JPS60106361A - 直流安定化電源 - Google Patents
直流安定化電源Info
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- JPS60106361A JPS60106361A JP58214509A JP21450983A JPS60106361A JP S60106361 A JPS60106361 A JP S60106361A JP 58214509 A JP58214509 A JP 58214509A JP 21450983 A JP21450983 A JP 21450983A JP S60106361 A JPS60106361 A JP S60106361A
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- voltage
- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の属する技術分野〉
本発明は、ＤＣ／ＤＣＣ／式−タを用いた直流安定化電
源に関し、さらに詳しくは複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを用いた直流安定化電源の改良に関するもので
ある。
源に関し、さらに詳しくは複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを用いた直流安定化電源の改良に関するもので
ある。
〈従来例〉
一般に直流安定化電源において、大出力化を図る場合に
は、ＤＣ／ＤＣＣ／式−タとして２石または４石式のブ
リッジコンバータあるい／′ｉ２石式プッシュプルコン
バータが用いられている。これらのコンバータは大出力
には適しているが、制御の複雑化、スイッチ素子のバラ
ンスがくずれることによるトランスの偏磁といった細石
式特有の問題があ抄、実現が必ずしも容易でない。この
ような問題を考慮しなくてすむ方式として１石式のＤＣ
／ＤＣＣ／式−タを複数個用いたものが特開昭５５−１
３１２７２号公報に開示されており、第１図に示すよう
な構成となっている。すなわち、交流電源電圧ｅ（例え
ば２２０Ｖ ）はブリッジ整流回路ＢＲで整流された後
直列接続の平滑コンデンサＣＩ ｈ ｃ、、で平滑され
る。
は、ＤＣ／ＤＣＣ／式−タとして２石または４石式のブ
リッジコンバータあるい／′ｉ２石式プッシュプルコン
バータが用いられている。これらのコンバータは大出力
には適しているが、制御の複雑化、スイッチ素子のバラ
ンスがくずれることによるトランスの偏磁といった細石
式特有の問題があ抄、実現が必ずしも容易でない。この
ような問題を考慮しなくてすむ方式として１石式のＤＣ
／ＤＣＣ／式−タを複数個用いたものが特開昭５５−１
３１２７２号公報に開示されており、第１図に示すよう
な構成となっている。すなわち、交流電源電圧ｅ（例え
ば２２０Ｖ ）はブリッジ整流回路ＢＲで整流された後
直列接続の平滑コンデンサＣＩ ｈ ｃ、、で平滑され
る。
そしてコンデンサＣ３，Ｃ２の容量値を同じにして、１
１０Ｖの交流電源電圧を整流平滑した電圧と同じ電圧Ｅ
１ ＋ Ｅ２をｃｉ、ｃ２の両端に発生させている。コ
ンデンサＣ！の両端電圧Ｅ１が第１のｌＪｃ／ＤＣコン
パ−タＣＶ、に入力電圧として与えられ、コンデンサＣ
２の両端電圧Ｅ２が第２のＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ２
に入力電圧として与えられる。ＣＶｌ（ＣＶ２ ）にお
いてはＦｌ（Ｅ２） をスイッチ素子であるトランジス
タＱｌ（Ｑ２）でオンオフしてトランスＴ、 （Ｔ２
）の１ 次巻ａ Ｎ。
１０Ｖの交流電源電圧を整流平滑した電圧と同じ電圧Ｅ
１ ＋ Ｅ２をｃｉ、ｃ２の両端に発生させている。コ
ンデンサＣ！の両端電圧Ｅ１が第１のｌＪｃ／ＤＣコン
パ−タＣＶ、に入力電圧として与えられ、コンデンサＣ
