JP2006101692A - クラスｅコンバータモジュールを有する変換器回路 - Google Patents

Abstract

【課題】前置接続された力率修正回路での使用に適している変換器回路を提供すること。
【解決手段】複数のクラスＥコンバータモジュールを伴う変換器回路であって、クラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタと蓄積インダクタンスは全体として直列接続されており、クラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタは、共通の制御信号を介して駆動制御される、変換器回路。
【選択図】図１

Description

本発明は変換器回路、殊にこのような変換器回路を有する電気的なバラスト、相応の駆動方法、および有利な用途の枠内ではランプシステムおよびこのようなランプシステムの使用に関する。

整流された網給電部または直流電圧供給部から交流電圧出力を生成する変換器回路は、種々異なる構成形態でそれ自体公知である。殊にいわゆるクラスＥコンバータ（Klasse-E-Konverter）ないしはフライバックトランスが公知である。

クラスＥコンバータでは、蓄積インダクタンスが電圧供給部との接続端子によって充電される。特定の電流値で、蓄積インダクタンスと直列接続されたスイッチングトランジスタによって電流が中断され、これによって生じた誘導電圧パルスが負荷の給電に使用される。

この種のクラスＥコンバータが、誘電バリア放電ランプにパルス状高周波供給電圧を供給するために使用されることは公知である。クラスＥコンバータの作動原理およびその用途を示しているＥＰ０９２７５０６Ｂ１号を参照されたい。

さらに、給電網からのできるだけ正弦形状の電流消費を保証するために、すなわち力率を改善するために、力率修正回路を使用することは公知である。殊にここではいわゆる昇圧コンバータが考えられる。昇圧コンバータは例えばC.H.Strum, E.Klein著「Betriebsgeraete und Schaltungen fuer elektrische Lampen」第６版、１９９２年、Simens AG ｐ．１２７に記載されている。

昇圧コンバータは構成および駆動において殊に容易であるという利点を有している。
欧州特許第０９２７５０６号明細書 シー・エイチ・ストゥルム、イー・クライン（C.H.Strum, E.Klein）著「ベトリーブスゲレート・ウンド・シャルトゥンゲン・フュア・エレクトリッシエランプ（Betriebsgeraete und Schaltungen fuer elektrische Lampen）」第６版、ジーメンス・アー・ゲー（Simens AG） １９９２年 ｐ．１２７

本発明の技術的課題は、前置接続された力率修正回路での使用に適している変換器回路を提供することである。

上述の課題は、複数のクラスＥコンバータモジュールを伴う変換器回路であって、
当該クラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタと蓄積インダクタンスは一緒にして直列接続されており、前記クラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタは共通の制御信号を介して駆動制御される、変換器回路によって解決される。また上述の課題は、請求項１から８までのいずれか１項記載の変換器回路を有する、誘電バリア放電ランプ用の電気的バラストによって解決される。また上述の課題は、スイッチングトランジスタを、共通の制御線路を介して同期的に駆動制御し、前記クラスＥコンバータモジュールの蓄積インダクタンスを時間的に同期して充電放電し、変換器回路の出力側で、共通の負荷をクラスＥモジュールによって共同で駆動する、請求項１から７までのいずれか１項記載の変換器回路の駆動方法によって解決される。また上述の課題は、請求項９から１１までのいずれか１項に記載された電気的なバラストと、当該バラストによって駆動される誘電バリア放電ランプを有するランプシステムによって解決される。また上述の課題は、背景照明のために、請求項１４に記載されたランプシステムを有している、表示装置、殊にモニタまたはテレビスクリーンによって解決される。

本発明は、複数のクラスＥコンバータモジュールを有する変換器回路に関する。このクラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタとストレージインダクタンスは全体的に直列接続されており、スイッチングトランジスタは共通の制御線路を介して駆動制御される。

さらに本発明は相応のバラストに関しており、殊に力率修正回路を有するバラストに関する。ここでは変換器回路は力率修正回路の低減されていない出力電圧によって駆動される。

この他に本発明は、請求項１２および１３に記載された相応の駆動方法、有利な用途の枠における、請求項１４に記載されたランプシステムおよび請求項１５に記載されたランプシステムの使用および請求項１６に記載された表示装置にも関する。

本発明の有利な構成はさらに従属請求項に記載されており、以下でより詳細に説明される。個々の特徴はここでは常に本発明の装置カテゴリーにも方法カテゴリーにも関連し、本発明の上述した種々異なるアスペクトに関する。

