CN1669366B - 气体放电灯驱动器 - Google Patents

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Abstract

气体放电灯(9)驱动器(150)包括：串联在两个输入端子(51a，52b)之间的两个MOSFET开关(61、62)的电路；与所述灯(9)串联的电感(73)，所述串联电路连接到两个开关之间的节点(P)；控制器(180)，它向所述两个开关提供控制器信号(S1，S2)。在第一换向时间间隔(41)期间，灯电路电流(ILC)只具有第一方向，而在第二换向时间间隔(42)期间，灯电路电流(ILC)只具有相反的方向。在每一个换向时间间隔(41，42)中，在第一工作阶段(43)期间，灯电路电流具有连续增大的电平，而在第二工作阶段(44)期间，灯电路电流具有连续减小的电平。控制器(180)设计成这样产生其控制信号(S1，S2)，使得两个开关总是基本上同时以相反的相位切换。MOSFET还用于反向导通的m个节点，避免体二极管导通(同步整流)。

Description

气体放电灯驱动器
本发明一般地涉及气体放电灯驱动器。如众所周知的，气体放电灯驱动器用来向气体放电灯馈送所需的电流量，而其本身又从AC电源接收功率。
传统上，这样的驱动器包括三级：整流和升压变换器，用以把AC输入电压转换为较高的DC输出电压；降压变换器，用以把所述DC电压转换为较低电压但较高电流；以及换向器，用于以相对较低的频率切换灯的DC电流。在最近的设计中，最后两级(亦即降压变换器和换向器)已经结合成单一级，称作正向换向级。这种组合级提供诸如元件较少和尺寸较小等优点。
在这种正向换向级中，可以区分出半桥型和全桥型。然而，这种正向换向级总是具有两个串联MOSFET(MOS场效应晶体管)开关的至少一个链，其中，待驱动的气体放电灯连接到所述两个开关之间的节点上。
在稳态工作期间，灯电流原则上具有基本上恒定的幅度，但是，灯电流以固定的时间间隔改变方向。一个完整的灯周期包括：第一时间间隔，其中灯电流具有一个方向；以及第二时间间隔，其中灯电流具有相反方向。在这些时间间隔中的每一个期间，所述两个链开关之一被激活，而同时另一个是无源的。传统上，激活的开关以相对较高的频率断开(截止状态)和接通(导通状态)。在所述激活开关的接通状态期间，灯电路电流被所述激活的开关导通，幅度增大。在所述激活开关的断开状态期间，灯电路电流通过与另一个开关(亦即非激活开关)并联的二极管导通。所述二极管可能是MOSFET开关本身的内部体二极管。然而，内部体二极管在相对较高的频率下，尤其是从导通状态过渡到截止状态时性能很差，它会引起相对较大的能量损耗。为了改善所述开关的性能，已经有人建议，为每一个MOSFET开关增加两个单独的二极管，一个二极管串联，而另一个逆并联。然后，当激活的MOSFET断开时，灯电路电流被所述逆并联的二极管导通，而同时所述串联的二极管阻断通过所述非激活开关的电流。然而，这种设计每一个MOSFET另外需要两个元件，而同时所述串联的二极管当它相应的MOSFET是激活的MOSFET时会另外造成能量损耗。
本发明的一个总目的是提供一种改善了的气体放电灯驱动器。具体地说，本发明的一个目的是提供一种用于气体放电灯的改善了的正向换向装置。
在第一方面，本发明是基于这样一种认识，即，MOSFET开关可以在两个方向上导通电流。本发明利用这一认识，在激活的MOSFET断开的那些时刻期间，利用无源MOSFET本身来导通灯电路电流。
传统上，当减小的灯电路电流达到第一电流电平时，激活的MOSFET接通(亦即切换为其导通状态，亦表示为ON状态)，而当通过所述激活的MOSFET的所述增大的灯电路电流达到较高的第二电流电平时，所述激活MOSFET断开(亦即：切换为其截止状态，亦表示为OFF状态)。传统上，所述第一电流电平大于零。然而，若在灯电流约为零时使激活的MOSFET切换到ON状态，则因为这时开关损耗最少，这是有利的。按照本发明的上述第一方面，当所述激活的MOSFET切换为OFF时，使无源MOSFET切换为ON时，情况尤为如此。因而，需要一种可以准确指示灯电路电流过零点的准确的电流传感器。当然，可以利用一个与灯电流串联的测量电阻，并测量所述测量电阻两端的电压，但这将涉及相对较大的电阻性损耗。
因此，本发明的另一个目的是提供一种相对简单、涉及相对较少损耗的准确的电流传感器。
最理想是切换发生在灯电路电流刚好为0时。然而，产生检测信号、把所述检测信号发送到MOSFET开关的控制装置并且使所述MOSFET开关切换，这些操作会在检测的时刻和实际切换的时刻之间引起时间延迟。因此另一个目的是提供一种过零检测器，它可以在实际过零以前不久就已经提供传感器信号。
按照本发明的第二方面，一种过零电流检测器包括具有与灯电流串联的变压器初级绕组的小变压器。所述小变压器在相对较小的初级电流下就已经饱和；这时，在次级侧将不提供信号。只有在相对较小的电流下，亦即过零点附近，所述变压器才退出饱和而在次级绕组中提供信号。
