JP4465789B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものであり、特にプロジェクタなどの産業用機器に内蔵されるＨＩＤランプの点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
プロジェクタは、光源として使用されるメタルハライドランプや超高圧水銀灯などの放電灯を有する放電灯点灯装置を本体内部に備えている。このようなプロジェクタは本体を小型軽量化するために、本体に内蔵される放電灯点灯装置の小型軽量化が要求されている。また、放電灯点灯装置の小型軽量化を図るには、一般的に信頼性を高めるため、放電灯点灯装置の回路でのエネルギーロスを低減して回路効率を高め、回路での発熱を抑えることが必要となる。
【０００３】
メタルハライドランプなどのＨＩＤランプを点灯するための放電灯点灯装置には、一般的に降圧チョッパー回路が利用され、放電灯の始動過程において必要な無負荷２次電圧を確保し、点灯後の放電灯に安定な電力を供給し易くしている。
【０００４】
降圧チョッパー回路の基本回路は、例えば図１１（ａ），（ｂ）に示すように、直流電源ＤＣと、直流電源ＤＣに直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１およびフライホイールダイオードＤ１０の直列回路と、フライホイールダイオードＤ１０に並列接続するインダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０からなる平滑回路と、コンデンサＣ１０に並列接続する負荷ＲＬとを備えている。
【０００５】
このような降圧チョッパー回路は、図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１をチョッピング動作することにより、直流電源ＤＣの出力電圧を平滑回路で平滑化し、負荷ＲＬに平滑化された直流電圧を出力するものである。図１１（ａ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオンしているとき（例えば時刻ｔ０〜ｔ１）には、直流電源ＤＣからスイッチング素子ＳＷ１１を介して平滑回路に電流が流れ、このときインダクタＬ１０にエネルギーが蓄えられる。そして、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオフしているとき（例えば時刻ｔ１〜ｔ２）には、図１２（ｃ）に示すようにフライホイールダイオードＤ１０がオンして、インダクタＬ１０に蓄えられたエネルギーは、負荷ＲＬおよびフライホイールダイオードＤ１０を通じてインダクタＬ１０に回生される。このようなスイッチング素子ＳＷ１１のオン／オフが繰り返されることにより、図１２（ａ）に示すように、インダクタＬ１０にはスイッチング素子ＳＷ１１がオンしているときに増加し、オフしているときに減少する電流ＩＬが流れ、この電流ＩＬが平滑化されて負荷ＲＬに安定した直流電力が供給される。
【０００６】
また、上述のような降圧チョッパー回路の回路効率を向上させた同期整流方式の降圧回路が既に提供されている。
【０００７】
同期整流方式の降圧回路は、例えば図１３（ａ），（ｂ）に示すように、図１１のフライホイールダイオードＤ１０の代わりにスイッチング素子ＳＷ１２を設け、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、交互にオン／オフさせることで、負荷ＲＬに安定した直流電力を供給している。なお、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２には現行技術ではｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴが利用されることが多く、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２のそれぞれのボディダイオードは直流電源ＤＣに対して逆並列に接続されている。
【０００８】
ところで、図１１に示す降圧チョッパー回路では、スイッチング素子ＳＷ１１のオフ期間に回生電流がフライホイールダイオードＤ１０に流れると、図１２（ｃ）に示すように、フライホイールダイオードＤ１０に順方向電圧がかかり、フライホイールダイオードＤ１０で順方向ロスが発生する。なおフライホイールダイオードＤ１０の順方向電圧は、一般的に約１．５Ｖである。
【０００９】
これに対して、同期整流方式の降圧回路では、図１３（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオフ、スイッチング素子ＳＷ１２がオンしているとき、回生電流はスイッチング素子ＳＷ１２に流れるのでスイッチング素子ＳＷ１２のオン抵抗ＲDS(ON)によるロスが発生する。しかし、現在の半導体技術においては低オン抵抗化が進んでいるため、同期整流方式の降圧回路のスイッチング素子ＳＷ１２でのロスを、フライホイールダイオードＤ１０でのロスよりも小さくすることでができ、これにより同期整流方式の降圧回路は回路効率を向上させている。
【００１０】
しかし、上述ような同期整流方式の降圧回路では、起動時にスイッチング素子ＳＷ１１が余分に長い時間オンすると、インダクタＬ１０に蓄えられたエネルギーによって、インダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０ならびにスイッチング素子ＳＷ１２に振動（共振）電流が流れ、負荷ＲＬに印加される電圧が瞬間的に過大となり、負荷ＲＬを放電灯としたときには、放電灯を破壊してしまうというという問題がある。
【００１１】
このような起動時に生じる過渡的な過電圧の発生を抑制するため、スイッチング素子ＳＷ１２を起動時から一定時間に限って強制的にオフする同期整流方式の降圧回路を利用したＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路が提案されている（特開平１１−２２０８７４号公報参照）。
【００１２】
上述のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路は、ノートパソコンなどの携帯型電子機器に搭載される電池の電圧が使用時間と共に低下しても、負荷側の装置に一定の電圧を供給するものである。
【００１３】
スイッチング素子ＳＷ１２を起動時から一定時間だけ強制的にオフすることにより、スイッチング素子ＳＷ１１のオフ期間中に流れる振動電流を、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードを介して流し、過渡的な過電圧の発生を抑制している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、負荷ＲＬをＨＩＤランプなどの放電灯にした場合、放電灯の負荷インピーダンスが始動から安定点灯するまで大きく変動する。
【００１５】
例えばメタルハライドランプや超高圧水銀灯では始動から安定点灯に至までに毎回、負荷インピーダンスが約０〜∞まで大きく変化する。このような負荷インピーダンスの変化に対して、放電灯点灯装置は、放電灯を安定点灯するため、例えば図１５（ａ）〜（ｃ）に示すように、始動から安定点灯に至までランプ電圧ＶＬａおよびランプ電流ＩＬａならびにランプ電力ＷＬａを制御している。
【００１６】
放電灯点灯装置を時刻ｔ０に始動すると、放電灯には無負荷２次電圧Ｖ４が印加される。そして、時刻ｔ１で始動用の高圧パルスが印加され、放電灯がブレークオーバーしてアーク放電が始まると、アーク放電を安定に維持するため、ランプ電流ＩＬａを所定の電流値Ｉ２に一定に維持する制御が行われる。時刻ｔ２に、ランプ電圧ＶＬａがブレークオーバーしたときの電圧値Ｖ１から所定の電圧値Ｖ２に達したことを検出すると、放電灯に一定の電力値Ｗ１を供給する定電力制御に切り換えられる。最後に、時刻ｔ４でランプ電圧ＶＬａが定格電圧値Ｖ３に達し、放電灯は安定点灯状態になる。なお、放電灯によっても異なるが、概ね時刻ｔ０の始動から時刻ｔ４の安定点灯状態に至るまで約３〜５分の時間を要する。
【００１７】
さらに、毎回同じ負荷インピーダンスで始動するとは限らず、例えば放電灯を一旦安定点灯させた後、消灯して放電灯の温度が十分に冷えきらないうちに再度始動したとき、始動から安定点灯までの各経過時間におけるランプ電圧の電圧値Ｖは、前回点灯したときの図１５（ａ）中の実線で示すランプ電圧ＶＬａの値と比べて大きくなり、図１５（ａ）中の点線で示すランプ電圧ＶＬａ１に変動する。これと同様に、ランプ電流の電流値Ｉは、図１５（ｂ）中の実線で示すランプ電流ＩＬａの値より小さくなって、図１５（ｂ）中の点線で示すランプ電流ＩＬａ１に変動し、ランプ電力の電力値Ｗは、図１５（ｃ）中の実線で示すランプ電力ＷＬａの値より大きくなって、図１５（ｃ）中の点線で示すランプ電力ＷＬａ１に変動する。これにより、ランプ電圧ＶＬａ１及びランプ電流ＩＬａ１並びにランプ電力ＷＬａ１がそれぞれの定格値に達するまでの時間は前回の点灯時より短くなり、始動から安定点灯までの時間が短くなる。このような変動は、放電灯の温度に起因するものであり、再度始動したときには、放電灯の温度が高くなっていることによって放電灯の管内の圧力が増加し、この圧力の増加によってランプ電圧の電圧値Ｖが大きくなっている。このように放電灯の温度やその他の条件によって、ランプ電圧の電圧値Ｖが始動から所定の電圧値Ｖ２に達する時間、或いは定格電圧値Ｖ３に達するまでの時間などが異なってくる。
【００１８】
また、放電灯の製造バラツキおよび放電灯の寿命の進行度合、並びにその他の条件によっても、放電灯の始動から安定点灯に至るまでの時間や、放電灯の点き易さが異なる。
【００１９】
このように、同期整流型の降圧回路の負荷ＲＬを放電灯とした場合には、放電灯の状態によって始動から安定点灯までの時間が異なるため、スイッチング素子ＳＷ１２を放電灯の始動から一定時間オフしても、始動時の過渡的な過電圧の発生を十分に抑えることができない場合があるといった問題があった。
【００２０】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、始動時に生じる過渡的な過電圧の発生を抑制するとともに、エネルギーロスの低減を図った放電灯点灯装置を提供する。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、直流電源と、ダイオードをそれぞれ逆並列に接続し、直流電源に直列接続する第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第２のスイッチング素子に並列接続するインダクタおよびコンデンサの直列回路と、コンデンサに並列接続する放電灯と、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする制御手段とを備え、制御手段は、少なくとも放電灯の始動時から、ランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値が所望の値に達するときまで、第２のスイッチング素子をオフに固定することを特徴とし、第２のスイッチング素子を少なくとも放電灯の始動時にオフに固定することによって、第１のスイッチング素子をオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯の破損を防止するとともに、安定点灯時にはランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値から放電灯の始動時を判別し、この判別結果に応じて第２のスイッチング素子のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができる。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子がオフしてから第２のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第１の休止期間と、第２のスイッチング素子がオフしてから第１のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第２の休止期間とを設けて、第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン／オフするとともに、放電灯の状態に応じて第１の休止期間を変化させることを特徴とし、第１の休止期間を放電灯の状態に応じて変化させることによって、第１及び第２のスイッチング素子が共にオンして直流電源が短絡するの確実に防ぎつつ、第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流れる電流によって生じるエネルギーロスを低減することができ、またダイオードからの発熱を抑制してダイオード自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができ、その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができる。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、制御手段は、第１の休止期間を、第１のスイッチング素子をオフしてから第１のスイッチング素子に電流が流れないようになるまでの時間より長くすることを特徴とし、直流電源が短絡するのを確実に防ぐことができる。
【００２４】
請求項４の発明は、請求項２又は３の発明において、制御手段は、第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くすることを特徴とし、エネルギーロスの多い第１の休止期間を第２の休止期間より短くすることによって、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、放電灯はＨＩＤランプであることを特徴とし、請求項１〜４の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、ランプ電流の電流経路に１乃至複数個のスイッチング素子を有し、それぞれのスイッチング素子をオン／オフすることにより放電灯に交番した電圧を印加する極性反転回路を備えたことを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、高圧パルスを発生して放電灯を始動させるイグナイタ回路を備えたことを特徴とし、放電灯を点灯し易くすることができる。
