JP4684758B2

JP4684758B2 - 電源装置

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Publication number: JP4684758B2
Application number: JP2005181564A
Authority: JP
Inventors: 宏樹渡辺; 茂治山下; 和臣渡辺
Original assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Current assignee: Fujitsu Telecom Networks Ltd
Priority date: 2005-06-22
Filing date: 2005-06-22
Publication date: 2011-05-18
Anticipated expiration: 2025-06-22
Also published as: JP2007006568A

Description

本発明は電源装置に関わり、特に中点電圧を利用するスイッチング電源で中点電圧のアンバランスによるスイッチング素子の破壊やトランスの偏磁を防止する技術に関する。

一般に５００Ｖ以上の高電圧を用いるスイッチング電源の場合、スイッチング素子の耐圧は高いものが要求される。ところが、耐圧が高いスイッチング素子は高価なため、耐圧の低いスイッチング素子で構成できる電源装置が求められている。
その一つとして、中点電圧を設けて１／２の電圧に分けてスイッチング電源を直列に構成する方法が考えられ、スイッチング素子にかかる電圧も半分になり、要求される耐圧も半分にできるので、安価なスイッチング素子を使用することができる。

図８は一般的に用いられている中点電圧を利用してスイッチング電源を直列に接続した電源装置、７００は中点電圧供給回路、７０１および７０２は電源入力端子、７０３および７０５は電源出力端子、７０４は中点電圧出力端子、７０６および７０７は分圧コンデンサ、７０８および７０９は同じ値を有する分圧抵抗、７１０および７１１は第１および第２のスイッチング電源、７１２および７１３は第１および第２の負荷をそれぞれ示している。

図８において、電源入力端子７０１および７０２から供給される直流電圧は、電源入力端子７０１および７０２の間に直列に接続された分圧抵抗７０８および７０９によって１／２の電圧に分圧され、抵抗７０８および７０９のそれぞれに並列に接続された電圧安定用の分圧コンデンサ７０６および７０７を介して中点電圧出力端子７０４に電源入力端子７０１および７０２から供給される直流電圧の１／２の電圧が出力される。

特許文献１記載の「オシレータ制御装置、及び制御方法」には上述のような抵抗による分圧回路が記載されている。同文献は、電磁誘導方式の無人搬送システムに用いるオシレータに関するもので、スイッチング素子の特性を自動調整して安定動作させるため、インバータ回路に入力される直流の電源電圧を２等分する回路の電圧中点と、交流負荷の２次側の出力電圧を平均化する回路により設けられた電圧中点とが等しくなるように制御するもので、電圧中点間に双方向のフォトカプラを設けて電気的な絶縁を保ちながら電圧差が零になるように１次側のスイッチング素子のオンオフ周期を可変するように構成されている。
特開２００４−９６８４３号公報

一般的に、中点電圧を利用して直列に接続したスイッチング電源の何れかの負荷が増減してアンバランスな状態になると、この影響を受けて中点電圧が変動してしまうという問題がある。特に、図８のような抵抗分圧による回路の場合、電源出力端子７０３と中点電圧出力端子７０４との間に接続される第１のスイッチング電源７１０の第１の負荷７１２と、中点電圧出力端子７０４と電源出力端子７０５との間に接続される第２スイッチング電源７１１の第２の負荷７１３との間にばらつきが生じると中点電圧が負荷に引っ張られて不安定になってしまうという課題がある。

また、図８の回路で、抵抗７０８および７０９の抵抗値を小さくして電流を増やすことによって中点電圧を安定させることができるが、電流を増やすことによって各抵抗での損失が増加し、電源の効率が低下するという課題が生じる。さらには、抵抗自体も電力容量の大きなものが必要となり、発熱対策として放熱部品なども必要となってコストが高くなってしまうという課題がある。

さらには、スイッチング電源で一般的なハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路の中点電圧の供給回路で中点電圧がずれると、トランスを流れる電流がアンバランスになり、偏磁の問題が生じてしまうという課題もある。
このように中点電圧安定しないと様々な課題が生じ、良質な電源装置を提供することは難しく、安定した中点電圧を与える回路が求められている。

