CN101375497B - 谐振电路 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例涉及谐振电路；这些实施例特别但不排他地涉及响应宽频率范围的RFID(射频识别)中的谐振电路。可控电谐振器包括与第一电容器耦合以形成谐振电路的电感器，该谐振器进一步包括：可控元件；第二电容器，其被所述可控元件可控地耦合在所述第一电容器上；以及控制装置，控制所述可控元件，以使所述第一和第二电容器的总有效电容随所述谐振器上的振荡信号的占空比变化。

Description

谐振电路

技术领域

本发明一般涉及谐振电路。本发明的实施例特别但非排他地涉及响应宽频范围的RFID(射频识别)中的谐振电路。本发明的实施例还涉及RFID(射频识别)应答器(transponder)的低功率邻近检测。 

背景技术

在RFID系统中，谐振电路通常用于读取器和应答器两方面。它们的使用提高了这两个电路之间的能量传递效率，否则效率总会很低，严重地限制操作范围。当读取器在其谐振频率上被激励时，能获得最佳的阅读范围，这个频率也与应答器的谐振频率相匹配。使这两个单元在它们的谐振频率下工作是复杂的任务，其原因是下面的因素： 

1)LC制造的元件在它们的数值上有公差，谐振频率在标称同一的谐振系统的不同例子之间将会有变化。 

2)温度可能改变元件值，使得谐振频率随时间和环境漂移。 

3)设置在二者之一的天线附近的金属性或磁性物体可能改变它们的电感并因而改变谐振频率。 

4)所期望的谐振频率可能改变，例如监管(regulatory)频段可能跨国界变化。 

这些复杂因素的影响随两个谐振的Q值而增加。随着Q值的增加，谐振带宽成比例地下降，要求两个频率之间紧密匹配的实现有效的功率传递。这些制约因素可能将两个电路的Q值限制于相对低的水平，这本身又限制了阅读范围和/或导致过度的功率需求。 

在RFID系统中，一种缓解某些复杂因素的方法是使用调谐电路。在现有技术中披露了大量不同的调谐变体，但它们有一些共同的特点。为 了调整谐振频率，或者将电可调元件例如可变电抗器或电可变电感器，或者更一般地将分立的电容器或电感器的组合耦合形成谐振。一个示范性参考是US6317027，其中，随着谐振频率的变化，相应地将一组二进制加权的调谐电容器有选择地耦合形成读取器谐振。 

调整可在正常的读和/或写操作以外的调谐周期中进行。US 6317027是这种方法的一个例子，其中进行调谐电容的扫描并确定谐振幅度分布图；所选择的调谐电容获得读取器天线中的最大幅度。另一方面，US5491715披露一种方法是基于激励与谐振之间的相位差，确定读取器电路偏离谐振有多远。 

调整一个系统使其在所期望的频率上谐振的这些现有技术方法，有显著的缺点，现在概括如下。 

调谐电路要求许多元件，包括电容器和将它们耦合形成谐振的开关的组合；这使系统增加了复杂性和成本。如果要求精细地控制频率，则要求高精度的可选择电容器，以实现总调谐电容的单调设置(monotonic setting)。这些约束可能限制可实用的调谐精度和分辨率。 

这种调谐一般不是实时的。如果要实时的话，如在US5491715中所描述的，则要增加复杂性和成本。实时控制对于处理瞬间失调效应是有利的，例如温度漂移和金属性物体进入范围。 

这些现有技术的调谐方法通常只应用于读取器天线。应答器被要求具有接近射频激励场的固有频率，以获得它的功率。如果显著失调的话，应答器就不能充电至足以运行调谐电路。就此而论，所述现有技术的调谐方法通常不适用于无源应答器。 

由于严格的成本和功率约束，更常见的是应答器在制造时设置成针对它的目标操作的固定调谐。这一固定调谐工序加入制造成本，并且不能随可能对应答器谐振频率有影响的环境变化而调整。 

应答器的又一考虑是，能响应一个频率范围的单个应答器可能是有利的。一个应用例子是使用同一应答器跨越有不同监管操作频段的边界。如果应答器可响应每一区域所允许的不同频率而不需要反复调谐，会有助于国际旅游，这是资产跟踪的公共RFID应用中的一个关键要求。现有技术方法不能为这方面提供功能。 

更多的现有技术可在US2774060、US3818472、US6476708，以及GB2278631、WO2005/104022、US2004/0214549、GB2321726、US3842246、GB2087564、GB 1206925。 

发明内容

我们将描述响应一个激励频率范围的LC电路，而不需要控制调谐电路。在一些实施例中，电路能自然地适应外部环境的影响而不要附加的控制机制。在这些实施例中，电路只要求少数的低公差电元件。 

与利用一系列电容器将它们全部耦合形成谐振即100％占空比不同，在实施例中是采用另一方案，LC谐振包括主电容性路径和一个或多个辅助电容性路径，它们以可变的占空比耦合形成谐振。谐振取决于占空比而与不同的激励频率相匹配。 

在实施例中，占空比由开关元件，具体说由FET设置，其源极电位随谐振幅度变化。导通或断开FET所需要的电荷由电感器中的谐振电流提供，这样做是有效的，不需要外部电源；因此该方法在读取器和应答器两方面都有应用。如果在应答器中执行的话，应答器将能响应一个激励频率范围，有潜力跨越具有不同监管的地点进行操作。 

占空比由谐振幅度和FET栅极电压两者来确定。谐振幅度可方便地由FET栅极电压控制，其通过谐振和激励的相对相位来设置稳态幅度。幅度可直接被控制到最高电平，它相应于以相同的Q值与激励频率相匹配的天线电路的最高电平。在这个最高电平上，谐振与激励同相。 

在强耦合的情况下，应答器可包括调节器，以限制拾取电压(pickup voltage)并且避免电路系统其余部分的损坏。但是这种应答器能拾取激励场的主要部分，其后作为热量在调节器中消散。我们描述的应答器实施例通过拾取电压与激励场之间的相对相位，限制拾取电压。拾取电压的电平在强耦合的情况下被限制，这能避免应答器荫蔽(shading)激励场的问题。当阅读多个应答器时这可能是有利的。 

在实施例中，读取器和/或应答器可容许由环境引起的一点儿失调。例如靠近天线设置的金属元件将改变电感。但是，所提供的期望工作频率仍然包含在谐振敏感的频率范围内，系统将继续正常工作。这提供了 一种相对于现有技术的改进，在现有技术那里，环境变化通常仅在读取器中被校正，并且需要单独的控制/测量过程。 