２の両端電圧Ｅ２が第２のＤＣ／ＤＣコンバータＣＶ２
に入力電圧として与えられる。ＣＶｌ（ＣＶ２ ）にお
いてはＦｌ（Ｅ２） をスイッチ素子であるトランジス
タＱｌ（Ｑ２）でオンオフしてトランスＴ、 （Ｔ２
）の１ 次巻ａ Ｎ。
（Ｎ２．）に印加し、Ｑｌ（Ｑ２）がオンのときトラン
スＴ１（Ｔ２）の２次巻線Ｎ１２ （Ｎ２２ ） に誘
起した電圧をダイオードＤＩｌ（Ｄ２１）、 ＤＩ２（
Ｄ２２） ＊ チョークＬ１（Ｌ２）・平滑コンデンサ
Ｃ３で整流平滑して、負荷ＲＬに直流の出力電圧■。を
供給する。制御駆動回路ＣＯＮは出力電圧Ｖ。が目標値
となるようにスイッチ素子Ｑｌ。
スＴ１（Ｔ２）の２次巻線Ｎ１２ （Ｎ２２ ） に誘
起した電圧をダイオードＤＩｌ（Ｄ２１）、 ＤＩ２（
Ｄ２２） ＊ チョークＬ１（Ｌ２）・平滑コンデンサ
Ｃ３で整流平滑して、負荷ＲＬに直流の出力電圧■。を
供給する。制御駆動回路ＣＯＮは出力電圧Ｖ。が目標値
となるようにスイッチ素子Ｑｌ。
Ｑ２の態動時間すなわちデユティレシオＤＩ ＋ Ｄ２
を制御する。
を制御する。
このような構成においては、各コンバータＣＶ、 。
ＣＶ２の出力電圧Ｖｏｊ 、Ｖｏ２は、トランスＴｌ
＋ Ｔ２の巻線比Ｎ１２／Ｎｉｌ 、 Ｎ２２／Ｎ２１
をそれぞれ１とし、２次側のドロップ電圧をそれぞれ
ＶＲｊ、ＶＢ２とすると次式で与えられる。
＋ Ｔ２の巻線比Ｎ１２／Ｎｉｌ 、 Ｎ２２／Ｎ２１
をそれぞれ１とし、２次側のドロップ電圧をそれぞれ
ＶＲｊ、ＶＢ２とすると次式で与えられる。
Ｖｏ１＝ ＥＩＤＩ−ＶＲｌ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・ （１）Ｖｏ２ ＝Ｅ２Ｄ２ ”
ＶＢ２ °甲−゛−−−−用中−’ （２）Ｃｖｌ、
ＣＶ２ の出力を並列に突き合せているので、ＶＯｌ
”’Ｖｏ２ ”Ｖ（＋より、次式の関係が得られる。
・・・・・・・・・・ （１）Ｖｏ２ ＝Ｅ２Ｄ２ ”
ＶＢ２ °甲−゛−−−−用中−’ （２）Ｃｖｌ、
ＣＶ２ の出力を並列に突き合せているので、ＶＯｌ
”’Ｖｏ２ ”Ｖ（＋より、次式の関係が得られる。
ＥＩ ＤＩ −Ｅ２Ｄ２ ＝ ＶＲＩ ＶＢ２ ・・・
・・・・・・・・・ （５）そして、Ｅｌ ” Ｅ２
＝ Ｅ ＩＮ／２であり、また２次側のドロップ電圧Ｖ
Ｒ１，ＶＢ２はｃｖｌ、 ＣＶ２ （７）出力電流工。
・・・・・・・・・ （５）そして、Ｅｌ ” Ｅ２
＝ Ｅ ＩＮ／２であり、また２次側のドロップ電圧Ｖ
Ｒ１，ＶＢ２はｃｖｌ、 ＣＶ２ （７）出力電流工。
１．Ｉ。２に比例し、２次側のインピーダンス（トラン
ス巻線抵抗１巻線比、整流素子の特性、パターン抵抗な
ど）をＲ１，Ｒ２とすると、（５）式は次式で表わすこ
とができる。
ス巻線抵抗１巻線比、整流素子の特性、パターン抵抗な
ど）をＲ１，Ｒ２とすると、（５）式は次式で表わすこ
とができる。
一竪（ＤＩ−０２’）＝Ｉｏ１Ｒ■−１ｏ２Ｒｚ −・
＝ ＋４）よって、スイッチ素子Ｑｉ ＋ Ｑ２のデユ
ティレシオＤＩ 。
＝ ＋４）よって、スイッチ素子Ｑｉ ＋ Ｑ２のデユ
ティレシオＤＩ 。
Ｄ２を等しくすれば、
工。１Ｒ１＝＝Ｉ。２Ｒ２・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・ （５）となり、各コンバータ
の２次側のインピーダンスの比で出力電流がつり合って
いる。
・・・・・・・・・・・ （５）となり、各コンバータ
の２次側のインピーダンスの比で出力電流がつり合って
いる。
したがって従来の電源では、各コンバータの出力′電流
の経路のインピーダンスＲ１，Ｒ２が等しくないと、個
々のコンバータの出力電流が均等に分担されないという
問題が生ずる。また個々のコンバータのスイッチ素子の
デユティレシオＤ１１ Ｄ２ カ）ランジスタのストレ
ージ時間のバラツキなどで異なると、’ Ｒ１，Ｒ２が
等しい場合でも、出力電流の差Δ工。（＝Ｉ。１−Ｉ。
の経路のインピーダンスＲ１，Ｒ２が等しくないと、個
々のコンバータの出力電流が均等に分担されないという
