JP2014082889A - スナバ回路および電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】スナバ回路の大型化を抑制し、効率良くスナバ回路における損失を有効利用することができるようにする。
【解決手段】スナバ回路60は、スイッチング素子Q1と並列に接続され、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧がダイオードD1を介して印加されるコンデンサC1と、コンデンサC1とダイオードD1のカソードとの接続点Bから制御IC40を繋ぐ配線L1と、を有し、コンデンサC1の充電電荷を制御IC40に供給する。
【選択図】図1
【解決手段】スナバ回路60は、スイッチング素子Q1と並列に接続され、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧がダイオードD1を介して印加されるコンデンサC1と、コンデンサC1とダイオードD1のカソードとの接続点Bから制御IC40を繋ぐ配線L1と、を有し、コンデンサC1の充電電荷を制御IC40に供給する。
【選択図】図1
Description
本発明は、スナバ回路および電力変換回路に関するものである。
特許文献1にスイッチング電源装置が開示されており、交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換する直流変換部を具備する。また、直流電圧を発振器の周波数によりオンオフしてパルス電圧に変換するスイッチング素子及びパルス電圧を変圧するトランスを有するとともに、スイッチング素子及び/またはトランスの1次側の両端にコンデンサと抵抗器で構成されるスナバ回路を有するスイッチング部を具備する。さらに、トランスの2次側にあって変圧されたパルス電圧を整流平滑して直流電圧に変換する第2直流変換部を具備する。スナバ回路の少なくとも一方は、複数の抵抗器と、抵抗器のうち過熱していない1個を選択する切替手段を有する。
特許文献1では抵抗による損失が生じるので、損失を有効利用する一例として特許文献2がある。特許文献2に開示のスナバ回路においては、スナバコンデンサおよびダイオードから成り、トランスの1次巻線と並列に、かつスイッチング素子側がスナバコンデンサとなるように接続される直列回路を含む。スイッチング素子のオン時に、スナバコンデンサおよびスイッチング素子と閉回路を形成し、1次巻線と略同一の巻き数に設定されるスナバ巻線を含む。
しかしながら、図5に示すごとく特許文献2のようにスナバ回路の電力を電源側へ回生する方式では、スナバ回路200に巻線201が必要になり、巻線201はトランスに設けられるのでスナバ回路が大型化する。また、巻線201が必要になるためスイッチング素子Q20への印加電圧が入力電圧Vinの2倍となり、スナバ回路200にてサージを抑制しても、耐圧の高い素子が必要となり、効率の低下を招く。
本発明の目的は、スナバ回路の大型化を抑制し、効率良くスナバ回路における損失を有効利用することができるようにすることにある。
請求項1に記載の発明では、スイッチング素子と並列に接続され、前記スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧がダイオードを介して印加されるコンデンサと、前記コンデンサと前記ダイオードのカソードとの接続点から、前記スイッチング素子と同一電源側に接続される機器を繋ぐ配線と、を有し、前記コンデンサの充電電荷を前記機器に供給することを要旨とする。
請求項1に記載の発明によれば、コンデンサがスイッチング素子と並列に接続されているとともに、配線にて、コンデンサとダイオードのカソードとの接続点から、スイッチング素子と同一電源側に接続される機器が繋がれている。そして、コンデンサに、スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧がダイオードを介して印加され、当該コンデンサの充電電荷が機器に供給される。その結果、スナバ回路の大型化を抑制し、効率良く損失を有効利用することができる。
請求項2に記載の発明では、請求項1に記載のスナバ回路において、前記ダイオードのカソードと前記コンデンサとの間には抵抗が設けられ、前記コンデンサにはツェナーダイオードが並列に接続されていることを要旨とする。
請求項2に記載の発明によれば、コンデンサの電圧が高くなった場合にも、ツェナーダイオードにより機器に過電圧が印加されることが防止できる。