【００２８】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、第１のスイッチング素子は、直流電源の正極側に接続され、第２のスイッチング素子は、直流電源の負極側に接続されたことを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置は、図１に示すように、直流電源１０と、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなる第１及び第２のスイッチング素子１，２の直列回路と、第２のスイッチング素子２に並列接続するインダクタＬおよびコンデンサＣの直列回路からなる平滑回路１１と、コンデンサＣに並列接続する例えばメタルハライドランプ又は超高圧水銀ランプなどの直流点灯型の放電灯Ｌａ１と、第１及び第２のスイッチング素子１，２を交互にオン／オフする制御回路２０と、高圧パルスを発生して放電灯Ｌａ１を始動させるイグナイタ回路１４と、制御回路２０からのイグナイタ駆動信号の入力によりイグナイタ回路１４を起動させるイグナイタ起動回路１２と、平滑回路１１のコンデンサＣに並列接続して、放電灯Ｌａ１のランプ電圧ＶＬａに応じた電圧を検出する電圧検出回路１３とを備えている。
【００３０】
直流電源１０は、商用交流電源１０ａと、商用交流電源１０ａから出力される交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換部１０ｂとからなり、スイッチング素子１は、直流電源１０の正極側（ハイサイド）に接続され、第２のスイッチング素子２は、直流電源１０の負極側（ローサイド）に接続される。またこのとき、第１及び第２のスイッチング素子１，２のそれぞれのボディダイオードＤ１，Ｄ２は直流電源１０に対して逆並列に接続される。
【００３１】
イグナイタ起動回路１２は、コンデンサＣに並列接続される抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路と、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の接続点に一端を接続するトランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａと、一次巻線Ｔ１ａの他端およびコンデンサＣ，Ｃ２の接続点の間にドレイン−ソースが接続されるＦＥＴなどのスイッチング素子３とからなる。
【００３２】
イグナイタ回路１４は、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂと、二次巻線Ｔ１ｂの一端にアノードが接続されるダイオードＤ３と、二次巻線Ｔ１ｂの他端に接続される放電ギャップＧａｐと、ダイオードＤ３のカソードと放電ギャップＧａｐとの間に一次巻線Ｔ２ａが接続され、二次巻線Ｔ２ｂが平滑回路１１のインダクタＬ及びコンデンサＣの接続点と放電灯Ｌａ１との間に接続されるトランスＴ２と、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２ａおよび放電ギャップＧａｐの直列回路に並列接続するコンデンサＣ１とからなる。また、トランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂと放電灯Ｌａ１の直列回路には、パルスバイパス用のコンデンサＣ３が並列接続されている。
【００３３】
上述のようなイグナイタ起動回路１２は、放電灯Ｌａ１の始動時に制御回路２０から出力されるイグナイタ駆動信号によってスイッチング素子３がオン／オフされ、イグナイタ回路１４のトランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂに昇圧した電圧を出力させる。イグナイタ回路１４のコンデンサＣ１は、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂから出力された電圧によりに電荷が蓄積され、コンデンサＣ１の電圧値の上昇により放電ギャップＧａｐがブレークすると、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電され、トランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂから放電灯Ｌａ１に高圧パルスが印加される。放電灯Ｌａ１はこの高圧パルスによりブレークオーバーして点灯を開始する。
【００３４】
電圧検出回路１３は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路からなり、抵抗Ｒ２は、イグナイタ回路１４のトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂを介して放電灯Ｌａ１の一端に接続され、抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ４を介して放電灯Ｌａ１の他端に接続されている。このような電圧検出回路１３は、ランプ電圧ＶＬａを分圧してランプ電圧検出信号として制御回路２０に出力する。
【００３５】
制御回路２０は、上述の電圧検出回路１３から出力されるランプ電圧検出信号を入力するとともに、放電灯Ｌａ１に流れるランプ電流をランプ電流検出信号として入力し、ランプ電圧検出信号とランプ電流検出信号に応じて第１及び第２のスイッチング素子１，２およびイグナイタ起動回路１２を制御する。
【００３６】
この制御回路２０は、図２に示すように、ランプ電圧検出信号およびランプ電流検出信号を入力して必要なフィードバックレベルを演算し、レベル信号を出力する演算部２１と、レベル信号に応じてハイサイドの第１のスイッチング素子１を駆動するハイサイド駆動用の矩形波信号を出力するＰＷＭ制御用ＩＣ２２と、ハイサイド駆動用の矩形波信号を第１のスイッチング素子１のゲート−ソース間に伝達するハイサイド駆動信号出力部２３ａと、ハイサイド駆動用の矩形波信号を入力してローサイドの第２のスイッチング素子２を駆動するローサイド駆動用の矩形波信号を作成し、ハイサイド駆動用の矩形波信号から所定のタイミングで出力する単安定マルチバイブレータ（以下、「単安定マルチ」と略す）ＭＭ１，ＭＭ２と、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２により出力されたローサイド駆動用の矩形波信号を第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に伝達するローサイド駆動信号出力部２３ｂとを備えている。さらに制御回路２０は、演算部２１からのレベル信号の電圧値と基準電圧値とを比較し、比較信号を出力する比較部２４と、比較部２４からの比較信号によりオン／オフしてローサイド駆動信号出力部２３ｂからのローサイド駆動用の矩形波信号の出力を強制的に停止するトランジスタなどのスイッチング素子ＳＷ６と、ランプ電圧検出信号に応じてイグナイタ駆動信号を出力してイグナイタ起動回路１２のスイッチング素子３をオン／オフするイグナイタ駆動信号出力部２５とを備えている。
【００３７】
ＰＷＭ制御用ＩＣ２２には、それぞれ一端を接地した抵抗Ｒｔ２２とコンデンサＣｔ２２が接続されており、ＰＷＭ制御用ＩＣ２２から出力する矩形波信号の発振周波数は、抵抗Ｒｔ２２の抵抗値とコンデンサＣｔ２２の容量値によって決まる。
【００３８】
単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２にも同様に、それぞれ一端を接地した抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２とコンデンサＣｔ１，Ｃｔ２が接続され、単安定マルチＭＭ１の入力端ＢはＰＷＭ制御用ＩＣ２２の出力端に接続し、単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂは単安定マルチＭＭ１の出力端Ｃに接続している。
【００３９】
この単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２は、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、図３に示すように、それぞれ一端を接地した抵抗ＲｔとコンデンサＣｔを接続して用いられる。例えば図４に示すように、入力端Ａにコントロール電圧Ｖｃが入力され（図４（ａ）参照）、入力端Ｂに信号出力部５０からのトリガ信号が入力したとき（図４（ｂ）参照）、単安定マルチＭＭは、トリガ信号の立下りでトリガされて、コントロール電圧Ｖｃの電圧値および抵抗Ｒｔの抵抗値ならびにコンデンサＣｔの容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍの矩形波信号を出力端Ｃから出力する（図４（ｃ）参照）。
【００４０】
つまり、単安定マルチＭＭ１は、入力端Ｂにハイサイド駆動用の矩形波信号を入力し、この矩形波信号の立下りでトリガされて、抵抗Ｒ１３，１４で分圧されて入力端Ａに入力するコントロール電圧Ｖｃ１の電圧値および抵抗Ｒｔ１の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ１の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号を出力端Ｃから単安定マルチＭＭ２に出力する。そして、単安定マルチＭＭ２は、入力端Ｂに入力される単安定マルチＭＭ１からの矩形信号の立下りでトリガされて、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６で分圧されて入力端Ａに入力するコントロール電圧Ｖｃ２の電圧値および抵抗Ｒｔ２の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ２の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ２の矩形波信号を出力端Ｃからローサイド駆動信号出力部２３ｂに出力する。
【００４１】
このような単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２とＰＷＭ制御用ＩＣの一連の動作について、図５に基づいて以下に説明する。
【００４２】
図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御用ＩＣ２２から演算部２１のレベル信号に応じたパルス幅Ｗ２２および発振周期Ｔａ１のハイサイド駆動用の矩形波信号が出力される。この矩形波信号がハイサイド駆動信号出力部２３ａから第１のスイッチング素子１に伝達されて、第１のスイッチング素子１は矩形波信号のパルス幅Ｗ２２の間、オンする。
【００４３】
次に、上述のハイサイド駆動用の矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ１の入力端Ｂに入力すると、図５（ｂ）に示すように、単安定マルチＭＭ１はパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号を出力する。
【００４４】
さらに、単安定マルチＭＭ１から出力された矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに入力すると、図５（ｃ）に示すように、単安定マルチＭＭ２はパルス幅Ｗｍｍ２のローサイド駆動用の矩形波信号を出力する。この矩形波信号がローサイド駆動信号出力部２３ｂから第２のスイッチング素子２に伝達されて、第２のスイッチング素子２は矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２の間、オンする。
【００４５】
その結果、図５（ｂ）に示す単安定マルチＭＭ１からパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号が出力されている間は、第１のスイッチング素子１がオフしてから第２のスイッチング素子２がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第１の休止期間Ｔｄ１となる。そして、単安定マルチＭＭ２から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２が、Ｗｍｍ２＜（Ｔａ１−Ｗ２２−Ｗｍｍ１）の関係を満みたすように抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒｔ２の抵抗値およびコンデンサＣｔ２の容量値を設定することで、第２のスイッチング素子２がオフしてから第１のスイッチング素子１がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第２の休止期間Ｔｄ２を設けている。このように、制御回路２０は第１及び第２の休止期間を設けて、第１及び第２のスイッチング素子１，２をそれぞれ交互にオン／オフすることによって、第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオンして直流電源１０が短絡するのを防ぐことができる。
【００４６】
ところで、上述のような本実施形態の放電灯点灯装置を始動してから安定点灯に至るまでの動作について、図６に基づいて以下に説明する。
【００４７】
図６（ａ），（ｂ）に示すように、時刻ｔ０で直流電源１０のＡＣ−ＤＣ変換部１０ｂから直流電力が出力され、放電灯Ｌａ１に無負荷２次電圧Ｖ４が印加される。このとき、放電灯Ｌａ１は点灯せず、制御回路２０の演算部２１はランプ電圧検出信号及びランプ電流検出信号を入力してレベル信号を出力する。このレベル信号の出力により、上述のようにハイサイド駆動信号出力部２３ａ及びローサイド駆動信号出力部２３ｂはそれぞれハイサイド駆動用およびローサイド駆動用の矩形波信号を入力する。比較部２４は、レベル信号を入力してレベル信号の電圧値を基準電圧値と比較し、Ｌレベルの比較信号を抵抗Ｒ１７を介してスイッチング素子ＳＷ６に出力する。比較部２４からＬレベルの比較信号が出力されている間、スイッチング素子ＳＷ６はオフに維持され、上述の単安定マルチＭＭ２からローサイド駆動用の矩形波信号が出力されないようにしている。その結果、制御回路２０は放電灯Ｌａ１の始動時、図６（ｄ）に示すように、第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に矩形波信号を出力せずに第２のスイッチング素子２をオフに固定する。そして、図６（ｃ）に示すように、ハイサイド駆動信号出力部２３ａからのみ第１のスイッチング素子１に矩形波信号が出力されて第１のスイッチング素子１はオン／オフを繰り返す。このとき、第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフしたときには、平滑回路１１のインダクタＬに蓄えられたエネルギーは、第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２を介して回生される。
