることで、第２電圧分割用コンデンサＣ４に充電し、第２スイッチング素子Ｑ２のソースからドレイン方向に流れ、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサＣＱ２の寄生容量を放電し、同第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２ＶｄｓはＶｉｎ／２（Ｖ）から徐々にゼロボルトとなる。

その後、駆動制御回路１１は、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓがゼロボルトになると、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＦＦからＯＮ駆動し、直流電源Ｅ→第１電圧分割用コンデンサＣ３→相互接続中点Ａ２→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ１→第２スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅの経路で電流が流れることになる。

その結果、図２に示すように第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓは０（Ｖ）、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓは直流電源ＥのＶｉｎ（Ｖ）相当のため、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電流Ｑ２Ｉｄｓが流れ、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流ＩＬ１が徐々にマイナス方向に上昇することになる。

出力トランスＴの二次巻線Ｔ２では、励磁インダクタンスＬ１の励磁電流ＩＬ１のマイナス方向の上昇に応じて誘起電圧が発生し、この誘起電圧の交流成分を第２整流ダイオードＤ２で整流し、この整流した交流成分を平滑チョークコイルＬ２で平滑化して第２直流電流Ｉｄ２を出力し、コンデンサＣ２に充電することになる。この際、第１直流電流Ｉｄ１及び第３直流電流Ｉｄ３はゼロである。

その後、駆動制御回路１１は、第２スイッチング素子Ｑ２をＯＮからＯＦＦ駆動した場合、第１スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ中、第３スイッチング素子Ｑ３がＯＮ中のため、第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｑ２ＶｄｓもＶｉｎ／２（Ｖ）となるため、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電流Ｑ１Ｉｄｓ及びＱ２Ｉｄｓは流れなくなり、励磁インダクタンスＬ２に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第１還流電流ＩＬ１が発生する。

また、二次側の平滑チョークコイルＬ２は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦした場合、平滑チョークコイルＬ２に蓄積した励磁エネルギの放出に応じて第２還流電流ＩＬ２が発生し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第１整流ダイオードＤ１→平滑チョークコイルＬ２の第１電流経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→第３スイッチング素子Ｑ３→二次巻線Ｔ２の中点Ａ３→二次巻線Ｔ２→第２整流ダイオードＤ２→平滑チョークコイルＬ２の第２電流経路と、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の第３電流経路とを第２還流電流ＩＬ２が流れることになる。尚、第１電流経路には、一次側の励磁インダクタンスＬ１の第１還流電流ＩＬ１が漏れ、第１還流電流ＩＬ１及び第２還流電流ＩＬ２の和の電流が流れ込むことになる。

この際、駆動制御回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ中に第３スイッチング素子Ｏ３をＯＮからＯＦＦ駆動した場合、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、平滑チョークコイルＬ２→コンデンサＣ２→還流ダイオードＤ３→平滑チョークコイルＬ２の電流経路で、平滑チョークコイルＬ２で発生した第２還流電流ＩＬ２が還流すると共に、一次側から二次側への第１還流電流ＩＬ１の漏れがなくなる。

この結果、第１還流電流ＩＬ１は二次側への電流の流れ込みが遮断されることで、第１スイッチング素子Ｑ３のソースからドレイン方向に流れ、第１スイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサＣＱ１の寄生容量を放電し、同第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１ＶｄｓはＶｉｎ／２（Ｖ）から徐々にゼロボルトとなる。

その後、駆動制御回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｑ１Ｖｄｓがゼロボルトになるタイミングで、第１スイッチング素子Ｑ１及び第３スイッチング素子Ｑ３をＯＦＦからＯＮ駆動し、直流電源Ｅ→第１スイッチング素子Ｑ１→相互接続中点Ａ１→励磁インダクタンスＬ１及び一次巻線Ｔ１→相互接続中点Ａ２→第２電圧分割用コンデンサＣ４→直流電源Ｅの経路で電流が流れることになる。

本実施の形態によれば、二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断する第３スイッチング素子Ｑ３と、第３スイッチング素子Ｑ３にて二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続遮断時に、平滑チョークコイルＬ２内部で発生する第２還流電流ＩＬ２を還流する還流ダイオードＤ３とを備え、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の内、一方のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）のＯＦＦ直後に一次側の励磁インダクタンスＬ１で発生する第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れないように、第３スイッチング素子Ｑ３にて二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、第１還流電流ＩＬ１を他方のスイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）のソースからドレインに流すことで、同スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）の寄生容量を放電して同スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓ（Ｑ１Ｖｄｓ）をゼロボルトにするようにしたので、従来のような共振用インダクタンスで構成する共振回路を使用しなくても、低コストで安定したゼロボルトスイッチングを実現することができる。

