JPH1126844A

JPH1126844A - レーザ電源装置

Info

Publication number: JPH1126844A
Application number: JP9187758A
Authority: JP
Inventors: Mikio Watanabe; 幹男渡辺
Original assignee: Miyachi Technos Corp
Current assignee: Miyachi Technos Corp
Priority date: 1997-06-27
Filing date: 1997-06-27
Publication date: 1999-01-29

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】単相交流電源からでも高効率で安定したレー
ザ発振用の電力を得るようにし、軽量小型化で普及タイ
プのレーザ電源装置を実現する。【解決手段】充電回路２０には、単相整流回路１６と
コンデンサ１８との間でコンデンサ１８と並列に接続さ
れた充電用スイッチング素子２４と、単相整流回路１６
と充電用スイッチング素子２２の間に直列に接続された
インダクタンスコイル２６と、充電用スイッチング素子
２４とコンデンサ１８との間に直列に接続されたダイオ
ード２８が含まれている。力率制御回路３４は、コンデ
ンサ１８に供給される充電電流Ｉcの位相を単相整流回
路１６より出力される直流電圧ＥB の位相に合わせるよ
う、たとえば７０ｋＨｚの高周波数で充電用スイッチン
グ素子１８をスイッチング制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【００１０】

【発明の属する技術分野】本発明は、レーザ発振用の励
起ランプに電力を供給するためのレーザ電源装置に関す
る。

【００２０】

【従来の技術】ＹＡＧレーザ等の固体レーザ装置では、
励起ランプを点灯させて、その光エネルギーをＹＡＧロ
ッド等のレーザ媒体に照射してレーザ発振を起こすよう
に構成されている。

【００３０】図８に、この種の固体レーザ装置に用いら
れている従来のレーザ電源装置の回路構成を示す。

【００４０】このレーザ電源装置において、出力端子
［OUTa，OUTb］はレーザ発振部の励起ランプ（図示せ
ず）の両電極端子にそれぞれ接続されている。

【００５０】入力側の三相整流回路２００は、三相交流
電源端子［Ｕ，Ｖ，Ｗ］からの商用周波数の三相交流電
圧を整流して直流電圧に変換する。この三相整流回路２
００より直流の充電電流Ｉc が電磁開閉器２０２および
平滑用コイル２０４を介してコンデンサ２０６に流れ、
コンデンサ２０６が所定電圧に充電される。

【００６０】コンデンサ２０６と出力端子［OUTa，OUT
b］との間には放電用のスイッチング素子２０８が直列
に接続されている。このスイッチング素子２０８がオン
になると、コンデンサ２０６が放電し、その放電電流ｉ
L がスイッチング素子２０８、インダクタンスコイル２
１０，出力コンデンサ２１２および逆流防止用ダイオー
ド２１４を介して励起ランプに流れる。このランプ電流
ｉL によって励起ランプが点灯する。

【００７０】スイッチング素子２０８がオフになると、
コンデンサ２０６の放電は中断するが、インダクタンス
コイル２１０および出力コンデンサ２１２に蓄えられて
いた電磁エネルギーおよび電荷エネルギーが放出される
ことでランプ電流ｉL は流れ続ける。

【００８０】放電用スイッチング素子２０８は、制御部
２２０からのたとえば５０ｋＨｚの高周波スイッチング
信号ｃｓによってオン・オフする。これにより、ランプ
電流ｉL を途切れることなく持続的に流し、励起ランプ
を連続点灯させ、レーザ発振部より連続発振のレーザ光
を得ることができる。このような連続発振で励起ランプ
に印加される電圧は、定格値でたとえば１５０Ｖ程度で
ある。

【００９０】逆流防止ダイオード２１４と出力端子OUTa
との間にはランプ電流ｉL を検出するための電流センサ
２１６が取り付けられている。この電流センサ２１６か
らの出力信号に応じて電流検出回路２１８よりランプ電
流ｉL の大きさ（たとえば電流実効値）を表すランプ電
流検出信号ＳｉL が得られる。このランプ電流検出信号
ＳｉL は制御部２２０に与えられる。

【０１００】制御部２２０は、電流検出回路２１８から
のランプ電流検出信号ＳｉL に基づいて、ランプ電流ｉ
L を設定電流値に一致させるようにスイッチング素子２
０８のスイッチング動作を制御するとともに、スイッチ
ング素子２０８の破壊等によってランプ電流ｉL が異常
に過大になった時は電磁開閉器２０２を遮断するように
している。なお、電磁開閉器２０２と並列に接続されて
いる抵抗２０３は電流制限抵抗である。

【０１１０】この種のレーザ電源装置では、上記したよ
うに励起ランプにレーザ発振用の電力を供給する主電源
部の外に、励起ランプに点灯を開始させるためのトリガ
回路（図示せず）およびブースタ回路が設けられる。

【０１２０】図示の従来のレーザ電源装置では、三相交
流電源電圧の一相分の交流電圧ｅ（２２０Ｖ）が昇圧ト
ランス２２４の一次側コイルに供給され、昇圧トランス
２２４の二次側コイルに得られる昇圧電圧（たとえば１
０００Ｖ）がブースタ回路２２６に入力される。ブース
タ回路２２６は、トランス２２４からの交流電圧をダイ
オードｄ1 ，ｄ2 で整流してコンデンサｃ1 ，ｃ2 に積
み重ねるようにして昇圧し、その昇圧した高電圧（たと
えば２５００Ｖ）を抵抗２２８および逆流防止ダイオー
ド２３０を介して励起ランプに印加するようになってい
る。