本発明による電源装置は、元電源を供給する直流電源ソースと、正負の２極の電源入力端子と該電源入力端子の電圧を可変して出力する電源出力端子とを有し、前記電源入力端子間の電圧が前記電源出力端子に接続される負荷に応じて過渡的に変動するＮ個（Ｎは２以上の整数）の電源装置とからなり、前記ｎ番目（ｎは１≦ｎ≦Ｎの整数）の電源装置の正極と前記（ｎ＋１）番目の電源装置の負極をｎ＝１番目からｎ＝Ｎ番目までを順番に接続した点のＭ個（Ｍは１≦Ｍ≦（Ｎ−１）の整数）の中点入力端子と、前記ｎ＝１番目の負極と前記ｎ＝Ｎ番目の正極との間に前記直流電源ソースを接続してＮ個の系統の電源出力を有する電源装置において、前記Ｍ個の中点入力端子のうちｍ番目（ｍは１≦ｍ≦Ｍの整数）の中点入力端子に前記直流電源ソースが供給する電圧のｍ／Ｎの電圧が前記電源装置の負荷に応じて過渡的に変動しないように制御する中点電圧生成回路を設けた。

そして、前記中点生成回路は、前記直流電源ソースの電圧を分圧する直列に接続された前記Ｎ個と同数のコンデンサと、前記Ｎ個と同数の同一のコアを共有するコイルと、前記Ｎ個と同数のスイッチング手段と、前記Ｎ個のスイッチング手段をオンオフ制御するパルス幅制御手段とで構成され、且つ、前記Ｎ個の前記ｎ番目のコンデンサと並列に、前記Ｎ個の前記ｎ番目のコイルと前記Ｎ個の前記ｎ番目のスイッチング手段とが接続され、前記パルス幅制御手段は、前記Ｎ個のスイッチング手段を一定幅のパルスで独立して同時にオンオフ制御する。

特に、一次側のトランスに前記直流電源ソースの１／２の電圧を入力する中点入力端子を有するフルブリッジ型のスイッチング電源装置を用い、前記中点生成回路は前記中点入力端子に前記直流電源ソースが供給する電圧の１／２の電圧を供給する。中点電圧生成回路は、前記直流電源ソースの電圧を分圧する直列に接続された第１および第２のコンデンサと、同一のコアを共有する第１および第２のコイルと、第１および第２のスイッチング手段と、前記第１および第２のスイッチング手段を一定のパルス幅で同時にオンオフ制御するパルス幅制御手段とで構成され、前記第１のコンデンサと並列に前記第１のコイルと前記第１のスイッチング手段とを接続し、前記第２のコンデンサと並列に前記第２のコイルと前記第２のスイッチング手段とを接続し、前記パルス幅制御手段は前記第１および第２のスイッチング手段を一定幅のパルスで独立して同時にオンオフ制御する。

さらには、前記直流電源ソースの１／２の電圧を入力する中点入力端子を有するハーフブリッジ型のスイッチング電源装置を用い、前記中点生成回路は前記中点入力端子に前記直流電源ソースが供給する電圧の１／２の電圧を供給する。

本発明のよる電源装置は、直流電源ソースを分圧して中点電圧を安定化する中点電圧生成回路において、中点電圧生成回路を直流電源ソースの電圧を分圧する複数のコンデンサと並列に同一のコアを有する複数のコイルと複数のスイッチング手段を設け、前記複数のスイッチング手段を同一のパルス幅でオンオフ駆動することによって安定した中点電圧を発生することができ、負荷変動による影響も少なく、安定した電源電圧を負荷に供給することが可能となる。

また、中点電圧を用いたハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路においては、負荷変動によるアンバランスな状態が生じても常に安定した中点電圧を供給することができるので、トランスの偏磁などの問題も少なくできるという効果がある。
或いは、分圧用の複数のコンデンサに特性のばらつきがある場合でも、特性のばらつきによる影響が少なく中点電位の変動を抑えることができるという効果もある。

本発明の中点電圧を与える回路の最良の形態を図１を用いて詳しく説明する。図１は本発明の電源装置の中点電圧生成回路の回路図で、１００は中点電圧生成回路、１０１および１０２は電源入力端子、１０３および１０５は電源出力端子、１０４は中点電圧出力端子、１０６および１０７は分圧用のコンデンサ、１０８および１０９は同一コアを有するコイル、１１０および１１１はトランジスタなどによるスイッチング手段、１１２および１１３はコイル１０８および１０９の電磁エネルギーを解放するためのダイオード、１１６は幅が一定のパルスを出力する一定パルス幅ドライブ回路、１１４および１１５は一定パルス幅ドライブ回路１１６が出力するパルス信号をスイッチング手段１１０および１１１のそれぞれに供給する信号線、点線矢印の１１７および１１８はコンデンサ１０６および１０７のそれぞれの電圧Ｖ1およびＶ2、点線矢印の１１９および１２０はコンデンサ１０６および１０７の充電電流Ｉc1およびＩc2、点線矢印の１２１および１２２はコイル１０８および１０９のそれぞれの電圧Ｖn1およびＶn2、点線矢印の１２３はダイオード１１３を流れる電流Ｉd2をそれぞれ示している。