如上所述，灯电流以固定的时间间隔改变方向。在换向时刻，激活的MOSFET变成非激活MOSFET，而同时非激活MOSFET变成激活MOSFET。在现有技术下，换向时刻的决定与实际的灯电流状态无关。这意味着，实际的换向时刻相对于实际的电流幅度是随机的，这导致不良的灯性能。本发明的另一个目的是通过较好地控制换向时刻来改善灯性能。按照本发明的另一个方面，选择与MOSFET开关的高频切换同步的换向时刻。更具体地说，选择基本上与过零点一致的换向时刻。
现将参照附图通过对按照本发明的驱动器的推荐的实施例的以下描述，进一步说明本发明的这些及其他方面、特征和优点，附图中相同的标号表示相同或相似的部分，其中：
图1A示意地图解说明传统的气体放电灯驱动器；
图1B是图解说明作为时间函数的灯电流的曲线图；
图2示意地图解说明另一个传统的气体放电灯驱动器；
图3是方框图，更详细地示出先有技术的换向正向驱动器；
图4A是定时图，图解说明作为时间的函数的灯电路电流和控制信号；
图4B是定时图，按照不同的比例图解说明作为时间的函数的灯电路电流和控制信号；
图5是按照本发明的驱动器的原理电路图；
图6是可以与图4A相比的定时图，图解说明按照本发明的驱动器的作为时间的函数的灯电路电流和驱动器控制信号；
图7A示意地图解说明按照本发明的电流传感器；
图7B是曲线图，图解说明图7A的电流传感器的性能；
图8是功能框图，示意地图解说明控制器的示范性实施例；
图9是曲线图，示出作为时间的函数的灯电路电流和几种信号。
图1A示意地图解说明气体放电灯9的传统的驱动器。所述传统的驱动器1包括第一级10，亦称预调节器，第一级10具有用以接收一般为大约230V的AC电源电压的输入端11。预调节器10包括：整流装置，用以将所述输入电压整流；和升压变压器装置，用以将整流后的电压变换为较高DC电压，一般为大约400V或更高。在预调节器10的输出端12提供所述升压变换后的DC电压。因为这样的预调节器广为人知，而这样的预调节器的设计并非本发明的目的，而同时本身已知的预调节器可以用于按照本发明的驱动器，所以没有必要在这里更详细地说明预调节器10。
传统的驱动器具有第二级或降压变换器20，降压变换器20具有连接到预调节器10的输出端12的输入端21，并且具有在低于所述预调节器10的输出电压的电压电平下提供DC输出电流的输出端22。原则上，所述降压变换器的DC输出电流可以直接提供给灯9；然而一般需要以交变电流来驱动气体放电灯。为此目的，传统上存在一个换向器30，换向器30具有接收由降压变换器20产生的DC电流的输入端31并且在其输出端32提供交变的DC电流。图1B示意地图解说明作为时间t的函数的通过灯9的电流IL的波形；在这里，忽略了叠加的高频纹波分量。在第一个换向时间间隔41期间，灯电流在一个方向上流动，而在第二换向时间间隔42内，灯电流具有同样的幅度，但是在相反方向上流动。
图2示意地图解说明驱动器2的广为人知的设计，其中两个单独的级20和30，亦即降压变换器20和换向器30，已经用一个单一的正向换向装置50替换，正向换向装置50具有接收预调节器10的DC输出电压的输入端51并且具有产生交变的DC电流的输出端52(如图1B中一般地图解说明的)。
图3表示先有技术换向正向驱动器50的主要组件，用以图解说明其操作。在所述示例中，正向换向装置50属于半桥型；本专业的技术人员将会认识到，以下的说明，作必要的修正后，也可以应用于全桥型正向换向装置。
换向正向驱动器50，以下简称为CFD 50，具有两个输入端子51a和51b，用以连接到预调节器，第一个输入端子51a维持在高于第二输入端子51b的电压电平下，所述电压差一般约为400V。另外，CFD 50具有两个输出端子52a和52b，用以连接灯9。
分别以63、64表示MOSFET 61、62的体二极管。
CFD 50包括：第一MOSFET开关61，其源极和漏极端子连接在输入端子51a和第一节点P之间；和第二MOSFET开关62，其源极和漏极端子连接在所述第一节点P和第二输入端子51b之间。CFD 50还包括：第一电容71，连接在第一输入端子51a和第二节点Q之间；和第二电容72，连接在第二节点Q和第二输入端子51b之间。线圈73与灯电路99串联在所述两个节点P和Q之间。以52a和52b表示灯输出端子。灯电路99包括：设置成与点火线圈串联的灯9；以及设置成与所述串联电路并联的滤波电容。将以灯电路电流ILC表示施加于灯电路99上的电流。所述点火线圈和滤波电容用来使以灯电流IL表示的通过灯9的电流平滑。
另外，CFD 50还包括控制器80，控制器80具有：第一输出81，连接到第一MOSFET 61的栅极端子；和第二输出82，连接到第二MOSFET62的栅极端子。控制器80设计成通过在它的输出端81和82提供控制信号S1和S2使MOSFET开关61和62断开和接通，正如本专业的技术人员都清楚的。下文中，使相应的MOSFET开关接通(导通状态；ON)的信号S1、S2将表示为逻辑值″1”，而使相应的MOSFET开关断开(截止状态：OFF)的信号S1、S2将表示为逻辑值″0″。