【０１３０】昇圧トランス２２４の一次側には開閉器２
２２が設けられている。励起ランプの点灯を開始させる
時、制御部２２０はこの開閉器２２２を閉じ、プースタ
回路２２６を稼働させる。一方で、制御部２２０は、充
電用の電磁開閉器２０２を閉じるとともに、放電用スイ
ッチング素子２０８へのスイッチング制御信号ｃｓの供
給を開始し、主電源部を稼働させる。

【０１４０】

【発明が解決しようとする課題】この種の固体レーザ装
置で、高いレーザ発振効率を得るには、レーザ発振部に
おいてランプ光の光エネルギ→レーザ出力の光変換効率
を高くするか、レーザ電源装置において交流電源からの
入力電力→ランプへの供給電力の電力変換効率（力率）
を高くことが要求される。

【０１５０】上記した従来のこの種レーザ電源装置で
は、そのような電力変換効率を高くするために、入力の
交流電源を三相交流電源とし、整流回路に三相整流回路
２００を用いる。三相整流回路２００の出力端子からは
リップルの小さい直流の線間電圧が出力されるため、コ
ンデンサ２０６には高調波分の少ない充電電流ｉc が供
給され、電源電圧の変動に対しても安定したコンデンサ
充電電圧が得られる。これにより、高い電力変換効率
（力率）で励起ランプに電力を供給することが可能とな
っている。

【０１６０】しかしながら、三相式のレーザ電源装置
は、装置サイズ、重量およびコストが嵩むうえ、三相交
流電源が配備または配線されている場所でしか使えない
という大きな制約がある。

【０１７０】また、従来のレーザ電源装置では、主回路
にたとえば電磁リレーからなる電磁開閉器２０２を設
け、過電流等の異常時には制御部２２０が電磁開閉器２
０２を開（遮断）状態にするようになっている。しか
し、電磁開閉器２０２は、機械的な接点を動かして開閉
（スイッチング）を行う機構であり、制御信号を受けて
からスイッチ動作を完了するまで相当の時間を要する。
このため、過電流等の異常が検出された時に主回路を迅
速に遮断するのが難しく、安全機能が万全でなかった。

【０１８０】本発明は、かかる従来技術の問題点に鑑み
てなされたもので、単相交流電源でも高い効率で安定し
たレーザ発振用の電力が得られる普及タイプのレーザ電
源装置を提供することを目的とする。

【０１９０】本発明の他の目的は、過電流等の異常時に
主回路を迅速に遮断できるようにして安全機能を向上さ
せたレーザ電源装置を提供することを目的とする。

【０２００】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の第１のレーザ電源装置は、レーザ媒体に
レーザ発振用の光エネルギを照射する励起ランプに電力
を供給するレーザ電源装置において、商用周波数の単相
交流電圧を入力して整流する単相整流回路と、前記単相
整流回路からの直流電力をいったん蓄えるコンデンサ
と、前記単相整流回路と前記コンデンサとの間に接続さ
れた充電用スイッチング手段と、前記コンデンサに蓄え
られた電気エネルギーを放電させて前記励起ランプにラ
ンプ電流を供給するためのランプ電流供給手段と、前記
単相整流回路より前記コンデンサに供給される充電電流
の位相を前記整流回路より出力される直流電圧の位相に
合わせるように前記充電用スイッチング手段を前記商用
周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御する
力率制御手段とを具備する構成とした。

【０２１０】本発明の第２のレーザ電源装置は、上記第
１のレーザ電源装置において、前記単相整流回路の出力
端子に対して前記充電用スイッチング手段が前記コンデ
ンサと並列に接続され、前記単相整流回路と前記充電用
スイッチング手段との間にインダクタンスコイルが直列
に接続され、前記充電用スイッチング手段と前記コンデ
ンサとの間にダイオードが直列に接続される構成とし
た。

【０２２０】本発明の第３のレーザ電源装置は、上記第
１または第２のレーザ電源装置において、前記力率制御
手段が、前記コンデンサに供給される充電電流の波形を
前記整流回路より出力される直流電圧の波形に倣わせる
ように前記充電用スイッチング手段のスイッチング動作
を制御する構成とした。

【０２３０】本発明の第４のレーザ電源装置は、上記第
１〜３のいずれかのレーザ電源装置において、前記力率
制御手段が、前記コンデンサの充電電圧に反比例し、か
つ前記整流回路からの直流電圧に比例する基準値信号を
発生する基準値信号発生手段と、前記コンデンサと並列
に接続された前記充電用スイッチング手段を含むバイパ
ス回路と、前記バイパス回路を流れるバイパス電流が前
記基準値信号の値に達した時に所定の切替タイミング信
号を発生する切替タイミング検出手段と、前記所定の周
波数を有するクロックパルスを発生するクロック回路
と、前記クロックパルスで規定される各サイクルにおい
てサイクル開始時に前記充電用スイッチング手段をオフ
状態からオン状態に切り替え、前記切替タイミング検出
手段からの切替タイミング信号に応答して前記充電用ス
イッチング手段をオン状態からオフ状態に切り替える電
流切替手段とを具備する構成とした。

【０２５０】本発明の第５のレーザ電源装置は、上記第
４のレーザ電源装置において、前記電流切替手段が、前
記各サイクル内の予め設定された時点で前記充電用スイ
ッチング手段を強制的にオフにする手段を有する構成と
した。

