JP2803150B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧
を供給するスイッチング電源装置に関するものである。

従来の技術 近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・
小形化・高性能化・省エネルギー化に伴ない、より小形
で出力の安定性が高く高効率なものが強く求められてい
る。以下に従来のスイッチング電源装置について説明す
る。

従来、この種のスイッチング電源装置として、自励フ
ライバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく
安価に作ることが可能なため、一般的に広く用いられて
いる。しかし、出力電圧を精度良く安定化させるために
は、出力電圧を直接検出して入力側にあるスイッチング
素子のオン期間を制御する必要があり、入力側と出力側
にまたがる電気的に絶縁されたフィードバック回路が必
要で出力電圧の過渡応答も悪化し、さらにスイッチング
周波数が出力電流により大きく変化した電子機器に対す
る干渉や整流平滑回路が大型化するなどの課題があるこ
とが知られている。

このような従来の課題を解決する方法として、本発明
者はすでに第５図に示すような構成の回生制御型スイッ
チング電源装置を発明している。第５図において、１は
直流電源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電
池などで構成されるものであり、入力端子２−２′に入
力電圧を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を
入力端子２′に接続している。３はトランスであり、１
次巻線3aの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチン
グ素子４を介して入力端子２′に接続し、２次巻線3cの
一端を出力端子11′に接続し他端をダイオード７を介し
て出力端子11に接続し、バイアス巻線3bの一端を入力端
子２′に接続し他端を同期発振回路13に接続している。
４はスイッチング素子であり、制御端子に印加される同
期発振回路13のオン・オフ信号によりオン・オフして入
力電圧を前記１次巻線3aに印加したり遮断したりする。
13は同期発振回路であり、スイッチング素子４を決めら
れたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子４のオ
フ期間を前記バイアス巻線3bの誘起電圧の極性が反転す
るまで持続するようにオフ動作させ、このオン・オフの
繰返しにより発振を続けるものである。８は２次スイッ
チング素子であり、スイッチング素子４のオン期間に貯
えられたトランス３のエネルギーが、スイッチング素子
４のオフ期間に前記２次巻線3cを介して整流ダイオード
７又は前記２次スイッチング素子８から平滑コンデンサ
９に放出された後、今度は逆に平滑コンデンサ９から前
記２次スイッチング素子８を介して前記２次巻線3cに２
次電流を流す逆流期間を、制御回路10より制御される。
７は整流ダイオードであり、アノード側を前記２次巻線
3cの一端に接続しカソード側を出力端子11に接続する。
９は平滑コンデンサであり、出力端子11−11′間に接続
された前記２次巻線3cの誘起電圧を整流ダイオード７を
介して整流し、平滑コンデンサ９により平滑して出力電
圧とする。10は制御回路であり、出力端子11−11′間の
出力電圧を検出し内部基準電圧と比較して、２次スイッ
チング素子８の前記２次電流を流す逆流期間を変化させ
る。