請求項3に記載の発明は、請求項1または2に記載のスナバ回路において、前記機器とは、前記スイッチング素子の制御ICであることを要旨とする。
請求項3に記載の発明は、請求項1または2に記載のスナバ回路において、前記機器とは、前記スイッチング素子の制御ICであることを要旨とする。
請求項3に記載の発明によれば、コンデンサの充電電荷を制御ICに供給することができる。
請求項4に記載の発明は、請求項1〜3のいずれか1項に記載のスナバ回路を備え、前記スイッチング素子はトランスの1次側に設けられ、前記トランスの2次側の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子のデューティを制御するフライバック形DC/DCコンバータを構成することを要旨とする。
請求項4に記載の発明は、請求項1〜3のいずれか1項に記載のスナバ回路を備え、前記スイッチング素子はトランスの1次側に設けられ、前記トランスの2次側の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子のデューティを制御するフライバック形DC/DCコンバータを構成することを要旨とする。
請求項4に記載の発明によれば、フライバック形DC/DCコンバータでのスナバ回路における損失を有効利用することができる。
本発明によれば、スナバ回路の大型化を抑制し、効率良くスナバ回路における損失を有効利用することができる。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図1に示すように、本実施形態の電力変換回路は、フライバック形DC/DCコンバータ10を構成している。フライバック形DC/DCコンバータ10は、絶縁形スイッチング電源であって、トランス20を備えている。トランス20は1次巻線21と2次巻線22を備えている。DC/DCコンバータ10は自動車用であり、車両に搭載される。
図1に示すように、本実施形態の電力変換回路は、フライバック形DC/DCコンバータ10を構成している。フライバック形DC/DCコンバータ10は、絶縁形スイッチング電源であって、トランス20を備えている。トランス20は1次巻線21と2次巻線22を備えている。DC/DCコンバータ10は自動車用であり、車両に搭載される。
1次巻線21の一方の端子は入力端子23と接続され、入力端子23はバッテリ30の正極端子と接続される。バッテリ30の出力電圧は6〜16ボルト程度である。1次巻線21の他方の端子はスイッチング素子Q1を介して接地されている。スイッチング素子Q1としてパワーMOSFETが用いられている。
入力端子23とトランス20の1次巻線21との間の接続点Aには平滑コンデンサ24の正極が接続され、平滑コンデンサ24の負極は接地されている。平滑コンデンサ24には電解コンデンサが使用される。平滑コンデンサ24によりトランス20の1次側電圧が平滑される。
トランス20の2次巻線22の一端はダイオード25を介して出力端子26と接続されている。ダイオード25は、アノードが2次巻線22側、カソードが出力端子26側となっている。トランス20の2次巻線22の他端は出力端子27と接続されている。また、コンデンサ28が、ダイオード25と出力端子26の間と、トランス20の2次巻線22の他端と出力端子27との間に接続されている。DC/DCコンバータ10の出力電圧Voutは例えば5ボルト程度である。
スイッチング素子Q1のゲート端子に制御IC40が接続されている。制御IC40からスイッチング素子Q1のゲート端子にパルス信号が出力され、このパルス信号によりスイッチング素子Q1がスイッチングされる。
制御IC40には検出回路50が接続され、検出回路50により出力電圧Voutが検出される。検出回路50による出力電圧Voutの測定結果が制御IC40に送られる。制御IC40は検出回路50による出力電圧Voutの測定結果をフィードバック信号として出力電圧Voutが所望の一定値となるようにスイッチング素子Q1のデューティを制御する。
DC/DCコンバータ10にはスナバ回路60が設けられている。スナバ回路60は、ダイオードD1とコンデンサC1を備える。ダイオードD1とコンデンサC1とが直列に接続され、この直列回路がスイッチング素子Q1と並列に接続されている。詳しくは、ダイオードD1のアノードがスイッチング素子Q1のドレインと接続され、ダイオードD1のカソードがコンデンサC1の正極と接続されている。コンデンサC1の負極が接地されている。このように、コンデンサC1は、スイッチング素子Q1と並列に接続され、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧がダイオードD1を介して印加されるようになっている。