本発明の基本的な考えは、クラスＥコンバータを自身の変換器回路として理解するのではなく、変換器回路のモジュールとして理解することである。本発明ではこのようなクラスＥモジュールは直列形状で接続され、いずれにせよモジュール内にあるその直列接続された蓄積インダクタンスとスイッチングトランジスタが全体として直列回路を構成する。個々のクラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタは、共通の制御線路を介して駆動制御される。従って個々のモジュールは同期化され、少なくとも実質的に同じ位相で作動する。すなわち蓄積コンデンサの電流のスイッチオンおよびスイッチオフに使用されるスイッチングトランジスタは同期してスイッチングされる。これは、共通の制御信号を得るように、個々のスイッチングトランジスタを駆動制御する制御線路を信号技術結合することによって実現される。

これによってモジュールの直列回路をいわゆる分配器スイッチとして使用することができるという利点が得られる。この分圧器スイッチは直流供給電圧を個々のモジュールに分配し、これによって個々のモジュールに低減された直流供給電圧を印加する。殊に、個々のモジュールの直流電圧が加算される。これを実施例に基づいてより詳細に説明する。

このようにしてさらなる自由度が得られ、比較的大きな直流供給電圧が使用可能になる。しかも、個々のクラスＥコンバータをそれに整合させる必要なはい。これは、スイッチングトランジスタの負荷可能性にも他の構成部分の負荷可能性にも関連し、殊に変換器の出力側でのトランスの構成に関連する。

むしろ本発明によって一方では比較的高い直流供給電圧が使用可能になり、他方ではコンバータトポロジーがこれに依存しないで、殊に効果を考慮して最適化される。さらにどれ位多くの直列接続されたモジュールによって、全体的に要求が満たされるのかが突き止められる。

本発明の実質的な観点は、出力電圧の選択が常に自由ではない場合に、頻繁に力率修正回路が使用されるべきであるということである。例えば冒頭に記載した昇圧コンバータは、電源電圧のピーク値を下回る出力電圧を形成することはできない。しかし他の理由から有利である。例えばこの種の昇圧コンバータの出力側で既に別の降圧コンバータが、元来の既に生じている直流供給電圧を変成器に対して有利な電圧レベルにするために使用されてきた。このようなコストは本発明では省かれる。むしろ本発明の変換器回路は直接的に昇圧コンバータの出力側で使用される。ここで直接的とは、電圧レベル整合を行う必要がないということを意味している。

モジュール内のスイッチングトランジスタの個々の制御線路の上述した信号技術結合は、有利にはコンデンサを介して行われる。コンデンサの直流電圧分割は次のような利点を有している。すなわちモジュールの種々異なるポテンシャルレベルを妨害しない、すなわち個々の、各ポテンシャルに整合された駆動回路の代わりに、共通の駆動回路を使用することができるという利点を有している。

さらに有利には各モジュール内にツェナーダイオードが使用される。これは基本的に制御接続端子とスイッチングトランジスタの基準電位接続端子との間に設けられており、ＦＥＴの場合には、コモン−ソース接続内、すなわちゲート端子とソース端子の間に設けられる。概念「基準電位接続端子」はここでは直列回路の枠内で理解されるべきであり、すなわち、その「下方」に位置するモジュールの直流電圧値だけ高められた基準電位を意味する。これはいわゆる、個々のモジュールの視点からの基準電位である。このツェナーダイオードは制御接続端子の電圧レベルを制限し、制御線路の上述した結合コンデンサと関連して、直流電圧レベルの調整に用いられる。これはさらに、設計が適切である場合には、自身の順方向電圧を越えているコンポーネントを短絡することによって、制御信号内のノイズ成分をフィルタリング除去する効果的な「フィルタリング作用」を有する。これはローパスフィルタリングを意味するものではない。むしろ自身の振幅がツェナーダイオードの順方向電圧を上回る信号成分内に位置する場合には高周波数コンポーネントが短絡される。順方向電圧を越えたコンポーネントの「切り離し」は、高周波数コンポーネントにも関連する。従ってゲート駆動制御部は、供給電圧変調および制御信号妨害に依存しない。

