CN1419734A - 带有直流变压器的无损耗开关变换器 - Google Patents

带有直流变压器的无损耗开关变换器 Download PDF

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Abstract

一种新的开关变换器，尽管体积小、重量轻且具有超高的过载电流能力，仍以创记录的高效率工作，这是由于两种新方法：通过使用四个可控开关的精确顺序和定时消除开关损耗的新型无损耗开关方法，而新型直流变压器结构提供了一种消除磁性元件中存储的直流能量的方法，这进一步增加了效率并减小了磁性元件和变换器体积。

Description

带有直流变压器的无损耗开关变换器
发明领域
本发明涉及直流—直流的开关功率转换的领域，特别涉及使用两种新方法的新一类开关变换器：无损耗开关方法和用于新型磁性结构的方法。无损耗开关大大提高了转换效率，同时新型直流变压器结构或最小化，或完全消除了磁芯结构中的直流能量存储，因此使磁性元件的体积非常紧凑，效率得到提高。其它的性能收益是增加了直流负载电流容量，并且在提高了可靠性的同时减少了EMI噪声。
发明背景
定义和分类
为了便于在各种量之间比较容易的进行描述，本文从头到尾始终使用下面的符号：
1.DC-历史上是表示直流的简化符号，但现在具有更广的含义，通常指带有直流量电路；
2.AC-历史上是表示交流的简化符号，但现在具有更广的含义，指所有交变电量(电流和电压)；
3.i1，v2-用小写字母标记的瞬时时域量，如i1表示电流，v2表示电压；
4.i1，V2-使用对应的大写字母表示的瞬时周期时域量的直流成分，如I1和V2；
5.Δi1-用Δ表示瞬时和直流成分之间的差，因此Δi1表示电流i1的脉动成分或交流成分；
6.iCC-复合电流，等于通过输入开关和互补输入开关的电流的和，即iCC＝iS1+iS’1。
下面关于磁路描述的通用定义的关系式和符号是从头到尾始终使用的：
1.磁链λ是连接所有N个线圈的总磁通，定义为λ＝NΦ，其中Φ是磁芯中的总磁通；
2.电感L定义为λ-i特性曲线的斜率，即L＝λ/i；
3.磁通密度B是单位面积的磁通，定义为B＝Φ/S，其中S是磁芯截面面积；
本发明还需要完整介绍用于两个主要的新方法的新术语，两者在现有技术的开关变换器术语中都是不存在的：
1.使用特殊的开关变换器结构和对应的磁路结构可以得到提及大为减少、效率得到提高的新磁性设备；
2.新的开关方法，可以完全消除开关损耗(除门驱动损耗之外)，从而得到最大可能的效率提高。
新的磁性设备形成两个基本变型，名称如下：
1.直流变压器，在共用磁芯上具有多重电感绕组的特殊磁芯，其中由本发明非隔离开关变换器施加的每个绕组的直流电流和每个绕组的交流电压极性是这样的，能够减少所有绕组的总直流安培匝数，从而减少公用磁芯中的直流磁通，在一些情况下总安培匝数甚至大致为零，且共用磁芯中的直流磁通大致为零。
2.隔离直流变压器，是一个有电感和性能与直流变压器相同的隔离变压器绕组的特殊磁性结构，但另外还有一个电源和负载之间的电隔离。
无损耗开关方法需要它们创造的开关、开关间隔和转换间隔的新定义，以及各自的负荷比D，如下所示：
1.S1，S2，S’1，S’2-分别是输入开关、输出开关、互补输入开关和互补输出开关的开关表示，同时各个有源、可控开关的开关状态表示如下：高电平表示有源开关指向-ON，低(零)电平表示有源开关指向-OFF；
2.D-负荷比，定义为D＝tON/TS，其中tON是输入开关闭合(指向ON)期间ON的时间间隔，TS是开关周期，定义为TS＝1/fS，其中fS是开关频率；
