CN101689061B - 高效电力应用的开关技术 - Google Patents

Abstract

一种校正交流电源的电压与电流之间相位角的主动式相位角校正电路，其通过检测相位角，电抗性以及阻抗性地逐步对交流馈电线添加负载，直至相位角在接近0的期望水平，然后保持或递增式调整负载，来改变交流馈电线的电容性负载以将相位角减小至接近为0。所施加的负载可按照比电网供电频率大得多的速率来连续接通和切断。

Description

高效电力应用的开关技术

技术领域

本发明通常涉及动态地改变负载阻抗，并且涉及校正交流输电线(supply line)的电压与电流之间的相位角。

尤其是，本发明涉及利用高频开关方法来连接附加的电抗性负载，从而校正交流输电线的电压与电流之间的相位角。

背景技术

向远程负载输送交流电，通常采用提供一种交流波形，在该波形中电流与电压同相以便得到最大功率传输。然而，这并不是常见的情况，由住宅和商业负载提供的载荷通常向电力线(power line)提供一种电抗性(代表性地为电感的)且非线性的负载，结果造成电压与电流的相位差，一般表示为角度差θ(在下文中被称作“相位角”)。还可能有高的谐波含量和额外的电压尖峰(spike)，两者都影响着所连接的设备。

由于这个非零相位角供电，导致对于相同瓦特数需要更高的电流，所以非零相位角或非1功率因数(cosθ)迫使使用具有更大电流容量的输电线，这要提供更多的成本。为了有助于校正非零相位角，电力公司一般借助于诸如同步调相器，提供在电网上各配送点处的功率因数校正。尽管如此，在每个用户处的负载仍旧通常呈现为电感性负载，其没有被完全地补偿，结果造成非1的功率因数、配电系统和用户房屋端的功率使用的效率降低。许多电力提供商将其收费基于在零相位角处所使用的电能部分，或者处罚大于某个数值例如0.9的功率因数，试图鼓励用户提高效率。

现已提出了各种提供用户房屋端校正的方法，例如跨接用户线浮动的电容器组。这种电容器一般基于所期望的负载或主要的功率因数来选择，且通常是不变的。此外，实现这些方法的成本昂贵，并且不一定提供稳定为1的功率因数。

因此，需要一种针对如下问题的解决方案，即提供由功率因数不为1的交流电源产生功率因数为1的交流电源波形的相对廉价且高效的方法。

本发明提供针对这个和其它问题的解决方案，其提供优于现有技术的优点，或者将至少向公众提供一种有用的选择方案。

开关技术的工作原理

此处的术语“阻抗匹配”，意味着使得电力线上的非线性负载在电源看来好像是纯电阻的线性负载。

通过动态地合成跨接用户负载的RC网络(其实际上主要是非线性的)，能够提供功率因数校正。开关网络对负载建模并且将负载作为线性元件提供给电源。这样减少了涡电流和I²R损失，进而得到高效的功率转换和能量节约。

假定有一个交流电压源：

V＝V_mSin2πft    (1)

其中V_m是峰值电压，f是电源频率。流经固定电阻器R的负载的相应交流电流由下式给出：

$i=\frac{V_m}{R}\mathrm{Sin}2\mathrm{\πft}---\left(2\right)$

如果按周期T来切换固定电阻器R，那么负载被综合成不同的电阻器R’，其数值取决于如下方式的占空比。在电阻器被接入(switch into)电路达时间T_on的情况下，电阻器R综合成电阻器R’，表达为：

$R^{/}=\left(\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{on}}}\right)R---\left(3\right)$

其中T_on为接通时间，T_off为关断时间。在括号内的项表示占空比。流经这个经综合后的电阻器的电流由下式给出：

$i_R=\frac{V_m}{R}\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}\right)\mathrm{Sin}2\mathrm{\πft}---\left(4\right)$

现在，考虑电容性负载的情况，

流经与电源电压V相连的电容器C的交流电流由下式给出：

$i=C\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}},$ 即

i＝2πfCV_m cos2πft    (5)

