KR20060051755A - 클래스 ｅ 컨버터 모듈을 갖는 컨버터 회로 - Google Patents

클래스 ｅ 컨버터 모듈을 갖는 컨버터 회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 각 컨버터 모듈의 DC 공급 전압을 최적화하기 위하여 클래스 E 컨버터 모듈들의 직렬 회로(예를 들어, C7, C11, Z1, S1, L1, L2)를 갖는 컨버터 회로에 관한 것이다.

Description

클래스 Ｅ 컨버터 모듈을 갖는 컨버터 회로 {CONVERTER CIRCUIT HAVING CLASS E CONVERTER MODULES}
도 1은 제 1 예시적 실시예로서의 본 발명에 따른 컨버터 회로의 간단한 예를 도시한다.
도 2는 도 1의 회로와 비교할 때 몇몇 부가적인 특징들을 갖는 컨버터 회로의 제 2 예시적 실시예를 도시한다.
도 3은 컨버터 회로의 제 3 예시적 실시예를 도시한다.
도 4는 컨버터 회로의 제 4 예시적 실시예를 도시한다.
본 발명은 컨버터, 특히 그 컨버터 회로를 갖는 전자 안정기 및 대응 작동 방법, 그리고 바람직한 적용예의 범주 내에서 램프 시스템 및 그러한 램프 시스템의 사용에 관한 것이다.
정류된 라인 공급부 또는 DC 전압 공급부로부터 AC 전압 전력을 생성시키는 컨버터 회로는 여러 설계로 공지된다. 이른바 클래스 E 컨버터 또는 플라이백 컨버터(flyback converter)가 특히 공지된다.
클래스 E 컨버터에서, 저장 인덕터는 전력 공급부에 대한 터미널에 의하여 충전된다. 특정 전류값이 주어지는 경우, 저장 인덕터와 직렬을 이루는 스위칭 트랜지스터를 통하는 전류 흐름이 방해받고, 그에 의해 생성된 유도 전압 펄스가 부하에 전력을 공급하는데 사용된다.
특히 유전체 장벽 방전 램프(dielectrically impeded discharge lamp)에 펄스형 고주파 공급 전압을 공급하는데 클래스 E 컨버터를 사용하는 것이 공지된다. EP 0 927 506 B1이 참조되는데, 이는 클래스 E 컨버터 및 이 적용예의 작동 원리를 설명한다.
또한, 공급 네트워크로부터 전류를 가능하면 사인 곡선과 유사한 형태로 추출하는 것을 확실히 하기 위하여, 즉 역률(power factor)을 개선하는 것을 확실히 하기 위하여 역률 보정 회로(power factor correction circuit)를 사용하는 것 역시 공지된다. 본 명세서에서는, 그 중에서도 특히 이른바 스텝-업 컨버터(step-up converter)가 고려되는데, 상기 스텝-업 컨버터는, 예를 들어 1992년 발행 Siemens AG, 6판, 페이지 127, C.H. Sturm, E.Klein 공저 "Betriebsgeraute und Schaltungen fuer elektrische Lampen" [전기 램프를 위한 회로 및 작동 디바이스]에서 설명된다.
스텝-업 컨버터는 설계와 작동에 있어서 특히 단순하다는 장점을 갖는다.
본 발명은 업스트림(upstream) 역률 보정 회로와 함께 사용하는데 특히 적절한 컨버터 회로의 기술적 문제에 기초한다.
본 발명은 다수의 클래스 E 컨버터 모듈들을 갖는 컨버터 회로에 관한 것인데, 상기 클래스 E 컨버터 모듈의 스위칭 트랜지스터 및 저장 인덕터는 전체적으로 직렬로 접속되며 그 스위칭 트랜지스터는 공통 제어 신호에 의하여 구동될 수 있다.
본 발명은 또한 대응 안정기, 특히 역률 보정 회로를 갖는 안정기에 관한 것인데, 이 경우 컨버터 회로는 역률 보정 회로의 감소되지 않은 출력 전압(unreduced output voltage)으로 작동될 수 있다.