図１において、図面には明記していないが、電源入力端子１０１および１０２には直流電源ソースが接続されており、スイッチング手段１１０および１１１がオフの状態ではコンデンサ１０６および１０７の直列回路に電源電圧がそのまま供給され、コンデンサ１０６とコンデンサ１０７とで分圧された電圧が中点電圧出力端子１０４に出力されている。
今、一定パルス幅ドライブ回路１１６が信号線１１４および１１５を介してスイッチング手段１１０および１１１をオンさせると、コイル１０８および１０９に電流が流れ、コイル１０８および１０９のコイル端子間の電圧１２１および１２２はそれぞれＶn1およびＶn2となる。

この状態で、一定パルス幅ドライブ回路１１６が信号線１１４および１１５を介してスイッチング手段１１０および１１１をオフさせると、コイル１０８および１０９は蓄えられていた電磁エネルギーを放出してコンデンサ１０６および１０７にそれぞれ電流（Ｉc1）１１９および電流（Ｉc2）１２０が流れてコンデンサ１０６および１０７は充電される。

ところが、コイル１０８とコイル１０９は同一のコアに巻かれているため、電流（Ｉc1）１１９が増えると電流（Ｉc2）１２０は減る方向に働き、逆に電流（Ｉc1）１１９が減ると電流（Ｉc2）１２０は増える方向に働くので、常にバランスが保たれ、コンデンサ１０６および１０７の中点から中点電圧出力端子１０４に１／２の電圧が出力される。
ここで、負荷変動によって電圧（Ｖ1）１１７と電圧（Ｖ2）１１８のバランスが崩れた場合の中点電圧生成回路１００の動作について図６を用いて説明する。図６は中点電圧生成回路１００で負荷変動が生じた場合のコンデンサ１０６の両端の電圧（Ｖ1)１１７と充電電流（Ｉc1）１１９、コンデンサ１０７の両端の電圧（Ｖ2)１１８と充電電流（Ｉc2）１２０、およびダイオード１１３を流れる電流（Ｉd2）１２３の様子をそれぞれ表している。

今、負荷変動が生じて中点電圧出力端子１０４と電源出力端子１０５との間の負荷が急激に大きくなったとすると、コンデンサ１０７の電圧（Ｖ2）１１８が低下すると同時に、コンデンサ１０６の電圧（Ｖ1）１１７が上昇し、中点電圧出力端子１０４の中点電圧はずれる。
ここで、スイッチング手段１１０とスイッチング手段１１１とは一定パルス幅ドライブ回路１１６が信号線１１４および１１５を介して出力する一定幅のパルスで独立してオンオフ動作をしているため、両方がオンした時は電圧（Ｖn1）１２１と電圧（Ｖn2）１２２とが等しくなり、結果としてＶ1＝Ｖn1およびＶ2＝Ｖn2となる。

ところが、コイル１０８とコイル１０９は同一のコアに巻かれているため、充電電流（Ｉc1）１１９と充電電流（Ｉc2）１２０は常にバランスするように働くので、図６のように電圧（Ｖ2）１１８の低下したコンデンサ１０７の充電電流（Ｉc2）１２０は増える方向に、逆に電圧（Ｖ1）１１７の上昇したコンデンサ１０６の充電電流（Ｉc1）１１９は減る方向に、ダイオード１１３を介して電流（Ｉd2）１２３は流れる。これらの一連の動作が一定パルス幅ドライブ回路１１６が出力する一定周期の一定パルス幅で繰り返されて、一時的に減った充電電流（Ｉc1）１１９は徐々に増え、一時的に増えた充電電流（Ｉc2）１２０は徐々に減って行き、最終的に電圧（Ｖ1）１１７と電圧（Ｖ2）１１８はバランスした状態に落ち着く。