問題が生ずる。また個々のコンバータのスイッチ素子の
デユティレシオＤ１１ Ｄ２ カ）ランジスタのストレ
ージ時間のバラツキなどで異なると、’ Ｒ１，Ｒ２が
等しい場合でも、出力電流の差Δ工。（＝Ｉ。１−Ｉ。
２）は、
となり、ＤＩとＤ２の差がＥＩＮ／２Ｒ１倍てれる。し
かも一般に用すられているＡＣ１０，ＣＶ系のコンバー
タにおいてはＥ工Ｎ／Ｒ１は１００〜１０００ Ｋ達す
るため、デーティレシオの差が分担出力電流に大きく影
響し、分担出力電流か一方にひどく片寄ってしまうとい
う問題もある。
かも一般に用すられているＡＣ１０，ＣＶ系のコンバー
タにおいてはＥ工Ｎ／Ｒ１は１００〜１０００ Ｋ達す
るため、デーティレシオの差が分担出力電流に大きく影
響し、分担出力電流か一方にひどく片寄ってしまうとい
う問題もある。
〈発明の目的〉
本発明は、複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータを用い
、しかも各コンバータの分担出力電流をほぼ均等にでき
る直流安定化電源を実現するにある。
、しかも各コンバータの分担出力電流をほぼ均等にでき
る直流安定化電源を実現するにある。
〈発明の要点〉
本発明は、交流σ＃、電圧を整流回路で整流した後平滑
コンデンサで平滑した直流電圧を１次側が直列に接続さ
れた複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータに印加すると
ともに１各コンバータの入力端子間はそれぞれ高周波電
流パス用のコンデンサを接続し、各コンバータの入力イ
ンピーダンスを分担入力電圧に反映させることによって
、各コンバータの分担出力電流をほぼ均等にできる直流
安定化電源を実現したものである。
コンデンサで平滑した直流電圧を１次側が直列に接続さ
れた複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータに印加すると
ともに１各コンバータの入力端子間はそれぞれ高周波電
流パス用のコンデンサを接続し、各コンバータの入力イ
ンピーダンスを分担入力電圧に反映させることによって
、各コンバータの分担出力電流をほぼ均等にできる直流
安定化電源を実現したものである。
〈実施例〉
第２図は本発明電源の一実施例を示す接続図である。第
２図において、第１図の従来例と異るところは、交流電
源電圧ｅをブリッジ整流回路ＢＲで整流した後平滑コン
デンサＣ１で平滑した直流電圧ＥＩＮを１次側が直列接
続された２個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータＣｖ１ ＊
ＣＶ２に印加するとともに、ＣＶ、 。
２図において、第１図の従来例と異るところは、交流電
源電圧ｅをブリッジ整流回路ＢＲで整流した後平滑コン
デンサＣ１で平滑した直流電圧ＥＩＮを１次側が直列接
続された２個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータＣｖ１ ＊
ＣＶ２に印加するとともに、ＣＶ、 。
ＣＶ２の入力端間に高周波電流パス用のコンデンサＣ１
ｌ 、Ｃ２１をそれぞれ接続した点でおる。
ｌ 、Ｃ２１をそれぞれ接続した点でおる。
このように構成した本発明においては、Ｃｖｌのスイッ
チ素子Ｑｌがオンになると、入力よシＴ１→Ｑ１→Ｃ２
１のパスで電流１０が流れ、ＣＶ２のスイッチ素子Ｑ２
がオンになると、入力よりＣ１１−＋Ｔ２→Ｑ２のパス
で電流１ｉ２が流れる。そして、ＣＶｊ 、ＣＶ２にお
いては、１次側のパワーと２次側のパワーが等しいので
、次式の関係がそれぞれ成立する。
チ素子Ｑｌがオンになると、入力よシＴ１→Ｑ１→Ｃ２
１のパスで電流１０が流れ、ＣＶ２のスイッチ素子Ｑ２
がオンになると、入力よりＣ１１−＋Ｔ２→Ｑ２のパス
で電流１ｉ２が流れる。そして、ＣＶｊ 、ＣＶ２にお
いては、１次側のパワーと２次側のパワーが等しいので
、次式の関係がそれぞれ成立する。