因此在本发明的第一方面，提供有可控的电谐振器，其包括与第一电容器耦合以形成谐振电路的电感器，谐振器进一步包括：可控元件；第二电容器，通过所述可控元件可控地耦合在所述第一电容器上；以及控制装置，控制所述可控元件，以使所述第一和第二电容器的总有效电容随所述谐振器的振荡信号的占空比变化。 

在某些优先实施例中，可控制器件包括：开关元件，例如晶体管特别是场效应晶体管如MOS(金属氧化物半导体)晶体管，以及控制装置，包括晶体管的偏置电路。优选地，偏置电路配置成自动调整晶体管的偏压，以增大振荡信号的幅度。谐振器可选择包括供电电路，以便从所述振荡信号获得所述偏置电路的电源。 

在实施例中，谐振器包括耦合在可控元件上的第三电容器；电感器的Q值大于50比较好，更优选地大于100。谐振器最好包括驱动系统，以驱动谐振器上的振荡信号；这个电路可包括将谐振器的电流转换为脉冲的装置，这个脉冲的持续时间取决于电流。 

本发明进一步提供RFID标签或包括上述的谐振器的标签读取器。 

在相关的方面，本发明提供一种控制振荡信号所驱动的谐振电路中的振荡幅度的方法，该方法包括：以可变耦合方式将电抗元件加至所述谐振电路；在所述振荡信号的周期内改变所述耦合以控制所述振荡幅度。 

本发明进一步提供控制振荡信号所驱动的谐振电路中的振荡幅度的设备，设备包括：以可变耦合方式将电抗元件加至所述谐振电路的装置；以及在所述振荡信号的周期内改变所述耦合以控制所述振荡幅度的装置。 

本发明还进一步提供一种控制谐振电路的谐振频率使得所述谐振频率基本上匹配外部波形的频率的方法，谐振电路包括与电容耦合的电感，电容具有电容切换元件，该方法包括响应所述谐振电路的振荡波形的信号电平，控制所述电容切换元件的占空比。 

电感可串联和/或并联地与电容耦合，优选地电容切换元件包括耦合(串联和/或并联)至所切换的电容的场效应晶体管(FET)开关。可通 过响应谐振电路振荡波形的瞬时电平控制FET的栅-源电压，从而对占空比进行控制。在实施例中，这个振荡波形和外部波形的相对相位，随外部波形的信号电平而变化。 

因此，在实施例中，概括地说，谐振电路中波形的幅度逐渐增长并控制FET的栅-源电压，使电路趋向谐振。当谐振已经建立时，概括地说，谐振电路中振荡波形的幅度近似保持恒定，但谐振电路的“内部”波形相对于外部波形的相对相位，随外部信号的强度而变化；并且如上所述，占空比取决于外部信号的频率。概括地说，相对相位是从激励场所提取的能量的量度。这种操作的一个优点是电路在很宽的外部场强度的范围内操作，并且例如在紧靠着强场中的射频源操作时，不需要附加的调节器。 

在该方法的某些实施例中，外部波形包括射频电磁场(或是传播或是近场)的波形。因此，上述方法的一个实施例对于从射频的电磁场中提取能量是有利的，在上述实施例中，随着激励的增强，上述相对相位调整为限制从场中提取能量。(在实施例中，内部波形的幅度是FET的栅极电压、元件值和谐振频率的函数)。 

在该方法的其他实施例中，外部波形可直接或间接地(例如通过微处理器)从晶体振荡器获得。因此在实施例中，电路适应于时钟，所以这一技术可用于提供很低相位噪声的射频源。 

在一个有关的方面，本发明提供一种电路用来控制谐振电路的谐振频率，使所述谐振频率基本上与外部波形相匹配，所述谐振电路包括与电容耦合的电感，电容具有电容切换元件，所述电路包括响应所述谐振电路的振荡波形的信号电平而控制所述电容切换元件的占空比的装置。 

概括地说，电路的实施例可用于期望在相对宽的频率范围内能有效地耦合的场合。电路的实施例方便于在两个高Q值系统之间耦合，不需要其他情况所必要的谐振峰的精确对准。这方便于例如高效的感应式充电。这种技术的实施例也方便于在操作的多个频率或频段上有效操作射频标签，例如便于准备能按照美国和欧洲提出的不同频率标准(例如在125kHz至134kHz范围内)操作的单一标签。 

因此，本发明进一步提供RFID标签，其包括可控的谐振电路，这个 谐振电路包括与电容耦合的电感，具有电容切换元件的电容，其中所述可控谐振电路配置成自动地控制所述电容切换元件的占空比，以便响应询问射频场而从所述标签的多个工作频率中选择一个频率。 

本发明也提供一种LC电路，其包括电感器，主电容性路径，以及至少另一个辅助电容性路径，其以可变的占空比耦合形成谐振；其中取决于占空比的电路响应频率与激励频率相匹配。 

本发明进一步提供读取器天线调谐方法，其中激励频率可变，所选择的频率使输入至天线的能量最大。本发明进一步提供读取器天线调谐方法，其中激励频率可变，所选择的频率使应答器调制的阈值幅度最小。本发明进一步提供读取器天线调谐方法，其中激励频率可变，所选择的频率使调制变换的应答器阻抗变为电阻性。在上述读取器中，与应答器匹配的调谐频率，可从利用线性调频衰减测量应答器邻近及其谐振频率两者或其一的低功率邻近检测器取得。在实施例中，应答器响应一个频率范围。 

上述可控电谐振器、谐振电路、设备、标签或读取器或方法，可合并入下而的一种或多个设备：发射机；接收机；近场通信装置；感应式充电器；感应式充电装置例如消费电子装置；振荡器；电压转换器；电容性能量/信息传递系统；和能量收获装置。 

我们还要描述关于RFID应答器是否存在的低功率检测方法。当检测到应答器存在时，系统可转移至满功率识别模式。 

与常规LC读取器天线谐振电路不同，这些实施例使用包括非线性元件的电路，使得自然谐振频率取决于幅度。读取器天线电路响应脉冲激励，产生同时随时间衰减并扫过频率范围的线性调频信号。 