또한, 본 발명은 청구항 제12항 및 제13항에서 청구된 적절한 작동 방법, 청구항 제14항에서 청구된 램프 시스템, 그리고 바람직한 적용예의 범주 내에서 청구항 제16항에서 청구된 디스플레이 디바이스 및 청구항 제15항에서 청구된 램프 시스템의 사용에 관한 것이다.
또한, 본 발명의 바람직한 개선예는 종속항에서 특정되며 이하에서 보다 상세하게 설명될 것이다. 이 경우 각각의 개별적인 특징들은 언제나 본 발명의 방법 카테고리 및 장치 카테고리, 그리고 상기 열거된 본 발명의 여러 태양들에 관련된다.
본 발명의 근원적인 창작성은 클래스 E 컨버터를 컨버터 회로 그 자체가 아닌 컨버터 회로의 모듈로서 이해하는 데 있다. 본 발명에 따라, 클래스 E 컨버터 모듈들은, 임의의 경우에 있어 그 모듈들 내부에서 직렬 접속되는 그들의 저장 인덕터들 및 스위칭 트랜지스터들이 전체적으로 직렬 회로를 형성하도록 하는 방식으 로 직렬로 접속된다. 각 클래스 E 컨버터 모듈의 스위칭 트랜지스터들은, 그 각각의 모듈들이 동기화되고(synchronize) 적어도 실질적으로 동위상(in phase)인 방식으로 작동될 수 있도록 공통 제어 신호에 의하여 구동된다. 저장 인덕터의 전류를 온(on)과 오프(off)로 스위칭하는데 사용되는 스위칭 트랜지스터들은 따라서 동기적으로 스위칭되는데, 이는 공통 제어 신호를 얻기 위하여 각각의 스위칭 트랜지스터들을 구동하는 제어 라인을 결합시키는 시그널링(signaling) 기술에 의하여 이루어진다.
이는, 감소된 DC 공급 전압이 각 모듈들에 존재하도록 각각의 모듈들에 대하여 DC 공급 전압을 분할하는 전압 분할 스위치로서 모듈들의 직렬 회로가 사용될 수 있다는 장점을 갖는다. 특히, 각 모듈들의 DC 레벨은 합산(add up)되는데, 이는 예시적인 실시예들을 참조하여 더욱 상세하게 설명될 것이다.
이로써 얻어지는 결과는 각각의 클래스 E 컨버터를 매칭시킬 필요 없이 상대적으로 높은 DC 공급 전압을 사용할 수 있는 추가적인 자유도이다. 이는 스위칭 트랜지스터들 및 다른 컴포넌트들의 부하능(loadability) 및 컨버터 출력에서의 변압기의 설계 양자에 모두 관련된다.
또한, 본 발명에 의하여, 한편으로는 상대적으로 높은 DC 공급 전압을 사용하는 것이, 다른 한편으로는 무엇보다도 효율과 관련하여 모듈 내부에서 독립적으로 컨버터 토폴로지(topology)를 최적화하는 것이 가능하다. 따라서 그에 따라 얼마나 많은 직렬 접속 모듈들이 요구 조건들을 전체적으로 충족시키는데 사용될 수 있는지가 결정될 수 있다.
본 발명의 실질적인 태양은 출력 전압의 선택이 언제나 자유로운 것은 아닌 경우 역률 보정 회로를 사용하고자 한다는 점에 있다. 예를 들어, 도입부에서 이미 언급된 바 있는 스텝-업 컨버터들은 라인 전압의 피크값 이하에서 출력 전압을 발생시킬 수 없지만 다른 이유에서 선호된다. 예를 들어, 실제 이미 존재하는 DC 공급 전압이 컨버터에 적절한 전압 레벨이 되도록 하기 위하여 상기와 같은 스텝-업 컨버터의 출력에 추가적인 스텝-다운(step-down) 컨버터가 이미 사용되어 왔다. 이러한 복잡성은 본 발명에 의하여 제거된다. 오히려, 본 발명에 따른 컨버터 회로는 스텝-업 컨버터의 출력에 직접 사용되어, 직접적으로 전압 레벨을 매칭시킬 필요성이 없음을 나타낼 수 있다.