ダイオードD1のカソードとコンデンサC1の正極との間の接続点Bは配線L1により制御IC40の電源入力端子Vccと接続されている。つまり、配線L1により、コンデンサC1とダイオードD1のカソードとの接続点Bから、スイッチング素子Q1と同一電源側に接続される機器としての制御IC40が繋がれている。そして、コンデンサC1の充電電荷が制御IC40に供給される。また、入力端子23と制御IC40がダイオード29を介して接続されている。ダイオード29は、アノードが入力端子23と接続されるととともにダイオード29のカソードが制御IC40の電源入力端子Vccと接続されている。
次に、このように構成したDC/DCコンバータ10(スナバ回路60)の作用について説明する。
図2には、上から順に、スイッチング素子Q1のドレイン・ソース電圧Vds、スイッチング素子Q1のドレイン電流Id(トランスの1次電流i1)、トランスの2次電流i2、コンデンサC1の電荷量を示す。図2において、t1〜t2の期間がスイッチング素子Q1のオフ期間、t2〜t3の期間がスイッチング素子Q1のオン期間、t3〜t4の期間がスイッチング素子Q1のオフ期間である。
図2には、上から順に、スイッチング素子Q1のドレイン・ソース電圧Vds、スイッチング素子Q1のドレイン電流Id(トランスの1次電流i1)、トランスの2次電流i2、コンデンサC1の電荷量を示す。図2において、t1〜t2の期間がスイッチング素子Q1のオフ期間、t2〜t3の期間がスイッチング素子Q1のオン期間、t3〜t4の期間がスイッチング素子Q1のオフ期間である。
直流電圧が平滑コンデンサ24を通してトランス20の1次巻線21に供給される。
制御IC40により、スイッチング素子Q1がオン/オフ制御される。このスイッチング素子Q1のオン/オフ動作における、スイッチング素子Q1のオン期間において1次巻線21に1次電流i1が流れ、トランス20にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Q1がオフすると、トランス20の逆起電力で2次電流i2が流れる。このようにして、スイッチング素子Q1がオンしているときにトランス20に磁気エネルギーを溜め込み、スイッチング素子Q1がオフしているときにトランス20に溜め込んだエネルギーを2次側へ放出する(オフ時に2次側に電力を供給する)。
制御IC40により、スイッチング素子Q1がオン/オフ制御される。このスイッチング素子Q1のオン/オフ動作における、スイッチング素子Q1のオン期間において1次巻線21に1次電流i1が流れ、トランス20にエネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Q1がオフすると、トランス20の逆起電力で2次電流i2が流れる。このようにして、スイッチング素子Q1がオンしているときにトランス20に磁気エネルギーを溜め込み、スイッチング素子Q1がオフしているときにトランス20に溜め込んだエネルギーを2次側へ放出する(オフ時に2次側に電力を供給する)。
スイッチング素子Q1のターンオフ時に発生するサージ電圧VsはダイオードD1を介してコンデンサC1に蓄えられ、コンデンサC1によりサージ電圧Vsが抑制される。つまり、ダイオードD1により、コンデンサC1に蓄えられた電荷はスイッチング素子Q1にて損失させない。このとき、コンデンサC1の容量はサージ電圧Vsの発生を概ねゼロボルトまで低下が可能なように十分大きく設定されている。
さらに、ダイオードD1とコンデンサC1の間の接続点Bは制御IC40と接続されており、コンデンサC1に蓄えられたエネルギーにより制御IC40が駆動される。つまり、エネルギーを無駄に損失させることがない。これにより電源効率が向上する。
このようにして、スナバ回路60での損失を低減することができる。また、スイッチング素子Q1へ印加されるサージ電圧Vsを抑制することができる。
なお、ダイオード29は起動時に制御IC40にバッテリ電圧を印加(供給)するために用いられる。
なお、ダイオード29は起動時に制御IC40にバッテリ電圧を印加(供給)するために用いられる。
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(1)スナバ回路60の構成として、コンデンサC1と配線L1とを有する。コンデンサC1は、スイッチング素子Q1と並列に接続され、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧がダイオードD1を介して印加される。配線L1は、コンデンサC1とダイオードD1のカソードとの接続点Bから、スイッチング素子Q1と同一電源側に接続される機器としての制御IC40を繋ぎ、コンデンサC1の充電電荷を制御IC40に供給する。よって、スナバ回路の大型化を抑制し、効率良くスナバ回路60における損失を有効利用することができる。