ここで、この一連の動作について、図７を用いて詳しく説明する。図７は負荷が急激に変動した時の中点電圧生成回路１００の動作を説明するためのもので、８０１は図１の中点電圧生成回路１００におけるコイル１０８とスイッチング手段１１０とダイオード１１２とからなる回路を示し、８０２は図１の中点電圧生成回路１００のコイル１０９とスイッチング手段１１１とダイオード１１３とからなるコイルスイッチ回路をそれぞれまとめて示している。また、８０３は図１のコンデンサ１０６とこれに接続された負荷とからなる負荷インピーダンスを示し、８０４は図１のコンデンサ１０７とこれに接続された負荷とからなる負荷インピーダンスをそれぞれ示している。尚、８１５は中点である。

図７（ａ）は負荷が変動していない時の状態を示し、８０５および８０８は電源から供給される大きさＩの電流、８０６は負荷インピーダンス８０３に流れる大きさＩの電流、８０７は負荷インピーダンス８０４に流れる大きさＩの電流をそれぞれ表している。
図７（ｂ）は負荷が変動した時の状態を示し、８０９および８１４は電源から供給される電流、８１０は負荷インピーダンス８０３に流れる大きさＩの電流、８１１はコイルスイッチ回路８０１に流れる大きさＩの電流、８１２は負荷インピーダンス８０４に流れる大きさ３Ｉ（Ｉの３倍）の電流、８１３はコイルスイッチ回路８０２に流れる大きさＩの電流、８１８はコイルスイッチ８０１および８０２の電流が合成された大きさ２Ｉ（Ｉの２倍）の電流をそれぞれ表している。

図７（ｃ）において、８１６は図７（ｂ）の負荷が変動した時の負荷インピーダンス８０３にかかる電圧Ｖ１の時間ｔに対する変化と、負荷インピーダンス８０４にかかる電圧Ｖ２の時間ｔに対する変化とを示している。尚、８１９の矢印は時間軸ｔでの負荷変動時点を示している。
今、図７（ａ）の負荷が変動していない状態では、電源から供給される電流８０５はコイルスイッチ回路８０１には僅かな励磁電流が流れるだけで、殆どは負荷インピーダンス８０３および８０４に流れており、電流８０５とほぼ同じ大きさのＩで示した電流８０６および８０７が、負荷インピーダンス８０３および８０４に流れている。

ここで、負荷インピーダンス８０４が急激に低くなったとすると、図７（ｂ）において、中点８１５の電圧が低くなるので、コイルスイッチ回路８０１にかかる電圧は高くなり、逆にコイルスイッチ回路８０２にかかる電圧は低くなるので、コイルスイッチ回路８０１には電流８１１が流れ、コイルスイッチ回路８０１と同一コアを有するコイルスイッチ回路８０２には逆向きに同じ大きさＩの電流８１３が生じる。これらの電流８１１と電流８１３は合成されて大きさ２Ｉ（Ｉの２倍）の電流８１８として大きさＩの電流８１０と合成され、大きさ３Ｉ（Ｉの３倍）の電流８１２として負荷インピーダンス８０４に流れる。

この電流８１２によって、負荷インピーダンス８０４の中のコンデンサ１０７は充電され、図７（ｃ）に示すように、負荷インピーダンス８０４にかかるＶ２の電圧８１７は負荷変動時点８１９で低下した電圧よりも上昇し、逆に負荷インピーダンス８０４にかかるＶ１の電圧８１６は低下する。これらの一連の動作が、図１の一定パルス幅ドライブ回路１１６がオンオフする毎に繰り返され、電圧８１７と電圧８１６はほぼバランスした状態に落ち着く。

尚、図６において、電圧（Ｖ1）１１７と電圧（Ｖ2）１１８はバランス状態でもわずかに残っているのは、一定パルス幅ドライブ回路１１６がオンオフする毎にコイル１０８に励磁電流が僅かに流れ、同一コアを有するコイル１０９が逆方向に僅かな電流を発生させるためであり、この作用が負荷バランスが崩れた場合にバランスを保つ方向に有効に働くわけである。

このように、中点電圧出力端子１０４と電源出力端子１０５との間の負荷が急激に増えても、アンバランスにならないように中点電圧生成回路１００は動作する。
尚、中点電圧出力端子１０４と電源出力端子１０３との間の負荷が急激に増えた場合でも、上記と同様の動作でバランス状態になるように中点電圧生成回路１００は動作する。
（第１の実施形態）
本発明の中点電圧生成回路１００を用いた電源回路の第１の実施形態を図２を用いて詳しく説明する。本実施形態による電源回路は、同一の構成のスイッチング電源装置が２段に直列に接続された２系統の電源出力を供給するものである。図２において、２０１および２０２は第１の電源出力端子、２０３および２０４は第２の電源出力端子、２０５および２０６は平滑用コンデンサ、２０７および２０８は平滑用のチョークコイル、２０９、２１０、２１１および２１２は整流用のダイオード、２１３および２１４はトランス、２１５および２１６はスイッチング手段、２１７および２１８はスイッチング手段２１５および２１６をオンオフする信号線、２１９は制御部である。尚、図１と同符号のものは同じものを示すので説明を省略する。