시그널링 기술에 의하여 모듈들 내의 스위칭 트랜지스터들의 각각의 제어 라인들의 상기 언급된 결합은 바람직하게는 커패시터들을 통해 수행된다. 커패시터의 DC 전압 차단은, 모듈들의 여러 전위 레벨들이 간섭(interference)을 야기하지 않는다는, 다시 말해 각각의 전위에 매칭된 개별적인 구동 회로 대신 공통 구동 회로가 사용될 수 있다는 장점을 갖는다.
각 모듈 내에서 원리적으로는 제어 터미널과 스위칭 트랜지스터의 기준 전위 터미널 사이에, 다시 말해 공통 소스 접속의 FET의 경우 게이트 터미널과 소스 터미널 사이에 위치하는 제너 다이오드(zener diode)를 이용하는 것이 바람직하다. 기준 전위 터미널이라는 용어는 이 경우 직렬 회로의 범주에서 이해될 것이며, 다시 말해 그 아래에 위치하는 모듈의 DC 전압 진폭에 의하여 상승된 기준 전위를 의미할 수 있다. 즉, 중요한 것은 각 모듈의 관점에서의 기준 전위인 것이다. 이 제너 다이오드는 제어 터미널에서 전압 레벨을 제한하며, 상기 언급된 제어 라인들의 커플링 커패시터들과 관련하여 DC 전압 레벨을 조절하는 기능을 한다. 또한, 적절한 설계가 주어지면, 온-상태(on-state) 전압 위에 있는 컴포넌트들을 단락시킴으로써 제어 신호에서 간섭 컴포넌트들을 필터링(filtering out)하는 "유효 필터 작용(filter action)"을 가질 수 있다. 이는 저역 필터로서의 필터 작용을 의미하지는 않는다. 오히려, 고주파 컴포넌트들의 진폭이 제너 다이오드의 온-상태 전압 위에 있는 신호 컴포넌트에 있는 경우 그 고주파 컴포넌트들이 단락된다. 온-상태 전압 위의 컴포넌트들을 "차단(cutting off)"하는 것은 고주파 컴포넌트들에 관련된다. 게이트 드라이브는 따라서 공급 전압 조절(modulation) 및 제어 신호 간섭에 독립적이게 된다.
클래스 E 컨버터는 공급 전압을 안정화시키기 위한 공급측 커패시터, 통상적으로 전해질 커패시터(electrolytic capacitor)를 규칙적으로 갖는다. 본 발명의 일 실시예에서 각 모듈이 전용 공급 커패시터(dedicated supply capacitor)를 갖는다. 그러나 본 발명의 다른 실시예에서는, 이러한 공급 커패시터들이 전체 직렬 회로에 대해 제공된 단일 커패시터로 대체된다. 제 3 실시예의 경우, 2가지 경우들이 혼성되어 존재하는데, 모듈 내의 공급 커패시터들이 대응적으로 보다 작은 방식으로 설계되는 것이 가능하며, 또한 단순한 호일 커패시터(foil capacitor)로 설계되는 것도 가능하다. 실례로 예시적인 실시예들이 참조될 수 있다.
또한, 전압 성형(voltage shaping)의 기능을 하는 커패시터들은 바람직하게는 모듈들 내에서 각각의 스위칭 트랜지스터들의 스위칭 경로에 대해 병렬로 제공 된다.
본 발명의 또 하나의 개선예는 각각의 스위칭 트랜지스터와 각각의 저장 인덕터 사이에 각 모듈의 탭(tap)의 용량성 단락 회로를 제공한다. 이는 고주파 단락에 의하여 각 모듈에서 AC 전압 신호가 밸런싱(balancing)될 수 있다. 이는 2차 전압 분배(secondary voltage distribution)에 의한 문제점 및 용량성 커플링을 통한 영향을 방지한다. 정확하게, 스위치들과 저장 인덕터들에서의 1차 전압이 동일할 필요가 없다. 오히려, 1차 권선과 2차 권선 사이의 용량성 커플링에 의하여 2차측 상호접속의 영향으로부터 비대칭성이 발생한다. 상기 비대칭성은 상기 언급된 고주파 단락 회로에 의하여 배제된다.