【０２６０】本発明の第６のレーザ電源装置は、上記第
１ないし第５のいずれかのレーザ電源装置において、前
記単相整流回路と前記コンデンサとの間に接続されたサ
イリスタと、正常時は前記サイリスタを継続的に導通状
態に維持し、所定の異常状態が発生した時に前記サイリ
スタを遮断状態にするサイリスタ制御手段とを具備する
構成とした。

【０２７０】

【発明の実施の形態】以下、図１〜図７を参照して本発
明の実施例を説明する。

【０２８０】図１に、本発明の一実施例によるレーザ電
源装置の回路構成を示す。このレーザ電源装置は、固体
レーザ装置たとえばＹＡＧレーザ加工装置に組み込ま
れ、レーザ発振部１００の励起ランプ１０２に電力を供
給する。

【０２９０】レーザ発振部１００において、励起ランプ
１０２およびＹＡＧロッド１０４（レーザ媒体）は、た
とえばアクリル樹脂からなるチャンバ１０６内に設けら
れた反射鏡筒（図示せず）の中に相隣接して配置されて
いる。チャンバ１０６の外でＹＡＧロッド１０４の光軸
上には、一対の光共振器ミラー１０８，１１０がＹＡＧ
ロッド１０４を挟み平行に向き合って配置されている。

【０３００】後述する本実施例のレーザ電源装置より供
給されるランプ電流ＩL によって励起ランプ１０２が発
光すると、その光エネルギによってＹＡＧロッド１０４
が励起され、ＹＡＧロッド１０４の両端面より軸方向に
出た光が光共振器ミラー１０８，１１０の間で反射を繰
り返して増幅されたのちレーザ光ＬＢとして出力ミラー
１０８を抜ける。出力ミラー１０８を抜けたレーザ光Ｌ
Ｂは、ミラー（図示せず）を介して、あるいは入射ユニ
ット、光ファイバおよび出射ユニット（図示せず）を介
して被加工物（図示せず）の加工ポイントに向けて照射
されるようになっている。

【０３１０】本実施例のレーザ電源装置は、励起ランプ
１０２にレーザ発振用の電力を供給するための主電源部
１０と、励起ランプ１０２の点灯を開始させるためのブ
ースタ回路１２およびトリガ回路（図示せず）と、装置
全体を制御するための制御部１４および主電源部の力率
を制御するための力率制御回路３４とを有している。

【０３２０】主電源部１０は、商用周波数（５０Ｈｚま
たは６０Ｈｚ）の単相交流電圧ＥAを入力して直流に変
換（整流）する単相整流回路１６と、この単相整流回路
１６からの直流電力をいったん蓄えるコンデンサ１８
と、単相整流回路１６とコンデンサ１８との間に接続さ
れた充電回路２０と、コンデンサ１８と励起ランプ１０
２との間に接続されたランプ電流供給回路２２とを含ん
でいる。

【０３３０】単相整流回路１６は、たとえば単相全波整
流回路からなり、入力した単相交流電圧ＥA を全波整流
して、正弦波形の半波を１８０゜ずつ繰り返すような全
波整流波形の直流電圧ＥB を出力する。

【０３４０】充電回路２０には、単相整流回路１６とコ
ンデンサ１８との間でコンデンサ１８と並列に接続され
た充電用スイッチング素子２４と、単相整流回路１６と
充電用スイッチング素子２４の間に直列に接続されたイ
ンダクタンスコイル２６と、充電用スイッチング素子２
４とコンデンサ１８との間に直列に接続されたダイオー
ド２８が含まれている。

【０３５０】単相整流回路１６とコンデンサ１８との間
には、インダクタンスコイル２６およびダイオード２８
からなる充電回路と並列に、電流制限抵抗３０および逆
流防止ダイオード３２からなる充電バイパス回路が接続
されている。また、充電回路の開閉器としてサイリスタ
３６が設けられている。このサイリスタ３６の導通（オ
ン）／遮断（オフ）状態は、サイリスタ制御回路３８に
よって制御される。

【０３６０】充電用スイッチング素子２４は、たとえば
ＦＥＴ（Field Effect Transistor)からなり、本実施例
の力率制御回路（ＰＦＣ）３４によってスイッチング制
御される。

【０３７０】後述するように、力率制御回路３４は、コ
ンデンサ１８に供給される充電電流Ｉc の位相を単相整
流回路１６より出力される直流電圧ＥB の位相に合わせ
るように、たとえば７０ｋＨｚの高周波数で充電用スイ
ッチング素子１８をスイッチング制御する。これによ
り、本装置に入力される交流電力に対して励起ランプ１
０２側へ実際（有効）に供給される有効電力の比率つま
り力率を可及的に１に近づけることができる。したがっ
て、単相式の電源装置において、高い電力効率およびレ
ーザ発振効率を実現できる。また、たとえば２２０Ｖの
入力交流電圧ＥAに対してコンデンサ１８の充電電圧Ｅc
をたとえば３６０Ｖまで昇圧するので、入力交流電源
に電圧変動に影響されない安定した電力を励起ランプ１
０２に供給できるようになっている。

【０３８０】ランプ電流供給回路２２は、放電用スイッ
チング回路４０、インダクタンスコイル４２、出力コン
デンサ４４、還流ダイオード４６および逆流防止ダイオ
ード４８から構成されている。