类似地，如果只在一部分时间内将电容器接入电路，那么负载被表示为由下式给出的不同数值C’：

$C^{/}=\left(\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{on}}}\right)C---\left(6\right)$

流经这个经综合后的电容器的电流由下式给出：

i＝2πfC/V_m cos2πft    (7)

用电容器C来替换C’的数值，负载电流由下式给出：

$i_c=2\mathrm{\πf}{\mathrm{CV}}_m\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}\right)\cos 2\mathrm{\πft}---\left(8\right)$

现已得到在不同占空比下经综合后的电阻器和电容器的下列数值。电阻和电容的固定值为R＝9.1kΩ和C＝91μF。这个组合具有0.828秒的时间周期RC。下面给出的表1表示将时间周期固定为10ms(开关频率为10kHz)并且改变T_on和T_off将时间常数RC保持为初始值。

Ton(毫秒)	Toff(毫秒)	R’(千欧)	C’(微法)	R’C’(秒)
					9	1	10.1	81.9	0.827
8	2	11.3	72.8	0.822
					7	3	12.9	63.7	0.821
6	4	15.1	54.6	0.824
					5	5	18.2	45.5	0.828

4	6	22.7	36.4	0.826
					3	7	30.3	27.3	0.827
2	8	45.5	18.2	0.828
					1	9	91.0	9.1	0.828

表1

这些结果强调了开关电阻器R和开关电容器C的乘积(RC)应当为常数。这个技术可应用于给定开关频率的固定值T_on和T_off，以及在RC保持为常数情况下不同数值的R和C。对于实际的实施方案，R和C的数值可选为诸如C＝2ⁿ(其中n＝0，1，2，3......)。通过使用8位二进制数，根据负载，可切换从1μF，2μF，4μF......到256μF范围内的8个不同电容器以得到不同的情况。

开关技术的电功率公式

当将并联的开关电阻器R和开关电容器C跨接放置在施加有交流电压V的非线性负载上时，所消耗的总功率P由P＝V·i·cosΦ给出，其中Φ是电压V与负载电流i之间的相位角。

总电流I_t由下式给出：

i_t＝i_R+i_C+i_L

因此总功率由下式给出：

P＝[V(i_R+i_C)+V_iL]cosφ    (9)

由公式(4)和(8)来替换i_R和i_C的数值

$P=\left\{V\right[\frac{V_m}{R}\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}\right)\mathrm{Sin}2\mathrm{\πft}+2\mathrm{\πf}{\mathrm{CV}}_m\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}\right)\mathrm{Cos}2\mathrm{\πft}]+{\mathrm{Vi}}_L\}\mathrm{Cos\φ}$

峰值电压V_m和均方根电压V之间的关系为 $V_m=\sqrt{2}V,$ 其中所施加的电压为正弦电压。上面所给的公式可被写为：

$P=\left\{\sqrt{2}{V}^2\left(\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}\right)\right[\frac{\mathrm{Sin}2\mathrm{\πft}}{R}+2\mathrm{\πfCCos}2\mathrm{\πft}]+{\mathrm{Vi}}_L\}\mathrm{Cos\φ}---\left(10\right)$

功率公式包含有T_on、T_off、R和C项，通过对电源和负载阻抗进行“阻抗匹配”，可控制所述项来最优化到用户负载的电功率转换的值。

所有的参考文献，包括在本说明书中引用的任何专利或专利申请，都将通过引用合并于此。未承认任意参考文献构成现有技术。参考文献的讨论陈述了它们作者所声称的内容，本申请人保留质疑这些引用文献的正确性和切合性的权利。应当清楚地了解到，尽管在此提及了许多现有技术出版物，但是这种提及并不构成关于在新西兰或任何其它国家任何这些文献形成本技术领域中普遍公知内容的一部分的一种承认。

应当认识到，术语“包括”在不同的管辖范围内被认为具有排他除外或者是包含在内的意思。对本说明书来说，除非另有所指，术语“包括”应当具有包含在内的意思，即它应当被理解为不仅包含其直接提及的所列部分，而且还包含其它未列举的部分或元件。当术语“已包括”或“正包括”关于方法或过程中的一个或多个步骤被使用时，这一基本原理也适用。