각 모듈들의 출력은 바람직하게는 변압기를 갖는데, 상기 변압기들의 2차 권선들은 필수적으로 직렬로 상호접속될 필요는 없지만 바람직하게는 예시적인 실시예들에서 도시된 바와 같이 접속된다.
본 발명의 적용예의 바람직한 영역은 유전체 장벽 방전 램프의 작동에 있어서, 다시 말해 그러한 램프의 전자 안정기에서 컨버터 회로를 사용하는 것에 있어서 발견될 것이다. 또한, 상기 램프 시스템들은, 예를 들어 컴퓨터 또는 텔레비전 세트의 모니터의 백라이팅(backlighting)으로 또는 기타 디스플레이 디바이스로 사용될 수 있다. 또한, UV 에미터(UV emitter), 다시 말해 방전으로부터의 최초 UV 방사가 사용되고 어떠한 형광 재료도 사용되지 않는 경우, 또는 적절한 형광 재료에 의하여 UV 방사를 보다 긴 파장의 UV 방사로 변환되는 램프 역시 중요하다. 이러한 UV 방사기는 여러 기술적 용도로 사용되는데, 특히 재료 취급(material handling), 표면 변형(surface modification), 물 정화(water purification) 및 살균(sterilization) 목적으로 사용된다.
본 발명은 이하에서 예시적인 실시예들에 의해 보다 상세하게 설명되는데, 이 경우 이미 설명한 바와 같이 특징들은 본 발명의 여러 태양 및 카테고리와 관련하여 이해될 것이며 기타 조합들에서도 본 발명에 필수적일 수 있다.
도 1은 유전체 장벽 방전 램프에 전력을 공급하기 위하여 안정기에 4개의 클래스 E 컨버터 모듈들의 직렬 회로를 도시한다. 도 1의 상부에 도시되며 높은 전위에 있는 제 1 모듈은 스위칭 트랜지스터(S1)(여기서는 전력 MOSFET), 2차 권선(L2)을 갖는 저장 인덕터(L1), 공급 전해질 커패시터(11), 구동 커플링 커패시터(C7) 및 제너 다이오드(Z1)를 갖는다. 저장 인덕터(L1)와 스위칭 트랜지스터(S1)는 직렬로 접속되며, 아래에 있는 스위칭 트랜지스터(S1)의 소스 터미널은 모듈 내에서 기준 전위에 있는데, 상기 기준 전위는 그 하부에 있는 모듈(S2, L3, L4, C12, C8, Z2)의 양 공급 전위를 형성한다.
스위칭 트랜지스터(S1)의 드레인 터미널은 저장 인덕터(L1)의 하부 터미널에 결합되는데, 그 저장 인덕터(L1)의 상부 터미널은 대략 450V의 중간 전류 DC 전압에 있다. 이 중간 회로 공급 전압은 라인 공급 전압으로부터 스텝-업 컨버터의 도움하에 정류 및 변환(conversion)에 의하여 본질적으로 통상의 방법으로(여기서는 상세하게 도시되지 않음) 발생된다. 저장 인덕터(L1) 및 스위칭 트랜지스터(S1)로 이루어진 직렬 회로와 병렬 관계에 있는 커패시터(C11)는 공급 전압을 지지하는 기능을 하며, 따라서 상대적으로 대용량의 전해질 커패시터로 설계된다.