现将参照图4A说明半桥CFD 50的工作，图4A表示作为时间t的函数的传统的控制信号S1和S2以及灯电路电流ILC。在第一换向时间间隔41(见图1B和4B)期间，可以区分出两个工作阶段43和44。在第一工作阶段43(亦表示为主阶段43)期间，控制器80的第一输出端子81处的输出控制信号S1使第一MOSFET 61处于导通状态，而同时控制器80的第二输出端子82处的第二输出控制信号S2使第二MOSFET 62处于截止状态。正如第一个箭头A1所示，灯电路电流从第一输入端子51a流过第一MOSFET 61、灯线圈73和灯电路99。正如在图4A中图解说明的，在所述第一阶段43期间，所述灯电流的幅度增大。
在某一切换时间tH，控制器80改变它的第一输出控制信号S1，使得第一MOSFET开关处于截止状态。在所述时刻，灯电路电流ILC具有某一幅度，在图4A中表示为IHIGH。第二控制输出信号S2维持不变，使得第二MOSFET 62保持其截止状态。可以认为是充了磁能的灯线圈73现在使灯电路电流在同一方向上继续流动，虽然电流幅度在减小。所述电流不能从第一输入端子51a流动，而是从第二输入端子51b通过灯线圈73和灯9流动。下文中，所述电流还将要表示为绕组驱动电流I44。
在图4a中表示为tL的随后时刻，控制器80再次改变它的第一输出控制信号S1，使得第一MOSFET 61再次切换到它的导通状态。在所述时刻，灯电路电流达到低于第一电平IHIGH的电流电平ILOW。tH和tL之间的第二工作阶段44也将表示为绕组驱动阶段44，在该阶段期间，灯电路电流是绕组驱动的并从第一电流电平IHIGH减小到第二电流电平ILOW’。
使灯电路电流在主阶段43期间导通的第一开关61也将表示为激活。另一个开关62将表示为非激活开关。
在现有技术中，在第一时间间隔期间，第一开关61或激活开关61反复ON和OFF切换，而同时非激活开关62保持所切换的OFF状态。在先有技术CFD 50的一个可能的实施例中，如图3中用箭头A2a所表示的，绕组驱动电流I44通过非激活第二MOSFET 62的第二体二极管64流动。
在先有技术CFD 50的另一个可能的实施例中，第一外部二极管91与第一MOSFET 61串联，第一外部二极管91的正极连接到第一输入端子51a而其负极连接到所述MOSFET 61。相似地，第二二极管92与第二MOSFET 62串联。第三外部二极管93连接在第一输入端子51a和第一节点P之间，其负极连接到第一输入端子51a而其正极连接到第一节点P。相似地，第四外部二极管94连接在第一节点P和第二输入端子51b之间。在这样一个实施例中，如箭头A2b所示，第二二极管92防止绕组驱动电流通过第二体二极管64流动，而现在绕组驱动电流I44通过第四二极管94流动。
如在引言中论述的，两种先有技术解决方案都有缺点。
为了完成CFD 50操作的描述，连续地重复第一MOSFET 61的切换，直至换向时刻为止。在这种时刻，第一换向时间间隔41结束，而第二换向时间间隔42开始(见图1B和4B)。在第二时间间隔42期间，第二MOSFET 62反复ON和OFF切换，而同时第一个MOSFET 61维持其OFF状态。本专业的技术人员很清楚，现在灯电路电流在相反的方向通过灯电路99流动，并在主阶段或激活阶段期间从小电流幅度上升到高的电流幅度，而在绕组驱动阶段44中，从所述高幅度减小到较低幅度。在主阶段或激活阶段43期间，所述电流由第二MOSFET62导通，而同时在所述绕组驱动阶段44中，所述电流通过第一MOSFET61的第一体二极管63，或者通过与所述第一MOSFET 61并联的第三单独的二极管93。
图4B是按照先有技术的控制器80的控制输出信号与图1B的时间间隔41和42相关的定时图。
图5是按照本发明的CFD 150的原理电路图，可与图3相比。正如可以看到的，不存在单独的二极管91-94。然而，按照本发明的CFD150就体二极管63和64而言，没有先有技术的所述缺点。如上所述，在按照先有技术的绕组驱动电路中，电流绕过非激活MOSFET的体二极管(图3中的箭头A2a)。然而，按照本发明，正如图5中箭头A1所表明的，在主电流在主阶段43期间流过激活的开关61的同时，正如图5中箭头A3所表明的，绕组驱动电流I44在绕组驱动阶段44期间，通过非激活第二MOSFET 62的通道流动。
图6是曲线图，可与图4a相比，图解说明按照本发明的控制器180的作为时间的函数的命令输出信号S1和S2以及通过灯电路99的结果电路电流ILC。把图6与图4A比较时，将会清楚，激活的MOSFET用的控制输出信号S1、S2，亦即第一MOSFET 61在第一换向时间间隔41期间和第二MOSFET 62在第二换向时间间隔42期间的控制输出信号S1、S2和先有技术是一样的。然而，和先有技术相反，非激活开关以与激活开关的切换相反的相位进行ON和OFF切换。