図２において、制御部２１９は、第１の電源出力端子２０１および２０２間の電圧をモニタして、常に一定の電圧になるように信号線２１７を介してスイッチング手段２１５のオンオフ間隔を制御する。制御部２１９の制御の方法はスイッチング電源で一般に使われているように、電源出力端子２０１および２０２に接続されている負荷が増えて負荷への供給電圧が低下すると、スイッチング素子２１５のオン時間を増やして負荷への供給を増加させ、逆に、電源出力端子２０１および２０２に接続されている負荷が減って負荷への供給電圧が高くなると、スイッチング素子２１５のオン時間を減らして負荷への供給を少なくさせるよう制御する。

同様に、制御部２１９は、第２の電源出力端子２０３および２０４間の電圧をモニタして、常に一定の電圧になるように信号線２１８を介してスイッチング手段２１６のオンオフ間隔を制御する。
次に上の段のスイッチング電源の動作について説明する。制御部２１９が信号線２１７を介してスイッチング手段２１５をオンすると、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３からトランス２１３の一次側のコイルに電流が流れる。トランス２１３の一次側のコイルに電流が流れると、トランス２１３の二次側に電圧が誘起されてダイオード２１１を介して電流が流れ、チョークコイル２０７を介して平滑用コンデンサ２０５が充電される。この状態で、制御部２１９が信号線２１７を介してスイッチング手段２１５をオフすると、トランス２１３の一次側のコイルに蓄えられた電磁エネルギーによってトランス２１３の二次側に逆方向に電圧が誘起され、整流用のダイオード２０９を介して電流が流れ、チョークコイル２０７を介して平滑用コンデンサ２０５が充電される。このようにして、電源出力端子２０１および２０２の間に電源を供給することができる。

また、下の段のスイッチング電源に関しても、先に説明した上の段のスイッチング電源と同様に動作して、つまり、コンデンサ２０６はコンデンサ２０５と、ダイオード２１０はダイオード２０９と、ダイオード２１２はダイオード２１１と、トランス２１４はトランス２１３と、スイッチング手段２１６はスイッチング手段２１５と、信号線２１８は信号線２１７と、それぞれ同様に動作し、電源出力端子２０３および２０４の間に電源を供給することができる。

今、下の段のスイッチング電源の負荷が急激に増えた場合を考えると、電源出力端子２０３および２０４の間の電圧が低下するので、制御部２１９はスイッチング手段２１６のオン時間が長くなるように信号線２１８を介して制御する。すると、トランス２１４の一次側に電流が流れる時間が長くなるので、中点電圧生成回路１００の中点電圧出力端子１０４と電源出力端子１０５との間の電流が急激に増え、中点電圧出力端子１０４の電圧が下がろうとする。しかし、中点電圧生成回路１００は図１で説明したように、中点電圧出力端子１０４の中点電圧を一定に保つように動作するので、下の段のスイッチング電源の出力電圧の変動も抑えることができる。