次に第６図も参照して詳しく動作説明を行う。第６図
において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形V
_DSを示しており、（ｂ）は前記１次巻線3aに流れる１次
電流I_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路６の駆動パ
ルス波形V_G1を示しており、（ｄ）は前記２次巻線3cに
流れる２次電流波形I₀を示しており、（ｅ）は２次スイ
ッチング素子８の駆動パルス波形V_G2を示しており、オ
フ期間中で斜線で示した期間が前記２次巻線3cに２次電
流を流す逆流期間を示している。同期発振回路13により
決められたオン期間で動作するスイッチング素子４のオ
ン期間に前記１次巻線3aを介して流れる１次電流により
トランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積される。こ
の時トランス３の２次巻線3cに誘起電圧が発生するが、
整流ダイオード７を逆バイアスする方向に電圧が印加さ
れるように構成されるとともに、２次スイッチング素子
８はオフしているように構成されている。同期発振回路
13のオフ信号でスイッチング素子４がオフすると前記１
次巻線3aにフライバック電圧が発生すると同時に、前記
２次巻線3cにもフライバック電圧が発生し、整流ダイオ
ード７を順バイアスする方向に電圧が印加されるため、
トランス３に蓄積されたエネルギーが前記２次巻線3cを
介して２次電流として放出され、平滑コンデンサ９によ
り平滑されて出力電圧として出力端子11−11′に供給さ
れる。この時２次スイッチング素子８も制御回路10によ
りオンされるがどちらを２次電流が流れても特に動作上
変化は生じない。トランス３に蓄積されたエネルギーが
すべて放出され２次電流がゼロになると、すでにオンし
ている２次スイッチング素子８を介して平滑コンデンサ
９の両端電圧すなわち出力電圧は前記２次巻線3cに印加
されるため、平滑コンデンサ９より逆方向に２次電流が
流れ、トランス３に前記とは逆方向の磁束が発生しエネ
ルギーが蓄積される。この状態ではトランス３の各巻線
に発生する誘起電圧の極性は変化しないため、前記バイ
アス巻線3bのフライバック電圧も変化しないため同期発
振回路13はスイッチング素子４のオフ期間を持続させ
る。制御回路10により２次スイッチング素子８のオン期
間は制御されており、２次スイッチング素子８がオフす
るとトランス３の各巻線に発生する誘起電圧は極性が反
転するため、前記２次巻線3cに発生する誘起電圧は整流
ダイオード７を逆バイアスし、２次スイッチング素子８
もオフしているため２次巻線電流は流れなくなり、前記
１次巻線3aに発生する誘起電圧はスイッチング素子４の
接続端を負電圧に、入力端子１の接続端を正電圧にする
方向に発生するため、ダイオード５を介して直流電源１
を充電する方向に１次電流が流れ、オフ期間中に蓄積さ
れたトランス３のエネルギーを直流電源１に電力回生を
行う。この時に前記バイアス巻線3bに発生する誘起電圧
の極性も反転するため、同期発振回路13はスイッチング
素子４をオンさせるが、１次電流がどちらを流れても特
に動作上変化は生じない。オフ期間にトランス３に蓄積
されたエネルギーがすべて放出され１次電流がゼロにな
ると、すでにオンしているスイッチング素子４を介して
直流電源１より前記とは逆方向に放電するように１次電
流が流れてトランス３に磁束が発生しエネルギーが蓄積
される。この状態ではトランス３の各巻線に発生する誘
起電圧の極性は変化せず、同期発振回路13によりスイッ
チング素子４はオンを持続する。同期発振回路13により
決められたオン期間で動作するスイッチング素子４がオ
フすると、トランス３に蓄積されたエネルギーは前記２
次巻線3cを介して２次電流として放出される。これらの
動作を繰返すことで、出力電圧は連続的に出力端子11−
11′より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳し
く説明する。第６図に各動作波形を示しているが、同期
発振回路13の駆動パルス波形V_G1のオフ期間（t₁〜t₃）
をT_OFFとし、そのうち２次電流I₀の逆流期間（t₂〜t₃）
を▲Ｔ^′ _OFF▼とし、一方オン期間（t₃〜t₅）をT_ONと
し、そのうち１次電流I_Dの回生期間（t₃〜t₄）を▲Ｔ^′
_ON▼とする。この時の出力端子11−11′より出力電流I
_OUTは、 で表わされ、出力電圧V_OUTは で表わされ、発振周波数ｆは で表わされる。

ここで、N_Sは前記２次巻線3cの巻線数であり、N_Pは前
記１次巻線3aの巻線数であり、L_Sは前記２次巻線3cのイ
ンダクタンス値であり、V_INは直流電源１より供給され
る入力電圧であり、T_ONはスイッチング素子４のオン期
間であり、T_OFFはスイッチング素子４のオフ期間であ
り、Ｔは発振周期である。