【０３９０】放電用スイッチング回路４０は、たとえば
ＦＥＴまたはＩＧＢＴ（InsulatedGate Bipolar transi
stor ）からなる一対のスイッチング素子４０ａ，４０
ｂで構成されている。これらのスイッチング素子４０
ａ，４０ｂは、制御部１４からのたとえば５０ｋＨｚの
スイッチング制御信号Ｇａ，Ｇｂによって交互にオンす
るようにスイッチング制御される。

【０４００】放電用スイッチング素子４０ａ，４０ｂの
いずれか一方たとえば４０ａがオンになっている時は、
コンデンサ１８が放電し、その放電電流ＩL がオン状態
のスイッチング素子４０ａ、インダクタンスコイル４
２，出力コンデンサ４４および逆流防止ダイオード４８
を介して励起ランプ１０２に流れる。この放電電流つま
りランプ電流ＩL によって励起ランプ１０２が点灯す
る。

【０４１０】スイッチング素子４０ａがオフになると、
コンデンサ１８の放電は一時中断するが、インダクタン
スコイル４２および出力コンデンサ４４に蓄えられてい
た電磁エネルギーおよび電荷エネルギーが放出されるこ
とでランプ電流ＩL は流れ続ける。この直後に、他方の
スイッチング素子４０ｂがオンになり、コンデンサ１８
の放電が再開する。

【０４２０】上記のように両放電用スイッチング素子４
０ａ，４０ｂが両方合わせて５０ｋＨｚの高周波スイッ
チング制御信号Ｇａ，Ｇｂによって交互にオンするの
て、ランプ電流ＩL は途切れることなく連続的に流れ
る。これにより、励起ランプ１０２は連続点灯し、レー
ザ発振部１００より連続発振のレーザ光ＬＢが得られ
る。

【０４３０】逆流防止ダイオード４８と励起ランプ１０
２との間にはランプ電流ＩL を検出するための電流セン
サ５０が取り付けられている。この電流センサ５０の出
力信号に応じて電流検出回路５２よりランプ電流ＩL の
大きさ（たとえば電流実効値）を表すランプ電流検出信
号ＳＩL が得られる。このランプ電流検出信号ＳＩLは
制御部１４に与えられる。

【０４４０】出力コンデンサ４４の両端子は電圧検出回
路５４の入力端子に接続され、電圧検出回路５４の出力
端子には出力コンデンサ４４の電圧ＥD を表す電圧検出
信号ＳＥD が得られる。この電圧検出信号ＳＥD も制御
部１４に与えられる。

【０４５０】放電用スイッチング回路４０に近接してた
とえばサーミスタからなる温度センサ５６が設けられて
いる。この温度センサ５６の出力信号に応じて温度検出
回路５６より放電用スイッチング回路４０付近の温度を
表す温度検出信号ＳＴが出力される。この温度検出信号
ＳＴも制御部１４に与えられる。

【０４６０】制御部１４は、たとえばマイクロプロセッ
サからなり、適当なインタフェース回路（図示せず）を
介して入力装置や表示装置等（図示せず）に接続され、
所定のプログラムにしたがい各種設定値および各種測定
値に基づいて、装置内の所要の制御を行う。

【０４７０】たとえば、制御部１４は、電流検出回路５
２からのランプ電流検出信号ＳＩLに基づいて、ランプ
電流ＩL を設定電流値に一致させるようにたとえばパル
ス幅変調（ＰＷＭ）で変調したスイッチング制御信号Ｇ
ａ，Ｇｂを駆動回路（図示せず）を介して放電用スイッ
チング素子４０ａ，４０ｂに与える。

【０４８０】また、制御部１４は、ランプ電流ＩL が過
大になった時、あるいは放電用スイッチング回路４０が
過熱状態になった時に主電源部１０を止めるための制御
信号Ｋi ，Ｋt をアンドゲート６０を介してサイリスタ
制御回路３８に与える。

【０４９０】正常時は、制御信号Ｋi ，Ｋt がそれぞれ
Ｈレベルに保持され、したがってアンドゲート６０の出
力端子よりＨレベルの制御信号Ｋがサイリスタ制御回路
３８に与えられる。これによって、サイリスタ制御回路
３８はサイリスタ３６をオン（導通）状態に保持する。

【０５００】しかし、たとえば放電用スイッチング回路
４０が破壊してランプ電流ＩL が所定の電流監視値を越
えた時は、制御信号Ｋi がＬレベルになり、これによっ
てアンドゲート６０の出力信号ＫもＬレベルとなり、サ
イリスタ制御回路３８はサイリスタ３６をオフ（遮断）
状態に切り替える。また、放電用スイッチング回路４０
が破壊するに至らなくとも所定の温度監視値を越えるほ
ど高い温度まで発熱した時は、制御信号Ｋt がＬレベル
となり、これに応答してサイリスタ制御回路３８がサイ
リスタ３６をオフ（遮断）状態に切り替えるようになっ
ている。

【０５１０】また、制御部１４は、ブースタ回路１２の
制御を行う。本実施例におけるブースタ回路１２は、イ
ンバータとコッククロフト昇圧回路（図示せず）を内蔵
しており、主電源部１０のコンデンサ１８より直流電圧
（コンデンサ充電電圧）Ｅcを入力する。このブースタ
回路１２内で、インバータの２相のスイッチング素子が
制御部１４からのたとえば５０ｋＨｚのスイッチング制
御信号ＨＶに応じて交互にオンすることにより、入力直
流電圧Ｅc を高周波数（５０ｋＨｚ）の交流パルスに変
換する。次いで、コッククロフト昇圧回路において、イ
ンバータからの高周波交流パルスを直流に変換（整流）
すると同時に積み重ねるようにして昇圧する。そして、
その昇圧した高圧の電圧（たとえば２５００Ｖ）を逆流
防止ダイオード（図示せず）を介して励起ランプ１０２
に印加するようにしている。