’ Ｖｏｊ ＋ＶＲｊ ） Ｉｏｊ ＝ Ｅｌ”Ｎ ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）”ｏ２ ”
ＶＢ２ ） ｒｏ２＝ Ｅｌ １１２ ・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（８）（７）式に（１）式を
、（８）式に（２）式をそれぞれ代入すると、Ｄｌ工０
１＝Ｉｉ１ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
９）Ｄ２Ｉｏ２ ”” １２ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・００が成立する。その結果ＣＶ１ ＊
ＣＶ２の入力インピーダンスＺｌｌ ２２は となり、Ｚｌ （Ｚ２ ）は出力電流工。１（工。２）
が増加すると減少し、工。１（Ｉ。２）が減少すると増
加する。
・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）”ｏ２ ”
ＶＢ２ ） ｒｏ２＝ Ｅｌ １１２ ・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（８）（７）式に（１）式を
、（８）式に（２）式をそれぞれ代入すると、Ｄｌ工０
１＝Ｉｉ１ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
９）Ｄ２Ｉｏ２ ”” １２ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・００が成立する。その結果ＣＶ１ ＊
ＣＶ２の入力インピーダンスＺｌｌ ２２は となり、Ｚｌ （Ｚ２ ）は出力電流工。１（工。２）
が増加すると減少し、工。１（Ｉ。２）が減少すると増
加する。
一方、Ｅｌ ＊ Ｅｌは入力間圧ＥＩＮが直流であるの
で、コンデンサＣＩｌ ’ Ｃ２１の容量値の影響を受
けず、それぞれ次式に示すように、Ｅ工ＮをＺｌ ｒ
Ｚ２で分圧した値となる。
で、コンデンサＣＩｌ ’ Ｃ２１の容量値の影響を受
けず、それぞれ次式に示すように、Ｅ工ＮをＺｌ ｒ
Ｚ２で分圧した値となる。
Ｉ
Ｅｌ −°ＢＩＮ ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・αｊＺｌ＋ ｚ２ そして、α渇、α乃式よシ次式の関係が得られる。
・・αｊＺｌ＋ ｚ２ そして、α渇、α乃式よシ次式の関係が得られる。
このように、各コンバータの分担入力電圧Ｅ１１Ｅ２に
は入力インピーダンスが反映している。よって何らかの
原因で分担出方電流Ｉ。１が増加すると、ＣＶｌの入力
インピーダンスｚ１が減少し、ＥＩＮの分圧比を変化さ
せる。その結果ｃＶ１の分担入力電圧Ｅｌが減少し、ｃ
ｖ２の分担入力電圧Ｅ２が増加して、ＣＶｌの出力電圧
Ｖ。１を減少させ、ｃＶ２の出力電圧ｖ０２を増加させ
る。つまり、分担出方電流の増加に対して負帰還作用を
有しており、σｎ、 ａａ、 ｕｓ式％式％ なる関係が得られ、２台のコンバータがそれぞれの分担
出力電流とデーティレシオの積が等しくなる点で動作を
行う。すなわちデユティレシオＤｌ。
は入力インピーダンスが反映している。よって何らかの
原因で分担出方電流Ｉ。１が増加すると、ＣＶｌの入力
インピーダンスｚ１が減少し、ＥＩＮの分圧比を変化さ
せる。その結果ｃＶ１の分担入力電圧Ｅｌが減少し、ｃ
ｖ２の分担入力電圧Ｅ２が増加して、ＣＶｌの出力電圧
Ｖ。１を減少させ、ｃＶ２の出力電圧ｖ０２を増加させ
る。つまり、分担出方電流の増加に対して負帰還作用を
有しており、σｎ、 ａａ、 ｕｓ式％式％ なる関係が得られ、２台のコンバータがそれぞれの分担
出力電流とデーティレシオの積が等しくなる点で動作を
行う。すなわちデユティレシオＤｌ。
Ｄ２が等しいと、２台のコンバータは分担出力電流が等
しくなる点で動作を行う。しかも電流経路のインピーダ
ンスＲ１ｒ Ｒ２の差は分担出力電流には影響しない。