前記オン期間T_ONは、同期発振回路13により決められ
た一定値に保たれているため、出力電圧V_OUTが一定であ
れば前記オフ期間T_OFFも一定で発振周波数ｆも一定とな
る。しかし前記逆流期間▲Ｔ^′ _OFF▼は、制御回路10に
より制御される２次スイッチング素子８で変化でき。出
力電流I_OUTが変化すると前記関係式よりI_OUT＝Ｋ×（T
_OFF−２▲Ｔ^′ _OFF▼）（ で出力電圧V_OUTが一定であれば一定となる。）で表わさ
れるように、前記逆流期間▲Ｔ^′ _OFF▼を変化すること
で制御可能となる。さらに前記入力電圧V_INの変化に対
しても、前記関係式 より前記逆流期間▲Ｔ^′ _OFF▼を変化させることで制御
可能となる。以上のことより、出力電圧V_OUTは、制御回
路10により制御される２次スイッチング素子８のオン期
間を制御することで逆流期間▲Ｔ^′ _OFF▼を変化させ、
絶えず一定となるように制御される。

第７図，第８図は、出力電流I_OUTが変化した時の各動
作波形とその時のトランス３の磁束変化を示しているＢ
−Ｈ曲線で、第７図において第６図と同じものは同一の
符号を記し説明は省略する。第７図で実線は出力端子11
−11′より出力電流I_OUTが最大に流れている時でいわゆ
る最大負荷時を示し、点線は出力電流I_OUTがゼロの時で
いわゆる無負荷時を示している。第８図で実線は前記最
大負荷時の磁束変化で点線は前記無負荷時の磁束変化を
示しており、入力電圧が一定であればT_ON期間が一定で
あることから磁束変化幅△Ｂは絶えず一定となる。

発明が解決しようとする課題 このような本発明者がすでに発明した回生制御型スイ
ッチング電源装置では、出力電流が少ない軽負荷時ある
いは無負荷時でも第７図に示すようにスイッチング素子
4,ダイオード５および２次スイッチング素子8,ダイオー
ド７およびトランス３の１次巻線3a,2次巻線3cにはそれ
ぞれ最大負荷時の電流とほぼ同一の電流が流れており、
前記各素子の動作損失は最大負荷時に近い損失を発生す
る。さらに、トランス３に発生する磁束変化幅も第８図
に示すように最大負荷時と同一であり、トランス３の磁
芯に発生する鉄損も最大負荷時の損失を発生する。この
ような損失によりスイッチング電源装置の電源効率η
は、第９図に示すように従来の電源に比較して出力電流
I_OUTが小さくなる軽負荷ほど効率の低下が大きくなって
しまう。

また、トランス３の２次巻線3cに流れる電流が軽負荷
時でも最大負荷時と同一であることより、平滑コンデン
サ９に流れるリップル電流も絶えず最大電流が流れるこ
とになるため、平滑コンデンサ９の動作寿命に大きく影
響する。

以上述べた特性は、出力電流が比較的重負荷で安定し
ている電子機器に使用される場合に問題とならないが、
出力電流が大きく変化し平均出力電流が最大出力電流に
比較して十分小さな電子機器、すなわちサーマルヘッド
やモータ等の短時間のパルス電流を必要とする電子機
器、および長時間軽負荷状態が連続する電子機器、すな
わちファクシミリや複写機等の軽負荷状態での待期間時
が長い電子機器に使用する場合に、軽負荷時の電源効率
が低下するため軽負荷状態での消費電力の増加や放熱器
等を大きくする必要があり形状が大型化し、さらに平滑
コンデンサ９のリップル電流の影響で平滑コンデンサ９
に電解コンデンサを使用している場合、動作寿命が短く
なり信頼性が低下するなどの問題点を有していた。

本発明は上記の問題点を解決するもので、軽負荷時の
効率低下を防止し小形で高信頼のスイッチング電源装置
を提供することを目的とするものである。

課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明のスイッチング電源
装置は、オン・オフをくり返す第１のスイッチ手段と、
少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有するトラ
ンスと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力電圧
を前記トランスの１次巻線に印加して前記トランスにエ
ネルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフのとき
前記トランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの
２次巻線より放出し、前記トランスの２次巻線に接続さ
れた整流平滑手段により出力を得て、前記トランスに貯
えられたエネルギーを前記トランスの２次巻線より放出
した後に前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オフす
る第２のスイッチ手段を介して前記出力の電圧が前記ト
ランスの２次巻線に印加され前記トランスにエネルギー
を貯え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記トラ
ンスに貯えられたエネルギーを前記トランスの１次巻線
より前記入力電圧に回生し、前記出力の電圧制御を前記
第２のスイッチ手段のオン期間を変化させることで行
い、さらに前記第１のスイッチ手段のオン期間を外部信
号により又は前記出力の電流に応じて変化させるような
構成を有している。