发明内容

在一个实例中，本发明存在于用于交流电源的相位角校正电路，其由相位角检测电路、计数器电路和可切换的电抗组组成，特征在于根据所述计数器达到的最大计数值，可将所述电抗组中的至少一部分电抗跨接在所述电源上，所述相位角检测电路检测所述交流电源的电压和电流之间的相位差，所述计数器电路的峰值计数为所检测到的当前的相位角的函数。

优选地，所述电抗通过开关跨接在所述电源上，所述开关的连接由所述计数器的输出启动。

优选地，所述电抗在至少一段设置时间内保持连接，不管相位角是否变化。

优选地，所述计数器电路由自激振荡器来计时。

优选地，当达到所述最大计数值时，将一电抗跨接在交流负载上，或者，如果已经连接了一个或多个电抗，那么连接额外的电抗。

优选地，所述电抗具有相同的数值。

优选地，每个电抗都与电阻相关联。

优选地，所述电阻与所述电抗并联。

优选地，所述电抗为电容。

优选地，每个电阻/电容的组合具有相同的RC时间常数。

优选地，所述电抗具有二进制分级数值，并且按电抗性数值顺序连接成校正所述相位角所需的数值。

优选地，如果所述相位角减少，那么按顺序断开电抗。

在另一个实施方式中，本发明涉及一种通过以下操作来校正交流电源相位角的方法：监控电源电压与电源电流之间的即时相位角，在每个交流周期的至少一部分周期内，横跨交流电源两端连接和断开许多补偿电路中的一个或多个，以及根据所监控的相位角来改变所连接的补偿电路。

在又一个实施方式中，本发明涉及一种通过以下操作来校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，通过监控电源电压与电源电流之间的即时相位角，当所述相位角滞后时，将至少一些相位角补偿部件(component)连接至所述电源，重复地监控电源电压与电源电流之间的即时相位角，该方法特征在于，当检测到所述相位角滞后时，递增式地增加所连接的补偿，并当检测到所述相位角超前时，去除所有的补偿。

优选地，按已知序列连接所述补偿部件以向滞后的相位角提供递增式的补偿。

优选地，所述序列对于一个补偿部件电路具有一基本连接周期，该基本连接周期比所述交流电源的一个周期要短得多。

优选地，所述序列基本连接周期小于所述交流电源的一个循环的周期的十分之一。

优选地，所述序列连接周期是规律性的，并且形成比所述交流电源频率大至少两个数量级的基本频率。

优选地，所述连接/断开的比率大约为1/1。

优选地，补偿部件为电容器和电阻器的并联组合。

优选地，对于所有的补偿电路，以兆欧姆为单位的电阻值与以微法为单位的电容值的乘积基本上为常数。

优选地，在一序列中，一补偿电路的电抗值为下一个补偿电路的电抗值的一半或两倍。

在阅读有关附图的下面详细描述和评论之后，体现本发明特征的这些和其它特点和优点将是明显的。

附图说明

图1是完整的相位角校正装置的流程图。

图2是提供电源电压和电流之间相位差的信号表示的一部分装置的电路图。

图3是更为详细的本相位角校正装置的脉冲电压生成部分的结构图。

图4是驱动相位角校正部件的数字地址的获取电路。

图5是本装置的地址转换和相位角部件开关部分的图解。

图6是图5的地址转换部分的流程图。

图7和图8共同表示用于实现图6流程图的一种可能的处理电路。

图9是适用于将RC补偿网络接入电路的电子开关。

具体实施方式

现在参见图1，这表示优选形式的新型功率相位角校正装置的结构图。在优选实施方式中的新型装置的必需部件是状态计数器，其维护表示补偿的当前状态的计数，因为这无法通过测量即时相位角而得到。图1表示，本装置在方框104、105处接通时，这个计数器初始设置为0。一旦装置运行，在101测量即时的电压和电流，并在102将其提供到装置的一部分，其中得到电压与电流之间的相位差。在103，将所得到的相位角与最大优选的角度相比较，如果所得到的相位角大于最大优选的角度，那么，在106，对这个状态计数器增加一个计数。在107，将作为结果的计数与输出的可能的最大校正值相比较，如果作为结果的计数大于可能的最大校正值，那么在104重置状态计数器，并且重新启动计数。如果所得的计数小于最大值，那么反复执行监控即时相位角和调整状态计数器的计数的过程。在110，状态计数器的计数被转换为适于驱动补偿电路的输出，在111，以高于交流电源频率的中断频率来切换这个输出。