天线电路最好是Q值显著高于应答器，这样，线性调频的衰减与应答器的响应相比是相对地慢的。由此，当应答器频率接近线性调频(chirp)的瞬时频率时，天线波形还有相当长的持续时间。这时，应答器从天线吸收能量，其后能量被记录在读取器中。因此，这个线性调频方法不再需要天线的谐振频率与应答器之间相匹配。 

实施例利用衰减的线性调频波形，它把线性调频的幅度和线性调频的频率关联起来。这个波形允许通过衰减波形的相位更灵敏地测量能量 的损失。从天线吸收的能量中的小变化，除了幅度以外还引起衰减频率的相应变化。比较两个阻尼的电平，一旦两个线性调频(chirp)以不同的频率操作时，它们的相位差随时间增加。因此，在许多周期的延迟之后，两个波形之间的阻尼中的小差别可通过对线性调频波形的直接取样而拾取。两个波形之间的相位差一旦相当于周期的主要部分时，就转化为取样电压的大部分变化。这与幅度测量大不相同，那里显出小得多的效果。通过线性调频衰减的相位记录阻尼中的变化，能潜在地提供改进的灵敏度。 

线性调频衰减的频率扫描可用来确定应答器的谐振频率。随着对应答器谐振的频率扫描，应答器对天线产生的影响达到最大。对于线性调频从低频开始扫描至较高频率的情况，应答器谐振频率增加的影响是线性调频中的相应变化延迟。与只在一个点对线性调频取样不同，沿着衰减的长度在许多点取样能提供关于应答器谐振频率的信息。这个测量可在每次线性调频产生时进行，或者代替地可由单点测量记录系统中的变化，然后从线性调频的多点测量结果确定应答器频率。一旦应答器被确定，天线可相应地进行调谐，用于随后的满功率识别模式。这种多点测量也可有助于区别明显谐振的应答器和在宽的频率范围内吸收能量的干扰物体例如金属性物体。 

因此，也提供一种带非线性元件的谐振电路，使其接收脉冲时产生把幅度和衰减关联起来的线性调频衰减。相位测量用于确定由于物体的存在所造成的小差别。优选地电路使用至少一个FET和两个电容分支的可变占空比，以便产生线性调频。优选地电路使用可变电抗器或可变电感器，作为产生线性调频的非线性元件。检测的物体可以是RFID应答器、无源谐振电路、金属性物体；该物体可以电感性或电容性耦合。连续样本的平均可用来跟踪环境变化或电池下降和/或用来减小噪声干扰。我们还描述了带有内装RFID读取器的猫挡板或宠物喂食器，其中，在满功率阅读皮下RFID芯片之前，采用低功率模式检测猫的存在。 

本发明进一步提供一种射频标签邻近检测系统，所述系统包括：用于产生线性调频的衰减射频脉冲的射频信号产生器；用于检测所述衰减脉冲的射频检测系统；以及用于识别所检测脉冲的相位变化、以确定所 述射频标签至所述检测系统的邻近的系统。 

优选地，所述相位变化识别系统包括将所检测脉冲与参考信号进行比较的装置。 

优选地，所述相位变化识别系统包括确定所检测脉冲的累积相位变化的装置。 

本发明进一步提供上述射频标签邻近检测系统的标签检测系统，其中：所述射频信号产生器包括含有非线性元件的谐振器。 

本发明进一步提供一种标签检测系统，其中所述射频信号产生器包括可控电谐振器，该可控电谐振器包括与第一电容器耦合以形成谐振电路的电感器，该谐振器进一步包括：可控元件；第二电容器，通过所述可控元件可控地耦合在所述第一电容器上；以及控制装置，控制所述可控元件，以使所述第一和第二电容器的总有效电容随所述谐振器上的振荡信号的占空比变化。 

本发明进一步提供一种标签检测系统，其中，所述射频信号产生器和所述射频检测系统包括共用的射频谐振器。 

本发明进一步提供一种检测物体至射频信号产生器的邻近的方法，所述方法包括：利用所述射频信号产生器产生线性调频的衰减射频信号脉冲；以及检测所述线性调频的射频信号脉冲的移相以检测所述物体。 

本发明进一步提供一种检测物体至射频信号产生器的邻近的设备，所述设备包括：利用所述射频信号产生器产生线性调频的衰减射频信号脉冲的装置；以及用于检测所述线性调频的射频信号脉冲的移相以检测所述物体的装置。 

本发明进一步提供一种操作射频应答器标签读取器的方法，所述方法包括：以低射频输出功率模式操作所述读取器，检测射频应答器标签的邻近，特别是使用前述任何权利要求所述的系统、方法或设备；以及响应于对所述标签邻近的所述检测，以高射频输出功率模式操作所述读取器，从所述标签读取数据。 

本发明进一步提供一种控制射频应答器标签读取器的操作的设备，所述设备包括：以低射频输出功率模式操作所述读取器以检测射频应答器标签的邻近的装置，该装置特别使用前述任何权利要求所述的系统、 方法或设备；以及响应于对所述标签邻近的所述检测，以高射频输出功率模式操作所述读取器以从所述标签读取数据的装置。 

附图说明

图1是谐振电路第一实施例的示意图。 

图2A是FET栅极为零电压的谐振电路第一实施例的电压波形图。图2B是天线电流的对应曲线图。 

图3A是当电路谐振时减小到负电位的FET栅极电压曲线图。图3B和3C分别是相应电压和天线电流的波形。 

图4是包括有图1所示谐振电路的标签读取器实施例的示意图，具有控制FET栅极电压和供给激励信号的新增部分。 

图5是谐振电路第二实施例的示意图。 

图6是包括谐振电路的应答器实施例的示意图。 

图7A和7B分别是图6应答器的天线电流的电压曲线图，由外场激励。 

图8是包括有图6所示谐振电路的应答器实施例的示意图，具有经过FET栅极电压建立谐振幅度的新增电路元件。 

图9A是图8应答器的天线电流曲线图，由外场激励。图9B和9C分别是FET栅极电压和天线电压的相应曲线图。 

图10A和10B是谐振电路第四实施例的衰减波形，这里图1的电路用4μs脉冲激励。图10C是自由衰减时的瞬时频率。 

图11A是图10A中电压衰减的包络函数曲线图，与类似于125kHz应答器存在于读取器附近的线迹重叠。图11B是用同一垂直比例绘制的两个包络函数之间的差值。 

图12A是表示有无应答器存在的两个衰减波形之间的差值。图12B是应答器谐振频率已从125kHz提高至134kHz时的类似差分波形。 

图13是一个谐振电路的示意图，具有对邻近检测中的线性调频衰减的幅度进行取样的新增元件。 

(在图3、7、9、10和12中，虽然看起来像人工印刷品，但信号包络线区域内应当是连续实线，这是由于描绘波形时所用的时间标度的关 系。) 