【００４８】
制御回路２０は、ランプ電圧検出信号によりイグナイタ駆動信号出力部２５からイグナイタ駆動信号をイグナイタ起動回路１２に出力し、時刻ｔ１において、高圧パルスがイタイグナイタ回路１４から放電灯Ｌａ１に印加され、放電灯Ｌａ１はブレークオーバーしてアーク放電を開始する。そして時刻ｔ２にランプ電圧ＶＬａが予め設定された電圧値Ｖ２に達すると、演算部２１は、レベル信号の電圧値を変化させて、比較部２４からＨレベルの信号を出力させてスイッチング素子ＳＷ６をオンする。その結果、単安定マルチＭＭ２からのローサイド駆動用の矩形波信号が、ローサイド駆動信号出力部２３ｂを介して第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に伝達されて、図６（ｃ），（ｄ）に示すように、第１及び第２のスイッチング素子１，２はそれぞれ交互にオン／オフする同期整流動作を開始する。そして最後に、図６（ａ），（ｂ）に示すように、時刻ｔ３でランプ電流ＩＬａ及びランプ電圧ＶＬａは定格値に達し、放電灯Ｌａ１は安定点灯する。
【００４９】
このように本実施形態の制御回路２０は、放電灯Ｌａ１の始動時、すなわち放電灯Ｌａ１の始動からランプ電圧ＶＬａが設定された電圧値Ｖ２に達するときまで第２のスイッチング素子２をオフに固定することによって、第１のスイッチング素子１がオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯Ｌａ１の破損を防止することができる。さらに、放電灯Ｌａ１の始動後、すなわちランプ電圧ＶＬａが電圧値Ｖ２に達すると、第２のスイッチング素子２のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子１，２を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができる。本実施形態ではランプ電圧ＶＬａが所定の値に達するときまでを始動時として第２のスイッチング素子２をオフに固定したが、ランプ電圧ＶＬａ及びランプ電流ＩＬａ並びにランプ電力ＷＬａのうち少なくとも１つの値が所定の値に達するときまで第２のスイッチング素子２をオフに固定しても良い。また、放電灯Ｌａ１はメタルハライドランプや超高圧水銀ランプ以外のＨＩＤランプとしても良い。
【００５０】
ところで本実施形態では、図１３に示す従来例と同様、放電灯Ｌａ１をブレークオーバーさせてから安定点灯に至るまでランプ電圧ＶＬａが低いために、ランプ電流ＩＬａの電流値は定格電流値Ｉ１よりも大きくなる（図６（ａ）参照）。例えば図１３に示す従来例では、このときスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を共にオフすると、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードに短時間にフライホイール電流が流れて、スイッチング素子ＳＷ１２の温度上昇が促進され、最悪の場合にはスイッチング素子ＳＷ１２を破壊に至らしめて放電灯点灯装置の信頼性を引き下げることがある。スイッチング素子ＳＷ１２の破壊を防ぐため、サーマルプロテクタといった過熱保護素子を設けることがあるが、この場合には加熱保護素子の誤動作を生じさせることがあり、温度上昇を緩和するために放熱面積を大きくした場合には、放電灯点灯装置の小型軽量化の目的に適さないこととなってしまう。
【００５１】
さらに、上述のようなフライホイール電流によって、エネルギーロスが生じ、回路効率が低減する。例えば、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を、第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２を設けてそれぞれ交互にオン／オフさせると、インダクタＬ１０には、図１４（ａ）に示すような電流ＩＬが流れる。第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬは、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードを介して流れ、このボディダイオードでロスが生じる。また、第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２で電流ＩＬの値を比べると、第１の休止期間Ｔｄ１で流れる電流ＩＬの値の方が、第２の休止期間Ｔｄ２で流れる電流ＩＬの値よりも大きく、その結果、第１の休止期間Ｔｄ１のときのロス及び温度上昇は、第２の休止期間Ｔｄ２のときよりも大きくなる。
【００５２】
このように第１の休止期間Ｔｄ１でのロスは大きく、同期整流動作時に第１の休止期間Ｔｄ１を短くすることによって、エネルギーロスをさらに低減することができる。
【００５３】
そこで本実施形態では、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒｔ１のそれぞれの抵抗値およびコンデンサＣｔ１の容量値を設定することにより単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１を短くし、第１の休止期間Ｔｄ１を短くすることによって、第１の休止期間Ｔｄ１の間に第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流れる電流量を抑制し、エネルギーロスをさらに低減している。また、エネルギーロスの多い第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くしたときには、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
（実施形態２）
本実施形態は、制御回路２０に特徴があり、それ以外の構成は実施形態１と共通するので、共通する部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００５４】
本実施形態の制御回路２０は、図７に示すように、実施形態１のＰＷＭ制御用ＩＣ２２の代わりに発振器２６及び発振器２６から出力される発振信号を入力してハイサイド駆動用の矩形波信号を出力する単安定マルチＭＭ３と、単安定マルチＭＭ３から出力される矩形波信号を入力して、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号と比較するための比較用の矩形波信号を出力する単安定マルチＭＭ４と、単安定マルチＭＭ１からの矩形波信号と比較用の矩形波信号とが共に出力されているとき、矩形波信号を単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに出力するＡＮＤ回路２７とを備えている。また、実施形態１の比較部２４及びスイッチング素子ＳＷ６並びに抵抗Ｒ１７，Ｒ１８の代わりに信号停止部３１を設け、信号停止部３１は、レベル信号の電圧値に応じてローサイド駆動信号出力部２３ｂからのローサイド駆動用の矩形波信号の出力を停止する。
【００５５】
発振器２６は、一端を接地した抵抗Ｒｔ２６およびコンデンサＣｔ２６が接続されて、抵抗Ｒｔ２６の抵抗値およびコンデンサＣｔ２６の容量値から定まる発振周波数の矩形波信号を出力する。
【００５６】
単安定マルチＭＭ３は、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２と同様、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、一端を接地した抵抗Ｒｔ３およびコンデンサＣｔ３が接続されている。抵抗Ｒｔ３の抵抗値及びコンデンサＣｔ３の容量値は、それぞれ単安定マルチＭＭ１に接続された抵抗Ｒｔ１の抵抗値及びコンデンサＣｔ１の容量値と略等しくしている。また、単安定マルチＭＭ３の入力端Ａには演算部２１の出力端、入力端Ｂには発振器２６の出力端がそれぞれ接続され、出力端Ｃは単安定マルチＭＭ１，ＭＭ４及びハイサイド駆動信号出力部２３ａに接続されている。
【００５７】
この単安定マルチＭＭ３は、入力端Ｂに発振器２６からの発振信号が入力されると、発振信号の立下りでトリガされて、入力端Ａに入力されるレベル信号の電圧値及び抵抗Ｒｔ３の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ３の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ３のハイサイド駆動用の矩形波信号を出力端Ｃから出力する。
【００５８】
単安定マルチＭＭ４は、他の単安定マルチＭＭ１〜ＭＭ３と同様、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、一端を接地した抵抗Ｒｔ４およびコンデンサＣｔ４が接続されている。単安定マルチＭＭ４の入力端Ａには抵抗Ｒ１９，Ｒ２０によって分圧されたコントロール電圧Ｖｃ４が入力され、出力端ＣはＡＮＤ回路２７の入力端に接続されている。
【００５９】
この単安定マルチＭＭ４の入力端Ｂに単安定マルチＭＭ３からの矩形波信号が入力されると、この矩形波信号の立下りでトリガされて、入力端Ａに入力されるコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値及び抵抗Ｒｔ４の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ４の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ４の矩形波信号を出力端Ｃから出力する。ここで、放電灯点灯装置の動作している間はコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値を一定にし、パルス幅Ｗｍｍ４を一定に保つようにしている。
【００６０】
単安定マルチＭＭ１の入力端Ａは、演算部２１の出力端に接続され、出力端Ｃは単安定マルチＭＭ４と同様にＡＮＤ回路２７の入力端に接続されている。そしてＡＮＤ回路２７の出力端は、単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに接続している。
【００６１】
このような制御回路２０の動作について、図８（ａ）〜（ｅ）に基づいて以下に説明する。
【００６２】
図８（ａ）に示すように、単安定マルチＭＭ３からは、演算部２１のレベル信号に応じたパルス幅Ｗｍｍ３、および発振器２６の発振周波数に対応する発振周期Ｔａ２の矩形波信号が出力される。この矩形波信号は、ハイサイド駆動信号出力部２３ａから第１のスイッチング素子１に伝達され、第１のスイッチング素子１はパルス幅Ｗｍｍ３の間オンする。
【００６３】
次に、上述のハイサイド駆動用の矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ１の入力端Ｂに入力されると、図８（ｂ）に示すように、単安定マルチＭＭ１からパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号が出力される。このとき、単安定マルチＭＭ３に接続された抵抗Ｒｔ３の抵抗値およびコンデンサＣｔ３の容量値を、単安定マルチＭＭ１に接続された抵抗Ｒｔ２の抵抗値およびコンデンサＣｔ２の容量値と略等しくし、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ３のそれぞれの入力端Ａには、演算部２１から出力されるレベル信号を共に入力して、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１と、単安定マルチＭＭ３から出力されるハイサイド駆動用の矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ３とを、レベル信号に応じて互いに略等しく変化させている。
【００６４】
そして、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号と略同時に、単安定マルチＭＭ４からも、図８（ｃ）に示すように、パルス幅Ｗｍｍ４の比較用の矩形波信号が出力される。
【００６５】
さらに、上述の単安定マルチＭＭ１，ＭＭ４からそれぞれ矩形波信号が共に出力されているとき、図８（ｄ）に示すように、ＡＮＤ回路２７から単安定マルチＭＭ２にパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力され、この矩形波信号の立下りでトリガされて単安定マルチＭＭ２は、図８（ｅ）に示すように、パルス幅Ｗｍｍ２のローサイド駆動用の矩形波信号を出力する。このローサイド駆動用の矩形波信号は、ローサイド駆動信号出力部２３ａにより第２のスイッチング素子２に伝達され、第２のスイッチング素子２はパルス幅Ｗｍｍ２の間オンする。
【００６６】
つまり、図８（ｄ）に示すＡＮＤ回路２７から出力されるパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力されている間は、第１のスイッチング素子１がオフしてから第２のスイッチング素子２がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第１の休止期間Ｔｄ１となる。そして、単安定マルチＭＭ２からの矩形波信号の出力が停止してから、次に単安定マルチＭＭ３から矩形波信号が出力されるまでの間は、第２のスイッチング素子２がオフしてから第１のスイッチング素子１をオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第２の休止期間Ｔｄ２となる。
【００６７】
ところで、図１３に示す従来例の同期整流型の降圧回路を利用した放電灯点灯装置において、第１及び第２の休止期間を設けてスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を交互にオン／オフすると、放電灯Ｌａ１の点灯初期にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ１は、図１６に示すように、電流値Ｉｐ１をピークにして振動し、放電灯Ｌａ１の安定点灯時にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ２は、電流ＩＬ１の電流値よりも小さい電流値Ｉｐ２をピークにして振動する。なお、インダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２は、インダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０により平滑化されて放電灯Ｌａ１には電流値ＩＬａ１，ＩＬａ２の電流が流れる。
【００６８】