しくなる点で動作を行う。しかも電流経路のインピーダ
ンスＲ１ｒ Ｒ２の差は分担出力電流には影響しない。
またデユティレシオの差も（１０式から明らかなように
、差がそのまま分担出力電流に反映されるだけで、従来
例のように拡大されることがない。
、差がそのまま分担出力電流に反映されるだけで、従来
例のように拡大されることがない。
なおスイッチ素子Ｑ＋＋Ｑｚは第３図（イ）に示すよう
に同時に駆動してもよく、また第３図（ロ）に示すよう
に交互に駆動してもよい。特に第３図（ロ）に示すよう
に交互に駆動する場合には、２次側のコンデンサＣ３の
値を半分以下にすることができる。また２次側回路は第
４図（イ）に示すようにチョークＬ１およびダイオード
Ｄ１２を共用してもよい。この場合は第４図（ロ）に示
すようにダイオードＤ１２を省略してもよい。また１方
式ＤＣ／ｂＣコンバータＣＶ、 、 ｃｖ２としてＯＮ
／田彰を例示したがｏｙｏＦＦ形であってもよい。さら
に上述では２個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる
場合を例示したが、第５図に示すように複数個の１石式
ＤＣ／ＤＣコンバータＣｖ１〜Ｃｖｎを用いることがで
きる。この場合スイッチ素子Ｑｌ〜Ｑ、をｎ７３６０°
づつ位相をずらして駆動することもできる。また、第６
図に示すように出方を並列にせず、それぞれ独立に取り
出し、出力電圧Ｖ。、。
に同時に駆動してもよく、また第３図（ロ）に示すよう
に交互に駆動してもよい。特に第３図（ロ）に示すよう
に交互に駆動する場合には、２次側のコンデンサＣ３の
値を半分以下にすることができる。また２次側回路は第
４図（イ）に示すようにチョークＬ１およびダイオード
Ｄ１２を共用してもよい。この場合は第４図（ロ）に示
すようにダイオードＤ１２を省略してもよい。また１方
式ＤＣ／ｂＣコンバータＣＶ、 、 ｃｖ２としてＯＮ
／田彰を例示したがｏｙｏＦＦ形であってもよい。さら
に上述では２個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる
場合を例示したが、第５図に示すように複数個の１石式
ＤＣ／ＤＣコンバータＣｖ１〜Ｃｖｎを用いることがで
きる。この場合スイッチ素子Ｑｌ〜Ｑ、をｎ７３６０°
づつ位相をずらして駆動することもできる。また、第６
図に示すように出方を並列にせず、それぞれ独立に取り
出し、出力電圧Ｖ。、。
Ｖｏ２をそれぞれ変えることもできる。この場合ｃｖ１
の出力■。１を安定化制御すると、ｃ■１．ｃｖ２の出
力電流Ｉ。ｊ、Ｉ。２がＩ式の関係にあるから、ｖｏ２
けＩ。１に比例した電圧となる。すなわち一方の出力電
流の大きさに比例した出方電圧を出す電源が構成できる
。さらに第７図に示すように、整流回路ＢＲの出力を平
滑する直列接続の平滑コンデンサｃ１ 、 ｃ２の中点
と交流電源電圧の基準側Ｃ０Ｍ間に切換スイッ′テＳＷ
を設ければ、交流電源電圧が１１０Ｖのときはスイッチ
鎧をオンにして倍電圧整流を行い、交流電源電圧が２２
０ＶのときはＳＷをオフにして、ブリッジ整流を行うよ
うにして交流電源電圧の＋ＯＯＶ系にも、２００Ｖ系に
も使用できる。なお第７図において、ＴＩのリセット巻
線Ｎ１３ とダイオードＩ）ｔｓの直列回路と、Ｔ２の
リセット巻線Ｎ２３ とダイオードＤ２３の直列回路は
、スイッチ素子Ｑｌ、Ｑ２のターンオフ時にＴｌ、、Ｔ
２に蓄積された励磁エネルギにょる高圧のバックスイン
グ電圧をＥｌ、Ｅ２にクランプし、Ｑｌ ＋ Ｑ２ ’
ｅ保護するためのものである。
の出力■。１を安定化制御すると、ｃ■１．ｃｖ２の出
力電流Ｉ。ｊ、Ｉ。２がＩ式の関係にあるから、ｖｏ２
けＩ。１に比例した電圧となる。すなわち一方の出力電
流の大きさに比例した出方電圧を出す電源が構成できる
。さらに第７図に示すように、整流回路ＢＲの出力を平
滑する直列接続の平滑コンデンサｃ１ 、 ｃ２の中点
と交流電源電圧の基準側Ｃ０Ｍ間に切換スイッ′テＳＷ