作 用 この構成によって、出力が重負荷になると第１のスイ
ッチング手段のオン期間を増し、トランスの１次巻線に
供給されるエネルギー量を増加し、出力が軽負荷になる
とスイッチング手段のオン期間を減し、トランスの１次
巻線に供給されるエネルギー量を減少させることで、出
力を安定化するため出力よりトランスを介して入力に回
生される不要なエネルギー量を減少させスイッチング損
失やトランスの損失を減少し、軽負荷時の効率低下を防
止することができる。

実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング
電源装置の構成を示すものである。第１図において、第
５図と同じものは同一の符号を記し説明を省略する。１
は直流電源であり、２−２′は入力端子であり、３はト
ランスで１次巻線3a,2次巻線3c,バイアス巻線3bを有し
ており、４は第１のスイッチ手段としてのスイッチング
素子であり、５はダイオードであり、７は整流ダイオー
ドであり、８は第２スイッチ手段としての２次スイッチ
ング素子であり、９は平滑コンデンサであり、10は制御
回路であり、11−11′は出力端子である。

６は同期発振回路であり、スイッチング素子４を決め
られたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子４の
オフ期間を前記バイアス巻線3bの誘起電圧の極性が反転
するまで持続するようにオフ動作させ、このオン・オフ
の繰返しにより発振を続けるもので、前記決められたオ
ン期間は絶縁伝達手段14の信号により変化される。12は
切替え端子であり、外部より負荷に必要な電流に応じて
信号が印加され、絶縁伝達手段14に信号を伝達する。14
は絶縁伝達手段であり、１次巻線側と２次巻線側を絶縁
しながら信号を伝達する。以上のように構成されたスイ
ッチング電源装置について、以下その動作を説明する。

まず第２図を参照して切替え端子12に信号が印加され
た時の動作説明を行う。なお、出力電圧が安定に制御さ
れる動作については、第５図と同じため省略する。第２
図において、（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波
形V_DSを示しており、（ｂ）はスイッチング素子４とダ
イオード５に流れる電流波形I_DSを示しており、（ｃ）
は同期発振回路６の駆動パルス波形V_G1を示しており、
（ｄ）は前記２次巻線3cに流れる２次電流波形I₀を示し
ており、（ｅ）は制御回路10の駆動パルス波形V_G2を示
しており、（ｆ）は切替え端子12に外部より印加される
信号波形V_CKを示している。さらに第２図において、実
線は出力端子11−11′より出力電流I_OUTが大きく流れて
いる場合のいわゆる重負荷時を示し、点線は出力電流I
_OUTが少なく流れている場合のいわゆる軽負荷時を示
し、切替え端子12はこの実施例の場合、出力端子11−1
1′に接続され負荷となる電子機器の使用電流が減少
し、一定値以下になると電子機器より切替え端子12に信
号が印加され、同期発振回路６のオン期間幅が狭くなる
ように構成している。

このような動作により軽負荷時に同期発振回路６のオ
ン期間幅を狭くすることで、スイッチング素子４のオン
期間幅を狭くし、前記１次巻線3aに印加されトランス３
を介して出力側に供給するエネルギーを減少させること
で、出力電圧を安定に制御するために２次スイッチング
素子８のオン期間幅も狭くなり前記２次巻線3cに印加さ
れトランス３を介して入力側に回生されるエネルギーも
少なくなるため、トランス３の１次巻線3a,2次巻線3cに
流れる電流は減少する。また、第３図のＢ−Ｈ曲線に示
すトランス３の磁束変化幅△Ｂも軽負荷時に同期発振回
路６のオン期間を狭くすることにより点線で示すように
小さくなる。