また、スイッチング素子ＳＷ１１をオフしたときには、理想的な場合を除いて、しばらくの間電流が流れ、オフされてから電流が流れなくなるまでに時間Ｔｏｆｆを要する。放電灯Ｌａ１の点灯初期にスイッチング素子ＳＷ１１をオフした場合、図１７に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１に流れる電流が電流値Ｉｐ１から略０に至るまでに時間Ｔｏｆｆ１を要し、放電灯Ｌａ１の安定点灯時にスイッチング素子ＳＷ１１をオフした場合には、図１８に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１に流れる電流が電流値Ｉｐ２から略０に至るまでに時間Ｔｏｆｆ２を要する。電流値Ｉｐ１は、電流値Ｉｐ２よりも大きいため、時間Ｔｏｆｆ１は時間Ｔｏｆｆ２よりも長くなる。このように放電灯Ｌａ１の状態に応じて、スイッチング素子ＳＷ１１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間Ｔｏｆｆは変動する。つまり、放電灯Ｌａ１の状態に応じて第１のスイッチング素子１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間は変動し、この時間より第１の休止期間Ｔｄ１が短いと、直流電源１０が短絡することとなってしまう。
【００６９】
本実施形態では、単安定マルチＭＭ１の入力端Ａに演算部２１から出力されるレベル信号を入力することによって、単安定マルチＭＭ１からの矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１を放電灯Ｌａ１の状態に応じて変化させ、ＡＮＤ回路２７は単安定マルチＭＭ４からの一定のパルス幅Ｗｍｍ４よりも長くならない範囲で、パルス幅Ｗｍｍ１と略等しいパルス幅Ｗ２７の矩形波信号を出力し、このパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力されている間を第１の休止期間Ｔｄ１としているので、第１の休止期間Ｔｄ１は放電灯Ｌａ１の状態に応じて変化する。
【００７０】
そこで、例えばランプ電流ＩＬａの電流値に応じて、第１の休止期間Ｔｄ１を第１のスイッチング素子１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間より長くすることによって、上述の従来例のように直流電源１０が短絡するのを確実に防ぐことができる。
【００７１】
さらに、第１の休止期間Ｔｄ１を、放電灯Ｌａ１の状態に応じて短く変化させることによって、第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流れる電流によって生じるロスを低減することができ、ボディダイオードＤ２からの発熱を抑制して第２のスイッチング素子２自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができる。その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができる。
【００７２】
またさらに、パルス幅Ｗｍｍ４を単安定マルチＭＭ２から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２より小さくなるように、抵抗Ｒｔ４の抵抗値およびコンデンサＣｔ４の容量値ならびにコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値を調整することで、第１の休止期間Ｔｄ１を容易に第２の休止期間Ｔｄ２よりも短くすることができ、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
（実施形態３）
本実施形態における基本構成は実施形態２と共通するために共通する部分については同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ詳細に説明する。
【００７３】
本実施形態の放電灯点灯装置には、図９に示すように、実施形態１又は２の直流点灯型の放電灯Ｌａ１の代わりに交流点灯型の放電灯Ｌａ２が備えられ、ランプ電流の電流経路に例えばＦＥＴなどのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有して、それぞれのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオン／オフすることにより放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加する極性反転回路１５が設けられている。
【００７４】
スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の直列回路と、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ２の直列回路とは、電圧検出回路１３に並列接続され、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の接続点とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ２の接続点との間に、トランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂと放電灯Ｌａ２の直列回路が接続されている。
【００７５】
また、制御回路２０は、図１０に示すように、所定の周波数の発振信号を出力する発振器２８と、発振器２８から出力される発振信号に応じてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４を交互にオン／オフするドライバ２９ａと、発振器２８から出力される発振信号を反転するインバータ３０と、発振器２８から出力されてインバータ３０で反転された信号に応じてスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３を交互にオン／オフするドライバ２９ｂとを具備している。
【００７６】
制御回路２０によりスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオンされ、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４が共にオフされたときには、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を介してトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂから放電灯Ｌａ２に電流が流れるとともに、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオフされ、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４が共にオンされたときには、逆にスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を介して放電灯Ｌａ２からトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂに電流が流れる。このように、制御回路２０は、１対のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、１対のスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とをそれぞれ各対で交互にオン／オフすることによって、放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加する。
【００７７】
なお、上述のような極性反転回路１５の動作及び制御方法については、従来周知の技術のため詳細な説明は省略する。
【００７８】
本実施形態では、極性反転回路１５を設けたことによって、放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加するようにしたことによって、交流点灯型の放電灯Ｌａ２を点灯させることができる。
【００７９】
ところで、本実施形態では極性反転回路１５を４つのスイッチング素子から成るフルブリッジ回路としたが、２つのスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路や、一石式の回路としても良い。
【００８０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源と、ダイオードをそれぞれ逆並列に接続し、直流電源に直列接続する第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第２のスイッチング素子に並列接続するインダクタおよびコンデンサの直列回路と、コンデンサに並列接続する放電灯と、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする制御手段とを備え、制御手段は、少なくとも放電灯の始動時から、ランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値が所望の値に達するときまで、第２のスイッチング素子をオフに固定するので、第２のスイッチング素子を少なくとも放電灯の始動時にオフに固定することによって、第１のスイッチング素子をオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯の破損を防止するとともに、安定点灯時にはランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値から放電灯の始動時を判別し、この判別結果に応じて第２のスイッチング素子のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができるという効果がある。
【００８１】
請求項２の発明は、制御手段は、第１のスイッチング素子がオフしてから第２のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第１の休止期間と、第２のスイッチング素子がオフしてから第１のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第２の休止期間とを設けて、第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン／オフするとともに、放電灯の状態に応じて第１の休止期間を変化させるので、第１の休止期間を放電灯の状態に応じて変化させることによって、第１及び第２のスイッチング素子が共にオンして直流電源が短絡するの確実に防ぎつつ、第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流れる電流によって生じるエネルギーロスを低減することができ、またダイオードからの発熱を抑制してダイオード自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができ、その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができるという効果がある。
【００８２】
請求項３の発明は、制御手段は、第１の休止期間を、第１のスイッチング素子をオフしてから第１のスイッチング素子に電流が流れないようになるまでの時間より長くするので、直流電源が短絡するのを確実に防ぐことができるという効果がある。
【００８３】
請求項４の発明は、制御手段は、第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くするので、エネルギーロスを効率良く低減することができるという効果がある。
【００８４】
請求項５の発明は、放電灯はＨＩＤランプであるので、請求項１〜４の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８５】
請求項６の発明は、ランプ電流の電流経路に１乃至複数個のスイッチング素子を有し、それぞれのスイッチング素子をオン／オフすることにより放電灯に交番した電圧を印加する極性反転回路を備えたので、請求項１〜５の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８６】
請求項７の発明は、高圧パルスを発生して放電灯を始動させるイグナイタ回路を備えたので、放電灯を点灯し易くすることができるという効果がある。
【００８７】
請求項８の発明は、第１のスイッチング素子は、直流電源の正極側に接続され、第２のスイッチング素子は、直流電源の負極側に接続されたので、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の制御回路を示す回路図である。
【図３】同上の単安定マルチバイブレータの使用例を示す回路図である。
【図４】同上の単安定マルチバイブレータの動作説明図である。
【図５】同上の制御回路の動作説明図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態２の制御回路を示す回路図である。
【図８】同上の制御回路の動作説明図である。
【図９】実施形態３を示す回路図である。
【図１０】同上の制御回路を示す回路図である。
【図１１】従来例を示す回路図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】同上の他の回路図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の他の動作説明図である。
【図１６】同上のインダクタに流れる電流を示す説明図である。
【図１７】同上のスイッチング素子に流れる電流を示す説明図である。
【図１８】同上のスイッチング素子に流れる電流を示す他の説明図である。
【符号の説明】
１，２ スイッチング素子
１０ 直流電源
１１ 平滑回路
１２ イグナイタ起動回路
１３ 電圧検出回路
１４ イグナイタ回路
２０ 制御部
Ｃ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ボディダイオード
Ｌ インダクタ
Ｌａ１ 放電灯
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものであり、特にプロジェクタなどの産業用機器に内蔵されるＨＩＤランプの点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