このような上下２段に直列に構成したスイッチング電源の出力電圧がアンバランスになる具体的なケースとしては、上段のスイッチング電源には定常的に電流が流れる電子機器のような装置が接続され、もう一方にはモーターなど過渡的に電流が流れる装置が接続された時に発生する。
尚、本実施形態では２段構成の電源装置としたが、図３に示すような３段構成の電源装置としても同様の効果が得られる。図３は３段構成の中点電圧生成回路の回路図で、３０１および３０２は直流電源ソースの入力端子、３０３および３０６は直流電源ソースの電圧をそのまま出力する中点電圧生成回路の電源出力端子、３０４は直流電源ソースの電圧の２／３の電圧を与える第１の中点電圧出力端子、３０５は直流電源ソースの電圧の１／３の電圧を与える第２の中点電圧出力端子、３０７は第１の中点電圧生成部、３０８は第２の中点電圧生成部、３０９は第３の中点電圧生成部、３１０は第１の中点電圧生成部３０７のスイッチング手段１１０をオンオフ制御するオンオフ信号入力端子、３１１は同様に第２の中点電圧生成部３０８のオンオフ信号入力端子、３１２は同様に第３の中点電圧生成部３０９のオンオフ信号入力端子、３１３はオンオフ信号入力端子３１０、３１１および３１２に一定のパルス幅の信号を出力する一定パルス幅ドライブ回路である。尚、第１の中点電圧生成部３０７は図１の上段の回路と同じもので、同符号のものは同じように動作する。また、第２の中点電圧生成部３０８および第３の中点電圧生成部３０９も前記第１の中点電圧生成部３０７と同じ回路構成で同様に動作するので図３では省略している。また、図３において、第１の中点電圧生成部３０７のコイル１０８と、第２の中点電圧生成部３０８のコイル１０８に相当するコイルと、第３の中点電圧生成部３０９のコイル１０８に相当するコイルとは同一のコアを有している。

今、中点電圧生成部３０７の負荷が急激に増えた場合を考えると、電源出力端子３０３と第１の中点電圧出力端子３０４の間の電圧が低下するのと同時に、第２の中点電圧生成部３０８と第３の中点電圧生成部３０９とのコンデンサ１０６に相当する部分の電圧が上昇し、中点電圧出力端子３０４および３０５の中点電圧はずれる。
このため、各中点電圧生成部の各スイッチング手段が一定パルス幅ドライブ回路３１３によって一定幅のパルスでオンした時の各中点電圧生成部の各コイル間の電圧もずれようとするが、これらのコイルは同一のコアを有するので、常にコイル間の電圧が等しくなるように作用し、上昇したコイルの間の電圧は下げるよう各コンデンサに電流が流れ、低下したコンデンサの電圧を上げるよう充電電流が流れる。このようにして、図１で詳細に説明した動作と同様に、第１の中点電圧出力端子３０４および第２の中点電圧出力端子３０５は常にバランスした状態に落ち着く。

このように、３段構成の中点電圧生成回路であっても直流電源ソースの電圧の１／３の電圧、或いは２／３の電圧を安定して供給することができる。
尚、Ｎ段構成（Ｎは２以上の整数）であってもｍ番目（ｍは１≦ｍ≦（Ｎ−１）の整数）の中点電圧をｍ／Ｎの電圧に安定して供給することができる。
（第２の実施形態）
本発明の中点電圧生成回路１００を用いた電源回路の第２の実施形態を図４を用いて詳しく説明する。図４は中点電圧生成回路１００をハーフブリッジ型のスイッチング電源に適用した場合の回路図で、４０１および４０２は電源出力端子、４０３は出力コンデンサ、４０４は平滑用のチョークコイル、４０５は倍電流用のダイオード、４０６および４０７は整流用ダイオード、４０８は黒い丸印で示した方向の極性を持つトランス、４０９はトランス４０８の二次側コイルのセンタータップ、４１０および４１１はスイッチング手段、４１２および４１３はスイッチング手段４１０および４１１をオンオフする信号線、４１４は電源出力端子４０１および４０２の間の電圧が常に一定になるようにスイッチング手段４１０および４１１を制御するハーフブリッジ制御部をそれぞれ示している。尚、図４において、中点電圧生成回路１００は図１で詳しく説明したものと同じものを示し、同符号のものは説明を省略する。

次に、動作について説明する。今、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３および１０５からは直流電源ソースの電源が供給され、中点電圧出力端子１０４からは直流電源ソースの中点電圧が供給されている。この状態で、ハーフブリッジ制御部４１４はスイッチング手段４１０に信号線４１２を介してオン信号を出力しスイッチング手段４１０が導通すると、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３からスイッチング手段４１０とトランス４０８を介して中点電圧出力端子１０４に電流が流れる。トランス４０８の一次側に正方向つまり黒い丸印で示した方向から電流が流れると、トランス４０８の二次側には黒い丸印を正極とするトランス４０８の巻数比に応じた電圧が誘起される。誘起された電圧によって、センタータップ４０９に対してダイオード４０６は逆バイアスされるので電流は流れないが、ダイオード４０５および４０７には電流が流れ、チョークコイル４０４を介して出力コンデンサ４０３を充電すると同時に電源出力端子４０１および４０２に接続された負荷に電源を供給する。