3.D’-互补负荷比D’，定义为D＝tOFF/TS，其中tOFF是输入开关断开(指向OFF)期间OFF的时间间隔；
4.状态1间隔—输入开关S1和输出开关S2都指向ON(闭合)，而互补输入开关S’1和互补输出开关S’2都指向OFF(断开)期间的时间间隔；
5.状态2间隔—输入开关S1和输出开关S2都指向OFF(断开)，而互补输入开关S’1和互补输出开关S’2都指向ON(闭合)期间的时间间隔；
6.(1-2)转换间隔—状态1间隔和状态2间隔之间的时间间隔，在此期间按精确定义的时序和定时，输入开关S1和输出开关S2将它们的状态从ON反转到OFF，同时互补输入开关S’1和互补输出开关S’2将它们的状态从OFF反转到ON；
7.(2-1)转换间隔—状态2间隔和状态1间隔之间的时间间隔，在此期间按精确定义的时序和定时，输入开关S1和输出开关S2将它们的状态从OFF反转到ON，同时互补输入开关S’1和互补输出开关S’2将它们的状态从ON反转到OFF；
8.CR2，CR’2-表示作为整流(CR)二极管的输出开关和互补输出开关及它们对应的开关时序图。因为二极管是双端无源开关，所示开关时序图也将二极管开关状态表示如下：高电平表示二极管处于ON，低电平表示OFF；
9.I-表示第一象限里的一个象限开关操作；在一个框住理想开关的矩形框里的罗马数字(I到IV)表示限制于特定的一个象限操作；
10.CBS-与框住理想开关的矩形框一起出现，这个符号表示电流双向开关(CBS)，如三端可控半导体开关设备，当指向ON时可以以任一方向传导电流，但是当指向OFF时会阻塞只有一个极性的电压。
开关变换器的分类
在过去的二十年里，发明了大量的直流—直流开关变换器，主要的目标是提高转换效率，减少变换器体积。过去同时满足这两个目标的努力受阻于两个主要问题，直到现在看来还是所有直流—直流开关变换器的固有问题：
1.由于必须要在交流磁通路径中插入与直流偏流成正比的气隙以防止磁芯饱和，所以在变换器输入或输出端的滤波电感中存在大的直流偏流(在一些隔离变换器的隔离变压器中也存在直流偏压电流)，导致磁性元件体积大。这也导致磁性材料的使用效率非常低，浪费很大。即使是约为1mm(40密耳)的较小气隙，也会大大减少总电感。这种电感损耗或通过无限大的增加开关频率(从而增加了损耗)，或通过增加磁芯的体积，或通过两者来补偿。
2.减少增加的开关频率上有效开关损耗的软开关方法的实现取决于直流负载电流，其工作需要一个不希望有的大输出电感器交流脉动电流(大于两倍的最大直流负载电流量)，从而减少了大部分因为由该大交流脉动电流导致增加的电感损耗而产生的回收能量。其它的软开关方法还导致另外不希望有的损耗机理。
磁路分类
过去为解决第一个问题并减少磁性元件、电感器和变压器大体积、大重量的努力，结合本发明的新方法，得到三个关于磁性元件实现的主要类别：
1.独立磁性元件类，其中所有的磁性元件用作独立的磁性设备，每个都有直流偏流的一个或多个电感，和有或没有直流偏流的隔离变压器。这种实现得到体积和重量最大的磁性元件，并且由于各个磁性元件中的直流偏流会产生大的能量存储。
2.耦合电感和集成磁性元件类，其中磁性元件组合成一个单磁结构，其中总直流能量存储完全等于独立磁性元件直流能量存储之和。这种磁性元件实现使体积和重量减少并提高了一些效率，但与直流能量存储相关的主要问题仍然存在。
这无疑推动了对本发明具有新型磁结构的开关变换器形式的解决方法的研究。
3.直流变压器类，其中磁性元件是以减少且在一些情况下完全消除总直流能量存储这样的方式组合成一个单磁结构的。
开关方法分类