具体实施方式

下面关于响应宽频率范围的谐振电路的描述，仅是示范性的，决不意味着限制本发明或它的应用或用途。本领域的熟练技术人员知道除了RFID方面以外，同样可以很好地应用于从这种谐振电路的性能受益的其他方面。这些方面包括(但不受限于)： 

1)无线电发射机和接收机，包括移动电话 

2)近场通信 

3)感应式充电器件 

4)振荡器 

5)电压转换器 

6)系统之间的电容性能量/信息传递 

7)能量收获，例如从电磁源无线获取或者从机械式拾音器之类的电路内部获取。 

图1示出根据本发明一个方面的谐振电路第一实施例。高Q值天线包括32圈660-股46AWG绞线，总直径约为20cm。对于125kHz的目标工作频率，天线具有电感300μH(L1)和有效串联电阻0.7Ω(R1)，给出Q值340。天线设置成与电容网络C1、C2、C3和n型FET串联。FET栅极电压由电压源Vgate(1)控制，系统由电压源Vstimulus(2)激励。下面将参考图2所描绘的电流和电压波形，描述电路的工作原理。 

图2示出激励电压3，其已设置为幅度5V的125kHz的方波。图中还示出FET漏极(也是电感器的末端)的电压4和FET源极的电压5。FET栅极电压(Vgate)设置为0V。电路有两个明显的状态： 

1)当源极电压低于栅极电压(0V)至少2V FET阈值电压(Vth)时，FET导通。在这一状态中，源-漏极电容器C2被短路，源和漏极电压彼此很接近。 

2)当源极电压大于-Vth时，FET断开，这时源和漏极电压偏离并且源-漏极电容器充电。 

这两种状态各引起不同的电感器串联的有效电容。第一状态给出较 高的电容，即2.2nF(C1)与10nF(C3)并联，总电容为12.2nF。第二状态给出较低的电容，因为FET断开时附加的2.2nF(C2)与10nF串联。这样给出总电容为4.0nF。 

由于栅极电压被固定(0V)，源极电压的振荡使FET在导通和断开这两种状态之间变换。占空比(FET导通周期的百分率)被振荡幅度控制。高的振荡电平给出接近50％占空比，而幅度小于Vth则给出0％占空比。这两个极端的占空比对应于两个极端的频率，由下的等式给出： 

$f_{50\%}=\frac{1}{\mathrm{\π}(\sqrt{L\·(C1+{({C2}^{-1}+{C3}^{-1})}^{-1})}+\sqrt{L\·(C1+C3)})}$

$f_{0\%}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\·(C1+{({C2}^{-1}+{C3}^{-1})}^{-1})}}$

与这个例子的电容有关，这两个频率f_50％＝106kHz，f_0％＝145kHz。因此，取决于振荡幅度，这个电路能响应这个范围内的任何频率。在这个例子中所选择的频率引入约+26V峰值的振荡幅度，它与FET的2V Vth一起给出对于125kHz适当的占空比。波形的不对称性是与电感器串联的有效电容改变的自然结果。 

图2B示出电感器的电流，它具有比电压更对称的状态。电流与激励电压之间的相位差约90度，通过谐振从激励电压得到的净功率是低的。事实上，稍不同于90度，导致能维持与125kHz匹配所要求的幅度的某一净输入能量。当幅度与激励频率不匹配(例如在导通瞬态之后，或激励频率改变等等)时，激励与电流之间的相对相位会有所调整，结果是从激励消耗不同的功率以保持新的固定谐振幅度。这个固定的谐振幅度设置占空比以匹配新的激励频率。这样，电路自然地适应频率的变化。这里值得注意的是，任何元件中的变化直到包括电感器的温度或金属性失调在内，会引起电路的类似响应而重新调谐，给出关于激励频率的正确占空比。 

还可以通过栅极电压Vg来控制谐振幅度。图3A示出Vg的分布图， 最初设置为0V达5ms，以使导通瞬态稳定下来。随后在5ms窗口中，从0V下降到-25V，再往后的5ms为-25V。对漏极电压和电感器电流的影响分别表示在图3B和3C中。栅极电压较低的值意味着要求较大的幅度以使FET断开，因为源极需要比栅极电压至少低Vth。为了设置与125kHz相匹配的相同占空比，谐振幅度增加。这样，谐振幅度可通过FET上的恒定栅极电压来控制。 

增加幅度的另一结果是谐振与激励波形之间的改变了的相对相位。电流激励波形越是同相，获得的功率越高以维持较高的谐振幅度。这一通过FET栅极电压增大幅度的过程，可持续至激励和谐振同相。 

图4是示出的电路有与图1相同的谐振电路，但图1的控制部分表示为控制电路系统。图中指示了主要功能块，现在进行说明： 

谐振电路，13 

如关于图1所做的描述。 

负电压轨(voltage rail)，6 

这一方块从FET1漏极获取谐振电压作为它的输入，并将峰值负电压存储在C4中(小于一个二极管压降)。所存储的负电压然后被栅极电压控制块用来设置FET1的栅极电压。 

栅极电压控制，7 

这一方块有两条数字控制线，Vg_ZERO 10和Vg_DEC 11。Vg_ZERO上的电压脉冲使FET2导通，存储电容器C5连接至地。Vg_DEC上的电压脉冲给出上升沿，经T1传导给负电压轨；C5上的电压变得更负。利用数字控制线，C5上的电压可以逐渐地变负或者可以归零。这个电压连接至FET1的栅极，并由此控制谐振电路的振荡幅度。谐振幅度可以用Vg_DEC上固定数目的脉冲来设置，或者代替地可用另一种方法即降低栅极电压，直至幅度例如用ADC测量达到所希望的值。 

激励脉冲产生器，8 

一对n和p型MOSFET来用控制加给谐振电路的激励电压。正电压(V1)通过肖特基二极管耦合进来，结果是进入谐振的瞬态电流通过C10接地而取得。D6和V1恰好提供激励脉冲的结束电压，和保持恒定幅度谐振的足够电流。激励脉冲产生器的这种设计是特别有用的，如果提供 给谐振的功率要求监控的话。这可以通过测量流经D6的电流脉冲直接进行监控。代替地，如果没有这种需要，C10和D6可以取消，只要5V电源具有足够的容量和低的串联电阻，使谐振所产生的瞬时电流有效地反复循环。 