图2表示如方框101所需的从输入的交流电源得到电流和电压。为了实现这一点，将交流电源施加至变压器203的端子201、202，经由二极管205、206，平滑电容器208和调节器207，为传感器电路提供直流电源。来自变压器的一部分交流电压通过分压器209、210，限流电阻211、212和保护二极管213施加至运算放大器217的一个端子。通过电阻器214、215、216对直流电源的偏置，以及经由电阻器218、219的正反馈，设置了放大器217的工作点和增益，以便其作为一个比较器来在220处提供方波，该方波的转变点在交流电压波形的过零时刻。

交流电流的信号表示由与负载电阻器231串联的低阻值电阻器221得到，该负载电阻器231表示相位角校正装置所提供的负载。因而，所表示的负载一般不为电阻性的，但通常具有电感性的部分。

来自跨接电阻器221的交流电压传到运算放大器226，其中桥接二极管222、223通过在峰值电流上导通以限制施加至放大器的电压来提供过压保护。该放大器由电阻器224、225偏置，并且由经过电阻器227、229的正反馈来设置增益，以便其充当比较器。在230处的输出提供方波，且该方波的转变点在交流电流波形的过零点处。

图3示出了提供相位角θ的信号表示的一种电路形式，适于控制补偿，从而减小电压与电流之间的相位角以更接近于零的期望值，同时还提供指示电流的相位角是超前还是滞后于电压的信号。将由图1的波形得到的电流和电压施加至220、230，其中电容器301、302用于去除波形中高频波动。在303处反相的一种形式的电压波形被施加至与门306的一个输入端，一种形式的电流波形经过反相器304、305以非反相形式施加至与门306的另一个输入端。与门306的输出，其脉宽等价于电压与电流波形的相位差，经由电阻器307、光电二极管/光电晶体管光隔离偶307、308输出至端子310。

接着处理与门312、或门314和与门315的子电路，并假定反相器313的输入为低，当与门306的输出为高时，即在电流与电压不同相的交流波形周期内，与门312的输出将变高。因此，或门314的输入将变高，同时反相器303的输出施加于与门315。来自门315的反馈确保了一旦为高时，与门的输出将保持为高，直至反相的电压波形变低为止。这个输出在反相器316、317中得以缓冲，并且经由电阻器318形成输出至光隔离器319、320。此处的高输出是指超前的相位角，低电压指滞后的相位角。同样的输出信号进入与门324、或门325和与门326的子电路。与先前子电路相同的方式，这个子电路接收与门306的反相形式的输出和先前子电路的反相形式的输出，以提供一种波形，当306处的电压输出为低并且来自315的输出为低时，该波形变高，保持高电平，直至在303处的电压波形变低。因此，只要反相器303的输出为高，门328的输出通过反相器313来抑制门315的输出。这会导致双稳态行为，随着相位角从超前到滞后，输出也从高转变到低。