次に、ハーフブリッジ制御部４１４はスイッチング手段４１０に信号線４１２を介してオフ信号を出力した後、信号線４１３を介してオン信号を出力してスイッチング手段４１１が導通すると、中点電圧生成回路１００の中点電圧出力端子１０４からトランス４０８とスイッチング手段４１１とを介して電源出力端子１０５に電流が流れる。トランス４０８の一次側に先の場合とは逆方向に電流が流れると、トランス４０８の二次側には黒い丸印を負極とするトランス４０８の巻数比に応じた電圧が誘起され、センタータップ４０９に対してダイオード４０７は逆バイアスされるので電流は流れないが、ダイオード４０５および４０６には電流が流れ、チョークコイル４０４を介して出力コンデンサ４０３を充電すると同時に電源出力端子４０１および４０２に接続された負荷に電源を供給する。

一般にハーフブリッジ回路を用いたスイッチング電源では、中点電圧出力端子１０４が出力する中点電圧にばらつきがあると、ハーフブリッジ制御部４１４がスイッチング手段４１０および４１１を交互にオンオフした時のトランス４０８に流れる電流にばらつきが生じ、トランス４０８が偏磁するという問題が生じるが、第２の実施形態では、中点電圧生成回路１００は図１で説明したように安定した中点電圧を出力するので、電流のばらつきが少なくなり、トランス４０８が偏磁するという問題を低減することができる。
（第３の実施形態）
本発明の中点電圧生成回路１００を用いた電源回路の第３の実施形態を図５を用いて詳しく説明する。図５は中点電圧生成回路１００をフルブリッジ型のスイッチング電源に適用した場合の回路図で、特に、トランスの一次側に中点電圧を供給するためのセンタータップを設けて、スイッチング手段に印加される電圧の偏りや流れる電流の偏りによってトランスに偏磁が発生しにくくしたフルブリッジ型のスイッチング電源回路である。

図５において、５０１および５０２は電源出力端子、５０３は出力コンデンサ、５０４は平滑用のチョークコイル、５０５は倍電流用のダイオード、５０６および５０７は整流用ダイオード、５０８は黒い丸印で示した方向の極性を持つトランス、５０９はトランス５０８の二次側コイルのセンタータップ、５１０乃至５１３はスイッチング手段、５１４乃至５１７はスイッチング手段５１０乃至５１３をそれぞれオンオフする信号線、５１８は電源出力端子５０１および５０２の間の電圧が常に一定になるようにスイッチング手段５１０乃至５１３を制御するフルブリッジ制御部、５１９はトランス５０８の一次側コイルのセンタータップをそれぞれ示している。尚、図５において、中点電圧生成回路１００は図１で詳しく説明したものと同じものを示し、同符号のものは説明を省略する。

次に、動作について説明する。今、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３および１０５からは直流電源ソースの電源が供給され、中点電圧出力端子１０４からは直流電源ソースの中点電圧が供給されている。この状態で、フルブリッジ制御部５１８はスイッチング手段５１０とスイッチング手段５１３とに信号線５１４および５１７を介してオン信号を出力しスイッチング手段５１０とスイッチング手段５１３とが導通すると、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３からスイッチング手段５１０とトランス５０８およびスイッチング手段５１３を通して中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０５に電流が流れる。トランス５０８の一次側に正方向つまり黒い丸印から電流が流れると、トランス５０８の二次側には黒い丸印を正極とするトランス５０８の巻数比に応じた電圧が誘起され、出力側センタータップ５０９に対してダイオード５０６は逆バイアスされるので電流は流れないが、ダイオード５０５および５０７には電流が流れ、チョークコイル５０４を介して出力コンデンサ５０３を充電すると同時に電源出力端子５０１および５０２に接続された負荷に電源を供給する。

次に、フルブリッジ制御部５１８は信号線５１４および５１７を介してオフ信号を出力した後、信号線５１５および５１６を介してオン信号を出力すると、スイッチング手段５１１とスイッチング手段５１２とが導通すると、中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０３からスイッチング手段５１２とトランス５０８を介してスイッチング手段５１１を通して中点電圧生成回路１００の電源出力端子１０５に電流が流れる。トランス５０８の一次側に逆方向つまり黒い丸印に向かって電流が流れるので、トランス５０８の二次側には黒い丸印を負極とするトランス５０８の巻数比に応じた電圧が誘起され、出力側センタータップ５０９に対してダイオード５０７は逆バイアスされるので電流は流れないが、ダイオード５０５および５０６には電流が流れ、チョークコイル５０４を介して出力コンデンサ５０３を充電すると同時に電源出力端子５０１および５０２に接続された負荷に電源を供給する。