应当指出，如在图6中图解说明的，所述定时看来类似于同步逆变器的定时。然而，在逆变器的情况下，电流总是从漏极到源极通过每一个开关。这意味着，若象逆变器那样驱动所述电路，则控制信号S1在第一换向时间间隔期间将是高的而第二控制信号S2在同一换向时间间隔期间将是低的，产生沿着从节点P到节点Q的方向的电流，所述电流从其漏极端子到其源极端子通过第一开关61流动，而同时在第二换向时间间隔，第一控制信号S1将是低的而第二控制信号S2将是高的，产生从节点Q到节点P的电流，所述电流从其漏极到其源极通过第二开关流动。然而，在本发明中，在第一换向时间间隔41的绕组驱动阶段44期间，当第一控制信号S1为低而第二控制信号S2为高时，所述电流仍在所述方向上从节点P到节点Q流动，于是从其源极到其漏极通过第二MOSFET 62流动。
利用使电流从源极到漏极流通的所述低电阻MOSFET通道得到的重要的优点是，所述MOSFET的切换比其体二极管的切换快得多。具体地说，可以比其体二极管快得多(或比任何其它用于此目的的二极管快得多)地断开所述MOSFET，从而消除反向恢复损耗。
本发明提出的基于使用MOSFET从源极到漏极的通道的切换原理，若第二或较低电流电平ILOW具有大于零的任意值，则原则上已经可以使用。然而，若所述较低电流电平ILOW等于零，则充分实现发明者的想法的优点。所述运行气体放电灯的方式表示为临界断开方式。为了能够准确地在灯电流接近于零时进行切换，本发明的CFD 150最好包括电流传感器100，正如图中图解说明的，它检测灯电路电流并把检测信号SD发送到控制器180的传感器输入端183，所述传感器信号SD指示过零点。
图7图解说明这种电流传感器100的推荐的实施例。所述推荐的实施例的重要的优点是尺寸小、组件数目少和成本低。
本发明提出的电流传感器100的推荐的实施例(如图7中图解说明的)包括具有初级绕组111和次级绕组112的小变压器110。初级绕组111在节点P和Q之间与灯电路99串联，以便全部灯电路电流ILC通过第一个绕组111。在图5中，初级绕组111串联在线圈73和灯9之间。第一二极管113的正极连接到次级绕组112的第一端，而第二二极管114的正极连接到次级绕组112的另一端。这两个二极管113和114的负极连接在一起并连接到电阻115的第一端子，所述电阻的另一端子连接到电流传感器100的第一输出端子120a。所述电流传感器100的第二输出端子120b连接到次级绕组112的中心端子。
变压器110(最好是环形的)很小，以便其磁芯甚至在通过初级绕组111的相对较小的电流下已经饱和。在这种饱和状态下，增强或减小通过初级绕组111的灯电流都不会在所述磁芯内引起磁通量的变化，因此在次级绕组112中不会引起任何的电流。然而，一旦通过所述初级绕组111的电流接近零，变压器110就退出饱和，于是能够在次级绕组112两端之间产生电压峰。取决于所述电压峰的以中心端子为基准(因此以第二输出端子120b为基准)的符号，第一二极管113或第二二极管114通过电阻115把所述电压峰引导到第一输出端子120a。最好把zener二极管116连接在两个输出端子120a和120b之间，把输出脉冲的电压电平钳位在所需的逻辑值上，从而防止第一输出端子120a的电压上升得太高。
图7B图解说明利用在图7a中图解说明的电流传感器100进行的测量的结果。作为小变压器110的适当的示例，使用标准铁氧体环型磁芯，它具有4mm直径和1.6mm的高度(亦即，尺寸RLC 4/1.6)，由PHILIPS 3E5制成(这是一种高磁导率MnZn级材料)。初级绕组111有10圈，而同时次级绕组112有2圈。饱和电平约为200mA。
在实验中，电流源连接到初级绕组111，以图7a中的输入电流IIN表示通过初级绕组111的电流。输入电流IIN以2.7A/μs的速率通过零点。图7B清楚地表示，电流传感器100在其次级绕组112提供相当大的电压输出脉冲VOUT，具有约为28V的峰值，所述峰值基本上与初级绕组111中的输入电流IIN的实际过零点一致。它还清楚地表示，所述电压脉冲的上升沿位于所述过零点之前大约100ns。因此，若控制器180的输入端183设计成响应传感器信号SD的上升前沿，亦即所述控制器180由脉冲的上升沿触发，则MOSFET 61和62切换的实际时刻可以准确地与灯电流IL的实际过零点一致。
应当指出，电压脉冲的实际宽度，除其他因素外，还取决于变压器110的具体设计。正如本专业的技术人员会清楚的，这允许设计者设计变压器的特性，以便适应所关心的驱动器的要求。
应当指出，可以利用到达预定电流电平的电流来触发在时间tH从增大电流到减小电流的切换。然而，就第一工作阶段或主阶段43具有预定的时间长度43而言，切换最好基于时间。
在图1B中，本发明的另一个方面涉及换向时刻，亦即，从第一换向阶段41到第二换向阶段42的过渡段，反之亦然。传统上，这些换向时刻是由某种时钟信号定义的，所述时钟信号定义第一换向阶段41和第二换向阶段42的持续时间。一旦所述时钟信号分别指示第一换向阶段41或第二换向阶段42已经结束，控制器便将其操作分别切换到第二换向阶段和第一换向阶段。传统的驱动器在这方面的缺点是换向时刻不与灯电流IL的相位相关，使得一般换向时刻发生在灯电路电流ILC具有ILOW和IHIGH之间有限值的时刻。这一事实引起切换损耗。