静带延迟产生器，9 

最后，静带延迟产生器获取数字波形Vstimueus 12作为它的输入，并产生静带延迟避免激励FET中的击穿(shoot-through)电流。 

概括地说，图4所示的电路使得能够在电感器L1和电容器C1、C2、C3所确定的一个频率范围上设置电感器电流，幅度则由FET栅极电压设置。另外，电路将自然地适应这个范围内的不同频率，并同时改变元件的数值(只要激励频率保持在电路的调整能力范围内即可)。由此，这种方法允许由于温度、金属性环境引起的失调，也允许元件数值的制造公差。 

上述说明是就方波激励波形而论。但是，也可以是占空比减小的波形，只要其能给足够的能量以维持谐振就行。代替方法是用目标频率的子谐波波形激励电路。这一方案的主要优点是n和p激励FET很少被切换，结果减少了这些元件充电/放电中的损失。因此能实现更有效率的电路操作。 

实施例中所示的三个电容器的网络不是本发明唯一的实现。事实上，可完全除去C2而简化该电路。在这种情况下，当FET断开时，FET源极电压保持恒定。但是，一般已发现包含C2的某一电容是有利的，用于FET断开时提高FET源极电位。这使FET进一步断开，使经过FET的漏泄减至最小，具体地，这是因为由于有限的栅极电压存储电容器C5使栅极电位可以变化。 

将读取器天线调谐至应答器谐振的任务可用如下方法中的一种来实现： 

1)读取器可步进或扫描激励频率，并监控应答器的功率消耗。这可通过监控5V电源的功率消耗来进行。 

2)读取器可有目的地步进或扫描激励幅度和频率，目的是确定阈值幅度，作为应答器调制被获取时所处的频率的函数。最低阈值幅度通常 将位于应答器谐振频率处。 

3)当应答器用标准的电阻负载调制进行调制时，如果在应答器谐振时操作，由读取器看到的变换应答器阻抗也是电阻性调制。当工作频率与应答器谐振不同时，电抗分量会出现在变换阻抗中。读取器可监控变换阻抗并调整频率直至得到电阻性阻抗。 

4)电路可以用脉冲进行周期性激励，产生衰减的谐振波形。振荡的幅度通过电容性路径的占空比被关联至振荡的固有频率。结果是自由衰减也在频率范围内扫描，即产生衰减的线性调频。这种信号可以用来对可能的应答器频率进行扫描。与参考迹线的波形差，可用于指示从读取器最大量吸收的频率。这个频率将对应于应答器的谐振频率，读取器可据此调谐。这样的系统可作为低功率方法用来检测应答器的存在以及它们的谐振频率。一旦检测到，读取器可以正常方式读出应答器。这种方法可在本发明的第四实施例中实现。 

第二实施例 

图5示出本发明的另一实施例。除图1所示的n型FET以外，这个实施例还包括p型FET。n型FET的状态在FET漏极的负周期变化，p型FET在正周期变化。对于低的幅度，两种FET都不导通，相反，对于高的幅度两者都导通。频率的设计公式限定在0％占空比和100％占空比(占空比是至少一个FET导通的周期的百分率)，公式如下： 

$f_{100\%}=\frac{1}{\mathrm{\π}(\sqrt{L\·(C1+C3)}+\sqrt{L\·(C1+C5)})}$

$f_{0\%}=\frac{1}{\mathrm{\π}(\sqrt{L\·(C1+{({C2}^{-1}+{C3}^{-1})}^{-1})}+\sqrt{L\·(C1+{({C4}^{-1}+{C5}^{-1})}^{-1})})}$

图5中所示的数值给出频率范围f_100％＝104kHz和f_0％＝147kHz。当以栅极电压Vgate1(15)和Vgate2(16)设置谐振幅度时，以与单个FET方案的第一实施例类似的方法完成，不同之处是这些电压应该趋向相反的方向。Vgate1向负电压减小，Vgate2以等量向正方向增加。 

这个实施例的一个特点是FET和电容器网络对波形的影响比单个FET的方案更加对称。这能导出一个失真减小的电感器电流。如果这是满足发射调整的一个要求的话，那么可认为电路的附加复杂性是有理由的。此外，对于给定的电感器电流，与第一实施例相比，减小了FET的漏极电压摆动。这一性能允许使用最大源-漏极电压指标较低的FET。这样能降低FET的成本和/或能通过减小导通电阻提高它的性能等等。 

第三实施例 

图6示出一个电路实施例，其能用于从射频场例如RFID应答器或其他远程功率器件提取功率。这个电路用所处的射频场驱动。能从电路的任何方便点例如耦合的C1取得功率并整流。为了提供从应答器来的返回信号，电路的电力可例如用来驱动能以返回信号调制的射频振荡器。应答器的电感量相对于早前300μH的发射天线示例(图1)有所增加。这样就提高了响应振荡场时应答器中的感应电压。电容器C1、C2、C3以相同的系数减小，结果得到与第一实施例相同的频率范围(f_50％＝106kHz，f_0％＝145kHz)。应答器的Q值由线圈有效串联电阻(R1)来设定，在这个例子中电阻为10Ω，在125kHz频率上给出约为80的高Q值。n型MOSFET具有0.5V的低阈值电压。 

应答器电路弱耦合至电感量为300mH的发射天线。在两个电感器之间的耦合常数为1％。图7A示出发射天线中的电流，其在第一个1ms内为零，然后在10ms内线性增加至50mA，再往后则保持恒定的幅度。这个波形已选用来说明电路的操作。 

图7B示出应答器电路中相应的FET漏极电压。随着发射天线中的电流的增加，在应答器电路天线中的电流和FET漏极电压也因此增加。一旦漏极电压达到0.5V即FET的阈值电压，FET就开始在每一周期的一部分导通。这允许在电路中建立谐振，使占空比与125kHz的激励频率相匹配。当这一匹配发生时，在FET漏极电压中有明显跳变。这里，电路自适应激励频率。 