一般的なフルブリッジ型のスイッチング電源は、トランス４０８の一次側にセンタータップ５１９が無いものが多いが、短絡を防止するためにスイッチングのタイミングの中でスイッチング手段５１０乃至５１３が全てオフしている状態が必ずあり、この状態でのトランス５０８の一次側の端子の電圧が前のオン状態の電圧に引っ張られるため次にオンした時にトランス５０８にかかる電圧に偏りが生じることとなる。これを回避するために本実施の形態のようにトランス５０８の一次側にセンタータップ５１９を設けて、ここに中点電圧を与え、全てがオフした時にトランス５０８の一次側の端子が必ず中点電圧に引っ張って安定させる方法が知られているが、この中点電圧自体に変動やばらつきがあると、その効果が十分に発揮されない。

本発明の第３の実施形態では、図１で詳しく説明した中点電圧生成回路１００を用いているので、安定した中点電圧をトランス５０８のセンタータップ５１９に供給することができるので、オンオフ時にトランス５０８に流れる電流や電圧の偏りが少なくなり、トランス５０８が偏磁するという問題を低減することができる。

本発明の電源装置の中点電圧生成回路１００を示す回路図である。本発明の第１の実施形態の電源装置の回路図である。本発明の第１の実施形態の応用回路を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態の電源装置の回路図である。本発明の第３の実施形態の電源装置の回路図である。中点電圧生成回路１００の動作を説明するための補助図である。中点電圧生成回路１００の動作を説明するための補助図である。従来技術を示す回路図である。

符号の説明

１００・・・中点電圧生成回路
１０４・・・中点電圧出力端子
１０８、１０９・・・コイル
１１０、１１１・・・スイッチング手段
１１６・・・一定パルス幅ドライブ回路
４１４・・・ハーフブリッジ制御部
５１８・・・フルブリッジ制御部

Claims

元電源を供給する直流電源ソースと、
前記直流電源ソースに接続される正負の２極の電源入力端子と、前記電源入力端子に与えられる電圧の中点電圧を入力する中点入力端子と、前記電源入力端子間の電圧を可変して出力する電源出力端子とを有し、前記中点入力端子の電圧が前記電源出力端子に接続される負荷に応じて過渡的に変動するフルブリッジ型スイッチング電源装置と、
前記中点入力端子に前記直流電源ソースが供給する電圧の１／２の電圧を与え、該電圧が前記スイッチング電源装置の負荷に応じて過渡的に変動しないように制御する中点電圧生成回路と
を設け、
前記中点電圧生成回路は、
前記直流電源ソースが供給する電圧を分圧する直列に接続された２個のコンデンサと、
同一のコアを共有する２個のコイルと、
２個のスイッチング手段と、
前記２個のスイッチング手段をオンオフ制御するパルス幅制御手段と
で構成され、且つ、前記コイルと前記スイッチング手段による２個の直列回路が前記各コンデンサにそれぞれ並列に接続され、
前記パルス幅制御手段は、前記２個のスイッチング手段を一定幅のパルスで独立して同時にオンオフ制御することを特徴とする電源装置。
元電源を供給する直流電源ソースと、
前記直流電源ソースに接続される正負の２極の電源入力端子と、前記電源入力端子に与えられる電圧の中点電圧を入力する中点入力端子と、前記電源入力端子間の電圧を可変して出力する電源出力端子とを有し、前記中点入力端子の電圧が前記電源出力端子に接続される負荷に応じて過渡的に変動するハーフブリッジ型スイッチング電源装置と、
前記中点入力端子に前記直流電源ソースが供給する電圧の１／２の電圧を与え、該電圧が前記スイッチング電源装置の負荷に応じて過渡的に変動しないように制御する中点電圧生成回路と
を設け、
前記中点電圧生成回路は、
前記直流電源ソースが供給する電圧を分圧する直列に接続された２個のコンデンサと、
同一のコアを共有する２個のコイルと、
２個のスイッチング手段と、
前記２個のスイッチング手段をオンオフ制御するパルス幅制御手段と
で構成され、且つ、前記コイルと前記スイッチング手段による２個の直列回路が前記各コンデンサにそれぞれ並列に接続され、
前記パルス幅制御手段は、前記２個のスイッチング手段を一定幅のパルスで独立して同時にオンオフ制御することを特徴とする電源装置。