を設ければ、交流電源電圧が１１０Ｖのときはスイッチ
鎧をオンにして倍電圧整流を行い、交流電源電圧が２２
０ＶのときはＳＷをオフにして、ブリッジ整流を行うよ
うにして交流電源電圧の＋ＯＯＶ系にも、２００Ｖ系に
も使用できる。なお第７図において、ＴＩのリセット巻
線Ｎ１３ とダイオードＩ）ｔｓの直列回路と、Ｔ２の
リセット巻線Ｎ２３ とダイオードＤ２３の直列回路は
、スイッチ素子Ｑｌ、Ｑ２のターンオフ時にＴｌ、、Ｔ
２に蓄積された励磁エネルギにょる高圧のバックスイン
グ電圧をＥｌ、Ｅ２にクランプし、Ｑｌ ＋ Ｑ２ ’
ｅ保護するためのものである。
〈発明の効果〉
本発明においては、複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコンバー
タを用い、各コンバータの入力インピーダンスを分担入
力電圧に反映させているので、各コンバータの分担出力
電流をほぼ均等にできる直流安定化電源が得られる。よ
って本発明の直流安定化電源では、分担出力電流のアン
バランスを考慮することなく、容易に大出力化が図れる
。
タを用い、各コンバータの入力インピーダンスを分担入
力電圧に反映させているので、各コンバータの分担出力
電流をほぼ均等にできる直流安定化電源が得られる。よ
って本発明の直流安定化電源では、分担出力電流のアン
バランスを考慮することなく、容易に大出力化が図れる
。
第１図は従来の電源の一例を示す接続図、第２図は本発
明電源の一実施例を示す接続図、第３図は本発明電源に
用いる１方式ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ素子の駆
動波形図、第４図は本発明電源の２次側の整流回路の他
の例を示す接続図、第５図〜第７図は本発明電源の他の
実施例を示す接続図である。 ＥＲ・・・整流回路、ｃ、 Ｉ Ｃ２・・・平滑コンデ
ンサ、Ｃｖ１〜ＣＶｎ・・・１方式ｌ）Ｃ／ＤＣコンバ
ータ、０１３〜Ｃｎ１・・・高周波電流パス用コンデン
サ、ｃｏＮ・・・制御回路、ＲＬ・・・負荷、Ｑ１〜Ｑ
ｎメイッチ素子、Ｔ１〜Ｔｎ・・・トランス、Ｌ１〜Ｌ
ｎ・・・チョーク。
明電源の一実施例を示す接続図、第３図は本発明電源に
用いる１方式ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ素子の駆
動波形図、第４図は本発明電源の２次側の整流回路の他
の例を示す接続図、第５図〜第７図は本発明電源の他の
実施例を示す接続図である。 ＥＲ・・・整流回路、ｃ、 Ｉ Ｃ２・・・平滑コンデ
ンサ、Ｃｖ１〜ＣＶｎ・・・１方式ｌ）Ｃ／ＤＣコンバ
ータ、０１３〜Ｃｎ１・・・高周波電流パス用コンデン
サ、ｃｏＮ・・・制御回路、ＲＬ・・・負荷、Ｑ１〜Ｑ
ｎメイッチ素子、Ｔ１〜Ｔｎ・・・トランス、Ｌ１〜Ｌ
ｎ・・・チョーク。
Claims (1)
- 交流電源電圧を整流する整流回路と、この整流回路出力
を平滑コンデンサで平滑して直流入力電圧を得る回路と
、１次側が直列接続された複数個の１方式ＤＣ／ＤＣコ
ンバータに前記直流入力電圧を印加する回路と、これら
複数個の１方式Ｉ）Ｃ／ＤＣコンバータの各入力端子間
にそれぞれ接続された複数個の高周波電流パス用コンデ
ンサと、前記複数個の１石式ＤＣ／ＤＣコ／バータの各
スイッチ素子のオンオフを制御し、複数個の１方式ＤＣ
／ＤＣコンバータの２次（）Ｉｌｌに生ずる直流出力電
圧を安定化する制御回路とを具えた直流安定化電源。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58214509A JPS60106361A (ja) | 1983-11-15 | 1983-11-15 | 直流安定化電源 |
| GB08427797A GB2152770B (en) | 1983-11-15 | 1984-11-02 | Dc/dc converter |