クラスＥコンバータは通常は、給電電圧安定のために供給側のコンデンサを有している。これは通常は電解コンデンサである。本発明の実施形態では、各モジュールは固有のこの種の給電コンデンサを有している。本発明の別の実施例ではこのような給電コンデンサは、直流回路全体に対して設けられている唯一のコンデンサによって置き換えられる。第３の実施形態では２つのケースが混合して存在しており、ここではモジュール内部の給電コンデンサを相応に小さく、かつ場合によっては簡単な薄膜コンデンサとして実現することができる。図示するために、実施例を参照されたい。

さらに有利には、モジュール内に各スイッチングトランジスタのスイッチング区間に対して並列に、電圧形成に用いられるコンデンサが設けられる。

本発明の別の構成では、各モジュールのタップの容量性短絡が、各スイッチングトランジスタと各蓄積インダクタンスとの間に設けられている。これは高周波短絡によって、各モジュールで交流電圧信号を対称にすることを可能にする。これによって、二次電圧分配および容量性結合に関する影響によって生じる問題が回避される。すなわち、スイッチおよび蓄積コンデンサでの一次電圧は必ずしも同じである必要はない。むしろ一次側巻き線と二次側巻き線の間の容量性結合の結果、および二次側の相互接続の影響によって非対称性が生じる。上述した高周波短絡はこのような非対称性を除去する。

有利には各モジュールの出力側はトランスを有している。ここでこのトランスの二次側巻き線は必ずしも直列接続されている必要はないが、有利には、実施例に示されているように直列接続されている。

本発明の有利な使用領域は誘電バリア放電ランプの作動にある。すなわち、この種のランプ用の電気的バラストにおける変換器回路の使用にある。さらにこの種のランプシステムは例えば、コンピュータまたはテレビ機器用のモニタのバックライトまたは他の表示装置で使用される。ＵＶ放射部、すなわち、放電からのオリジナルのＵＶ放射が使用され、発光物質は必要ではない、または適切な発光物質によってより大きな波長のＵＶ放射に変換するランプも重要である。このようなＵＶ放射部は、種々異なる技術的なタスクに対して使用され、殊に材料処理、表面改質、水浄化および殺菌に使用される。

本発明を以下で実施例に基づいてより詳細に説明する。ここで特徴は、上述したように、本発明の種々異なるカテゴリーと観点を顧慮して理解されるべきであり、その他の点では、他の組み合わせも本発明にとって重要である。

図１には、誘電バリア放電ランプに給電するバラスト内の４つのクラスＥコンバータモジュールを有する直列回路が示されている。第１のおよび図１の上方に示された、並びに電位的に高いモジュールはスイッチングトランジスタＳ１、ここではパワーＭＯＳＦＥＴ、二次側巻き線Ｌ２を伴う蓄積インダクタンスＬ１、給電電解コンデンサ１１、駆動制御結合コンデンサＣ７およびツェナーダイオードＺ１を有している。蓄積インダクタンスＬ１およびスイッチングトランジスタＳ１は直列接続されている。ここでスイッチングトランジスタＳ１のソース接続端子はモジュール内部の基準電位の下方に位置しする。この基準電位は、その下にあるモジュール（Ｓ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｃ１２，Ｃ８，Ｚ２）のポジティブな給電電位を形成する。

スイッチングトランジスタＳ１のドレイン端子は、蓄積インダクタンスＬ１の下方端子と結合されている。この蓄積インダクタンスの上方端子は、約４５０Ｖの中間回路直流電圧に接続されている。このような中間回路供給電圧はここでは詳細に示されておらず、従来の方式で、ライン供給電圧から昇圧コンバータを用いて、整流および変換によって生成される。

蓄積インダクタンスＬ１とスイッチングトランジスタＳ１から成るこの直列回路と並列に給電コンデンサＣ１１が設けられており、この給電コンデンサは給電電圧のサポートに用いられ、従って比較的大きな電解コンデンサとして構成される。

中央制御信号ＳＥは、図１において左側下方に記載されており、ここでシンボリックに矩形波形状として示されている。この中央制御信号は、番号が付与されていない抵抗および駆動制御結合コンデンサＣ７〜Ｃ１０を介して、上方のモジュールＣ７の場合にはスイッチングトランジスタのゲートに印加される。すなわち制御信号入力結合は、純粋に交流電圧に従って行われる。スイッチングトランジスタＳ１のゲート端子とソース端子の間には、ツェナーダイオードＺ１が接続されている。ここでこのツェナーダイオードは、結合コンデンサＣ７の直流電圧レベルを調整し、ゲート端子での電圧超過を阻止する。入力結合された駆動制御信号レベルの適切な調整によってさらに、スイッチングトランジスタＳ１が開放されている場合に、駆動制御信号がツェナーダイオードＺ１の順方向電圧をいくらか超え、これによって駆動制御信号に重畳されたノイズがツェナーダイオードＺ１において短絡される。このような短絡状況のために、共通の駆動制御線路における抵抗、すなわち例えばコンデンサＣ７の左側の抵抗が設けられる。