反相器优选SN74LS04的部分，与门优选构成GD74HC08的部分，或门优选构成SN74LS32的部分，以及光隔离器可为4N35部件。

图4显示，在获得了表示需要校正的相位角的方波信号时，如何将这个从图3的310到图4的401的信号通过积分电路403、402、404施加至运算放大器405。这个积分器的时间常数使得积分器的输出为锯齿波形，这试图消除相位角表示脉冲波形中的抖动。运算放大器405的另一个输入来自电位计406，其调节运算放大器405的工作点，以便放大器的输出与锯齿波形上的设置电平相对应。这提供了放大器405的脉冲输出，对于电压与电流之间所检测到的相位差，该脉冲输出变低，但其由电位计406进行了微调，使得较小的相位角无法生成输出。因此，可生成从大约超前3°到滞后3°范围内的“死区”，来在相位角接近于零时，避免所施加补偿的不断改变。如果没有脉冲输入，运算放大器405的输出经电阻器406被拉高，并被施加至计数器407的复位输入端以正常地使之无效。计数器407优选为CD4060，并且包括使用部件408和409的振荡器和14级纹波(ripple)二进制计数器。当计数器启动时，该振荡器的工作频率使得第12阶纹波级的输出每开/关周期大约为2秒。通常，当将表示大于5°的相位角的脉宽应用于电路时，消除计数器重置信号，并且计数器开始计数。如果在脉冲下降且计数器重置之前达到足够改变第12阶纹波级状态的计数，那么时钟脉冲从计数器407到达状态计数器413、414的第一部分。

状态计数器413、414是8位二进制计数器，提供8个输出中的N个，即8个输出级中的任何N个可同时为高或低。例如，它可包括两个74163同步4位计数器集成电路。状态计数器在8路输出线415上产生输出，对于来自运算放大器405的表示大于诸如5度的设置值的每个时钟脉冲，对该输出进行计时上升一位，其中这等价于在计数器407的纹波级12处生成脉冲所需要的计数。通过来自电阻器410、电容器411和反相器412的复位，电源故障将状态计数器返回至0计数。计数器413、414的8输出地址线用输出线415来表示。

图5示出表示为处理器508的输入500、501-507的8输出线415。该处理器优选实现图6所示的算法，其中在601检查所有的地址线，如果所有的地址线都为低，那么在603将输出地址0(输入500)置高，不管地址线0是高还是低。这并不是必需的，但是期望针对在交流波形上一直存在的噪音提供一些平滑措施。然后，在602、607处顺序检查其它的地址，且如果为高，那么在608将其地址线状态输出设置为高。在604，不断地检查交流电压信号，并且在(优选如同在图1的电路中所检测的)过零点时，在605，地址通过，到达在606的状态切换过程。此处，状态被设置为高的每条地址线按通常为20KHz的开关中断速率被切换为高和低。地址线的中断输出是来自图5的处理器508的输出，应用于与补偿电路相连接的开关。

来自处理器的每条地址线驱动不同开关509、513、516、519、522、525、528、531中的一个开关。开关509、513等中的每一个开关都用于将RC电路511、512；514、515；517、518等中的一个RC电路跨接在交流电源线上。因此，这些开关的工作方式为，使得在以20KHz的速率接通和关断网络的情况下，当来自处理器的适当输出为高时，若适当的地址线为高，则RC网络511、512；514、515等被以分流的方式跨接在交流线上。优选地，每个RC网络的微法电容和千欧电阻的乘积为1，使得如果电容器512为0.1微法，那么电阻器511为100K欧姆。优选地，RC网络中的每一级的电容的值为前一级的两倍，因此电容器515为0.2微法，而电阻器514为50000欧姆，电容器516为0.4微法，电阻器515为25000欧姆，等等。由于所施加的控制信号以8个中的N个数字的方式变化来提供256个不同的地址，由RC组合提供的负载可通过逐级的方式变化，每一级等于最小电抗的RC网络。这提供了在电源线上的相位角校正负载，其从轻电容性的负载变化为高电容性的负载，优选地，这个变化足以解决所提供的负载的问题，即使相位角发生常规变化时也是如此。这对电源提供了负载的“阻抗匹配”。在异常的情况下，状态计数器无法锁定，但将保持循环，直至出现将相位角减少至0的匹配。

开关模块509、513等可为商用的开关模块，其按20KHz频率提供所需的电流开关能力。这些模块可用于交流电机或电源的脉宽调制控制，通常使用MOSFET或IGBT，并且可用于匹配低电平的数字驱动信号。针对150A容量，在桥式结构中，这样的一个模块可使用ST半导体L6668智能主控制器(Smart Primary Controller)和ST半导体STGE200NB60SIGBT。通常，50A的IGBT已足够应付小的工作场合。