プロジェクタは、光源として使用されるメタルハライドランプや超高圧水銀灯などの放電灯を有する放電灯点灯装置を本体内部に備えている。このようなプロジェクタは本体を小型軽量化するために、本体に内蔵される放電灯点灯装置の小型軽量化が要求されている。また、放電灯点灯装置の小型軽量化を図るには、一般的に信頼性を高めるため、放電灯点灯装置の回路でのエネルギーロスを低減して回路効率を高め、回路での発熱を抑えることが必要となる。
【０００３】
メタルハライドランプなどのＨＩＤランプを点灯するための放電灯点灯装置には、一般的に降圧チョッパー回路が利用され、放電灯の始動過程において必要な無負荷２次電圧を確保し、点灯後の放電灯に安定な電力を供給し易くしている。
【０００４】
降圧チョッパー回路の基本回路は、例えば図１１（ａ），（ｂ）に示すように、直流電源ＤＣと、直流電源ＤＣに直列に接続されたスイッチング素子ＳＷ１１およびフライホイールダイオードＤ１０の直列回路と、フライホイールダイオードＤ１０に並列接続するインダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０からなる平滑回路と、コンデンサＣ１０に並列接続する負荷ＲＬとを備えている。
【０００５】
このような降圧チョッパー回路は、図１２（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１をチョッピング動作することにより、直流電源ＤＣの出力電圧を平滑回路で平滑化し、負荷ＲＬに平滑化された直流電圧を出力するものである。図１１（ａ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオンしているとき（例えば時刻ｔ０〜ｔ１）には、直流電源ＤＣからスイッチング素子ＳＷ１１を介して平滑回路に電流が流れ、このときインダクタＬ１０にエネルギーが蓄えられる。そして、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオフしているとき（例えば時刻ｔ１〜ｔ２）には、図１２（ｃ）に示すようにフライホイールダイオードＤ１０がオンして、インダクタＬ１０に蓄えられたエネルギーは、負荷ＲＬおよびフライホイールダイオードＤ１０を通じてインダクタＬ１０に回生される。このようなスイッチング素子ＳＷ１１のオン／オフが繰り返されることにより、図１２（ａ）に示すように、インダクタＬ１０にはスイッチング素子ＳＷ１１がオンしているときに増加し、オフしているときに減少する電流ＩＬが流れ、この電流ＩＬが平滑化されて負荷ＲＬに安定した直流電力が供給される。
【０００６】
また、上述のような降圧チョッパー回路の回路効率を向上させた同期整流方式の降圧回路が既に提供されている。
【０００７】
同期整流方式の降圧回路は、例えば図１３（ａ），（ｂ）に示すように、図１１のフライホイールダイオードＤ１０の代わりにスイッチング素子ＳＷ１２を設け、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、交互にオン／オフさせることで、負荷ＲＬに安定した直流電力を供給している。なお、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２には現行技術ではｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴが利用されることが多く、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２のそれぞれのボディダイオードは直流電源ＤＣに対して逆並列に接続されている。
【０００８】
ところで、図１１に示す降圧チョッパー回路では、スイッチング素子ＳＷ１１のオフ期間に回生電流がフライホイールダイオードＤ１０に流れると、図１２（ｃ）に示すように、フライホイールダイオードＤ１０に順方向電圧がかかり、フライホイールダイオードＤ１０で順方向ロスが発生する。なおフライホイールダイオードＤ１０の順方向電圧は、一般的に約１．５Ｖである。
【０００９】
これに対して、同期整流方式の降圧回路では、図１３（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１がオフ、スイッチング素子ＳＷ１２がオンしているとき、回生電流はスイッチング素子ＳＷ１２に流れるのでスイッチング素子ＳＷ１２のオン抵抗ＲDS(ON)によるロスが発生する。しかし、現在の半導体技術においては低オン抵抗化が進んでいるため、同期整流方式の降圧回路のスイッチング素子ＳＷ１２でのロスを、フライホイールダイオードＤ１０でのロスよりも小さくすることでができ、これにより同期整流方式の降圧回路は回路効率を向上させている。
【００１０】
しかし、上述ような同期整流方式の降圧回路では、起動時にスイッチング素子ＳＷ１１が余分に長い時間オンすると、インダクタＬ１０に蓄えられたエネルギーによって、インダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０ならびにスイッチング素子ＳＷ１２に振動（共振）電流が流れ、負荷ＲＬに印加される電圧が瞬間的に過大となり、負荷ＲＬを放電灯としたときには、放電灯を破壊してしまうというという問題がある。
【００１１】
このような起動時に生じる過渡的な過電圧の発生を抑制するため、スイッチング素子ＳＷ１２を起動時から一定時間に限って強制的にオフする同期整流方式の降圧回路を利用したＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路が提案されている（特開平１１−２２０８７４号公報参照）。
【００１２】
上述のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路は、ノートパソコンなどの携帯型電子機器に搭載される電池の電圧が使用時間と共に低下しても、負荷側の装置に一定の電圧を供給するものである。
【００１３】
スイッチング素子ＳＷ１２を起動時から一定時間だけ強制的にオフすることにより、スイッチング素子ＳＷ１１のオフ期間中に流れる振動電流を、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードを介して流し、過渡的な過電圧の発生を抑制している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、負荷ＲＬをＨＩＤランプなどの放電灯にした場合、放電灯の負荷インピーダンスが始動から安定点灯するまで大きく変動する。
【００１５】
例えばメタルハライドランプや超高圧水銀灯では始動から安定点灯に至までに毎回、負荷インピーダンスが約０〜∞まで大きく変化する。このような負荷インピーダンスの変化に対して、放電灯点灯装置は、放電灯を安定点灯するため、例えば図１５（ａ）〜（ｃ）に示すように、始動から安定点灯に至までランプ電圧ＶＬａおよびランプ電流ＩＬａならびにランプ電力ＷＬａを制御している。
【００１６】
放電灯点灯装置を時刻ｔ０に始動すると、放電灯には無負荷２次電圧Ｖ４が印加される。そして、時刻ｔ１で始動用の高圧パルスが印加され、放電灯がブレークオーバーしてアーク放電が始まると、アーク放電を安定に維持するため、ランプ電流ＩＬａを所定の電流値Ｉ２に一定に維持する制御が行われる。時刻ｔ２に、ランプ電圧ＶＬａがブレークオーバーしたときの電圧値Ｖ１から所定の電圧値Ｖ２に達したことを検出すると、放電灯に一定の電力値Ｗ１を供給する定電力制御に切り換えられる。最後に、時刻ｔ４でランプ電圧ＶＬａが定格電圧値Ｖ３に達し、放電灯は安定点灯状態になる。なお、放電灯によっても異なるが、概ね時刻ｔ０の始動から時刻ｔ４の安定点灯状態に至るまで約３〜５分の時間を要する。
【００１７】
さらに、毎回同じ負荷インピーダンスで始動するとは限らず、例えば放電灯を一旦安定点灯させた後、消灯して放電灯の温度が十分に冷えきらないうちに再度始動したとき、始動から安定点灯までの各経過時間におけるランプ電圧の電圧値Ｖは、前回点灯したときの図１５（ａ）中の実線で示すランプ電圧ＶＬａの値と比べて大きくなり、図１５（ａ）中の点線で示すランプ電圧ＶＬａ１に変動する。これと同様に、ランプ電流の電流値Ｉは、図１５（ｂ）中の実線で示すランプ電流ＩＬａの値より小さくなって、図１５（ｂ）中の点線で示すランプ電流ＩＬａ１に変動し、ランプ電力の電力値Ｗは、図１５（ｃ）中の実線で示すランプ電力ＷＬａの値より大きくなって、図１５（ｃ）中の点線で示すランプ電力ＷＬａ１に変動する。これにより、ランプ電圧ＶＬａ１及びランプ電流ＩＬａ１並びにランプ電力ＷＬａ１がそれぞれの定格値に達するまでの時間は前回の点灯時より短くなり、始動から安定点灯までの時間が短くなる。このような変動は、放電灯の温度に起因するものであり、再度始動したときには、放電灯の温度が高くなっていることによって放電灯の管内の圧力が増加し、この圧力の増加によってランプ電圧の電圧値Ｖが大きくなっている。このように放電灯の温度やその他の条件によって、ランプ電圧の電圧値Ｖが始動から所定の電圧値Ｖ２に達する時間、或いは定格電圧値Ｖ３に達するまでの時間などが異なってくる。
【００１８】
また、放電灯の製造バラツキおよび放電灯の寿命の進行度合、並びにその他の条件によっても、放電灯の始動から安定点灯に至るまでの時間や、放電灯の点き易さが異なる。
【００１９】
このように、同期整流型の降圧回路の負荷ＲＬを放電灯とした場合には、放電灯の状態によって始動から安定点灯までの時間が異なるため、スイッチング素子ＳＷ１２を放電灯の始動から一定時間オフしても、始動時の過渡的な過電圧の発生を十分に抑えることができない場合があるといった問題があった。
【００２０】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、始動時に生じる過渡的な過電圧の発生を抑制するとともに、エネルギーロスの低減を図った放電灯点灯装置を提供する。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、直流電源と、ダイオードをそれぞれ逆並列に接続し、直流電源に直列接続する第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第２のスイッチング素子に並列接続するインダクタおよびコンデンサの直列回路と、コンデンサに並列接続する放電灯と、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする制御手段とを備え、制御手段は、少なくとも放電灯の始動時から、ランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値が所望の値に達するときまで、第２のスイッチング素子をオフに固定することを特徴とし、第２のスイッチング素子を少なくとも放電灯の始動時にオフに固定することによって、第１のスイッチング素子をオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯の破損を防止するとともに、安定点灯時にはランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値から放電灯の始動時を判別し、この判別結果に応じて第２のスイッチング素子のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができる。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御手段は、第１のスイッチング素子がオフしてから第２のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第１の休止期間と、第２のスイッチング素子がオフしてから第１のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第２の休止期間とを設けて、第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン／オフするとともに、放電灯の状態に応じて第１の休止期間を変化させることを特徴とし、第１の休止期間を放電灯の状態に応じて変化させることによって、第１及び第２のスイッチング素子が共にオンして直流電源が短絡するの確実に防ぎつつ、第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流れる電流によって生じるエネルギーロスを低減することができ、またダイオードからの発熱を抑制してダイオード自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができ、その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができる。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、制御手段は、第１の休止期間を、第１のスイッチング素子をオフしてから第１のスイッチング素子に電流が流れないようになるまでの時間より長くすることを特徴とし、直流電源が短絡するのを確実に防ぐことができる。
【００２４】
請求項４の発明は、請求項２又は３の発明において、制御手段は、第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くすることを特徴とし、エネルギーロスの多い第１の休止期間を第２の休止期間より短くすることによって、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、放電灯はＨＩＤランプであることを特徴とし、請求項１〜４の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、ランプ電流の電流経路に１乃至複数個のスイッチング素子を有し、それぞれのスイッチング素子をオン／オフすることにより放電灯に交番した電圧を印加する極性反転回路を備えたことを特徴とし、請求項１〜５の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、高圧パルスを発生して放電灯を始動させるイグナイタ回路を備えたことを特徴とし、放電灯を点灯し易くすることができる。
【００２８】
請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、第１のスイッチング素子は、直流電源の正極側に接続され、第２のスイッチング素子は、直流電源の負極側に接続されたことを特徴とし、請求項１〜７の何れかの発明と同様の作用を奏する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置は、図１に示すように、直流電源１０と、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなる第１及び第２のスイッチング素子１，２の直列回路と、第２のスイッチング素子２に並列接続するインダクタＬおよびコンデンサＣの直列回路からなる平滑回路１１と、コンデンサＣに並列接続する例えばメタルハライドランプ又は超高圧水銀ランプなどの直流点灯型の放電灯Ｌａ１と、第１及び第２のスイッチング素子１，２を交互にオン／オフする制御回路２０と、高圧パルスを発生して放電灯Ｌａ１を始動させるイグナイタ回路１４と、制御回路２０からのイグナイタ駆動信号の入力によりイグナイタ回路１４を起動させるイグナイタ起動回路１２と、平滑回路１１のコンデンサＣに並列接続して、放電灯Ｌａ１のランプ電圧ＶＬａに応じた電圧を検出する電圧検出回路１３とを備えている。