上述した第１のモジュールの下方には、相応の高い、番号が付与された構成部分を有する、構造が同じ第２のモジュールが存在する。ここでは第１のモジュールの内部の（下方の）基準電位は、第２のモジュールの正の供給電位を形成する。相応した関係が、第２および第３のモジュールおよび第３および第４のモジュールに当てはまる。図１に示されたように、第４のモジュールの内部基準電位はアースにあり、第４のスイッチングトランジスタＳ４のソース端子の場合には、電流抵抗Ｒ_Ｍを介してアース接続される。

供給電圧４５０Ｖは、分圧回路でのように、給電コンデンサＣ１１〜Ｃ１４に分けられる。従って各コンデンサは約１１２．５Ｖまで充電される。これは有利な値と見なされる。なぜなら４０Ｖ〜１２０Ｖの間の領域における直流電圧は、典型的には、誘電バリア放電ランプの作動のためのクラスＥコンバータの作動に対して有利だからである。個々のモジュール給電電圧は相応に多いモジュール数によって低減され得る。

はじめに有る程度、次のような危惧が生じていた。すなわち材料公差、殊に電解コンデンサＣ１１〜Ｃ１４の種々異なる容量および／または種々異なるインダクタンスが、コンポーネントが妨害されるまでの個々のモジュールの明確に異なる給電電圧へと導かれてしまうのではないかという危惧が生じていた。しかし生じた変動は比較的僅かであり、制圧可能であり、回路は安定していたということが判明している。実質的にこれは、個々のモジュール給電電圧の上昇時に、このモジュールによって変換されたパルスエネルギーが上昇し、これによって相当の給電コンデンサがより強く放電されるということによる。

図１に示された回路では、個々のスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４のドレイン−ソース電圧は加算されない。むしろ、個々のドレイン−ソース電圧が、各「その下」にある直流電圧レベルに、回路基準点に対して加算され、従って例えばスイッチングトランジスタＳ２のドレイン−ソース電圧が、コンデンサＣ１３の上方端子で２２５Ｖに加えられる。すなわちここでこれは、例えば全体的な逆方向電圧を高めるために用いられるような、個々のスイッチングトランジスタの直列回路ではない。

電圧安定の他に、給電コンデンサＣ１１〜Ｃ１４は、２次回路から個々のクラスＥコンバータモジュールの１次回路へ戻されたエネルギーを受容する意図を有する。上述されたＥＰ０９２７５０６Ｂ１号を参照されたい。通常は、当業者にはクラスＥコンバータの作用は知られている。

蓄積インダクタンスはこの実施例では二次側巻き線Ｌ２，Ｌ４，Ｌ６およびＬ８と結合されている。これは同じように直列回路を構成する。このようにして図１に相応して時間的に同期された、スイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４の駆動制御によって、二次側の誘導電圧も加算される。

二次側インダクタンスＬ２，Ｌ４，Ｌ６およびｌ８は当然ながら異なるように、例えば並列に接続されてもよい。これは、給電されるべき誘電バリア放電ランプとのインピーダンス整合の質問である。この場合には、直列回路が有利である。なぜなら比較的高い電圧が生成されるべきだからである。この直列出力回路は殊に次の理由によって有利である。すなわち製造のばらつきによって並列回路では補償電流が流れ、これは電磁的な互換性および損失に関連して欠点となる（いわゆるリンギング）。各ケースにおいて、個々のモジュールの出力は加算されて全体出力になる。

ここで本発明は、別の利点も有している。すなわち、複数のモジュールへの分配によって、殊に複数のインダクタンスないしトランスへの分配によって給電されるべきランプの大きな入力パワーが必要とされている場合、有利な構造サイズ、殊に構造高さが得られるという利点も有している。しばしば、複数の小さいトランスは、１つの大きいトランスよりも構造的に有利である。