ただし、軽負荷時に変化可能な同期発振回路６のオン
期間幅▲Ｔ^″ _ON▼は、 で表わされる。

ここで、P_OUTは出力端子11−11′より電子機器に供給
される出力電力であり、L_Pは前記１次巻線インダクタン
スであり、V_INは入力端子であり、Ｔは発振周期であ
る。このように出力電力、すなわち出力電流の状態に応
じて同期発振回路６のオン期間幅を切替え端子12の信号
により複数のオン期間幅に切替えてもよいことは容易に
わかる。

以上のように本実施例によれば、出力端子11−11′に
接続され負荷となる電子機器の使用電流が少なくなる
と、電子機器より信号をもらい同期発振回路６のオン期
間幅を狭めることにより、トランス３の巻線電流を減少
させ銅損を減少し、さらに磁束変化幅△Ｂも小さくなる
ため鉄損も減少し、さらにスイッチング素子4,ダイオー
ド５および２次スイッチング素子8,ダイオード７に流れ
る電流も減少し損失が低減され、さらに平滑コンデンサ
９に流れるリップル電流も減少する。

以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しな
がら説明する。

第４図は本発明の第２の実施例を示すスイッチング電
源装置の構成図である。同図において第１図と同じもの
は同一の符号を記し説明は省略する。１は直流電源であ
り、２−２′は入力端子であり、３はトランスであり、
４は第１のスイッチ手段としてのスイッチング素子であ
り、５はダイオードであり、６は同期発振回路であり、
７は整流ダイオードであり、８は第２のスイッチ手段と
しての２次スイッチング素子であり、９は平滑コンデン
サであり、10は制御回路であり、11−11′は出力端子で
あり、14は絶縁伝達手段である。15は抵抗であり、出力
端子11−11′から負荷に供給される電流を検出し、ヒス
テリシスコンパレータ16の入力端子に電圧として印加す
る。16はヒステリシスコンパレータであり、入力端子の
一端には抵抗15の検出電圧が印加され、他の入力端子に
は基準電圧源17により基準電圧が印加されており、抵抗
15の検出電圧が基準電圧より高いか低いかを検出して出
力端子11−11′に信号を出力し、絶縁伝達手段14を介し
て同期発振回路14のオン期間幅を変化させる。第１図の
構成と異なるのは内部で軽負荷時を出力電流により検出
し、ヒステリシスコンパレータ16を動作させ、同期発振
回路６のオン期間幅を狭めるように構成した点である。

上記のように構成されたスイッチング電源装置につい
て、以下その動作を説明する。出力電流が減少すると抵
抗15に発生する電圧が減少して行き、あらかじめ設定さ
れた基準電圧源17の基準電圧以下になるとヒステリシス
コンパレータ16の出力は反転し、絶縁伝達手段14を介し
て信号が同期発振回路６に伝達されオン期間幅をあらか
じめ設定された値に狭める。逆に出力電流が軽負荷から
重負荷に増加する場合は、抵抗15に発生する電圧値が基
準電圧17以上になるとヒステリシスコンパレータ16の出
力は反転し同期発振回路６のオン期間幅はあらかじめ設
定された値に広がる。このように出力電流による同期発
振回路６のオン期間幅の切替えポイントは基準電圧源17
の基準電圧および抵抗15により任意に設定可能であり、
切替えポイントはヒステリシスコンパレータ16によりヒ
ステリシスを持っており、安定に切替え可能である。

以上のように、出力電流の値により同期発振回路６の
オン期間幅を変化させることにより、外部より切替え信
号をもらわなくても自動的に変化でき、軽負荷時にもト
ランス3,スイッチング素子4,2次スイッチング素子８の
損失は低減され、平滑コンデンサ９のリップル電流も減
少する。