【００３０】
直流電源１０は、商用交流電源１０ａと、商用交流電源１０ａから出力される交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換部１０ｂとからなり、スイッチング素子１は、直流電源１０の正極側（ハイサイド）に接続され、第２のスイッチング素子２は、直流電源１０の負極側（ローサイド）に接続される。またこのとき、第１及び第２のスイッチング素子１，２のそれぞれのボディダイオードＤ１，Ｄ２は直流電源１０に対して逆並列に接続される。
【００３１】
イグナイタ起動回路１２は、コンデンサＣに並列接続される抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路と、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の接続点に一端を接続するトランスＴ１の一次巻線Ｔ１ａと、一次巻線Ｔ１ａの他端およびコンデンサＣ，Ｃ２の接続点の間にドレイン−ソースが接続されるＦＥＴなどのスイッチング素子３とからなる。
【００３２】
イグナイタ回路１４は、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂと、二次巻線Ｔ１ｂの一端にアノードが接続されるダイオードＤ３と、二次巻線Ｔ１ｂの他端に接続される放電ギャップＧａｐと、ダイオードＤ３のカソードと放電ギャップＧａｐとの間に一次巻線Ｔ２ａが接続され、二次巻線Ｔ２ｂが平滑回路１１のインダクタＬ及びコンデンサＣの接続点と放電灯Ｌａ１との間に接続されるトランスＴ２と、トランスＴ２の一次巻線Ｔ２ａおよび放電ギャップＧａｐの直列回路に並列接続するコンデンサＣ１とからなる。また、トランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂと放電灯Ｌａ１の直列回路には、パルスバイパス用のコンデンサＣ３が並列接続されている。
【００３３】
上述のようなイグナイタ起動回路１２は、放電灯Ｌａ１の始動時に制御回路２０から出力されるイグナイタ駆動信号によってスイッチング素子３がオン／オフされ、イグナイタ回路１４のトランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂに昇圧した電圧を出力させる。イグナイタ回路１４のコンデンサＣ１は、トランスＴ１の二次巻線Ｔ１ｂから出力された電圧によりに電荷が蓄積され、コンデンサＣ１の電圧値の上昇により放電ギャップＧａｐがブレークすると、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電され、トランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂから放電灯Ｌａ１に高圧パルスが印加される。放電灯Ｌａ１はこの高圧パルスによりブレークオーバーして点灯を開始する。
【００３４】
電圧検出回路１３は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路からなり、抵抗Ｒ２は、イグナイタ回路１４のトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂを介して放電灯Ｌａ１の一端に接続され、抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ４を介して放電灯Ｌａ１の他端に接続されている。このような電圧検出回路１３は、ランプ電圧ＶＬａを分圧してランプ電圧検出信号として制御回路２０に出力する。
【００３５】
制御回路２０は、上述の電圧検出回路１３から出力されるランプ電圧検出信号を入力するとともに、放電灯Ｌａ１に流れるランプ電流をランプ電流検出信号として入力し、ランプ電圧検出信号とランプ電流検出信号に応じて第１及び第２のスイッチング素子１，２およびイグナイタ起動回路１２を制御する。
【００３６】
この制御回路２０は、図２に示すように、ランプ電圧検出信号およびランプ電流検出信号を入力して必要なフィードバックレベルを演算し、レベル信号を出力する演算部２１と、レベル信号に応じてハイサイドの第１のスイッチング素子１を駆動するハイサイド駆動用の矩形波信号を出力するＰＷＭ制御用ＩＣ２２と、ハイサイド駆動用の矩形波信号を第１のスイッチング素子１のゲート−ソース間に伝達するハイサイド駆動信号出力部２３ａと、ハイサイド駆動用の矩形波信号を入力してローサイドの第２のスイッチング素子２を駆動するローサイド駆動用の矩形波信号を作成し、ハイサイド駆動用の矩形波信号から所定のタイミングで出力する単安定マルチバイブレータ（以下、「単安定マルチ」と略す）ＭＭ１，ＭＭ２と、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２により出力されたローサイド駆動用の矩形波信号を第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に伝達するローサイド駆動信号出力部２３ｂとを備えている。さらに制御回路２０は、演算部２１からのレベル信号の電圧値と基準電圧値とを比較し、比較信号を出力する比較部２４と、比較部２４からの比較信号によりオン／オフしてローサイド駆動信号出力部２３ｂからのローサイド駆動用の矩形波信号の出力を強制的に停止するトランジスタなどのスイッチング素子ＳＷ６と、ランプ電圧検出信号に応じてイグナイタ駆動信号を出力してイグナイタ起動回路１２のスイッチング素子３をオン／オフするイグナイタ駆動信号出力部２５とを備えている。
【００３７】
ＰＷＭ制御用ＩＣ２２には、それぞれ一端を接地した抵抗Ｒｔ２２とコンデンサＣｔ２２が接続されており、ＰＷＭ制御用ＩＣ２２から出力する矩形波信号の発振周波数は、抵抗Ｒｔ２２の抵抗値とコンデンサＣｔ２２の容量値によって決まる。
【００３８】
単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２にも同様に、それぞれ一端を接地した抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２とコンデンサＣｔ１，Ｃｔ２が接続され、単安定マルチＭＭ１の入力端ＢはＰＷＭ制御用ＩＣ２２の出力端に接続し、単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂは単安定マルチＭＭ１の出力端Ｃに接続している。
【００３９】
この単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２は、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、図３に示すように、それぞれ一端を接地した抵抗ＲｔとコンデンサＣｔを接続して用いられる。例えば図４に示すように、入力端Ａにコントロール電圧Ｖｃが入力され（図４（ａ）参照）、入力端Ｂに信号出力部５０からのトリガ信号が入力したとき（図４（ｂ）参照）、単安定マルチＭＭは、トリガ信号の立下りでトリガされて、コントロール電圧Ｖｃの電圧値および抵抗Ｒｔの抵抗値ならびにコンデンサＣｔの容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍの矩形波信号を出力端Ｃから出力する（図４（ｃ）参照）。
【００４０】
つまり、単安定マルチＭＭ１は、入力端Ｂにハイサイド駆動用の矩形波信号を入力し、この矩形波信号の立下りでトリガされて、抵抗Ｒ１３，１４で分圧されて入力端Ａに入力するコントロール電圧Ｖｃ１の電圧値および抵抗Ｒｔ１の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ１の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号を出力端Ｃから単安定マルチＭＭ２に出力する。そして、単安定マルチＭＭ２は、入力端Ｂに入力される単安定マルチＭＭ１からの矩形信号の立下りでトリガされて、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６で分圧されて入力端Ａに入力するコントロール電圧Ｖｃ２の電圧値および抵抗Ｒｔ２の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ２の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ２の矩形波信号を出力端Ｃからローサイド駆動信号出力部２３ｂに出力する。
【００４１】
このような単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２とＰＷＭ制御用ＩＣの一連の動作について、図５に基づいて以下に説明する。
【００４２】
図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御用ＩＣ２２から演算部２１のレベル信号に応じたパルス幅Ｗ２２および発振周期Ｔａ１のハイサイド駆動用の矩形波信号が出力される。この矩形波信号がハイサイド駆動信号出力部２３ａから第１のスイッチング素子１に伝達されて、第１のスイッチング素子１は矩形波信号のパルス幅Ｗ２２の間、オンする。
【００４３】
次に、上述のハイサイド駆動用の矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ１の入力端Ｂに入力すると、図５（ｂ）に示すように、単安定マルチＭＭ１はパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号を出力する。
【００４４】
さらに、単安定マルチＭＭ１から出力された矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに入力すると、図５（ｃ）に示すように、単安定マルチＭＭ２はパルス幅Ｗｍｍ２のローサイド駆動用の矩形波信号を出力する。この矩形波信号がローサイド駆動信号出力部２３ｂから第２のスイッチング素子２に伝達されて、第２のスイッチング素子２は矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２の間、オンする。
【００４５】
その結果、図５（ｂ）に示す単安定マルチＭＭ１からパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号が出力されている間は、第１のスイッチング素子１がオフしてから第２のスイッチング素子２がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第１の休止期間Ｔｄ１となる。そして、単安定マルチＭＭ２から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２が、Ｗｍｍ２＜（Ｔａ１−Ｗ２２−Ｗｍｍ１）の関係を満みたすように抵抗Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒｔ２の抵抗値およびコンデンサＣｔ２の容量値を設定することで、第２のスイッチング素子２がオフしてから第１のスイッチング素子１がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第２の休止期間Ｔｄ２を設けている。このように、制御回路２０は第１及び第２の休止期間を設けて、第１及び第２のスイッチング素子１，２をそれぞれ交互にオン／オフすることによって、第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオンして直流電源１０が短絡するのを防ぐことができる。
【００４６】
ところで、上述のような本実施形態の放電灯点灯装置を始動してから安定点灯に至るまでの動作について、図６に基づいて以下に説明する。
【００４７】
図６（ａ），（ｂ）に示すように、時刻ｔ０で直流電源１０のＡＣ−ＤＣ変換部１０ｂから直流電力が出力され、放電灯Ｌａ１に無負荷２次電圧Ｖ４が印加される。このとき、放電灯Ｌａ１は点灯せず、制御回路２０の演算部２１はランプ電圧検出信号及びランプ電流検出信号を入力してレベル信号を出力する。このレベル信号の出力により、上述のようにハイサイド駆動信号出力部２３ａ及びローサイド駆動信号出力部２３ｂはそれぞれハイサイド駆動用およびローサイド駆動用の矩形波信号を入力する。比較部２４は、レベル信号を入力してレベル信号の電圧値を基準電圧値と比較し、Ｌレベルの比較信号を抵抗Ｒ１７を介してスイッチング素子ＳＷ６に出力する。比較部２４からＬレベルの比較信号が出力されている間、スイッチング素子ＳＷ６はオフに維持され、上述の単安定マルチＭＭ２からローサイド駆動用の矩形波信号が出力されないようにしている。その結果、制御回路２０は放電灯Ｌａ１の始動時、図６（ｄ）に示すように、第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に矩形波信号を出力せずに第２のスイッチング素子２をオフに固定する。そして、図６（ｃ）に示すように、ハイサイド駆動信号出力部２３ａからのみ第１のスイッチング素子１に矩形波信号が出力されて第１のスイッチング素子１はオン／オフを繰り返す。このとき、第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフしたときには、平滑回路１１のインダクタＬに蓄えられたエネルギーは、第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２を介して回生される。
【００４８】
制御回路２０は、ランプ電圧検出信号によりイグナイタ駆動信号出力部２５からイグナイタ駆動信号をイグナイタ起動回路１２に出力し、時刻ｔ１において、高圧パルスがイタイグナイタ回路１４から放電灯Ｌａ１に印加され、放電灯Ｌａ１はブレークオーバーしてアーク放電を開始する。そして時刻ｔ２にランプ電圧ＶＬａが予め設定された電圧値Ｖ２に達すると、演算部２１は、レベル信号の電圧値を変化させて、比較部２４からＨレベルの信号を出力させてスイッチング素子ＳＷ６をオンする。その結果、単安定マルチＭＭ２からのローサイド駆動用の矩形波信号が、ローサイド駆動信号出力部２３ｂを介して第２のスイッチング素子２のゲート−ソース間に伝達されて、図６（ｃ），（ｄ）に示すように、第１及び第２のスイッチング素子１，２はそれぞれ交互にオン／オフする同期整流動作を開始する。そして最後に、図６（ａ），（ｂ）に示すように、時刻ｔ３でランプ電流ＩＬａ及びランプ電圧ＶＬａは定格値に達し、放電灯Ｌａ１は安定点灯する。