本发明的另一个目的是克服这一缺点。
为达此目的，本发明的驱动器150的控制器180最好设计成使换向与灯电路电流ILC的过零点同步，亦即，在与灯电路电流ILC的过零点一致的时刻，切换从第一阶段到第二阶段的操作，反之亦然。
提供以上所述所有优点的控制器180的一个示范性实施例，以举例方式示意地图解说明于图8中；其它的设计也可能提供同样功能。
现将参照图8并进一步参照图9说明所述示范性实施例的设计和操作，图9是曲线图，示出出现在控制器180的该示范性实施例中的作为时间的函数的灯电路电流和若干种信号。
控制器180包括换向时钟发生器210，它具有输出端211，输出端211提供表示灯电流换向阶段的方波换向时钟信号
Figure 10003_0
comm。一般，所述方波信号comm具有大约100Hz的频率。或者，控制器180可以具有时钟输入端子(未示出)，用以从外部换向时钟发生器(未示出)接收换向时钟信号。
因为时钟发生器装置广为人知，而传统的时钟发生器装置可用来实现本发明的控制器，所以在这里没有必要更详细地讨论这种装置的设计和操作。
控制器180还包括第一D型触发器220，第一D型触发器220具有：信号输入端221；触发器输入端222；置位输入端225；复位输入端226；提供第一输出信号Q223的第一输出端223；以及提供第二输出信号Q224的第二输出端224。另外，控制器180包括第二D型触发器230，它具有：信号输入端231；触发输入端232；置位输入端235；复位输入端236；提供第一输出信号Q233的第一输出端233；以及提供第二输出信号Q234的第二输出Q234。
每一个触发器220、230都具有两个工作状态：在第一个工作状态下，表示为H状态，第一输出信号Q223、Q233是逻辑高，而同时第二输出信号Q224、Q234是逻辑低，而在第二工作状态，这将表示为L状态，第一输出信号Q223、Q233是逻辑低，而同时第二输出信号Q224、Q234是逻辑高。每一个触发器220、230设计和操作如下。只要置位和复位输入两者都低，所述工作状态便一直维持到在触发器输入收到触发信号为止。若在触发输入端接收到触发信号，则工作状态将被置位，使得第一输出端获取在信号输入端在所述时刻接收的输入信号的逻辑值。
因为触发器广为人知，而且传统的触发器可以用来实现本发明的控制器，所以在这里没有必要更详细地讨论这样的触发器的设计和操作。
控制器180还包括第一定时器240，它具有：触发输入端241和提供第一定时器输出信号T242的输出端242。另外，控制器180还包括第二定时器250，它具有：触发输入端251和提供第二定时器输出信号T252的输出端252。每一个定时器都具有两个工作状态：在表示为L状态的第一工作状态，所述定时器输出信号为低；而在表示为H状态的第二工作状态，所述定时器输出信号为高。每一个定时器都设计成按照如下的方式操作。一般，每一个定时器都处于其L状态。每一个定时器都响应其触发输入端接收的触发信号，等待预定的定时器周期，然后在其输出端发出短促的高脉冲。所述预定的定时器周期的长短具有预定的值。
因为定时器广为人知，并且传统的定时器可以用来实现本发明的控制器，所以没有必要这里更详细地讨论这样的定时器的设计和操作。
如图所示，控制器最好还包括电流电平检测器260，它具有输入端261和用以提供电流强度检测信号的输出端262。电流检测器260设计成检测灯的电流强度，并用来把检测到的电流强度与预定的高电平阈值比较。只要灯电流强度低于所述预定的高电平阈值，电流检测器260就处于表示为L-状态的第一工作状态，其中电流强度检测信号为低。若灯电流强度上升到高于所述预定的高电平阈值，则电流检测器260进入表示为H-状态的第二工作状态，其中所述电流强度检测信号为高。
因为电流电平检测器广为人知，并且传统的电流电平检测器可以用来实现本发明的控制器，所以没有必要这里更详细地讨论这样一种电流电平检测器的设计和操作。
控制器180还包括第一”同”门器件280和第二”同”门器件290，第一”同”门器件280具有：第一输入端281；第二输入端282；和提供第一控制输出信号S1的输出端283，而第二”同”门器件290具有：第一输入端291；第二输入端292；和提供第二控制输出信号S2的输出端293。每一个”同”门器件都有两个工作状态：在表示为L-状态的第一工作状态下，相应的输出信号S1、S2为低，而在表示为H-状态的第二工作状态下，相应的输出信号S1、S2为高。如果两个输入端接收的输入信号有彼此不同的逻辑值，则每一个”同”门器件都设计成处于L-状态，并且如果两个输入端上接收的输入信号有彼此相同的逻辑值，则它们处于H-状态。
因为”同”门器件广为人知，并且传统的”同”门器件可以用来实现本发明的控制器，所以没有必要在这里更详细地讨论这样的器件的设计和操作。
第一触发器220基本上确定第一工作阶段43和第二工作阶段44之间的过渡时刻tH和tL。若第一触发器220处于其H-状态，则驱动器150处于其第一工作阶段43(图6)；若第一触发器220处于其L-状态，则驱动器150处于其第二工作阶段44。