중앙 제어 신호(SE)가 도 1의 좌측 하부에서 공급되며 여기서는 사각파 형태로 도시된다. 이는, 저항기 및 구동 커플링 커패시터들(C7-C10)(상부 모듈의 경우에는 C7)을 경유하여 스위칭 트랜지스터들의 게이트에 인가된다. 따라서, 제어 신호는 순수히 AC 전압으로 결합된다. 커플링 커패시터(C7)의 DC 전압 레벨을 조절하고 게이트 터미널에서의 과전압(overvoltage)을 방지하는 제너 다이오드(Z1)가 스위칭 트랜지스터(S1)의 게이터 터미널과 소스 터미널 사이에 접속된다. 또한, 결합된 구동 신호(incoupled drive signal) 레벨을 적절히 설정함으로써, 스위칭 트랜지스터(S1)를 개방하는 경우 구동 신호가 제너 다이오드(Z1)의 온-상태 전압 보다 위에 있어서, 구동 신호에 중첩되는 제너 다이오드(Z1)에서의 간섭의 단락을 야기하는 것을 성취할 수 있다. 공통 구동 라인에서의 저항기, 즉 커플링 커패시터(C7) 좌측의 저항기는 예를 들어 이러한 단락 상황을 위해 제공된다.
동일한 디자인이며 대응적으로 큰 숫자로 번호가 매겨진 컴포넌트들을 갖는 제 2 모듈이 제 1 모듈 하부에 위치하는데, 상기 제 1 모듈의 내부(하부) 기준 전위는 제 2 모듈의 양 공급 전위를 형성한다. 대응적인 관계가 제 2 모듈과 제 3 모듈, 제 3 모듈과 제 4 모듈에서도 유지된다. 도 1에서 도시된 바와 같이, 제 4 모듈의 내부 기준 전위는 프레임 전위(frame potential)에 있으며, 제 4 스위칭 트랜지스터(S4)의 소스 터미널의 경우 분로(RM)를 경유하여 프레임에 결합된다.
전압 분할 회로의 경우에서와 같이, 4개의 공급 커패시터들(C11-C14) 각각이 약 112.5V로 충전되도록 450V의 공급 전압이 상기 4개의 공급 커패시터들(C11-C14) 에 분배된다. 이는 바람직한 값으로 간주되는데, 이는 40V 내지 120V 사이 범위의 DC 전압이 통상적으로 유전체 방해 방전 램프를 작동시키는데 사용되는 클래스 E 컨버터들을 작동시키는데 바람직하게 때문이다. 각각의 모듈 공급 전압은 적절히 보다 많은 개수의 모듈들에 의하여 감소될 수도 있다.
처음에는 재료 공차(material tolerance), 특히 전해질 커패시터들(C11-C14)의 서로 다른 커패시턴스 및/또는 서로 다른 인덕턴스가 컴포넌트의 파손과 관련하여 실질적으로 서로 다른 각 모듈의 공급 전압을 야기할 것이라는 우려가 있었다. 그러나 발생하는 변동이 상대적으로 약소하며 통제가능하며 회로가 안정적인 특성을 보인다는 것이 나타났다. 예를 들어, 그 이유는, 이 예에 있어서, 각 모듈 공급 전압이 상승되는 경우 이 모듈에 의하여 변환되는 펄스 에너지가 상승하고 그에 의하여 대응 공급 커패시터가 보다 강력하게 방전되기 때문이다.
또한, 도 1에 도시된 회로의 경우, 합산되는 것은 각 스위칭 트랜지스터(S1-S4)의 드레인-소스 전압들이 아니다. 오히려, 각 드레인-소스 전압이 회로 기준점과 관련하여 "그 하부의" 각 DC 전압 레벨에 합산되는데, 즉, 예를 들어 스위칭 트랜지스터(S2)의 드레인-소스 전압이 커패시터(C13)의 상부 터미널에서 225V에 합산된다. 따라서, 예를 들어 전체 오프-상태 전압을 상승시키기 위한 것으로 공지된 바와 같은 각각의 스위칭 트랜지스터들의 직렬 회로는 여기에 포함되지 않는다.
전압 안정화에 부가하여, 공급 커패시터들(C11-C14)은 또한 2차 회로로부터 각 클래스 E 컨버터 모듈의 1차 회로로 피드백되는 에너지를 흡수하도록 의도된다. 앞서 인용된 EP 0 927 506 B1이 참조된다. 또는 클래스 E 컨버터의 작동 모드가 당업자에게 공지된다.
