CN111682775A - 一种副边串联lcd实现励磁能量转移的正激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，包括正激变换器主电路以及能量转移与传输电路，正激变换器主电路包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述能量转移与传输电路包括二极管D3、电容C2、电感L2。本发明电路结构简单,可靠性高，可实现开关管的软关断或软开通，还消除了二极管的反向恢复问题，进一步减小开关管和二极管损耗，提升整体效率；并且实现了励磁能量转移到负载侧，提高了能量传输效率。

Description

一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，相对于反激变换器，正激变换器的功率大小并不受限于变压器储存能量的能力；相对于半桥、全桥变换器，正激变换器而言，其所用的元器件更少，电路更简单，成本更低廉，可靠性更高。因此，正激变换器电路因其结构相对简单、成本较低、输入输出隔离、工作可靠性高等诸多优点，更适合应用在中小功率电能变换场合，并受到业界高度关注。
但对于单管正激变换器而言，因为其工作在正向激磁状态下，其高频变压器磁芯单向磁化，本身没有磁复位功能，致使其极有可能引起磁芯饱和等问题。一磁饱和的结果将导致流过开关管的电流猛增，甚至损坏开关管，在很大程度上限制了正激变换器的推广，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路来避免磁芯饱和。
因此，采用磁复位正激变换电路，磁复位电路的主要工作原理是：在每个周期的开关关断时间内将励磁能量进行转移，可以消耗在其他器件上或者返回到输入电源或传输到负载端。
但是，现有的正激变换器所采用的磁复位电路种类较多，大致分为三种，一种是在输入端接入复位绕组，使能量返回输入电源；第二种是在变压器原边侧连接RCD、LCD等复位电路，使能量消耗掉或者返回到输入端；第三种是在副边采取复位措施，可将能量转移到输出端。然而，正激变换器所采用的磁复位电路存在许多问题，例如传统的RCD钳位电路比较简单，其不足是将励磁能量消耗在箝位电阻中，使系统的整体效率难以提高；有源钳位技术实现磁复位是一种性能优良的方法，但其增加了变换器电路的复杂性、设计难度与成本；磁复位绕组复位方法技术成熟可靠，励磁能量可返回到输入电源中，但是磁复位绕组增加了变压器结构的复杂度，并增加了功率开关管的电压应力。
并且，现有的副边复位办法：要么需要增加复位绕组或电路复杂，增加了变压器或电路的设计和制造难度及成本；要么实现能量转移需要通过较多的二极管，增加了电路损耗；要么会影响正激电感的工作模式或其它电气性能指标，不利于大功率传输。因此，为使正激变换器得到进一步推广应用，解决其磁复位问题，提升其综合性能，并针对其他复位方式存在的缺点，研究新的磁复位方式是需要不断探讨的课题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，解决励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低以及现有副边复位影响正激电感工作模式的问题。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，包括正激变换器主电路(1)，以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)；其中，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与二极管D1的阴极连接。
其中，较佳方案是：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管S为NMOS开关管。
其中，较佳方案是：所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的所述电容C2根据第一选取步骤选取；其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2；
以及，所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的电感L2根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电流；
步骤202、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和过电流能力的电感L2。
其中，较佳方案是：所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的二极管D3参数设计及型号选型根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明为副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整体效率；
2、电容C2和电感L2之间无二极管，可降低L2、C2之间能量交换时的二极管损耗；
3、可实现开关管S的低电压关断，甚至零电压关断，降低开关损耗。
4、可实现低电压开通，降低开关管的损耗；
5、可消除二极管D1、D2的反向恢复问题，抑制二极管的反向浪涌电流；
6、同现有副边磁复位正激变换器相比较而言，所发明的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器不会影响正激电感的工作模式，更适合应用于大功率领域；
7、本发明设计的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，相对辅助绕组复位，简化了变压器设计和制造，降低了变压器成本；
8、本发明设计实现的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，工作稳定性和可靠性高，电路简单，不需要复杂控制方案，具有较广的推广价值。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，工作模式简单，工作稳定性和可靠性高，使用寿命长，功耗低，变压器利用率高，能量传输效率高，能够提高开关电源的工作安全性和可靠性，实用性强，推广应用价值高。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的电路原理图。