图9示出可选开关模块，其中电容器901、电阻器902、抽头变压器904和晶体管903组成的Hartley振荡器由Vcc供电。在905处，对变压器904的振荡器输出进行整流，以提供由电容器906平滑的隔离式直流电源，其通过电阻器911和截止二极管912驱动晶体管910。在907处，向电阻器908和LED 909提供来自处理器508的开关电压。当开关电压为高时，晶体管910被偏置导通，以将电阻器913上的驱动电压提供至IGBT914、915的栅极，IGBT 914、915在916、917处与交流电源电压、图5的电容器/电阻器对相连接。

必要时，可以按可变的开/关速率来切换开关模块，以提供R和C的合成数值，这个数值提供所需的“阻抗匹配”。

图7和图8示出根据本发明的处理器508的部件。尽管由简单的74NN系列数字集成电路构成，包含有与图6所示相当的算法的处理器连同EPROM是能够构成本发明部件的处理器的实例。在这个电路中，U1、U2、U4、U5、U6和U7是8位三态触发器，用作输入信号和控制信号的寄存器，U3、U8、U9、U10和U11是3态八进制收发器，U12、U13、U14和U15是4位计数器。在施加的时钟和地址信号的作用下，这些用于检测相位超前或滞后的幅度，并且利用EPROM U24和U25来选择与图5的各种补偿电路的递增式连接。

应当注意到，所描述的结构无法减少所连接的RC电路的数量，并且仅仅增加补偿，直至达到接近于0的相位角，不允许因电感性负载的减少而变化。实现可使相位角减小的结构是简单的，并且如下装置将实现所期望的效果：所述装置检测输出321何时从高变低，并重置状态计数器，使得“阻抗匹配”过程重复。还可提供执行实际倒计数的许多其它精巧方法。

由如上所述的处理器内的子程序按高于电源频率的频率、以循环的方式来连接校正负载，优选在20KHz的范围内。每个校正部件组合在短时间内连接，而后又在短时间内断开。这个连接/断开的比率的范围可从50/50到90/10，但优选70/30。在这种方式下，每次连接时出现对电抗校正部件的初始起动涌入电流，其用于增加所施加校正的效果。当断开校正部件时，在该部件再次连接之前，电容器上的任意剩余电压通过并联电阻器降低到至少一定程度。开关过程中的任意剩余假象(artifact)可通过设置在电源上的低值电容来过滤。

虽然这个所示实例采用并联电阻器和电容器组的组合，但是其它电路也可实现同样的目的，例如可添加已调谐至适当频率的一组谐振电路，以移去特定的谐波或在所用的开关或其它组合部件上添加的缓冲电阻器，其将具有调整所施加电源电压的相位角的作用。所示的电路形式具有充分减少电源频率谐波的特性。所使用的电抗性电路具有等于1的RC常数，并且对于50Hz电源具有20KHz开关频率，并具有大约70/30的脉冲/空隔(mark/space)比。连接/断开的比率被看作是相位角减少的主要因素。保持每个电路的相同RC值确保了接入不同电路不会在自身产生假象。因为相比于补偿部件通常20KHz的循环切换频率和50或60Hz的交流电源频率，时间常数RC的数值很大，所以当断开循环开关时，在电容器上的电压降低得很少。

然而，并不要求电抗性部件的数值乘以电阻性部件的数值等于常数1。这个数值也可等于提供相位角可接受的减小的0.5、2、3或任意指定的数值。也不要求所有组合的数值精确地等于指定的常数，但通常等于在标准部件公差的20％范围内。同样地，不要求对于50Hz的电源，开关频率精确地为20KHz，因为其它频率将提供给出足够减小的相位角的解决方案，但从10KHz到100KHz的频率为优选项。

虽然期望的相位角为0，但是交流电源的实际情况表明，将相位角减小至0度且保持在0度并不可行。通常，输入电源上的变化的谐波和位于用户房屋端的变化的负载使得不可能维持始终如一的0相位角，本发明的目的是将相位角减少至不大于5度的实际数值，并且将该相位角实质上保持在零的正负5度的范围内。