이 예시적인 실시예에서, 저장 인덕터들은 차례로 직렬 회로를 형성하는 2차 권선들(L2, L4, L6 및 L8)에 결합된다. 따라서, 2차측 상의 유도 전압 역시, 도 1에 따라 일시적으로 동기화된 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)의 구동에 의하여 함께 합산된다.
2차측 인덕터들(L2, L4, L6 및 L8)은 물론 서로 상이하게 상호접속될 수 있는데, 예를 들어 그들이 병렬로 접속될 수 있다. 이는 공급될 유전체 장벽 방전 램프에 임피던스를 매칭시키는 문제이다. 본 경우에 있어서는 직렬 회로가 선호되는데, 이는 상대적으로 높은 전압을 발생시키는 것이 목적이기 때문이다. 직렬 출력 회로가 바람직한데, 이는 주로 병렬 회로의 경우 제조 공차가 전자기 적합성(electromagnetic compatibility) 및 손실(이른바, 링잉(ringing))과 관련하여 불리한 보상 전류의 흐름을 야기할 수 있기 때문이다. 각 모듈의 전력은 각각의 경우 합산되어 전체 전력을 형성한다.
본 발명은, 보다 바람직한 설계 크기, 특히 설계 높이가 다수의 모듈들에 걸친 분포에 의하여, 특히 다수의 인덕터들 및/또는 변압기들에 걸친 분포에 의하여 공급될 램프의 상대적으로 큰 요구 입력 전력과 관련하여 얻어질 수 있는 이 경우에 있어서 추가적인 장점을 갖는다. 다수의 작은 변압기들은 설계의 측면에서 상대적으로 큰 변압기 보다 자주 선호된다.
도 2는 도 1의 변형을 도시한다.
도 2는 도 1의 구조와 대체적으로 유사한 구조를 도시하는데, 동일한 참조 기호는 대응 컴포넌트들에 대하여 사용되었다. 또한, 각 모듈은 각각 제너 다이오드의 상부 터미널과 스위칭 트랜지스터의 게이트 터미널 사이에서 정류 다이오드 및 바이폴라 트랜지스터를 포함하는데, 상기 정류 다이오드의 애노드는 제너 다이오드의 캐소드에 접속되며, 상기 바이폴라 트랜지스터의 에미터는 상기 정류 다이오드 및 게이터 터미널 사이에 접속되며 베이스는 정류 다이오드 및 제너 다이오드 사이에 접속되며 콜렉터는 각 스위칭 트랜지스터들의 소스 터미널에 접속된다. 정류 다이오드들은 D1-D4로 표시되며, 바이폴라 트랜지스터들은 S5-S8로 표시된다. 이러한 상호접속은, 각 바이폴라 트랜지스터(S1-S8)의 에미터-콜렉터 경로를 경유하여 게이트 전압 임계값 이하로 게이트 터미널에서의 전위를 특히 신속하게 유도함으로써 특히 신속하게 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)이 스위칭-오프될 수 있는 것을 확실히 보장한다. 다이오드들(D1-D4)은 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)이 바이폴라 트랜지스터들(S5-S8)을 경유하여 스위칭-오프될 수 있으며 다이오드들(D1-D4)을 경유하여 스위칭-온될 수 있는 것을 확실히 보장한다.
또한, R1-R4로 표시되며 제너 다이오드들과 병렬을 이루는 저항들은 클래스 E 컨버터 모듈들의 전체 직렬 회로가 구동 신호(SE) 없이도 자동적으로 스위칭-오프되는 것을 확실히 보장한다.
도 3은 제 3 실시예를 도시하는바, 이는 단지 3개의 모듈들만이 사용된다는 점에서 앞선 2개의 예시적인 실시예들과 구별된다. 또한, 여기서는 변압기들의 1차 및 2차 권선들(L1 및 L2, L3 및 L4, L5 및 L6)이 서로 이격되어 도시되는데, 이는 도면을 명료하게 하기 위한 것이며 도 1과 도 2와는 다른 임의의 기술적 변화를 의미하는 것은 아니다. 마지막으로, 도 2에 따라 수행되는 스위칭 트랜지스터들(S1-S3)의 구동이 여기서는 생략된다.