图8示出应答器电路的又一发展。这里已加上一条附加支路，通过二极管D1将FET的漏极耦合至栅极。一旦电路调整到激励频率，并且FET的漏极电压幅度跳到0.5V以上时，二极管D1开始在周期的一部分 导通而把栅极电压向下拉。随着栅极电压下降到负电压，谐振的幅度增加。这一过程一直继续到FET栅极电压到达由流入+5V齐纳二极管D2的反向电流所设置的极限。电阻R4的作用是在应答器电路的谐振消失时将栅极电压约束于零电位。这样应答器电路就做好了暴露于阅读现场的准备。概括地说，图8安排自动地控制(降低)FET的栅极电压以增大谐振的幅度，从射频场提取较高的功率。 

上述电路的操作用图9中的波形来说明，图9A示出与图7相同的发射机天线电流。图9B示出应答器FET栅极电压，当电路已调整到激励频率(Vdrain超过FET的0.5V阈值电压)时，栅极电压下降至负电压。图9C示出随着栅极电压下降应答器电路谐振的建立。 

为了将应答器电路调整到激励场的频率，和将拾取电压的幅度修整为斜坡，要求拾取电压首先超过FET的阈值电压。在上述实施例中，使用的是低阈值FET以使这可在低耦合电平上实现。另一种方法是提高应答器电路的电感量在应答器中产生较高电压，尽管有较高的源极阻抗。如此可以降低对低阈值的特定要求。但是由于较高的应答器电路电感量，可能要求谐振建立较高的最终电压，以便从激励场传递相同的功率电平。这一提高了的电压在驱动应答器，以及应答器电路与读取器进行通信时的任何调制两方面都需要。 

当应答器电路与读取器耦合增强时，上述实施例还有一个好处。强耦合电平条件下的一个解决途径是引入一个调节器，以限制拾取电压和避免电路其余部分的损坏。这种方法的一个缺点是应答器可能吸收激励场的重大部分，其后作为热量在调节器中消散。但是这个实施例通过应答器谐振与激励之间的相对相位限制拾取电压，即实际的拾取电平减小，而不只是利用调节器进行抵抗。通过这种强耦合情况下的改进性能，这个实施例能避免例如应答器荫蔽激励场这样一些问题。当阅读多个应答器时这可能是有利的。 

概括起来，这个实施例描述怎样将可变占空比技术应用于远程功率器件例如RFID应答器。电路可自适应激励场，只要激励频率是在应答器电路的范围内，并且幅度超过与电容器网络一起使用的FET的阈值电压就行。也已经表明，栅极电压可自动地修整为斜坡从而在应答器中建立 起上升的谐振幅度。 

上述应答器电路具有几个优点，概括如下： 

1.可使用高Q值应答器，而没有通常的激励场与应答器频率精密匹配的复杂性；应答器调节激励频率。 

2.系统更多地容许可能影响应答器频率的温度和金属性环境的变化。只要激励是在应答器电路的频率范围内，元件数值有一些变化将不影响操作。 

3.系统更多地容许元件制造中的变化。这样，可以不需要元件数值的仔细调准，因而使潜在的制造成本下降。这也便于当前可能还不能达到现有技术实现所要求的容差的制造技术。这些技术的例子可包括印刷电子学和有机半导体。 

4.应答器能响应一个以上的读取器频率。这样，可容许跨越监管频率有变化的国际边界而移动。 

5.有固定栅极的电路的作用类似于调节器。栅极电压设置使占空比与激励频率相匹配的相应幅度。耦合常数增加的主要变化是改变激励和应答器响应的相对相位。应答器谐振的幅度保持近似相同。这样，附加调节器在应答器中可以是不必要的。这也减小了紧密耦合的应答器荫蔽读取器场而有碍更多别的应答器这样的影响。 

第四实施例 

在第四实施例中，图1所示的电路用于自由衰减，而不是稳态的激励。当用于自由衰减时，FET导通的占空比由衰减波形确定，并且随时间改变。最终特性是一个线性调频信号，频率随电路中的能量衰减而上升。这一实施例可在读取器中用以检测应答器和/或它的谐振频率的存在。 

一个幅度为5V的4μs方波加至Vstimulus(2)，并且FET栅极电压(1)保持在0V。图10A示出FET漏极电压的衰减，图10B示出天线电流。当FET占空比为非零值时，漏极电压是不对称的，这是两个不同的电容耦合形成谐振的自然结果。另一方面，天线电流更为对称。 

图10C示出作为时间函数的线性调频的瞬时频率。线性调频从117.9kHz开始，上升至最大约144kHz。高频极限相当于预测的f_0％为145kHz，但是，起始频率是在另一极限f_50％＝106kHz以上。这是因为50％ 的占空比只趋近幅度比阈值电压Vth大得多的地方。如果对于同一电容性网络要求较低的起始频率，则可利用下列方法中的一种： 

1)增大振荡的初始幅度，例如采用双脉冲激励。 

2)改变FET，采用有较低Vth的FET。 

3)将正栅极电压加在FET上，幅度小于Vth。这使电路的操作保持相同，也就是FET仅在FET源极电压的负周期导通。但是，能减小以这个正栅极电压导通FET所需要的幅度。 

图11A示出FET漏极电压的衰减包络。与这个迹线重叠的是当谐振的应答器已被引入时，实际上不能区分的衰减包络的迹线。应答器包括与1.6nF电容器并联的1mH电感器，给出谐振频率为125kHz。电感器的有效串联电阻为50Ω，其给出应答器的Q值约为15。读取器天线与应答器之间的耦合设置为低至0.3％。 

图11B示出在同一垂直标度下衰减包络的差值。结果是很低的，说明它们很接近匹配。事实上，最大差值约为2％，是难以用能量衰减的量度拾取的很低电平。 

与关注衰减包络不同，图12A示出应答器的存在和应答器的不存在之间的实际波形差。这种测量具有很大的优越性，它对相位差很敏感，结果对应答器的存在具有很大的改进灵敏度。在线性调频衰减和对它的频率范围扫描时，应答器吸收能量的小部分，改变误差的频率。相对于参考波形的相位差随着时间过去建立起来，并且这在图12A中给出大的差电压。电压差在约1.9ms时为最大(距线性调频开始0.9ms)，在这个时间之后随线性调频衰减的继续而减小。注意，一旦线性调频衰减的幅度低于Vth，并且FET的占空比为零时，迹线之间的相位差保持恒定，并且差波形随线性调频的幅度衰减；在这个例子中，零占空比阈值约为2.15ms。 