附图标记说明:
1—正激变换器主电路； 2—能量转移与传输电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器包括正激变换器主电路1，以及与正激变换器主电路1连接的能量转移与传输电路2；其中，所述正激变换器主电路1包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路1的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路1的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路1的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路2包括二极管D3、电容C2、电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与二极管D1的阴极连接。
具体实施时，负载RL接在正激变换器主电路1的正极电压输出端OUT+与负极电压输出端OUT-之间。所述正激变换器主电路1中，电感L1和电容C1均用于滤波。
本实施例中，所述二极管D1为整流二极管，所述二极管D2为快恢复二极管。二极管D2用于续流。
本实施例中，所述开关管S为NMOS开关管。
本实施例的工作原理为：
在对本实施例的工作原理进行分析前，假设正激电感L1和辅助电感L2均工作于CCM，变压器副边电感Lw2工作于DCM。下面分成开关管关断期间和导通期间来分析本实施例的工作原理。
为了便于介绍原理，做如下约定：
对于C2，假定其电压左负右正为正向电压，左正右负为反向电压；对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
1、开关管S关断期间的能量传输过程及工作原理
假设开关关断时刻前，Lw2的正向电流及L1的电流上升到最大值。D1导通，D2、D3关断。
第一阶段：开关管低电压关断
开关管驱动信号由高电平变为低电平后，开关管进入关断期间。在开关管从导通到关断的过渡过程中，励磁电流+副边反射电流为开关管寄生电容Cc充电，开关管两端电压上升，变压器原、副边电压减小，当副边电压减小到等于C2的反向电压时，此阶段结束。
此阶段，开关管承受电压为Vi-nVC2(Vi输入电压，VC2为C2反向最大电压，n为变压器变比)，所以，开关管承受的电压要比Vi小很多，实现了低电压关断(在特定参数下，还可实现零电压关断。
此阶段，D1维持导通，D2、D3关断，L2一直在为C2反向充电。
第二阶段：电容C2反向储能释放，L2释放能量，副边电压减小到等于C2反向电压后，D3开始导通(属于零电压、零电流导通)，C2反向储能开始释放，并有两条释放回路：其一，电容C2经过D1、L1、RL、D3释放能量；其二，C2通过w2、D3释放能量，致使变压器副边绕组正向电流减小。另外，L2通过L1、RL、D3向负载释放能量，并在此阶段下降为零。随着C2的放电，其反向电压持续下降，当C2的反向电压下降到零时，变压器原、副边电压同时也减小到零(开关管两端电压上升到Vi)，D3仍维持导通，C2的反向储能释放完毕，此阶段结束。
此阶段，在副边电压下降到接近零时，流过副边绕组w2、D1的电流慢慢减小直至为零，D1完全关断；而D2电流慢慢增加直至等于流过L1的电流，D2完全导通。
因此，此阶段结束时，D1自然关断，而D2自然导通，因此，D2属于零电压、零电流导通，D1属于零电压、零电流关断。
第三阶段：电容C2正向储能，变压器励磁电感复位。
电容C2的反向电压值下降到零后，进入此阶段。此后，D3维持导通，变压器原边耦合到副边绕组的电流为电容C2正向充电，其正向电压从零开始增加，副边绕组电流从耦合过来的最大值开始下降，直至下降为零时，C2的正向电压达到最大值，且变压器完成磁复位，此阶段结束。
在此过程中，L2电流保持为零。
此过程结束时，D3关断，且属于零电流、零电压关断。
第四阶段：C2向L2和w2释放正向储能
电容C2的正向电压上升至最大值后，进入此阶段。此后，由于D3关断，D2继续维持导通，因此，C2、L2、w2回路被短路，C2将向L2和w2转移能量，副边w2、电感L2电流谐振增加，电感L1电流线性下降，直至电感L2电流上升至等于电感L1电流，流过二极管D2的电流为零，D2实现零电流关断，此阶段结束。
第五阶段：C2向负载转移能量
电感L2的电流上升等于电感L1的电流，进入此阶段。此后，C2、L2经过L1、RL、w2释放能量，一直到C2的正向电压下降到零，该阶段结束。
在此过程中，D1、D2、D3均处于截止状态。
第六阶段：Lw2、L1向负载转移能量(开关管低电压开通前提条件)
C2正向电压下降为零后，D1自然导通，此后，w2、D1、L1、RL形成续流回路，w2和L1电流保持同步线性下降，为负载提供能量，并为实现低电压开通做好准备。在此阶段中，由于D1导通，L2和C2被短路,L2向C2反向充电，直至开关管导通，该阶段结束。
此阶段，D1实现零电压、零电流导通。
2、开关管S导通期间的能量传输过程及工作原理
第一阶段：开关管低电压开通
开关导通时刻前，w2、D1、L1、RL形成流通回路，变压器副边绕组w2存在一上正下负的电压，实际上为输出电压通过w2、L1的串联分压，但由于Lw2>>L1，使得w2的分压Vw2更高，因此，开关管两端的电压为Vi-nVw2(Vi输入电压，Vw2为变压器副边绕组w2两端的电压，n为变压器变比)。
显然，开关管承受的电压要比Vi小很多，此时开关管导通，则可实现低电压开通。
第二阶段：正激能量传输(L2向C2转移能量)
开关管导通后，变压器原边绕组电压为输入电压Vi，并将电压按照匝比耦合到副边绕组，极性为上正下负，D1仍维持导通，正激能量通过L1向负载转移，L1电流线性上升。由于D1在此过程中一直导通，C2、L2串联支路继续维持短路，L2仍将继续给C2反向充电，直至下一个开关关断周期到来，此阶段结束，但L2电流并未下降为零。
在本实施例中，所述电容C2根据第一选取步骤选取；其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、根据公式