【００４９】
このように本実施形態の制御回路２０は、放電灯Ｌａ１の始動時、すなわち放電灯Ｌａ１の始動からランプ電圧ＶＬａが設定された電圧値Ｖ２に達するときまで第２のスイッチング素子２をオフに固定することによって、第１のスイッチング素子１がオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯Ｌａ１の破損を防止することができる。さらに、放電灯Ｌａ１の始動後、すなわちランプ電圧ＶＬａが電圧値Ｖ２に達すると、第２のスイッチング素子２のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子１，２を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができる。本実施形態ではランプ電圧ＶＬａが所定の値に達するときまでを始動時として第２のスイッチング素子２をオフに固定したが、ランプ電圧ＶＬａ及びランプ電流ＩＬａ並びにランプ電力ＷＬａのうち少なくとも１つの値が所定の値に達するときまで第２のスイッチング素子２をオフに固定しても良い。また、放電灯Ｌａ１はメタルハライドランプや超高圧水銀ランプ以外のＨＩＤランプとしても良い。
【００５０】
ところで本実施形態では、図１３に示す従来例と同様、放電灯Ｌａ１をブレークオーバーさせてから安定点灯に至るまでランプ電圧ＶＬａが低いために、ランプ電流ＩＬａの電流値は定格電流値Ｉ１よりも大きくなる（図６（ａ）参照）。例えば図１３に示す従来例では、このときスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を共にオフすると、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードに短時間にフライホイール電流が流れて、スイッチング素子ＳＷ１２の温度上昇が促進され、最悪の場合にはスイッチング素子ＳＷ１２を破壊に至らしめて放電灯点灯装置の信頼性を引き下げることがある。スイッチング素子ＳＷ１２の破壊を防ぐため、サーマルプロテクタといった過熱保護素子を設けることがあるが、この場合には加熱保護素子の誤動作を生じさせることがあり、温度上昇を緩和するために放熱面積を大きくした場合には、放電灯点灯装置の小型軽量化の目的に適さないこととなってしまう。
【００５１】
さらに、上述のようなフライホイール電流によって、エネルギーロスが生じ、回路効率が低減する。例えば、図１４（ｂ），（ｃ）に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を、第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２を設けてそれぞれ交互にオン／オフさせると、インダクタＬ１０には、図１４（ａ）に示すような電流ＩＬが流れる。第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬは、スイッチング素子ＳＷ１２のボディダイオードを介して流れ、このボディダイオードでロスが生じる。また、第１及び第２の休止期間Ｔｄ１，Ｔｄ２で電流ＩＬの値を比べると、第１の休止期間Ｔｄ１で流れる電流ＩＬの値の方が、第２の休止期間Ｔｄ２で流れる電流ＩＬの値よりも大きく、その結果、第１の休止期間Ｔｄ１のときのロス及び温度上昇は、第２の休止期間Ｔｄ２のときよりも大きくなる。
【００５２】
このように第１の休止期間Ｔｄ１でのロスは大きく、同期整流動作時に第１の休止期間Ｔｄ１を短くすることによって、エネルギーロスをさらに低減することができる。
【００５３】
そこで本実施形態では、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒｔ１のそれぞれの抵抗値およびコンデンサＣｔ１の容量値を設定することにより単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１を短くし、第１の休止期間Ｔｄ１を短くすることによって、第１の休止期間Ｔｄ１の間に第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流れる電流量を抑制し、エネルギーロスをさらに低減している。また、エネルギーロスの多い第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くしたときには、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
（実施形態２）
本実施形態は、制御回路２０に特徴があり、それ以外の構成は実施形態１と共通するので、共通する部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００５４】
本実施形態の制御回路２０は、図７に示すように、実施形態１のＰＷＭ制御用ＩＣ２２の代わりに発振器２６及び発振器２６から出力される発振信号を入力してハイサイド駆動用の矩形波信号を出力する単安定マルチＭＭ３と、単安定マルチＭＭ３から出力される矩形波信号を入力して、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号と比較するための比較用の矩形波信号を出力する単安定マルチＭＭ４と、単安定マルチＭＭ１からの矩形波信号と比較用の矩形波信号とが共に出力されているとき、矩形波信号を単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに出力するＡＮＤ回路２７とを備えている。また、実施形態１の比較部２４及びスイッチング素子ＳＷ６並びに抵抗Ｒ１７，Ｒ１８の代わりに信号停止部３１を設け、信号停止部３１は、レベル信号の電圧値に応じてローサイド駆動信号出力部２３ｂからのローサイド駆動用の矩形波信号の出力を停止する。
【００５５】
発振器２６は、一端を接地した抵抗Ｒｔ２６およびコンデンサＣｔ２６が接続されて、抵抗Ｒｔ２６の抵抗値およびコンデンサＣｔ２６の容量値から定まる発振周波数の矩形波信号を出力する。
【００５６】
単安定マルチＭＭ３は、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ２と同様、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、一端を接地した抵抗Ｒｔ３およびコンデンサＣｔ３が接続されている。抵抗Ｒｔ３の抵抗値及びコンデンサＣｔ３の容量値は、それぞれ単安定マルチＭＭ１に接続された抵抗Ｒｔ１の抵抗値及びコンデンサＣｔ１の容量値と略等しくしている。また、単安定マルチＭＭ３の入力端Ａには演算部２１の出力端、入力端Ｂには発振器２６の出力端がそれぞれ接続され、出力端Ｃは単安定マルチＭＭ１，ＭＭ４及びハイサイド駆動信号出力部２３ａに接続されている。
【００５７】
この単安定マルチＭＭ３は、入力端Ｂに発振器２６からの発振信号が入力されると、発振信号の立下りでトリガされて、入力端Ａに入力されるレベル信号の電圧値及び抵抗Ｒｔ３の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ３の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ３のハイサイド駆動用の矩形波信号を出力端Ｃから出力する。
【００５８】
単安定マルチＭＭ４は、他の単安定マルチＭＭ１〜ＭＭ３と同様、電圧制御型の単安定マルチＭＭであって、一端を接地した抵抗Ｒｔ４およびコンデンサＣｔ４が接続されている。単安定マルチＭＭ４の入力端Ａには抵抗Ｒ１９，Ｒ２０によって分圧されたコントロール電圧Ｖｃ４が入力され、出力端ＣはＡＮＤ回路２７の入力端に接続されている。
【００５９】
この単安定マルチＭＭ４の入力端Ｂに単安定マルチＭＭ３からの矩形波信号が入力されると、この矩形波信号の立下りでトリガされて、入力端Ａに入力されるコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値及び抵抗Ｒｔ４の抵抗値ならびにコンデンサＣｔ４の容量値に応じたパルス幅Ｗｍｍ４の矩形波信号を出力端Ｃから出力する。ここで、放電灯点灯装置の動作している間はコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値を一定にし、パルス幅Ｗｍｍ４を一定に保つようにしている。
【００６０】
単安定マルチＭＭ１の入力端Ａは、演算部２１の出力端に接続され、出力端Ｃは単安定マルチＭＭ４と同様にＡＮＤ回路２７の入力端に接続されている。そしてＡＮＤ回路２７の出力端は、単安定マルチＭＭ２の入力端Ｂに接続している。
【００６１】
このような制御回路２０の動作について、図８（ａ）〜（ｅ）に基づいて以下に説明する。
【００６２】
図８（ａ）に示すように、単安定マルチＭＭ３からは、演算部２１のレベル信号に応じたパルス幅Ｗｍｍ３、および発振器２６の発振周波数に対応する発振周期Ｔａ２の矩形波信号が出力される。この矩形波信号は、ハイサイド駆動信号出力部２３ａから第１のスイッチング素子１に伝達され、第１のスイッチング素子１はパルス幅Ｗｍｍ３の間オンする。
【００６３】
次に、上述のハイサイド駆動用の矩形波信号がトリガ信号として単安定マルチＭＭ１の入力端Ｂに入力されると、図８（ｂ）に示すように、単安定マルチＭＭ１からパルス幅Ｗｍｍ１の矩形波信号が出力される。このとき、単安定マルチＭＭ３に接続された抵抗Ｒｔ３の抵抗値およびコンデンサＣｔ３の容量値を、単安定マルチＭＭ１に接続された抵抗Ｒｔ２の抵抗値およびコンデンサＣｔ２の容量値と略等しくし、単安定マルチＭＭ１，ＭＭ３のそれぞれの入力端Ａには、演算部２１から出力されるレベル信号を共に入力して、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１と、単安定マルチＭＭ３から出力されるハイサイド駆動用の矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ３とを、レベル信号に応じて互いに略等しく変化させている。
【００６４】
そして、単安定マルチＭＭ１から出力される矩形波信号と略同時に、単安定マルチＭＭ４からも、図８（ｃ）に示すように、パルス幅Ｗｍｍ４の比較用の矩形波信号が出力される。
【００６５】
さらに、上述の単安定マルチＭＭ１，ＭＭ４からそれぞれ矩形波信号が共に出力されているとき、図８（ｄ）に示すように、ＡＮＤ回路２７から単安定マルチＭＭ２にパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力され、この矩形波信号の立下りでトリガされて単安定マルチＭＭ２は、図８（ｅ）に示すように、パルス幅Ｗｍｍ２のローサイド駆動用の矩形波信号を出力する。このローサイド駆動用の矩形波信号は、ローサイド駆動信号出力部２３ａにより第２のスイッチング素子２に伝達され、第２のスイッチング素子２はパルス幅Ｗｍｍ２の間オンする。
【００６６】
つまり、図８（ｄ）に示すＡＮＤ回路２７から出力されるパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力されている間は、第１のスイッチング素子１がオフしてから第２のスイッチング素子２がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第１の休止期間Ｔｄ１となる。そして、単安定マルチＭＭ２からの矩形波信号の出力が停止してから、次に単安定マルチＭＭ３から矩形波信号が出力されるまでの間は、第２のスイッチング素子２がオフしてから第１のスイッチング素子１をオンするまで第１及び第２のスイッチング素子１，２が共にオフする第２の休止期間Ｔｄ２となる。
【００６７】
ところで、図１３に示す従来例の同期整流型の降圧回路を利用した放電灯点灯装置において、第１及び第２の休止期間を設けてスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を交互にオン／オフすると、放電灯Ｌａ１の点灯初期にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ１は、図１６に示すように、電流値Ｉｐ１をピークにして振動し、放電灯Ｌａ１の安定点灯時にインダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ２は、電流ＩＬ１の電流値よりも小さい電流値Ｉｐ２をピークにして振動する。なお、インダクタＬ１０に流れる電流ＩＬ１，ＩＬ２は、インダクタＬ１０及びコンデンサＣ１０により平滑化されて放電灯Ｌａ１には電流値ＩＬａ１，ＩＬａ２の電流が流れる。
【００６８】
また、スイッチング素子ＳＷ１１をオフしたときには、理想的な場合を除いて、しばらくの間電流が流れ、オフされてから電流が流れなくなるまでに時間Ｔｏｆｆを要する。放電灯Ｌａ１の点灯初期にスイッチング素子ＳＷ１１をオフした場合、図１７に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１に流れる電流が電流値Ｉｐ１から略０に至るまでに時間Ｔｏｆｆ１を要し、放電灯Ｌａ１の安定点灯時にスイッチング素子ＳＷ１１をオフした場合には、図１８に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１に流れる電流が電流値Ｉｐ２から略０に至るまでに時間Ｔｏｆｆ２を要する。電流値Ｉｐ１は、電流値Ｉｐ２よりも大きいため、時間Ｔｏｆｆ１は時間Ｔｏｆｆ２よりも長くなる。このように放電灯Ｌａ１の状態に応じて、スイッチング素子ＳＷ１１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間Ｔｏｆｆは変動する。つまり、放電灯Ｌａ１の状態に応じて第１のスイッチング素子１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間は変動し、この時間より第１の休止期間Ｔｄ１が短いと、直流電源１０が短絡することとなってしまう。
【００６９】
本実施形態では、単安定マルチＭＭ１の入力端Ａに演算部２１から出力されるレベル信号を入力することによって、単安定マルチＭＭ１からの矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ１を放電灯Ｌａ１の状態に応じて変化させ、ＡＮＤ回路２７は単安定マルチＭＭ４からの一定のパルス幅Ｗｍｍ４よりも長くならない範囲で、パルス幅Ｗｍｍ１と略等しいパルス幅Ｗ２７の矩形波信号を出力し、このパルス幅Ｗ２７の矩形波信号が出力されている間を第１の休止期間Ｔｄ１としているので、第１の休止期間Ｔｄ１は放電灯Ｌａ１の状態に応じて変化する。