【０５２０】このブースタ回路１２は、励起ランプ１０
２に点灯を開始させるときに用いられる。励起ランプ１
０２はたとえばキセノンランプからなり、ガラス管の両
端に電極端子を取り付け、管内にガスを封入している。
励起ランプ１０２を点灯させるには、ランプ内でガスの
絶縁を突き破り、両電極間で放電させる必要がある。

【０５３０】励起ランプ１０２を点灯させるとき、制御
部１４は、先ず主電源部１０とブースタ回路１２を起動
させる。すなわち、主電源部１０に対しては、上記制御
信号Ｋi ，Ｋt をＨレベルにしてサイリスタ制御回路３
８にサイリスタ３６をオンさせるとともに、放電用スイ
ッチング回路４０にスイッチング制御信号Ｇａ，Ｇｂを
供給する。また、ブースタ回路１２に対しては、インバ
ータにスイッチング制御信号ＨＶを供給する。

【０５４０】そして、制御部１４はトリガ回路（図示せ
ず）を作動させる。トリガ回路は、励起ランプ１０２の
カソード端子とランプ１０２のガラス管の周りに設置さ
れた金属板との間に約２０ｋＶの高電圧を印加すること
によってランプ１０２内のガスを絶縁破壊し、インピー
ダンスを下げる。そうすると、その後を追うようにブー
スタ回路１２より約２５００Ｖの高電圧で電流が励起ラ
ンプ１０２に流し込まれ、励起ランプ１０２のインピー
ダンスがいっそう下がる。その後は、主電源部１０から
の１５０Ｖ程度のランプ電圧ＥD でも十分な大きさの電
流（ランプ電流ＩL ）を流すことができる。

【０５５０】励起ランプ１０２が点灯を開始したなら、
制御部１４はインバータ・スイッチング制御信号ＨＶの
生成を止めてブースタ回路１２を止める。なお、主電源
部１０の逆流防止ダイオード４８には、たとえば３２０
０Ｖ耐圧の高耐圧型ダイオードが使用される。

【０５６０】次に、本実施例による力率制御回路３４の
構成および作用について説明する。図２に、力率制御回
路３４の回路構成を示す。この力率制御回路３４は、基
準値発生回路６１、バイパス回路６２、切替タイミング
検出回路６３、クロック回路６４および電流切替回路６
５を有している。

【０５７０】基準値発生回路６１は、分圧回路６６、基
準電圧源６７、演算増幅器６８および乗算器６９から構
成されている。分圧回路６６は、コンデンサ１８の充電
電圧ＥC を抵抗ｒ1 ，ｒ2 により一定の比率ｋで分圧す
る。演算増幅器６８は、分圧回路６６からの分圧電圧ｋ
Ｅc と基準電圧源６７からの基準電圧Ｅ0 との差分（Ｅ
0 −ｋＥc ）をとる。乗算器６９は、単相整流回路１６
からの全波整流波形の直流電圧ＥB を一方の入力端子Ｘ
に入力するとともに、演算増幅器６８からの差分電圧
（Ｅ0 −ｋＥc ）を他方の入力端子Ｙに入力し、両入力
電圧値の積［ＥB（Ｅ0 −ｋＥc ）］を演算して、その
積の値（瞬時値）を表す電圧信号を基準値信号ＪＣとし
て出力端子Ｚより発生する。

【０５８０】基準値発生回路６１より得られる基準値信
号ＪＣは、単相整流回路１６からの直流電圧ＥB に比例
し、コンデンサ１８の充電電圧ＥC には反比例する。す
なわち、この基準値信号ＪＣは、単相整流回路１６から
の直流電圧ＥB の波形と相似な電圧波形を有し、コンデ
ンサ電圧ＥC が下がると電圧レベル（振幅）が大きくな
り、コンデンサ電圧ＥC が上がると電圧レベル（振幅）
が小さくなるという特性を有する。

【０５９０】基準値発生回路６１からの基準値信号ＪＣ
は、切替タイミング検出回路６３に与えられる。切替タ
イミング検出回路６３は、電流センサ７０および比較器
７２を有している。電流センサ７０は、電流トランスコ
イル７１、ダイオードｄ3 および抵抗ｒ3 からなり、バ
イパス回路６２を流れるパイパス電流Ｉswの電流値（瞬
時値）を表す電流検出信号（電圧）ＳＩswを発生する。
比較器７２は、電流センサ７０からの電流検出信号ＳＩ
swと基準値発生回路６１からの基準値信号ＪＣとを入力
し、ＳＩswの電圧レベルがＪＣの電圧レベルに達した時
に、Ｈレベルのパルスを切替タイミング信号ＡＨとして
出力する。この切替タイミング信号ＡＨは、電流切替回
路６５に与えられる。

【０６００】電流切替回路６５は、ＲＳ型フリップフロ
ップからなり、そのセット端子Ｓにクロック回路６４か
らの高周波数たとえば７５ｋＨｚのクロックパルスＣＫ
を受け取り、そのリセット端子Ｒに上記切替タイミング
検出回路６３からの切替タイミング信号ＡＨを受け取
る。電流切替回路６５の出力Ｑはアンドゲート７３の一
方の入力端子に与えられる。アンドゲート７３の他方の
入力端子にはクロック回路６４からのクロックパルスＣ
Ｋが入力される。アンドゲート７３の出力は制御パルス
ＤＰとして充電用スイッチング素子２４のゲート端子に
与えられる。