また、本実施の形態によれば、第１スイッチング素子Ｑ１及第２スイッチング素子Ｑ２の内、一方のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）のＯＦＦ直後に発生する第１還流電流ＩＬ１が二次巻線Ｔ２に漏れないように、第３スイッチング素子Ｑ３にて二次巻線Ｔ２の中点Ａ３及びコンデンサＣ２間の接続を遮断し、第１還流電流ＩＬ１を他方のスイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）のソースからドレインに流すことで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）のドレイン・ソース間電圧Ｑ２Ｖｄｓ（Ｑ１Ｖｄｓ）をゼロボルトにした後、同スイッチング素子をＯＮ駆動するようにしたので、スイッチング素子のスイッチング損失を大幅に軽減することができる。

また、本実施の形態によれば、第１還流電流ＩＬ１の電荷量ＱＬ１が、第１スイッチング素子Ｑ１（第２スイッチング素子Ｑ２）の寄生容量Ｑ１０（寄生容量Ｑ２０）よりも大きくしたので、安定したゼロボルトスイッチングを実現することができる。

本発明のスイッチング電源装置によれば、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に一次側で発生する一次側還流電流が二次巻線に漏れないように、スイッチ手段にて二次巻線の中点及び整流回路間の接続を遮断し、一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにするようにしたので、従来のような共振用インダクタンスで構成する共振回路を使用しなくても、低コストで安定したゼロボルトスイッチングを実現することができるため、例えばハーフブリッジコンバータ等のスイッチング電源装置に有用である。

本発明のスイッチング電源装置に関わる実施の形態を示すハーフブリッジコンバータ内部の概略構成を示す回路構成図である。本実施の形態を示すハーフブリッジコンバータ内部の動作を示すタイミングチャートである。一般的なハーフブリッジコンバータ内部の概略構成を示す回路構成図である。一般的なハーフブリッジコンバータ内部の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ハーフブリッジコンバータ（スイッチング電源装置）
Ｅ直流電源（電源）
Ｑ１第１スイッチング素子
Ｑ２第２スイッチング素子
Ｑ３第３スイッチング素子（スイッチ手段）
Ｃ３第１電圧分割用コンデンサ
Ｃ４第２電圧分割用コンデンサ
Ｔ出力トランス
Ｔ１一次巻線
Ｔ２二次巻線
Ｌ２平滑チョークコイル（整流回路）
Ｄ１第１整流ダイオード（整流回路）
Ｄ２第２整流ダイオード（整流回路）
Ｄ３還流ダイオード（電流還流手段）

Claims

電源の一端及び他端間に接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記電源の一端及び他端間に接続した第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサと、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子間の相互接続中点及び、前記第１電圧分割用コンデンサ及び第２電圧分割用コンデンサ間の相互接続中点に接続すると共に、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を交互にＯＮ／ＯＦＦ駆動することで、一次側の一次巻線の励磁電流に応じて二次側のセンタータップ方式の二次巻線に所定電圧の交流を誘起する出力トランスと、前記二次巻線に誘起した所定電圧の交流を整流して直流出力する整流回路とを有するスイッチング電源装置であって、
前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断するスイッチ手段と、
このスイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続遮断時に、前記整流回路内部で発生する二次側還流電流を還流する電流還流手段とを有し、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に一次側で発生する一次側還流電流が前記二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにすることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の内、一方のスイッチング素子のＯＦＦ直後に発生する一次側還流電流が前記二次巻線に漏れないように、前記スイッチ手段にて前記二次巻線の中点及び前記整流回路間の接続を遮断し、前記一次側還流電流を他方のスイッチング素子に供給することで、同スイッチング素子の寄生容量を放電して同スイッチング素子の端子間電圧をゼロボルトにした後、同スイッチング素子をＯＮすることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記一次側還流電流の電荷量は、
前記スイッチング素子の寄生容量よりも大きいことを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子は、電界効果トランジスタで構成し、前記端子間電圧は、ソース及びドレイン間の端子間電圧に相当することを特徴とする請求項１，２又は３記載のスイッチング電源装置。