【００７０】
そこで、例えばランプ電流ＩＬａの電流値に応じて、第１の休止期間Ｔｄ１を第１のスイッチング素子１がオフしてから電流が流れなくなるまでの時間より長くすることによって、上述の従来例のように直流電源１０が短絡するのを確実に防ぐことができる。
【００７１】
さらに、第１の休止期間Ｔｄ１を、放電灯Ｌａ１の状態に応じて短く変化させることによって、第２のスイッチング素子２のボディダイオードＤ２に流れる電流によって生じるロスを低減することができ、ボディダイオードＤ２からの発熱を抑制して第２のスイッチング素子２自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができる。その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができる。
【００７２】
またさらに、パルス幅Ｗｍｍ４を単安定マルチＭＭ２から出力される矩形波信号のパルス幅Ｗｍｍ２より小さくなるように、抵抗Ｒｔ４の抵抗値およびコンデンサＣｔ４の容量値ならびにコントロール電圧Ｖｃ４の電圧値を調整することで、第１の休止期間Ｔｄ１を容易に第２の休止期間Ｔｄ２よりも短くすることができ、エネルギーロスを効率良く低減することができる。
（実施形態３）
本実施形態における基本構成は実施形態２と共通するために共通する部分については同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ詳細に説明する。
【００７３】
本実施形態の放電灯点灯装置には、図９に示すように、実施形態１又は２の直流点灯型の放電灯Ｌａ１の代わりに交流点灯型の放電灯Ｌａ２が備えられ、ランプ電流の電流経路に例えばＦＥＴなどのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有して、それぞれのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオン／オフすることにより放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加する極性反転回路１５が設けられている。
【００７４】
スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の直列回路と、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ２の直列回路とは、電圧検出回路１３に並列接続され、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４の接続点とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ２の接続点との間に、トランスＴ２の２次巻線Ｔ２ｂと放電灯Ｌａ２の直列回路が接続されている。
【００７５】
また、制御回路２０は、図１０に示すように、所定の周波数の発振信号を出力する発振器２８と、発振器２８から出力される発振信号に応じてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４を交互にオン／オフするドライバ２９ａと、発振器２８から出力される発振信号を反転するインバータ３０と、発振器２８から出力されてインバータ３０で反転された信号に応じてスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３を交互にオン／オフするドライバ２９ｂとを具備している。
【００７６】
制御回路２０によりスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオンされ、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４が共にオフされたときには、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を介してトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂから放電灯Ｌａ２に電流が流れるとともに、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が共にオフされ、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４が共にオンされたときには、逆にスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を介して放電灯Ｌａ２からトランスＴ２の二次巻線Ｔ２ｂに電流が流れる。このように、制御回路２０は、１対のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、１対のスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とをそれぞれ各対で交互にオン／オフすることによって、放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加する。
【００７７】
なお、上述のような極性反転回路１５の動作及び制御方法については、従来周知の技術のため詳細な説明は省略する。
【００７８】
本実施形態では、極性反転回路１５を設けたことによって、放電灯Ｌａ２に交番した電圧を印加するようにしたことによって、交流点灯型の放電灯Ｌａ２を点灯させることができる。
【００７９】
ところで、本実施形態では極性反転回路１５を４つのスイッチング素子から成るフルブリッジ回路としたが、２つのスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路や、一石式の回路としても良い。
【００８０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源と、ダイオードをそれぞれ逆並列に接続し、直流電源に直列接続する第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第２のスイッチング素子に並列接続するインダクタおよびコンデンサの直列回路と、コンデンサに並列接続する放電灯と、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする制御手段とを備え、制御手段は、少なくとも放電灯の始動時から、ランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値が所望の値に達するときまで、第２のスイッチング素子をオフに固定するので、第２のスイッチング素子を少なくとも放電灯の始動時にオフに固定することによって、第１のスイッチング素子をオフしたときに流れる振動電流を第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流して振動電流の電流値を抑えることができ、過渡的な過電圧の発生を抑制して放電灯の破損を防止するとともに、安定点灯時にはランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値から放電灯の始動時を判別し、この判別結果に応じて第２のスイッチング素子のオフの固定を解除して、第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン／オフする同期整流動作に切り換えてエネルギーロスの低減を図ることができるという効果がある。
【００８１】
請求項２の発明は、制御手段は、第１のスイッチング素子がオフしてから第２のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第１の休止期間と、第２のスイッチング素子がオフしてから第１のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第２の休止期間とを設けて、第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン／オフするとともに、放電灯の状態に応じて第１の休止期間を変化させるので、第１の休止期間を放電灯の状態に応じて変化させることによって、第１及び第２のスイッチング素子が共にオンして直流電源が短絡するの確実に防ぎつつ、第２のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードに流れる電流によって生じるエネルギーロスを低減することができ、またダイオードからの発熱を抑制してダイオード自体の破壊を防止し、信頼性を向上することができ、その結果、放熱面積を大きくすることなく小型化を図ることができるという効果がある。
【００８２】
請求項３の発明は、制御手段は、第１の休止期間を、第１のスイッチング素子をオフしてから第１のスイッチング素子に電流が流れないようになるまでの時間より長くするので、直流電源が短絡するのを確実に防ぐことができるという効果がある。
【００８３】
請求項４の発明は、制御手段は、第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くするので、エネルギーロスを効率良く低減することができるという効果がある。
【００８４】
請求項５の発明は、放電灯はＨＩＤランプであるので、請求項１〜４の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８５】
請求項６の発明は、ランプ電流の電流経路に１乃至複数個のスイッチング素子を有し、それぞれのスイッチング素子をオン／オフすることにより放電灯に交番した電圧を印加する極性反転回路を備えたので、請求項１〜５の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【００８６】
請求項７の発明は、高圧パルスを発生して放電灯を始動させるイグナイタ回路を備えたので、放電灯を点灯し易くすることができるという効果がある。
【００８７】
請求項８の発明は、第１のスイッチング素子は、直流電源の正極側に接続され、第２のスイッチング素子は、直流電源の負極側に接続されたので、請求項１〜７の何れかの発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の制御回路を示す回路図である。
【図３】同上の単安定マルチバイブレータの使用例を示す回路図である。
【図４】同上の単安定マルチバイブレータの動作説明図である。
【図５】同上の制御回路の動作説明図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態２の制御回路を示す回路図である。
【図８】同上の制御回路の動作説明図である。
【図９】実施形態３を示す回路図である。
【図１０】同上の制御回路を示す回路図である。
【図１１】従来例を示す回路図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】同上の他の回路図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の他の動作説明図である。
【図１６】同上のインダクタに流れる電流を示す説明図である。
【図１７】同上のスイッチング素子に流れる電流を示す説明図である。
【図１８】同上のスイッチング素子に流れる電流を示す他の説明図である。
【符号の説明】
１，２ スイッチング素子
１０ 直流電源
１１ 平滑回路
１２ イグナイタ起動回路
１３ 電圧検出回路
１４ イグナイタ回路
２０ 制御部
Ｃ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ボディダイオード
Ｌ インダクタ
Ｌａ１ 放電灯
Claims (8)
- 直流電源と、ダイオードをそれぞれ逆並列に接続し、直流電源に直列接続する第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、第２のスイッチング素子に並列接続するインダクタおよびコンデンサの直列回路と、コンデンサに並列接続する放電灯と、第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフする制御手段とを備え、制御手段は、少なくとも放電灯の始動時から、ランプ電流およびランプ電圧ならびにランプ電力のうち少なくとも１つの値が所望の値に達するときまで、第２のスイッチング素子をオフに固定することを特徴とする放電灯点灯装置。
- 制御手段は、第１のスイッチング素子がオフしてから第２のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第１の休止期間と、第２のスイッチング素子がオフしてから第１のスイッチング素子がオンするまで第１及び第２のスイッチング素子が共にオフする第２の休止期間とを設けて、第１及び第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン／オフするとともに、放電灯の状態に応じて第１の休止期間を変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 制御手段は、第１の休止期間を、第１のスイッチング素子をオフしてから第１のスイッチング素子に電流が流れないようになるまでの時間より長くすることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 制御手段は、第１の休止期間を少なくとも第２の休止期間よりも短くすることを特徴とする請求項２又は３記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯はＨＩＤランプであることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- ランプ電流の電流経路に１乃至複数個のスイッチング素子を有し、それぞれのスイッチング素子をオン／オフすることにより放電灯に交番した電圧を印加する極性反転回路を備えたことを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 高圧パルスを発生して放電灯を始動させるイグナイタ回路を備えたことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の放電灯点灯装置。
- 第１のスイッチング素子は、直流電源の正極側に接続され、第２のスイッチング素子は、直流電源の負極側に接続されたことを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
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