【０６１０】図３に、この力率制御回路３４の作用を示
す。クロック回路６４より各クロックパルスＣＫが出力
されると、その始端で電流切替回路６５の出力ＱがＨレ
ベルになり、アンドゲート７３よりＨレベルの制御パル
スＤＰが出力される。このＨレベルの制御パルスＤＰに
応動して充電用スイッチング素子２４がオンになり、バ
イパス回路６２がほぼ短絡状態で導通する。そうする
と、単相整流回路１６の出力側の電流パスは、それまで
コンデンサ１８側に流れていたパスからバイパス回路６
２を流れるパスに切り替わる。つまり、コンデンサ１８
へ流れていた充電電流Ｉc がいったん中断すると同時
に、それに代わってバイパス回路６２にバイパス電流Ｉ
swが流れ始める。この切替点において、充電電流Ｉc の
電流値（中断時の値）とバイパス電流Ｉswの電流値（初
期値）は連続している。

【０６２０】バイパス回路６２にバイパス電流Ｉswが流
れると、切替タイミング検出回路６３において電流セン
サ７０よりバイパス電流Ｉswに対応した電流検出信号Ｓ
Ｉswが発生する。バイパス電流Ｉswは切替時点の初期値
から急速に立ち上がり、それに対応して電流検出信号Ｓ
Ｉswも急速に立ち上がる。一方、基準値発生回路６１か
らの基準値信号ＪＣの電圧レベルは、単相整流回路１６
の出力電圧ＥB の波形（全波整流波形）と相似形を保っ
て正弦波状に変化する。

【０６３０】しかして、電流検出信号ＳＩswの電圧レベ
ルが基準値信号ＪＣの電圧レベルに達した時、比較器７
２の出力端子よりＨレベルの切替タイミング信号ＡＨが
瞬間的に出力される。

【０６４０】そうすると、この切替タイミング信号ＡＨ
に応答して電流切替回路６５の出力ＱがＬレベルとな
り、アンドゲート７３の出力の制御パルスＤＰもＬレベ
ルに立ち下がる。これにより、充電用スイッチング素子
２４がオフ状態になり、パイパス回路６２が遮断され
る。

【０６５０】パイパス回路６２が遮断されると、単相整
流回路１６の出力側の電流パスはコンデンサ１８側のパ
スに切り替わる。したがって、バイパス電流Ｉswが止ま
ると同時に、コンデンサ１８への充電電流Ｉc が流れ始
める。この時、インダクタンスコイル２６にはその直前
まで流れていたバイパス電流Ｉswに基づく起電力が発生
しており、この起電力が単相整流回路１６の出力電圧Ｅ
B に加算されてコンデンサ１８に印加される。これによ
り、バイパス電流Ｉswが中断した時の電流値に等しい初
期値で充電電流Ｉc が流れ始める。もっとも、充電回路
のインピーダンスは短絡状態のパイパス回路６２のイン
ピーダンスよりも大きいため、充電電流Ｉc は初期値か
ら次第に減少する。

【０６６０】そして、クロック回路６４より次のクロッ
クパルスＣＫが出力されると、次のサイクルＣＹが始ま
り、上記と同様にして電流切替回路６５により充電電流
Ｉcからバイパス電流Ｉswに切り替えられる。そして、
バイパス電流Ｉswが基準値信号ＪＣに達すると、上記と
同様にしてバイパス電流Ｉswから充電電流ＩC に切り替
えられる。

【０６７０】なお、各サイクルＣＹ内でクロックパルス
ＣＫがＨレベルからＬレベルに立ち下がった時点で、電
流切替回路６５の出力ＱがＨレベルのままであっても
（つまりバイパス電流Ｉswが基準値信号ＪＣに達してい
なくても）、アンドゲート７３の出力の制御パルスＤＰ
がＬレベルとなり、充電用スイッチング素子２４は強制
的にオフ状態に切り替えられる。

【０６８０】単相整流回路１６の出力電圧ＥB が比較的
低いレベルの時は（全波整流波形の裾の部分では）、基
準値信号ＪＣのレベルも低くなるが、パイパス電流Ｉsw
がそれ以上に小さくてクロックパルスＣＫのＨレベル期
間内で基準値信号ＪＣに達しないことがある。しかし、
上記のような強制的切替機能により、クロックパルスＣ
ＫがＬレベルになっている期間では必ず充電電流Ｉc に
切り替わっている。

【０６９０】逆に、単相整流回路１６の出力電圧ＥB が
比較的高いレベルになっている時は（全波整流波形のピ
ーク値付近の部分では）、基準値信号ＪＣのレベルは高
くなるが、バイパス電流Ｉswの増す度合いがそれ以上に
大きく、短い時間で基準値信号ＪＣに達する。このた
め、充電電流Ｉc が各サイクルＣＹの大部分の期間にわ
たって、しかも大きな電流値で流れることになる。

【０７００】なお、各サイクルにおけるクロックパルス
ＣＫのデューティ比は任意に選択可能であり、たとえば
Ｈレベル期間を８０％、Ｌレベル期間を２０％と設定し
てもよい。