图12B示出类似的波形差量度，此处应答器频率已从125kHz增加至134kHz(应答器谐振电容从1.6nF减小至1.4nF)。差电压的变化是明显的，特别是差电压中尖锐上升的开始，相对于125kHz应答器有延迟。这是可预期的，因为线性调频频率随时间上升，因此与衰减中稍后的新的应答器频率匹配。这个影响的幅度也是较小的，这是在应答器已开始对 衰减有适当的影响之后，线性调频持续时间很短的结果。在应答器被激励以及相对于参考的相位差停止增加之后，线性调频比较快地进入零占空比区。图12A和12B的比较表明怎样利用差波形的形状在谐振频率125kHz和134kHz的应答器之间进行区分。进一步分析，特别是差波形的起始点可允许以更精细的分辨率来确定应答器频率。 

图13示出的电路以第四实施例为基础，具有新增的电容器(C4)和由电压源17控制的FET(FET2)。当FET断开时，天线电流流过C4，由此产生电压。在这个例子中，C4比其他的谐振电容器大很多，因此对线性调频的频率范围没有大的影响。此外，因为是大电容，所以产生的电压幅度大于0.7V，因此不能经过FET2的体二极管导通。C1和C4节点上的电压接着可给模数转换器(ADC)进行取样。ADC一般包括有取样和保持功能，以便将波形的数值以显著小于该波形的时间周期的时间标度进行数字化。 

这个电路的主要优点是ADC的输入可被导通的FET旁路，在这种情况下天线电流返回至地而不是流过C4。这样，当读取器切换到满功率识别模式时，准备用于应答器的低功率邻近检测的ADC输入端被保护。在满功率模式产生的大电压例如FET1的漏极电压不会被邻近检测电路的元件加载，因此不会产生任何危险。 

可利用图13电路的一种代替方式是，对于大部分线性调频衰减保持FET2导通，仅在衰减波形被取样时FET2才断开。如果到了取样的时候线性调频已经从它的起始电平显著地衰减，那么电容C4可采用较小数值，仍然保持幅度在0.7V以下(因此避免经过FET2的体二极管路径)。这样，被ADC取样的电压可以增加(上升到0.7V)，改善测量的信噪比。 

又一种代替方式是，在线性调频衰减的持续时间内FET2保持断开，并且在ADC对电压取样以前，引入一定的增益。这也可包括电压偏移，使信号的动态范围适合于ADC的输入范围。采用这种方法提高信噪比，是以附加增益电路的功率消耗为代价的。为了使附加的功率消耗减至最小，可按照与线性调频重复速率相对应的减小的占空比驱动放大级。 

从线性调频衰减的基本概念出发，下面的技术可应用于建造一个坚固的系统： 

1)在整个时间上监控参考信号，允许系统对系统跟踪那些与应答器邻近无关联的、较长期间的变化。这些有利忽略的变化的例子包括温度变化、从周围金属吸收的变化和将引起线性调频衰减变差的电池电压的逐渐下降。 

2)许多样本的平均信号可给出信噪比的改善，因此给出系统的坚固性。这种平均可在相对于线性调频开始的同一取样时间上进行，并就几个单独的线性调频进行平均。 

3)可对一个线性调频中的多个点进行取样，并就每一样本确定与参考的差值。通过组合这些单独的测量，可更精确地做出关于系统变化是否已经发生的判断。这种多点取样可与应答器谐振频率的确定结合进行。 

上述实施例中的电路提供谐振性能，同时也响应一个频率范围。特别是通过电感器与电容器网络之间瞬时能量传递的反复循环，能实现电压升高。 

这些电路的一个共同特点是通过FET源极电位的变化，谐振自然地导通和断开FET。因此，导通和断开FET所需要的电荷经过谐振电感器来提供。这样，FET有效地导通和断开，而没有与外部电压直接切换FET栅极有关的正常损耗。这有利于电路的低功率操作，并允许建立高Q值谐振(低Ron FET)，而没有过度的切换损耗。又一优点是导通/断开平滑，不会引起强烈的切换瞬变过程。 

尽管上述实施例通过谐振切换FET导通/断开是有利的，但是也可建构外部开关装置。这将需要附加的功率以切换FET，以及仔细的定时控制以确保电路占空比已校准于激励频率。因此，在实施例中，可控元件例如开关元件晶体管，由包括定时控制电路的控制装置进行检测。 

上面概述的方法允许以很稳定的外部时钟源操作高Q值的LC谐振，例如晶体谐振器。这样能有效地产生在幅度/相位以及频率两个方面都长久恒定的场。当实现RFID应答器的读出功能时，这一任务是有利的，因为读出波形上的任何噪声可变换为输出波形的噪声。 

实施例的所选的125kHz频段完全是作为一个例子。本发明的应用不限于围绕这个频段的频率，而是可扩展到包括从亚音频至微波频率以及超过这个范围的所有振荡频率范围。更具体地对于RFID，所有常用RFID 频率范围都被包含在内，例如125kHz、134kHz、13.56MHz、869MHz、915MHz等等。 

无疑，技术人员将获得许多其他的有效替代形式。应当了解，本发明不限于所描述的实施例，而是包括本领域技术人员显而易见的处于附加的权利要求精神和范围内的各种更改。 

Claims (30)

1.一种可控电谐振器，包括与第一电容器耦合以形成谐振电路的电感器，该谐振器进一步包括：

可控元件；

第二电容器，通过所述可控元件可控地耦合在所述第一电容器上；

以及控制装置提供电压以控制所述可控元件，该电压在谐振器的振荡信号的周期内基本恒定，其中，所述控制装置包括晶体管，该晶体管具有配置为接收所述电压的栅极、从所述谐振器接收谐振的源极和从谐振器接收另一个谐振的漏极，所述栅极控制所述源极和漏极之间的电流流动，所述晶体管在源极电压低于阈值电压时导通，而在源极电压高于该阈值电压时断开，以改变所述第一和第二电容器在所述谐振器上的振荡信号的周期内的总有效电容。

2.如权利要求1所述的可控电谐振器，其中，所述控制装置包括所述晶体管的偏置电路。

3.如权利要求2所述的可控电谐振器，其中，所述晶体管包括场效应晶体管，该场效应晶体管配置为具有恒定的场效应晶体管门电压，且根据所述源极上接收到的谐振改变场效应晶体管源极电压，从而导通和断开所述场效应晶体管源极漏极。