| CA000467746A CA1217810A (en) | 1983-11-15 | 1984-11-14 | Dc/dc converter |
| DE19843441631 DE3441631A1 (de) | 1983-11-15 | 1984-11-14 | Umrichter |
| US06/873,091 US4685039A (en) | 1983-11-15 | 1986-06-04 | DC/DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58214509A JPS60106361A (ja) | 1983-11-15 | 1983-11-15 | 直流安定化電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60106361A true JPS60106361A (ja) | 1985-06-11 |
Family
ID=16656892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58214509A Pending JPS60106361A (ja) | 1983-11-15 | 1983-11-15 | 直流安定化電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60106361A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6369457A (ja) * | 1986-09-06 | 1988-03-29 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 直流電源装置 |
| US5229928A (en) * | 1990-10-24 | 1993-07-20 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson | Converter input/output voltage balancing control |
| JP2006101692A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | Patent Treuhand Ges Elektr Gluehlamp Mbh | クラスｅコンバータモジュールを有する変換器回路 |
| JP2007006568A (ja) * | 2005-06-22 | 2007-01-11 | Fujitsu Access Ltd | 電源装置 |
| JP2010193614A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Origin Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55131272A (en) * | 1979-03-29 | 1980-10-11 | Toko Inc | Switching power supply device |
-
1983
- 1983-11-15 JP JP58214509A patent/JPS60106361A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP4684758B2 (ja) * | 2005-06-22 | 2011-05-18 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | 電源装置 |
| JP2010193614A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Origin Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
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