図２には、図１の別形態が示されている。

図２には、図１とほぼ相似した構造が示されている。ここで相応する構成部分には同じ参照番号が使用されている。付加的に、各モジュールはツェナーダイオードの上方端子と、スイッチングトランジスタのゲート端子の間に、それぞれ１つの、そのアノードとツェナーダイオードのカソードへ接続された整流器ダイオードとバイポーラトランジスタを有している。バイポーラトランジスタのエミッタはこの整流ダイオードとゲート端子の間に接続されており、ベースは整流ダイオードとツェナーダイオードの間に接続されており、これクタは各スイッチングトランジスタのソース端子に接続されている。整流器ダイオードには参照符号Ｄ１〜Ｄ４が付与されている。他方でバイポーラトランジスタには参照符号Ｓ５〜Ｓ８が付与されている。このような接続によってスイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４は殊に迅速にスイッチオフされる。これはゲート端子の電位が殊に迅速に、各バイポーラトランジスタＳ１〜Ｓ８のエミッタ−コレクタ区間を介してゲート電圧閾値を下回ることによって実現される。ダイオードＤ１〜Ｄ４によって、スイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ４はバイポーラトランジスタＳ５〜Ｓ８を介してスイッチオフされ、ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してスイッチオンされる。

さらにＲ１〜Ｒ４によって示されている抵抗が、ツェナーダイオードに対して並列に設けられており、これによってクラスＥコンバータモジュールの直列回路全体は、駆動制御信号ＳＥなしに自身でスイッチオフする。

図３には、第３の実施例が示されている。この実施例は、先行する２つの実施例と、３つのモジュールしか使用されていないという点で異なる。さらにここではトランスＬ１およびＬ２、Ｌ３およびＬ４、Ｌ５およびＬ６の一次側巻き線と二次側巻き線が相互に別個に示されているが、これは図面を分かり易くするためだけであり、図１および図２に対する技術的な変更を意味するものではない。最後にここでは、スイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ３の駆動制御部が省かれている。これは図２に相応して行われる。

一方では、付加的なコンデンサＣ１、Ｃ３およびＣ５がそれぞれスイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２およびＳ３に対して並列に設けられている。これらのコンデンサはトランジスタを介した信号形成に用いられる。このコンデンサに対して並列に示された整流ダイオードＤ１〜Ｄ３は、スイッチングトランジスタＳ１〜Ｓ３の固有のボディダイオードを示している。ＭＯＳＦＥＴではなく、例えばバイポーラトランジスタが用いられる場合には、この種の別個のダイオードが用いられなければならない。

さらに、蓄積インダクタンスＬ１，Ｌ３およびＬ５と、それぞれ属するスイッチングトランジスタＳ１，Ｓ２ないしＳ３との間のタップは結合コンデンサＣ２，Ｃ４ないしＣ６を介して短絡される。このような高周波短絡は交流電圧信号を対称にし、これによって、二次電圧分配および容量性結合が原因で生じる問題が防止される。

最後に図４には、第４の実施例が示されている。この実施例は、以下の例外を除いて、図３に記載された実施例に相応する：すなわち、個々のクラスＥコンバータモジュールの給電コンデンサＣ１１，Ｃ１２およびＣ１３が、単一の給電コンデンサＣ２１によって置き換えられているという例外を除いて相応する。このコンデンサは、直列回路全体に対して並列に接続されている。このような大きな電解コンデンサは通常、複数の小さい電解コンデンサよりも低価格である。

有利な実施形態は、図３と図４の組み合わせによっても得られ、比較的大きな共通の蓄積コンデンサＣ２１が、比較的小さいモジュール個々の蓄積コンデンサＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３とともに使用される。ここでは全部で４つのコンデンサがこの３つのモジュールに対して設けられる。このような解決方法はコンポーネントコストに関して、図１〜３に記載された、主にモジュール個々の解決方法よりも廉価である。殊に、モジュール個々の蓄積コンデンサには、薄膜コンデンサが使用可能である。

本発明は全体的に、簡易なモジュール式構成様式によって大きな柔軟性を示す。これは、最適化されたクラスＥコンバータモジュールが使用可能な直流給電部に応じて構成されることによって実現される。二次側でも適切な接続（直流または並列）によって、給電されるべきランプへの整合が行われる。昇圧コンバータの出力側の直流電圧レベルを低減するための中間接続されたさらなる変換器は必要ない。その代わりに、図１〜図４に記載された変換器回路は直接的に昇圧コンバータの出力側で駆動される。最後に、複数の蓄積コンデンサないしはトランスへの分配によって、個々のケースにおいて大きな空間的柔軟性、殊に有利な構成高さが得られる。