【０７１０】このように、この力率制御回路３４におい
ては、単相整流回路１６の出力電圧ＥB の波形（全波整
流波形）に倣うような電流波形で、つまり位相を合わせ
るようにして充電電流Ｉc がコンデンサ１８に供給され
る。これにより、単相交流電源からの入力電力に対して
励起ランプ１０２側へ実際（有効）に供給される有効電
力の比率つまり力率を可及的に１に近づけることができ
る。

【０７２０】したがって、単相式のレーザ電源装置にお
いて、三相式の装置と同等もしくはそれ以上の高い電力
効率およびレーザ発振効率を実現し、高出力のレーザ光
ＬＢを得ることができる。

【０７３０】また、三相式の電源装置では三相整流回路
が大きなスペースを占め、装置全体のサイズ、重量、価
格も嵩む。その点、単相整流回路は小型でスペースをと
らない。しかも、このレーザ電源装置１０では、７５ｋ
Ｈｚ程度の高い周波数で充電電流Ｉc を流すため、充電
回路のインダクタンスコイル２６を小型化できる。これ
により、装置全体の軽量小型化、コストダウンを実現す
ることができる。

【０７４０】また、このレーザ電源装置では、バイパス
電流Ｉswでインダクタンスコイル２６に蓄えておいた電
磁エネルギーに基づく起電力を単相整流回路１６からの
直流電圧ＥB に加算してコンデンサ１８に供給し、昇圧
方式でコンデンサ１８を充電する。これにより、コンデ
ンサ１８の充電電圧Ｅc を入力交流電圧ＥA （２２０
Ｖ）よりも高い所望の電圧たとえば３６０Ｖまで昇圧す
ることができる。

【０７５０】このように、コンデンサ１８を昇圧式で入
力交流電圧ＥA よりも高い電圧に充電するので、電源電
圧の変動等に対してコンデンサ１８の充電電圧ＥB を一
定に維持することができる。

【０７６０】図４に、本実施例のレーザ電源装置におけ
る単相整流回路１６の出力電圧ＥBおよび充電電流Ｉc
の波形を示す。また、図５に、比較例として、力率制御
回路３４を備えない場合の出力電圧ＥB および充電電流
Ｉc'の波形を示す。従来の単相式レーザ電源装置では、
力率制御回路３４を備えないため、力率は６０％位まで
しか上げられない。これに対し、本実施例のレーザ電源
装置１０では、力率制御回路３４を備えることで、力率
を９８％位まで改善することができる。

【０７７０】本実施例の力率制御回路３４によれば、コ
ンデンサ１８に供給される電流ＩLが単相整流回路１６
の出力電圧ＥB に対して位相を合わせるだけでなく、波
形も合わせているため、極めて高い力率を実現すること
ができる。しかし、位相を合わせるだけで、波形を全く
別個なものとしても、比較的高い力率を達成することが
可能である。

【０７８０】次に、このレーザ電源装置の主回路に設け
られる開閉器について説明する。

【０７９０】上記したように、励起ランプ１０２に印加
する定格電圧ＥD が約１５０Ｖであるのに対して、コン
デンサ１８の電圧Ｅc は３６０Ｖである。放電用スイッ
チング回路４０が短絡した場合は、コンデンサ電圧Ｅc
（３６０Ｖ）がそのまま励起ランプ１０２に印加されて
しまうため、ランプ１０２を保護するうえで直ちに開閉
器を遮断する必要がある。

【０８００】このレーザ電源装置では、主電源部２０の
開閉器にサイリスタ３６を用いている。サイリスタ３６
を通過する電流は半サイクル毎にゼロになるので、サイ
リスタ制御回路３８からの点弧信号を断てばその時点か
ら遅くても半サイクル経過する迄にサイリスタ３６を遮
断させることができる。

【０８１０】図６に、サイリスタ制御回路３８の回路構
成例を示す。このサイリスタ制御回路３８では、アノー
ドトリガ方式を採用し、サイリスタ３６のアノードとカ
ソード間に接続した抵抗ＲA ，Ｒg を含むバイパス回路
７４を流れる電流ｉp によってゲート電流または点弧信
号ＳRgを生成するようにしている。また、バイパス回路
７４にフォトカプラ７５を設けて、主回路側と制御部１
４側とを電気的に絶縁し、制御部１４側の保護を図って
いる。

【０８２０】図７に、サイリスタ制御回路３８内の各部
の波形を示す。制御部１４側からの制御信号ＫがＬレベ
ルからＨレベルになると、フォトカプラ７５において発
光ダイオードが発光し、フォトトライアックがオンし、
バイパス回路７４に電流ｉpが流れて、点弧信号ＳRgが
発生し、サイリスタ３６がターンオンする。それ以後
は、各半サイクルの切れ目でいったんサイリスタ３６が
ターンオフするや否やバイパス回路７４に電流ｉp が流
れることによって点弧信号ＳRgが発生し、直ぐにサイリ
スタ３６がターンオンする。

【０８３０】上記したように、ランプ電流ＩL が過大に
なった時や、放電用スイッチング回路４０が過熱状態に
なると、制御部１４は制御信号ＫをＬレベルにする。そ
うすると、サイリスタ制御回路３８では、フォトカプラ
７５がオフし、バイパス回路７４が遮断されることによ
り、直後の半サイクルからは点弧信号ＳRgが発生されな
くなる。つまり、制御信号ＫをＬレベルに切り替えてか
ら、遅くても半サイクル以内にサイリスタ３６が完全に
オフ状態に切り替えられ、主回路が遮断されることにな
る。