对减少电功率处理设备的体积和重量使其与不断减少体积的电信号处理设备相适应的需要导致不断向增加直流—直流开关变换器工作的开关频率的方向推进：从开始时的20kHz水平到200kHz及更高的开关频率。这反过来导致开关功率损耗的增加。因此，过去用于减少变换器传导率和开关损耗的努力得到了很多开关方法，这些方法与本发明的新型无损耗开关方法一起构成了三种主要类别：
1.硬开关方法，没有试图减少开关损耗；
2.软开关方法，其中采取了减少开关损耗的措施。不幸的是，在大多数情况下，减少开关损耗的同时都伴随着其它损耗的增加，例如，由于需要增加交流脉动电流而产生的开关设备传导损耗或与变压器漏电感或附加外部谐振电感器中与能量存储有关的损耗。这些附产功率损耗无疑导致较小的净损耗减少和不大的效率提高。因此，需要第三种关于开关机理的方法，如在本发明中介绍的：
3.无损耗开关方法，完全消除了软开关方法的附加损耗(除了门驱动损耗)，因此得到了很大的效率提高。
按开关数量分类
开关变换器还可以根据使用的电源开关的数量分成三个主要变换器类，如：
1.双开关变换器类，其例子是现有技术中的反向变换器。
2.三开关变换器类，例如现有技术中的前向变换器；
3.四开关变换器类，例如现有技术中的前向、半桥、推挽式直流—直流开关变换器。
本发明使用四个开关，所以属于四开关变换器类。
现有技术中关于直流偏流和磁芯饱和的问题
参照图1a所示的典型现有技术的反向变换器及图1b伴随的输出电感器电流波形可以最好的理解关于磁性元件(电感器和变压器)的直流偏压问题。因为变换器输出为负载提供直流电源，所以反向变换器中的电感必须通过负载电流的直流成分，即IDC。因此，它显然不能设计成交流(AC)应用中使用的普通电感，如图2a中的电感。
交流电感器缠绕在磁芯材料上，以充分增加其电感值。例如，典型的铁氧体磁芯材料在室温下具有大约μr＝3000的相对磁导率。因此仅仅通过插入如图2a所示没有任何气隙的磁芯材料，线圈的电感就放大3000倍。对应的磁漏入与电流i的特性曲线如图2b，斜率高表示电感值L高(用磁芯材料可达到的最大值)。交流电流引起的磁漏振幅在磁芯工作特性曲线的中心周围对称分布(图2b)。即使是图2b中所示的非常小的直流电流IDC通过线圈，磁芯材料也会饱和，而不是所希望的大感抗，电感器看起来象短路。因此，为了避免磁芯饱和，所有现有的开关变换器通过在磁通路中插入一个气隙，以“强力”的方式“解决”了这个直流偏压问题，如图3a所示。从图3b无缝隙磁芯(虚线)和有缝隙磁芯(实线)的磁漏特性曲线及它们对应的电感L和Lg可以看出，这显然减少了与插入气隙大小成正比的电感值(直流电流越大，需要的气隙就越大，因此得到的电感值就越小)。显然存在三个非常有害的因素：
1.通过插入气隙，大大减少了电感值。通过包含气隙，看到初始的无缝隙电感L减少α＝100或α＝1000倍是不稀奇的。为了补偿这种电感减少，必须要增加开关频率或使用体积更大的磁芯，或者两者组合使用。
2.对于铁氧体材料，由于0.3T(特斯拉)的低饱和磁通密度BSAT而已经很小的可用交流磁漏振幅由于磁芯中存在直流偏压而进一步降低了。例如，在典型应用中，直流偏压可以对应0.25T的磁通密度，因此只为叠加的交流磁通密度留下0.05T。交流磁通密度振幅如图3b中粗线所示。为了增加交流磁通密度振幅，需要体积更大的磁芯或增加开关频率，或者两者都要。
3.由于存在负直流偏压，所以只利用了一部分饱和特性曲线，另一部分ΔB＝BSAT＝0.3T浪费掉了。