如上所述，第一输出信号S1在第一个换向时间间隔的第一工作阶段43期间，应该为高，但是在第二换向时间间隔42的第一工作阶段43期间，为低。为达此目的，第一触发器220的输出信号Q224与换向时钟信号FCOMM进行”同”门操作。
在所述灯电流过零时或当所述L-状态的预定的最长的时间已经过去时，无论哪一个首先发生，第一触发器220都将进入其H-状态，而在所述灯电流通过高电平时或当H-状态的预定最长时间过去时，无论哪一个首先发生，第一触发器220都将进入其L-状态。
为了保证只要灯电流过零，第一触发器2 20就进入其H-状态，第一触发器220的信号输入端221连接到恒定的高电平电源。第一触发器220的触发输入端222连接到控制器180的传感器输入端183，于是接收电流传感器100的输出信号。
第一工作阶段43可以在如由第二定时器250决定的预定的时间之后或当所述灯电路电流达到预定的电流电平时结束。若这时所述电路电流尚未达到所述预定的电流电平，则第二定时器250响应第一工作阶段43的开始并且在第一工作阶段43开始之后预定的时间发出信号脉冲。第二定时器250的输出端252连接到”或”门的第一输入端271，所述”或”门的输出273连接到第一触发器220的复位输入端226。
于是，当第二定时器250发出其信号脉冲时，第一触发器220复位并且进入其L状态(tH时刻)。
电流电平检测器260检测灯电路电流，并且当所述灯电路电流在所述预定的时间已经过去以前达到所述预定的电流电平时其输出转为高。电流电平检测器260的输出端262连接到所述”或”门270的第二输入端272。于是，当电流电平检测器260的输出端262转为高，第一触发器220复位并且进入其L-状态(tH时刻)。
第一定时器240响应第二工作阶段44的开始，并且在第二工作阶段44开始之后的预定的时间发出信号脉冲，若这时电流尚未通过零点。第一定时器240的输出端242连接到第一触发器220的置位输入端225。于是，当第一定时器240发出其信号脉冲时，第一触发器220置位并且进入其H-状态(tL时刻)。
第一”同”门器件280的第一输入端281连接成接收第一触发器220的第二输出信号Q224。第一”同”门器件280的输出端283连接到控制器180的第一输出端81，为第一开关61提供其输出信号S1作为控制信号。在其第二输入端282，第一”同”门器件280接收换向时钟发生器210的换向信号comm。于是，所述输出信号S1等于第一触发器220第二输出信号Q224，这取决于换向周期。然而，为了实现电流过零之前的延迟，所述换向信号
Figure 10003_3
comm不直接连接到第一”同”门器件280，而是通过第二触发器230。
更具体地说，第二触发器230的信号输入端231连接到换向时钟发生器210的输出端211并且其触发输入端232连接到第一触发器220的第一输出223。于是，每当第一触发器220从L-状态过渡到H-状态时(这一般发生在所述灯电流过零时)，第二触发器230将进入由换向时钟信号Φcomm的状态决定的状态。
按照本发明，第二输出信号S2应该总是与第一输出信号S1相反。为了产生第二输出信号S2，这可以通过使第一输出信号S1反相来实现。然而，这可能涉及定时延迟。因此，最好，并且正如图8中图解说明的，第二输出信号S2通过第二”同”门器件290产生，后者还在其第一输入端291接收第一触发器220的第二输出信号Q224，但是它在其第二输入端292接收第二触发器230的第一输出信号Q233。
应当指出，在相继切换周期之间最好保证有一个短促的静寂时间周期，亦即，信号S1和S2两者都低的周期，以免可能出现信号S1和S2都高的周期，从而防止开关61和62同时导通。然而，所述功能一般在最后的MOSFET驱动器上实现，故在这里没有示出。
现参见图9。
让我们假定，最初，换向时钟信号Φcomm为逻辑高，所述第一触发器220处于其L-状态(Q223为低，Q224为高)，第二触发器230处于其H-状态(Q233为高，Q234为低)，而且第一定时器250处于其L-状态(T252为低)。这时，第一输出控制信号S1为低，而第二输出控制信号S2为高，灯电流IL减小(在图9中时间tL)。
当灯电路电流ILC达到零时，检测信号SD表示检测峰值(时间t2)。被所述检测峰值触发，第一触发器220进入其H-状态(Q223变成高，Q224变成低)，使得第一输出控制信号S1变成高，而第二输出控制信号S2变成低。从而，正如早先说明的，所述灯电路电流ILC上升。
由于这升高的灯电路电流ILC的缘故，电流传感器100产生第二检测峰值，正如图9中图解说明的。然而，这并不影响第一触发器220的状态。
若第一定时器250检测到，预定的ON时间已经过去，或所述电流检测器260检测到灯电路电流ILC达到预定的电流电平，则第一触发器220复位到其L-状态(在9图中t3，对应于图6中的tH)。第一输出控制信号S1变成低，第二输出控制信号S2变成高，因而灯电路电流ILC再次减小。