우선, 추가적인 커패시터들(C1, C3 및 C5)이 스위칭 트랜지스터들(S1, S2 및 S3)과 병렬로 제공되는데, 상기 추가적인 커패시터들(C1, C3 및 C5)은 트랜지스터들을 통해 신호를 성형하는 기능을 한다. 병렬로 도시되는 정류 다이오드들(D1-D3)은 스위칭 트랜지스터들(S1-S3)의 고유 바디 다이오드(intrinsic body diode)를 구성한다. 예를 들어, MOSFET들이 아닌 바이폴라 트랜지스터들이 사용되는 경우, 상기 이격된 다이오드들이 사용되는 것이 필요할 것이다.
또한, 탭들은 커플링 커패시터(C2, C4 및 C6)를 경유하여 저장 인덕터들(L1, L3, L5) 및 각각 관련된 스위칭 트랜지스터들(S1, S2 및 S3) 사이에서 단락된다. 이러한 고주파 단락은 AC 전압 신호들을 밸런싱(balance)하여 이로써 2차 전압 분배(distribution) 및 용량성 결합에 의하여 발생할 수 있는 문제점들로부터 보호한다.
마지막으로, 도 4는 제 4 예시적 실시예를 도시하는데, 이는 각 클래스 E 컨버터 모듈들의 공급 커패시터들(C11, C12, 13)이 전체 직렬 회로와 병렬 관계에 있는 단일 공급 커패시터(C21)로 대체된 점을 제외하고는 도 3의 제 3 예시적 실시예에 대응된다. 상기 큰 전해질 커패시터는 일반적으로 다수의 작은 커패시터들 보다 비용-효율적이다.
각각의 모듈들 내에서 상대적으로 큰 공통 저장 커패시터(C21)가 상대적으로 작은 저장 커패시터들(C11, C12, C13)과 함께 사용된다는 측면에서, 즉 3개의 모듈 들에 대하여 모두 4개의 커패시터들이 사용된다는 측면에서 도 3 및 도 4의 조합이 유리한 실시예가 될 수 있다. 컴포넌트 비용 때문에, 이러한 해결책은 전적으로 각각의 모듈들에만 기초하는 도 1-3에 따른 해결책에 비하여 보다 선호된다. 특히, 호일 커패시터들이 각 모듈들의 저장 커패시터들을 위해 사용될 수 있다.
전체적으로, 최적화된 클래스 E 컨버터 모듈들이 가용 DC 전압 공급에 따라 조립될 수 있다는 사실에 의하여 단순한 모듈형 설계 때문에 본원 발명은 높은 탄력성을 제공한다. 적절한 상호접속(직렬 또는 병렬)에 의하여 2차측 상에서 공급될 램프에 대한 매칭이 가능하다. 스텝-업 컨버터의 출력의 DC 전압 레벨을 감소시키기 위하여 추가적인 삽입 컨버터에 대한 필요성이 제거된다. 그 대신, 도 1-4에 따른 컨버터 회로가 스텝-업 컨버터의 출력에서 직접 작동될 수 있다. 마지막으로, 다수의 저장 인덕터들 및/또는 변압기들로 분할함으로써 각각의 경우 큰 공간적 탄력성, 특히 바람직한 설계 높이의 탄력성이 얻어진다.
본 발명은, 특히 상대적으로 높은 램프 전력의 경우(예를 들어, 대형(large format) TV 스크린의 경우)에 있어서, 예를 들어 모니터의 백라이팅을 위한 유전체 장벽 방전 램프에 전력을 공급하기 위한 것으로 적절하다.
본 발명에 의하여, 업스트림(upstream) 역률 보정 회로와 함께 사용하는데 특히 적절한 컨버터 회로의 기술적 문제를 해결하는 다수의 클래스 E 컨버터 모듈들을 갖는 컨버터 회로가 제공된다.