なお、同期発振回路６のオン期間幅が変化する時に出
力電圧が過渡的に多少変動するが、制御回路10の応答を
早くするか、同期発振回路６のオン期間幅の変化速度を
遅くすることで無視できる値にすることが可能であり、
さらにそれに伴なう発振周波数の変化も、あらかじめ変
化するオン期間幅を設定できるため使用上問題のない値
に設定することで影響を防止することが可能である。ま
た、第２の実施例では出力電流に応じた同期発振回路６
のオン期間幅の切替えを１ポイントのみにしたが、複数
のヒステリシスコンパレータおよび基準電圧源により複
数のオン期間幅の切替えを行ってもよい。

また、第２の実施例では、出力電流を直接検出して軽
負荷状態を検出したが、トランス３の１次巻線3aの電流
も出力電流に比例して変化することから、前記１次巻線
3aに流れる電流を検出して同期発振回路６のオン期間幅
を変化させてもよいことは言うまでもない。この場合、
絶縁伝達手段14は省略できる。

発明の効果 以上のように本発明は、外部の制御信号または内部に
設けた出力電流検出回路により出力電流に応じた同期発
振回路のオン期間を変化させ、スイッチング素子のオン
期間を変化させることにより、軽負荷時のトランスの１
次巻線,2次巻線に流れる電流を低減し、さらに磁芯に発
生する磁束変化幅すなわち磁束密度も小さくなり、トラ
ンスに発生する銅損や鉄損などの損失を大幅に減少でき
トランスの損失が減少する。さらに１次巻線に接続され
るスイッチング素子、ダイオードおよび２次巻線に接続
される２次スイッチング素子、ダイオードに流れる電流
も減少し損失が低減できると同時に平滑コンデンサに流
れるリップル電流も低減され、平滑コンデンサの寿命も
大幅に改善し長寿命化が達成でき、その結果軽負荷での
効率が大幅に改善されるとともに長寿命化が図れる信頼
性が大幅に向上するなどの優れたスイッチング電源装置
を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置を示す回路構成図、第２図〜第３図は本発明の第
１図の回路構成図の動作波形を示す説明図、第４図は本
発明の第２の実施例におけるスイッチング電源装置を示
す回路構成図、第５図は従来のスイッチング電源装置の
回路構成図、第６図〜第８図は従来の第５図の回路構成
図の動作波形を示す説明図、第９図は従来の回路構成図
の特性を示す説明図である。 １……直流電源、２−２′……入力端子、３……トラン
ス、４……スイッチング素子、５……ダイオード、６…
…同期発振回路、７……整流ダイオード、８……２次ス
イッチング素子、９……平滑コンデンサ、10……制御回
路、11−11′……出力端子、12……切替え端子、14……
絶縁伝達手段、15……抵抗、16……ヒステリシスコンパ
レータ、17……基準電圧源。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】オン・オフをくり返す第１のスイッチ手段
   と、少なくとも１次巻線と１つ以上の２次巻線を有する
   トランスと、前記第１のスイッチ手段がオンのとき入力
   電圧を前記トランスの１次巻線に印加して前記トランス
   にエネルギーを貯え、前記第１のスイッチ手段がオフの
   とき前記トランスに貯えられたエネルギーを前記トラン
   スの２次巻線より放出し、前記トランスの２次巻線に接
   続された整流平滑手段により出力を得て、前記トランス
   に貯えられたエネルギーを前記トランスの２次巻線より
   放出した後に前記第１のスイッチ手段と交互にオン・オ
   フする第２のスイッチ手段を介して前記出力の電圧が前
   記トランスの２次巻線に印加され前記トランスにエネル
   ギーを貯え、前記第２のスイッチ手段がオフのとき前記
   トランスに貯えられたエネルギーを前記トランスの１次
   巻線より前記入力電圧に回生し、前記出力の電圧制御を
   前記第２のスイッチ手段のオン期間を変化させることで
   行い、さらに前記第１のスイッチ手段のオン期間を外部
   信号により変化させるように構成したスイッチング電源
   装置。
2. 【請求項２】前記第１のスイッチ手段のオン期間を前記
   出力の電流に応じて変化させるようにした請求項１記載
   のスイッチング電源装置。