只要换向时钟信号Φcomm为逻辑高，便一直重复所述周期。若我们现在假定，换向时钟信号Φcomm从高变低，那么，在灯电路电流ILC不为零的任意时刻(在图9中t4)，这表示图4B中的从第一换向阶段41到第二换向阶段42的过渡。按照本发明一个重要的方面，所述变化不立即导致输出控制信号S1和S2的变化，因为第二触发器230将仍旧处于其当前状态直至被触发。如此，所述周期继续，直至紧接着的下一个灯电流IL达到零(在图9中ts)的时刻为止。
在所述时刻，响应在其触发器输入端222接收的检测信号SD，第一触发器220将要进入其H-状态，使得其第一输出信号Q223变为高，这触发第二触发器230进入其L-状态，使得现在其第一输出信号Q233变为低，而其第二输出Q234变为高。结果，每一个”同”门器件280，290的两个输入信号都事实上同时变化，使得每一个”同”门器件280，290的输出信号将维持不变。在这种情况下，第一输出控制信号S1停留于低，而第二输出控制信号S停留于高，因而灯电路电流I继续减小，亦即，所述电流幅度上升，但是所述电流的方向现在已经反向。
灯电流以相反方向上升的这种状态(现在再次对应于图6的主阶段43与图4B的第二换向阶段42结合)一直维持到第一定时器250检测到预定的ON时间已经过去为止，或直至电流检测器260检测到灯电路电流ILC达到所述预定的电流电平为止，无论哪一个首先发生，在所述时刻，第一触发器220都复位到其L-状态，使得第一输出控制信号S1变为高，而第二输出控制信号S2变为低，因而灯电路电流ILC的幅度再次减小。
从而，取得一个重要的优点，即，正如换向时钟信号Φcomm所表明的，实际换向时刻(t5)相对于目的换向时刻(t4)延迟了，使得实际换向时刻(ts)基本上与灯电路电流ILC的过零点一致。
本专业的技术人员应该清楚，本发明不需要上面论述的示范性实施例，而是在后附的权利要求书定义的本发明的保护范围内，不同的改变和修改都是可能的。
例如，上面已经论述，在每一个换向时间间隔，灯电路电流都改变，但是继续保持同样的方向，亦即主工作阶段43在所述灯电路电流ILC达到零以前开始，或者，理想的是，刚好当所述灯电路电流ILC等于零时开始。然而，所述主工作阶段43略微随后开始可能是可以接受的，使得灯电路电流ILC已经过零，亦即实际上已经改变方向和事实上其电流幅度再次增大。为了考虑这一点，有人会说，在主工作阶段43中，电路电流ILC具有连续地升高的电平和基本上恒定的方向，而且，在第二工作阶段44，所述电路电流ILC具有连续地减小的电平和基本上恒定的方向。
参照图5，已经说明了驱动器150的一个半桥实现方案。然而，用全桥设计实现本发明的概念也是可能的。在所述情况下，所述桥的分支71和72可以认为是由第三和第四MOSFET开关替换，还由控制器180控制，作为在低频换向速率下候选导通。在所述情况下，这样的第三和第四MOSFET开关可能由第二触发器230的输出信号Q233和Q234控制，使得他们的切换时刻还基本上与灯电路电流ILC的过零一致。
此外，上面已经结合推荐的实施例论述了延迟实际的换向时刻，使之基本上与灯电路电流ILC的过零点一致，也实现了本发明的另一个重要的方面，亦即同时地但是相反地驱动开关61和62。但是，延迟实际的换向时刻，使之基本上与灯电路电流ILC的过零点一致也可以用先有技术器件实现，其中只有一个开关是激活的，并且其中所述″返回″电流通过体二极管(64；在图3中的电流A2a)或附加的并联二极管(94；在图3中的电流A2b)流动。
另外应当指出，在节点P和Q之间的分支中，灯9、电感73和检测器100的次序可以根据需要选择。

Claims (15)

1.一种气体放电灯(9)的驱动器(150)，它包括：
两个输入端子(51a，51b)，用于连接到DC电压的电源；
两个输出端子(52a，52b)，用于连接到气体放电灯(9)；
两个可控开关(61，62)的电路，所述两个可控开关(61，62)串联在所述两个输入端子(51a，51b)之间；
电感(73)，它与所述两个输出端子(52a，52b)串联，该串联电路连接到所述两个可控开关(61，62)之间的节点(P)；
控制器(180)，其具有第一控制输出端(81)和第二控制输出端(82)，所述第一控制输出端(81)和第二控制输出端(82)连接成向所述两个可控开关(61，62)提供控制信号(S1、S2)；
所述控制器(180)设计成以第一频率的换向时间间隔(41，42)产生其控制信号(S1、S2)，使得在第一换向时间间隔(41)期间灯电路电流(ILC)只具有第一方向，而在第二换向时间间隔(42)期间所述灯电路电流(ILC)只具有与所述第一方向相反的第二方向，其中换向时间间隔(41，42)被再划分成第二频率工作阶段(43，44)，其中在换向时间间隔(41，42)的第一工作阶段(43)期间所述灯电路电流(ILC)具有连续地增大的电平，而在换向时间间隔(41，42)的第二工作阶段(44)期间所述灯电路电流(ILC)具有连续地减小的电平，并且其中所述第二频率高于所述第一频率；
其特征在于，所述控制器(180)设计成产生其控制信号(S 1、S2)，使得所述两个可控开关(61，62)总是同时地以相反的相位切换。