【０８４０】図７に示す構成のサイリスタ制御回路３８
によれば、簡単な構成で点弧信号を自給できるととも
に、制御部側の絶縁（安全）が図れるという利点があ
る。

【０８５０】もっとも、他の回路構成も使用可能であ
る。たとえば、直流電圧源を設けて直流電流を点弧信号
に使用し、サイリスタ３６をオンさせておきたい時間だ
けこの直流電流（点弧信号）をサイリスタ３６のゲート
に流し続ける構成とすることも可能である。あるいは、
商用周波数よりも十分高い周波数で発振する発振器をフ
リーランさせ、サイリスタ３６をオンさせておきたい時
間だけこの発振器の出力パルスをパルストランスを介し
てサイリスタ３６のゲートに与えるようにしてもよい。

【０８６０】なお、サイリスタ３６がオフ状態に切り替
わった後は、コンデンサ１８の電圧Ｅc が単相整流回路
１６の出力電圧ＥB よりも低下した時点で単相整流回路
１６からバイパス回路（３０，３２）を介して制限（抑
制）された電流がコンデンサ１８側に流れる。

【０８７０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のレーザ電
源装置によれば、単相交流電源からの交流電力を高い効
率で直流の電力に変換して励起ランプに供給するように
したので、レーザ発振効率の向上と軽量小型化を同時に
実現することができる。また、過電流等の異常時には主
回路を迅速に遮断できるようにしたので、安全機能を向
上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるレーザ電源装置の回路
構成を示すブロック図である。

【図２】実施例における力率制御回路の回路構成を示す
回路図である。

【図３】実施例における力率制御回路の各部の波形を示
す波形図である。

【図４】実施例の単相式レーザ電源装置における整流回
路の出力電圧およびコンデンサ充電電流の位相関係を示
す波形図である。

【図５】実施例の力率制御回路を備えない単相式レーザ
電源装置における整流回路の出力電圧およびコンデンサ
充電電流の位相関係を示す波形図である。

【図６】実施例におけるサイリスタ制御回路の構成を示
す回路図である。

【図７】実施例におけるサイリスタ制御回路の各部の波
形を示す波形図である。

【図８】従来のレーザ電源装置の回路構成を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１０主電源部１４制御部１６単相整流回路１８コンデンサ２０充電回路２２ランプ電流供給回路２４充電用スイッチング素子２６リアクタンスコイル２８ダイオード３４力率制御回路３６サイリスタ３８サイリスタ制御回路４０放電用スイッチング回路１００レーザ発振部１０２励起ランプ１０４ＹＡＧロッド（レーザ媒体）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】レーザ媒体にレーザ発振用の光エネルギ
を照射する励起ランプに電力を供給するレーザ電源装置
において、商用周波数の単相交流電圧を入力して整流する単相整流
回路と、前記単相整流回路からの直流電力をいったん蓄えるコン
デンサと、前記単相整流回路と前記コンデンサとの間に接続された
充電用スイッチング手段と、前記コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを放電させ
て前記励起ランプにランプ電流を供給するためのランプ
電流供給手段と、前記単相整流回路より前記コンデンサに供給される充電
電流の位相を前記整流回路より出力される直流電圧の位
相に合わせるように前記充電用スイッチング手段を前記
商用周波数よりも高い所定の周波数でスイッチング制御
する力率制御手段とを具備することを特徴とするレーザ
電源装置。
【請求項２】前記単相整流回路の出力端子に対して前
記充電用スイッチング手段が前記コンデンサと並列に接
続され、前記単相整流回路と前記充電用スイッチング手
段との間にインダクタンスコイルが直列に接続され、前
記充電用スイッチング手段と前記コンデンサとの間にダ
イオードが直列に接続されることを特徴とする請求項１
に記載のレーザ電源装置。
【請求項３】前記力率制御手段が、前記コンデンサに
供給される充電電流の波形を前記整流回路より出力され
る直流電圧の波形に倣わせるように前記所定の周波数で
前記充電用スイッチング手段をスイッチング制御するこ
とを特徴とする請求項１または２に記載のレーザ電源装
置。
【請求項４】前記力率制御手段が、前記コンデンサの充電電圧に反比例し、かつ前記整流回
路からの直流電圧に比例する基準値信号を発生する基準
値信号発生手段と、前記コンデンサと並列に接続された前記充電用スイッチ
ング手段を含むバイパス回路と、前記バイパス回路に流れるバイパス電流が前記基準値信
号の値に達した時に所定の切替タイミング信号を発生す
る切替タイミング検出手段と、前記所定の周波数を有するクロックパルスを発生するク
ロック回路と、前記クロックパルスで規定される各サイクルにおいて、
サイクル開始時に前記充電用スイッチング手段をオフ状
態からオン状態に切り替え、前記切替タイミング検出手
段からの切替タイミング信号に応答して前記充電用スイ
ッチング手段をオン状態からオフ状態に切り替える電流
切替手段とを具備することを特徴とする請求項１ないし
３のいずれかに記載のレーザ電源装置。
【請求項５】前記電流切替手段が、前記各サイクル内
の予め設定された時点で前記充電用スイッチング手段を
強制的にオフにする手段を有することを特徴とする請求
項４に記載のレーザ電源装置。
【請求項６】前記単相整流回路と前記コンデンサとの
間に接続されたサイリスタと、正常時は前記サイリスタ
を継続的に導通状態に維持し、所定の異常状態が発生し
た時に前記サイリスタを遮断状態にするサイリスタ制御
手段とを具備することを特徴とする請求項１ないし５の
いずれかに記載のレーザ電源装置。