本発明は殊に、例えばモニタのバックライト用の誘電バリア放電ランプの給電に適しており、殊に、ランプ出力が高い場合に適している（例えば大きなフォーマットのテレビスクリーン）。

第１の実施例である本発明による変換器回路の簡単な概略的な例 図１の回路に対して付加的な特徴を有する変換器回路の第２の実施例 変換器回路の第３の実施例 変換器回路の第４の実施例

符号の説明

Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４ コンデンサ、 Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４ ツェナーダイオード、 Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７ スイッチングトランジスタ、 Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６，Ｌ７，Ｌ８ トランス、 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、 Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗、 ＳＥ 中央制御信号

Claims (16)

1. 複数のクラスＥコンバータモジュールを伴う変換器回路であって、
   当該クラスＥコンバータモジュールのスイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）と蓄積インダクタンス（Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７）は直列接続されており、
   前記クラスＥコンバータモジュールの前記スイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）は、共通の制御信号（ＳＥ）を介して駆動制御される、
   ことを特徴とする変換器回路。
2. 前記クラスＥコンバータモジュールの前記各スイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）の個々の制御線路は、共通の制御信号（ＳＥ）を伝送するために、各コンデンサ（Ｃ７〜Ｃ１０）を介して共通の制御線路と結合されている、請求項１記載の変換器回路。
3. 各クラスＥコンバータモジュールにおいて、各モジュールのスイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）の制御端子と基準電位端子との間に、それぞれツェナーダイオード（Ｚ１〜Ｚ４）を有している、請求項１または２記載の変換器回路。
4. 各クラスＥコンバータモジュールは、独自の給電コンデンサ（Ｃ１１〜Ｃ１４）を有している、請求項１から３までのいずれか１項記載の変換器回路。
5. クラスＥコンバータの全体的な直列回路は、共通の給電コンデンサ（Ｃ２１）を有している、請求項１から４までのいずれか１項記載の変換器回路。
6. 各クラスＥコンバータモジュールにおいて、各スイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）の接続区間に対して並列に、それぞれ１つのコンデンサ（Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５）が接続されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の変換器回路。
7. クラスＥコンバータモジュールの各スイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）と各蓄積インダクタンス（Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７）の間の各タップは、容量性に（Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６）相互に短絡される、請求項１から６までのいずれか１項記載の変換器回路。
8. 前記クラスＥコンバータモジュールはそれぞれトランス（Ｌ１〜Ｌ８）を出力側として有している、請求項１から７までのいずれか１項記載の変換器回路。
9. 請求項１から８までのいずれか１項記載の変換器回路を有する、
   ことを特徴とする、誘電バリア放電ランプ用の電気的バラスト。
10. 前記変換器回路は力率修正回路の低減されない出力側電圧で駆動される、力率修正回路を有する、請求項８記載の電気的バラスト。
11. 前記力率修正回路は昇圧コンバータである、請求項９記載の電気的バラスト。
12. 前記スイッチングトランジスタ（Ｓ１〜Ｓ４）を、共通の制御線路（ＳＥ）を介して同期的に駆動制御し、
    前記クラスＥコンバータモジュールの蓄積インダクタンス（Ｌ１，Ｌ３，Ｌ５，Ｌ７）を時間的に同期して充放電し、前記変換器回路の出力側で、共通の負荷をクラスＥモジュールによって共同で駆動する、
    ことを特徴とする、請求項１から７までのいずれか１項記載の変換器回路の駆動方法。
13. 請求項１２に記載されている方法を含む、請求項９〜１１までのいずれか１項記載の電気的バラストを有する誘電バリア放電ランプの駆動方法。
14. 請求項９から１１までのいずれか１項に記載された電気的なバラストと、当該バラストによって駆動される誘電バリア放電ランプを有する、
    ことを特徴とするランプシステム。
15. モニタ、テレビスクリーンまたは表示装置における背景照明、照明装置における照明または技術的なＵＶ放射部におけるＵＶ処理のための、請求項１４記載のランプシステムの使用。
16. 背景照明のために、請求項１４に記載されたランプシステムを有している、
    ことを特徴とする、表示装置、殊にモニタまたはテレビスクリーン。

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