(1)スナバ回路60の構成として、コンデンサC1と配線L1とを有する。コンデンサC1は、スイッチング素子Q1と並列に接続され、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧がダイオードD1を介して印加される。配線L1は、コンデンサC1とダイオードD1のカソードとの接続点Bから、スイッチング素子Q1と同一電源側に接続される機器としての制御IC40を繋ぎ、コンデンサC1の充電電荷を制御IC40に供給する。よって、スナバ回路の大型化を抑制し、効率良くスナバ回路60における損失を有効利用することができる。
詳しく説明する。
スイッチングサージを吸収する手段として、図4のようにスイッチング素子Q10のターンオフ時にコンデンサC10にてサージ電圧を吸収し抵抗R10にてコンデンサC10の電力を損失させる回路が一般的に用いられる。この方式では、抵抗R10の損失が大きくなってしまうため、特許文献1では抵抗を複数の抵抗器からスイッチにて切替できるようにしている。しかし、抵抗による損失は発生しているため、効率低下を招くことになる。また、図5に示すごとく特許文献2のようにスナバの電力を電源側へ回生する方式も提案されている。この方式では、スナバ回路200に巻線201が必要になり、巻線201はトランスに設けられるのでスナバ回路が大型化する。また、巻線201が必要になるためスイッチング素子Q20への印加電圧が入力電圧の2倍となり、スナバ回路200にてサージを抑制しても、耐圧の高い素子が必要となり、効率の低下を招く。
スイッチングサージを吸収する手段として、図4のようにスイッチング素子Q10のターンオフ時にコンデンサC10にてサージ電圧を吸収し抵抗R10にてコンデンサC10の電力を損失させる回路が一般的に用いられる。この方式では、抵抗R10の損失が大きくなってしまうため、特許文献1では抵抗を複数の抵抗器からスイッチにて切替できるようにしている。しかし、抵抗による損失は発生しているため、効率低下を招くことになる。また、図5に示すごとく特許文献2のようにスナバの電力を電源側へ回生する方式も提案されている。この方式では、スナバ回路200に巻線201が必要になり、巻線201はトランスに設けられるのでスナバ回路が大型化する。また、巻線201が必要になるためスイッチング素子Q20への印加電圧が入力電圧の2倍となり、スナバ回路200にてサージを抑制しても、耐圧の高い素子が必要となり、効率の低下を招く。
本実施形態では、スイッチング素子Q1に印加されるサージ電圧を抑えつつ(スイッチング素子Q1の耐圧を低く抑えつつ)、スナバ回路60の損失を低減させることができる。つまり、スナバ回路60での損失がほとんど発生しない。また、スナバ回路用の巻線を追加する必要がないのでスナバ回路の大型化を抑制することができる。また、スイッチング素子Q1は耐圧が低いものを使用することができ、効率の低下を抑制することができる。
(2)機器とは、スイッチング素子の制御IC40であるので、コンデンサC1の充電電荷を制御IC40に供給することができる。
(3)電力変換回路の構成として、スナバ回路60を備え、スイッチング素子Q1はトランス20の1次側に設けられ、トランス20の2次側の出力電圧Voutに基づいてスイッチング素子Q1のデューティを制御するフライバック形DC/DCコンバータを構成する。よって、フライバック形DC/DCコンバータでのスナバ回路60における損失を有効利用できる。
(3)電力変換回路の構成として、スナバ回路60を備え、スイッチング素子Q1はトランス20の1次側に設けられ、トランス20の2次側の出力電圧Voutに基づいてスイッチング素子Q1のデューティを制御するフライバック形DC/DCコンバータを構成する。よって、フライバック形DC/DCコンバータでのスナバ回路60における損失を有効利用できる。