4.如权利要求2或3所述的可控电谐振器，进一步包括电源电路，以从所述振荡信号获得所述偏置电路的电源。

5.如权利要求2所述的可控电谐振器，其中，所述偏置电路配置成自动调整所述晶体管上的偏压，以增大所述振荡信号的幅度。

6.如权利要求1所述的可控电谐振器，进一步包括连接在所述可控元件上的第三电容器。

7.如权利要求1所述的可控电谐振器，其中，所述电感器具有大于50的Q值。

8.如权利要求1所述的可控电谐振器，进一步包括驱动所述谐振器上的所述振荡信号的驱动系统。

9.如权利要求8所述的可控电谐振器，其中，所述驱动系统包括用于将所述谐振器汲取的电流转换为具有取决于所述电流的持续时间的脉冲的装置。

10.一种RFID标签，包括前述任何一项权利要求所述的谐振器。

11.一种RFID标签读取器，包括权利要求1-9之一所述的谐振器。

12.一种控制由振荡信号驱动的谐振电路中的振荡幅度的方法，所述方法包括：

将所述谐振电路的谐振应用到晶体管的源极；

将所述谐振电路的另一个谐振应用到该晶体管的漏极；

将电压应用到该晶体管的栅极，该电压在振荡信号的周期内基本恒定，该栅极控制源极和漏极之间的电流流动；

将电抗元件以可变耦合应用于所述谐振电路；

当所述晶体管的源极电压低于阈值电压时导通该晶体管，而在所述晶体管的源极电压高于该阈值电压时断开该晶体管，在所述振荡信号的所述周期内改变所述耦合，以控制所述振荡幅度。

13.一种用于控制由振荡信号驱动的谐振电路上的振荡幅度的设备，所述设备包括：

用于将所述谐振电路的谐振应用到晶体管的源极的装置；

用于将所述谐振电路的另一个谐振应用到该晶体管的漏极的装置；

用于将电压应用到该晶体管的栅极的装置，该电压在振荡信号的周期内基本恒定，该栅极控制源极和漏极之间的电流流动；

用于以可变耦合将电抗元件应用于所述谐振电路的装置；以及

用于使得所述晶体管在源极电压低于阈值电压时导通，而在源极电压高于该阈值电压时断开，在所述振荡信号的周期内改变所述耦合以控制所述振荡幅度的装置。

14.一种控制谐振电路的谐振频率以使所述谐振频率基本上与外部波形的频率匹配的方法，所述谐振电路包括与电容耦合的电感，所述电容具有电容切换元件，所述方法包括：

将所述谐振电路的谐振应用到晶体管的源极；

将所述谐振电路的另一个谐振应用到该晶体管的漏极；

将电压应用到该晶体管的栅极，所述电压在振荡信号的周期内基本恒定，所述栅极控制源极和漏极之间的电流流动；

当所述晶体管的源极电压低于阈值电压时导通该晶体管，而在所述晶体管的源极电压高于该阈值电压时断开该晶体管，从而响应于所述谐振电路的振荡波形的信号电平，控制所述电容切换元件的占空比。

15.如权利要求14所述的方法，其中，所述电容切换元件包括耦合至所切换的电容的场效应晶体管开关；以及所述占空比控制包括：在所述场效应晶体管的所述栅极与所述源极之间提供电压，该电压取决于所述谐振电路的所述振荡波形的瞬时电平。

16.如权利要求14或15所述的方法，其中，所述谐振电路的所述振荡波形和所述外部波形的相对相位响应于所述外部波形的信号电平而变化。

17.如权利要求14所述的方法，其中，所述外部波形包括射频电磁场的波形。

18.一种从射频电磁场提取能量的方法，所述方法包括：如权利要求17所述的控制方法，以及从所述谐振电路中提取能量。

19.如权利要求18所述的从射频电磁场提取能量的方法，其中所述谐振电路的振荡信号和外部波形的相对相位相应于所述外部波形的信号电平而变化，其中，随着所述射频电磁场中的所述能量的增加，所述相对相位进行调整以限制所提取的能量。

20.如权利要求14所述的方法，其中，所述外部波形包括从晶体振荡器获得的波形。

21.一种提供射频信号源的方法，所述方法包括：如权利要求20所述的控制方法，以及输出从所述谐振电路的所述振荡获得的射频信号。

22.一种控制谐振电路的谐振频率以使所述谐振频率基本上与外部波形的频率匹配的电路，所述谐振电路包括与电容耦合的电感，所述电容具有电容切换元件，所述电路包括：

用于将所述谐振电路的谐振应用到晶体管的源极的装置；

用于将所述谐振电路的另一个谐振应用到该晶体管的漏极的装置；

用于将电压应用到该晶体管的栅极的装置，该电压在振荡信号的周期内基本恒定，该栅极控制源极和漏极之间的电流流动；

以及用于使得所述晶体管在源极电压低于阈值电压时导通，而在源极电压高于该阈值电压时断开的装置，以响应于所述谐振电路的所述振荡波形的信号电平控制所述电容切换元件的占空比。

23.一种从射频电磁场提取能量的电路，包括如权利要求22所述的电路。

24.一种包括可控谐振电路的RFID标签，所述谐振电路包括与电容耦合的电感、以及晶体管，所述晶体管具有从所述谐振电路接收谐振的源极和从所述谐振电路接收另一个谐振的漏极、以及控制源极和漏极之间的电流流动且接收在谐振器的振荡信号的周期内基本恒定的电压的栅极，所述电容具有电容切换元件，其中，所述晶体管在源极电压低于阈值电压时导通，而在源极电压高于该阈值电压时断开，以响应于询问射频场，自动地控制所述电容切换元件的占空比，以从所述标签的多个工作频率中选择一个频率。

25.一种LC谐振电路，包括电感器、主电容性路径以及至少另一个辅助电容性路径，该辅助电容性路径以可变的占空比耦合形成谐振；其中，取决于所述占空比的电路响应频率与激励频率相匹配，该LC谐振电路包括如权利要求1所定义的可控电谐振器。

26.如权利要求25所述的电路，其中，所述占空比由场效应晶体管控制。

27.如权利要求26所述的电路，其中，场效应晶体管栅极电压保持恒定，并且场效应晶体管源极电压随谐振幅度而变化，从而导通和断开场效应晶体管。

28.如权利要求26所述的电路，其中，场效应晶体管栅极电压由外部电压源控制。

29.一种读取器，包括根据权利要求25至28任何一项所述的电路，其中，激励周期是所期望的激励场频率的子谐波。

30.一种应答器，包括如权利要求25至28任何一项所述的电路。

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