所示的实施方式使用许多标准逻辑集成电路来提供数字信号处理。这些电路的功能可由几种不同装置来提供，其中的一种可选项为可编程逻辑阵列结合到所需模拟线路的接口电路，另一种则为微处理器。这些变化都落入本发明的范围内。

应当理解到，尽管已在前面的描述中阐述了本发明各种实施方式的许多特性和优点以及本发明各种实施方式的结构和功能的细节，但是，本公开内容仅是说明性的，只要对本发明的运行没有不利影响，可在细节上进行改变。例如，相位角校正装置的特定元件可根据其被使用的特定应用来改变，本发明的实质和范围内没有变化。

此外，尽管此处所描述的优选实施方式是针对在小型商用或家用系统中使用的相位角校正电路，但本领域内的技术人员应当理解到，本发明的教义可被运用于诸如独立发电机的其它系统，而不偏离本发明范围和实质。

工业实用性

本发明的相位角校正电路用于减小交流电源的电流与电压之间的相位角，并且将电源与在电力用户处的和负载的阻抗进行匹配，从而提供更有效率的用户负载驱动，以及需要较少成本的固定线路和机器。因此，本发明具有工业实用性。

Claims (13)

1.一种用于交流电源的相位角校正电路，所述相位角校正电路由相位角检测电路、计数器电路、状态计数器和可切换的电抗组组成，所述相位角检测电路检测所述交流电源的电压和电流之间的相位差，所述计数器电路的计数为所检测到的当前的相位角的函数，所述状态计数器维护表示补偿的当前状态的计数，根据所述计数器电路达到的计数，所述电抗组中的至少一部分电抗可跨接在所述电源上，所述电抗是以大于所述交流电源频率的频率中断地可连接的，其中每个电抗具有并联连接的电阻，在所述可切换的电抗组中每个电抗的值与所述电抗相并联连接的电阻的值的乘积是常数。

2.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，所述电抗通过开关跨接在所述电源上，所述开关的连接由所述计数器电路的输出启动。

3.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，所述电抗在至少一段设置时间内保持连接，而不管相位角的变化。

4.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，当达到峰值计数时，一电抗被跨接在交流负载上，或者如果已经连接了一个或多个电抗，那么连接额外的电抗。

5.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，每个电抗为电容。

6.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，所述电抗具有二进制分级数值，并且按电抗性数值顺序来连接成校正所述相位角所需的数值。

7.根据权利要求1所述的相位角校正电路，其特征在于，如果所述相位角减小，那么按顺序断开所述电抗。

8.一种校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，其通过以下操作来进行校正：利用计数器来监控电源电压与电源电流之间的即时相位角，所述计数器的计数为所监控的所述相位角的函数，存储由所述计数器达到的所述计数，以大于所述交流电源频率的频率将至少一些相位角补偿部件连接至所述电源或从所述电源断开，重复地监控电源电压与电源电流之间的所述即时相位角，并且当检测到所述相位角滞后时，递增式地增加所连接的补偿，而当检测到所述相位角超前时，减少补偿，其中每个相位角补偿部件由电抗和与所述电抗相并联的电阻组成，在所述相位角补偿部件中所述电抗的值与所述电抗相并联的所述电阻的值的乘积是常数。

9.根据权利要求8所述的校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，其特征在于，所述补偿部件是按已知序列连接的，以对指示滞后的相位角的计数提供递增式的补偿。

10.根据权利要求8所述的校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，其特征在于，连接或断开至少一些相位角补偿部件的所述频率为10KHz到100KHz之间的频率。

11.根据权利要求10所述的校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，其特征在于，连接时间与断开时间的比率在50/50到90/10之间。

12.根据权利要求8所述的校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，所述电抗为电容，其特征在于，对于所有的补偿电路，以兆欧姆为单位的所述电阻的值与以微法为单位的所述电容的值的乘积实质上为常数。

13.根据权利要求8所述的校正交流电源的电压与电流之间的相位角的方法，其特征在于，所连接的相位角补偿部件中的递增式的增加或减少量是所连接的补偿的两倍或是所连接的补偿的一半。

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