Claims (16)

  1. 다수의 클래스 E 컨버터 모듈들을 갖는 컨버터 회로로서,
    상기 다수의 클래스 E 컨버터 모듈들의 스위칭 트랜지스터들(S1-S4) 및 저장 인덕터들(L1, L3, L5, L7)이 전체적으로 직렬로 접속되며,
    상기 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)은 공통 제어 신호(SE)에 의하여 구동될 수 있는, 컨버터 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 클래스 E 컨버터 모듈들의 상기 각각의 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)의 각각의 제어 라인들이, 상기 공통 제어 신호(SE)를 전송하기 위하여 각각의 커패시터들(C7-C10)을 통해 공통 제어 라인에 결합되는, 컨버터 회로.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 컨버터 회로는, 상기 각각의 클래스 E 컨버터 모듈에서 상기 각각의 모듈의 상기 스위칭 트랜지스터(S1-S4)의 기준 전위 터미널과 제어 터미널 사이에서 각각의 제너 다이오드(zener diode)(Z1-Z4)를 갖는, 컨버터 회로.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 각각의 클래스 E 컨버터 모듈은 전용 공급 커패시터(dedicated supply capacitor)(C11-C14)를 갖는, 컨버터 회로.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 클래스 E 컨버터 모듈들의 전체 직렬 회로가 공통 공급 커패시터(C21)를 갖는, 컨버터 회로.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 커패시터(C1, C3, C5)가, 각각의 경우 상기 각각의 클래스 E 컨버터 모듈들에서 상기 각각의 스위칭 트랜지스터(S1-S4)의 스위칭 경로에 병렬로 접속되는, 컨버터 회로.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 클래스 E 컨버터 모듈들의 상기 각각의 저장 인덕터(L1, L3, L5, L7)와 상기 각각의 스위칭 트랜지스터(S1-S4) 사이의 각각의 탭(tap)들이 서로 용량적으로(C2, C4, C6) 단락되는, 컨버터 회로.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 클래스 E 컨버터 모듈들은 각각의 경우 출력으로서 변압기(transformer)(L1-L8)를 갖는, 컨버터 회로.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 따른 컨버터 회로를 갖는, 유전체 장벽 방전 램프(dielectrically impeded discharge lamp)용 전자 안정기.
  10. 제 8 항에 따른 전자 안정기로서, 상기 전자 안정기는 역률 보상 회로(power factor correction circuit)을 가지며 컨버터 회로는 상기 역률 보상 회로의 감소되지 않은 출력 전압(unreduced output voltage)으로 작동될 수 있는, 전자 안정기.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 역률 보상 회로는 스텝-업 컨버터(step-up converter)인, 전자 안정기.
  12. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 따른 컨버터 회로를 작동하는 방법으로서, 상기 스위칭 트랜지스터들(S1-S4)은 공통 제어 라인(SE)을 통해 동기적으로 구동되며, 상기 클래스 E 컨버터 모듈들의 상기 저장 인덕터들(L1, L3, L5, L7)은 일시적으로 동기화된 방식으로 충전되고 방전되며, 공통 부하는 상기 컨버터 회로의 출력에서 상기 클래스 E 컨버터 모듈들에 의하여 공동으로 구동되는, 컨버터 회로 작동 방법.
  13. 제 9 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 전자 안정기를 갖는 유전체 장벽 방전 램프를 작동하는 방법으로서, 상기 방법은 제 12 항에 따른 방법을 포함하는, 유전체 장벽 방전 램프 작동 방법.
  14. 제 9 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 전자 안정기 및 상기 안정기와 함께 작동될 수 있는 유전체 장벽 방전 램프를 갖는, 램프 시스템.
  15. 조명 기구에서의 조명을 위하여 또는 산업용 UV 라디에이터(radiator)에서의 UV 처리를 목적으로 하여, 텔레비전 스크린, 디스플레이 디바이스 또는 모니터에서의 백그라운드 조명(background lighting)을 위한, 청구항 제14항에 따른 램프 시스템의 용도.
  16. 백그라운드 조명을 위해 제14항에 따른 램프 시스템을 갖는 디스플레이 디바이스, 특히 텔레비전 또는 모니터.
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