(4)トランス20の巻線を新たに設ける必要がないので、トランスが大型化しない。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・図3に示すように、ダイオードD1のカソードとコンデンサC1との間には抵抗R1が設けられ、コンデンサC1にはツェナーダイオードDz1が並列に接続されている。ツェナーダイオードDz1と抵抗R1で保護回路70を構成している。ツェナーダイオードDz1のツェナー電圧は、例えば35ボルトである。これにより、コンデンサC1の電圧が高くなった場合にも、ツェナーダイオードDz1により機器(制御IC40)に過電圧が印加されることが防止できる。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・図3に示すように、ダイオードD1のカソードとコンデンサC1との間には抵抗R1が設けられ、コンデンサC1にはツェナーダイオードDz1が並列に接続されている。ツェナーダイオードDz1と抵抗R1で保護回路70を構成している。ツェナーダイオードDz1のツェナー電圧は、例えば35ボルトである。これにより、コンデンサC1の電圧が高くなった場合にも、ツェナーダイオードDz1により機器(制御IC40)に過電圧が印加されることが防止できる。
詳しく説明する。スイッチングサージを吸収する手段として、ダイオードD1、抵抗R1、コンデンサC1、ツェナーダイオードDz1を備えている。ツェナーダイオードDz1のカソードが抵抗R1・コンデンサC1間に接続されている。ツェナーダイオードDz1のアノードが接地されている。そして、スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージ電圧抑制は、抵抗R1とコンデンサC1にて行われる。スイッチング素子Q1のターンオフ時のサージのエネルギーが大きい場合、コンデンサC1の電圧が高くなってしまうが、ツェナーダイオードDz1により制御IC40の定格電圧(例えば36ボルト)を越えてしまうことが防止できる。また、入力電圧範囲が広い場合、コンデンサC1の電圧が高くなってしまうことがあるが、ツェナーダイオードDz1により制御IC40の定格電圧を越えてしまうことが防止できる。コンデンサC1に蓄えられた電荷はダイオードD1によりスイッチング素子Q1にて損失しないため、効率向上が見込める。
よって、自動車用バッテリ30からの入力電圧Vinは通常、6〜16ボルトであるが、異常時に(ロードダンプが発生すると)27ボルトが印加されると、27ボルトにサージ電圧分を加算した電圧が制御IC40に印加されようとする。この場合、本実施形態では35ボルトでツェナーダイオードDz1が導通するので、入力電圧Vinが27ボルトの時にも対応できる。
なお、入力端子23と接地間にはロードダンプ保護用ツェナーダイオードDz5が設けられている。ツェナーダイオードDz5のカソードが入力端子23と接続されている。ツェナーダイオードDz5のアノードが接地されている。ロードダンプ時においてツェナーダイオードDz5が導通状態となりスイッチング素子Q1を保護する。
・スナバ回路のコンデンサC1に蓄えたエネルギーにて制御IC40を駆動したが、これに限るものではない。例えば、バッテリラインに繋がる他の機器として、他の電源回路やインバータを冷却する水冷式冷却器のウォータポンプを駆動するためのドライバ等であってもよい。
・スイッチング素子Q1として、MOSFETを用いたが、MOSFET以外にも、例えばIGBTを用いてもよい。
10…DC/DCコンバータ、40…制御IC、60…スナバ回路、C1…コンデンサ、D1…ダイオード、Dz1…ツェナーダイオード、L1…配線、R1…抵抗、Q1…スイッチング素子。
Claims (4)
- スイッチング素子と並列に接続され、前記スイッチング素子のターンオフ時のサージ電圧がダイオードを介して印加されるコンデンサと、
前記コンデンサと前記ダイオードのカソードとの接続点から、前記スイッチング素子と同一電源側に接続される機器を繋ぐ配線と、
を有し、
前記コンデンサの充電電荷を前記機器に供給することを特徴とするスナバ回路。 - 前記ダイオードのカソードと前記コンデンサとの間には抵抗が設けられ、前記コンデンサにはツェナーダイオードが並列に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のスナバ回路。
- 前記機器とは、前記スイッチング素子の制御ICであることを特徴とする請求項1または2に記載のスナバ回路。
- 請求項1〜3のいずれか1項に記載のスナバ回路を備え、前記スイッチング素子はトランスの1次側に設けられ、前記トランスの2次側の出力電圧に基づいて前記スイッチング素子のデューティを制御するフライバック形DC/DCコンバータを構成することを特徴とする電力変換回路。
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