Figure BDA0002520955730000081
选取励磁储能电容C2的容值C2。
步骤102、根据公式(A1)计算电容C2的耐压值VC2,max；
Figure BDA0002520955730000082
其中，d为开关管S的占空比，n为高频变压器T的一次绕组与二次绕组的匝数比，Lm为高频变压器T的一次绕组的励磁电感量，f为正激变换器主电路1的工作频率，Vi为正激变换器主电路1输入电压。
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2。
在本实施例中，所述电感L2根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、根据公式(A2)确定电感L2的电流
Figure BDA0002520955730000091
步骤202、根据公式(A3)确定电感L2的电感值L2的取值范围；
Figure BDA0002520955730000092
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和过电流能力的电感L2。
在本实施例中，所述二极管D3参数设计及型号选型根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、根据公式(A10)计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
Figure BDA0002520955730000093
步骤302、根据公式(A11)计算二极管D3的耐压值VD3,max；
Figure BDA0002520955730000094
其中，Vo为正激变换器主电路1的输出电压，IL1,max为流过高频变压器T的一次绕组的最大电流，IL2为流过电感L2的电流；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3。
当然，上述描述只是为了说明本发明技术方案的可行性，所列举的其中一种工作模式的原理及其对应的公式，但并非唯一且限定的描述，仅作为参考使用。
应当特别说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，对本领域技术人员来说，可以对上述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而所有这些修改和替换，都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (5)

1.一种副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路(1)，以及与正激变换器主电路(1)连接的能量转移与传输电路(2)；其中，所述正激变换器主电路(1)包括高频变压器T、开关管S、二极管D1、二极管D2、电感L1和电容C1，所述高频变压器T原边的同名端为正激变换器主电路(1)的正极电压输入端IN+且与外部电源的正极输出端连接，所述高频变压器T原边的异名端与开关管S的漏极连接，所述开关管S的源极为正激变换器主电路(1)的负极电压输入端IN-且与外部电源的负极输出端连接，所述开关管S的栅极与外部控制器的输出端连接，所述高频变压器T副边的同名端与二极管D1的阳极连接，所述二极管D1的阴极与二极管D2的阴极和电感L1的一端连接，所述电感L1的另一端与电容C1的一端连接且为正激变换器主电路(1)的正极电压输出端OUT+，所述高频变压器T副边的异名端与二极管D2的阳极和电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-，所述正激变换器主电路(1)的负极电压输出端OUT-接地；所述能量转移与传输电路(2)包括二极管D3、电容C2、电感L2，所述二极管D3的阳极与二极管D2的阳极连接，所述二极管D3的阴极与电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端与二极管D1的阳极连接，所述电感L2的一端与二极管D3的阴极连接，其另一端与二极管D1的阴极连接。
2.根据权利要求1所述的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，其特征在于：所述二极管D1、D2为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，其特征在于：所述开关管S为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1所述的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，其特征在于：所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的电容C2根据第一选取步骤选取；其中，所述第一选取步骤的步骤包括：
步骤101、选取励磁储能电容C2的容值C2；
步骤102、计算电容C2的耐压值VC2,max；
步骤103、选取容值为C2且耐压值大于VC2,max的电容作为电容C2；
以及，所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器的电感L2根据第二选取步骤选取；其中，所述第二选取步骤的步骤包括：
步骤201、确定电感L2的电流；
步骤202、确定电感L2的电感值L2的取值范围；
步骤203、根据步骤201、步骤202选取满足电感量和流过电流能力的电感L2。
5.根据权利要求4所述的副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器，其特征在于：所述副边串联LCD实现励磁能量转移的正激变换器还的所述二极管D3参数设计及型号选型根据第三选取步骤选取；其中，所述第三选取步骤的步骤包括：
步骤301、计算流过二极管D3的最大电流ID3,max；
步骤302、计算二极管D3的耐压值VD3,max；
步骤303、根据流过二极管D3的最大电流ID3,max和二极管D3的耐压值VD3,max选择二极管D3。
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