2.如权利要求1所述的驱动器，其中，所述控制器(180)设计成产生控制信号(S1、S2)，使得：
在所述第一换向时间间隔(41)的所述第一工作阶段(43)期间，连接在所述节点(P)和正输入端子(51a)之间的第一开关(61)导通，而连接在所述节点(P)和负输入端子(51b)之间的第二开关(62)截止；
在所述第一换向时间间隔(41)的所述第二工作阶段(44)期间，所述第一开关(61)截止，而所述第二开关(62)导通；
在所述第二换向时间间隔(42)的所述第一工作阶段(43)期间，所述第一开关(61)截止，而所述第二开关(62)导通；
在所述第二换向时间间隔(42)的所述第二工作阶段(44)期间，所述第一开关(61)导通，而所述第二开关(62)截止。
3.如权利要求1或2所述的驱动器，其中，所述开关(61，62)包括MOSFET开关。
4.如权利要求1或2所述的驱动器，其中，所述驱动器用于在所述灯电路电流(ILC)达到预定的低电流电平(ILOW)的时刻，从所述第二工作阶段(44)切换到所述第一工作阶段(43)。
5.如权利要求1所述的驱动器，其中，所述驱动器用于在所述灯电路电流(ILC)为零的时刻，从所述第二工作阶段(44)切换到所述第一工作阶段(43)。
6.如权利要求1或2所述的驱动器，其中，所述驱动器用于在所述灯电路电流(ILC)达到预定的低电流电平(ILOW)的时刻，从一个换向时间间隔(41；42)切换到后来的换向时间间隔(42；41)。
7.如权利要求1所述的驱动器，其中，所述驱动器用于在所述灯电路电流(ILC)为零的时刻，从一个换向时间间隔(41；42)切换到后来的换向时间间隔(42；41)。
8.如权利要求5或7所述的驱动器，其中还包括过零检测器(100)，所述过零检测器(100)设置成检测所述灯电路电流(ILC)并产生表示所述灯电路电流(ILC)过零的输出信号(SD)，所述控制器(180)的输入端(183)连接成接收所述检测器输出信号(SD)。
9.如权利要求1或2所述的驱动器，进一步包括用于检测所述灯电路电流(ILC)和产生指示所述灯电路电流(ILC)过零的输出信号(SD)的检测器(100)，所述检测器包括变压器(110)，所述变压器(110)具有用于接收要检测的灯电路电流的初级绕组(111)并且还包括电感耦合到所述初级绕组(111)的次级绕组(112)，这样设计所述变压器(110)以便使所述变压器(110)在很低电流饱和电平下已经达到磁饱和；
其中所述初级绕组(111)与驱动器输出端子(52a，52b)串联，所述控制器(180)具有输入端(183)，该输入端(183)连接成接收所述检测器输出信号(SD)。
10.如权利要求9所述的驱动器，其中所述电流饱和电平是200mA或更低。
11.如权利要求9所述的驱动器，所述检测器还包括：
第一二极管(113)，其第一端子连接到所述次级绕组(112)的第一端子，所述第一二极管的第一端子是正极；
第二二极管(114)，其具有连接到所述次级绕组(112)的第二端子的第一端子和连接到所述第一二极管(113)的第二端子的第二端子，所述第二二极管的第一端子是正极；
电阻(115)，其具有连接在所述两个二极管(113，114)之间的节点的一个端子和连接在所述次级绕组(112)的中心抽头的另一个端子。
12.如权利要求11所述的驱动器，所述检测器还包括连接在所述电阻(115)和所述次级绕组(112)的所述中心抽头之间的Zener二极管(116)。
13.如权利要求9所述的驱动器，其中包括：
第一触发器(220)，它以对应于所述工作阶段(43，44)的第二频率切换；
第二触发器(230)，它具有：信号输入端(231)，用于接收换向时钟信号(ΦCOMM)；触发输入端(232)，它连接到所述第一触发器(220)的第一输出端(223)；以及至少两个输出端(233，234)；
第一”同”门器件(280)，其具有连接到所述第一触发器(220)的第二输出端(224)的第一输入端(281)，具有连接到所述第二触发器(230)的一个输出端(234)的第二输入端(282)，且具有连接到所述控制器(180)的所述第一控制输出端(81)的输出端(283)。
14.如权利要求13所述的驱动器，其中还包括：第二”同”门器件(290)，其具有连接成接收逻辑上与所述第一”同”门器件(280)的第一输入端(281)接收的信号相同的信号(Q224)的第一输入端(291)，具有连接成接收逻辑上与所述第一”同”门器件(280)的第二输入端(282)接收的信号相反的信号(Q233)的第二输入端(292)，且具有连接到所述控制器(180)的所述第二控制输出端(82)的输出端(293)。
15.如权利要求13所述的驱动器，其中，所述第一触发器(220)的信号输入端(221)连接成接收恒定的高电平信号，并且其中所述第一触发器(220)的触发输入端(222)连接到用于接收所述检测器输出信号(SD)的所述输入端(183)。
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