直流偏压问题不只限于所有到目前为止在直流—直流变换器中使用的电感器中，而且还在很多隔离变压器中存在，例如图4a中所示的流行的反馈变换器。这种变换器提供了电隔离，能够通过变压器匝数比来调高或调低电压，但是与普通的交流线变压器相比，直流偏压大，需要一个如图4b中所示的对应大小的气隙。因此磁芯在一个方向上偏置，从而限制了叠加的交流磁通振幅，如图4c所示。
现在让我们也对设计用于5V、100W反向变换器输出电感器上的直流偏压影响进行量化。对于I2＝20A的直流负载电流，在饱和磁通密度BSAT＝0.3T(特斯拉)的铁氧体磁芯上缠绕的绕组匝数N＝6，BDC＝0.2T可用于直流偏压，剩余的0.1T用于叠加的交流磁通振幅。为了支持NI＝120的安培匝数，要从(1g＝μ0NI/BDC＝30mil＝0.75mm)计算所需的气隙，其中(μ0＝4π10-7H/m)是自由空间的磁导率。如果L是没有气隙的电感，Lg是有1g＝0.75mm气隙的电感，那么由L/Lg＝μr1g/1m＝50可得到两个电感之比，其中μr是铁氧体材料的相对磁导率，对于开关变换器中使用的典型材料来说是μr＝3000，1m＝45mm是使用的磁芯磁路径平均长度。因此，所给磁芯的最大可用电感减少了50倍。在更高的功率和特别高的直流负载电流水平，这会逐渐变得更为严重。对于一些千瓦幅度的大功率直流变换器而言，由于需要大气隙来防止饱和，所以看到电感在插入铁磁材料之后只在没有任何磁性材料的电感之上增加了2到3倍是不稀奇的。显然这对磁性材料是巨大的浪费，这些材料能够在空心线圈的电感上增加3000倍。这也是为什么在隔离变压器没有直流偏压的开关变换器中，例如隔离Cuk变换器，变压器在体积和重量上与输入和输出电感器所需要的体积和重量相比小了几倍的原因，输入和输出电感器到目前为止支配着开关变换器的体积和重量，还导致损耗增加。
由于在磁路中插入气隙而产生的电感损耗或通过增加磁芯的截面，或通过增加开关频率，或会迅速降低总效率的两者组合来补偿。因此，非常希望减少磁芯中的直流偏压，或，如果可能，完全消除直流偏压。
在过去，进行了很多修正这个直流—直流变换器基本限制的努力，但取得了非常有限的成功。有一种方法为磁性制造商所使用，例如Hitachi和TDK。在(Hitachi的)作者Shiraki于1979年5月在Powercon第6次会议的会议论文集中发表的“用反向偏置的铁氧体磁芯来减少磁性元件体积”一文中，提出在气隙中加入永久磁铁，从而通过永久磁铁的适当方向在磁芯中与磁性绕组电流产生的直流偏压相反的方向上产生反向偏压，如图5a所示。实际结果是交流磁通振幅现在扩展到负的磁芯磁通摆幅区域，如图5b和图5c所示，使得磁芯截面和体积的减少高达50％。TDK公司基于他们的反向偏压磁芯变型，由TDK公司的Nakamura和Ohta于1982年7月在Powercon第9次会议的会议论文集中的“一种新型反向偏压扼流圈”一文中发表的，开发了一种PCH磁芯阵。
但是请注意，两种方法还包含有气隙，并且根据图5b和图5c中所示的下降的“粗线”斜率工作。因此，从其无缝隙磁芯的最大电感性能(图5b和图5c中的虚线)仍然有大的电感减少。另一种缺点是磁芯只能支持设计好的最大直流安培匝数。如果超过了，那么磁芯会饱和，失去过载能力。因为永久磁铁提供了与直流负载电流无关的固定反向偏压，所以在没有负载电流情况下，磁通是完全顺着磁芯磁通饱和特性曲线的负部分的(图5c)。实际上，永久磁铁产生了最大容许偏压，但是在负(反)方向上。这在后面可与本发明的新型直流变换器相比，本发明的新型直流变换器有一个自动的自平衡，这样在任意直流负载电流的情况下，所有绕组的总安培匝数都为零。
其它的应用限制，如插入永久磁铁的特殊磁芯增加了成本、由于永久磁铁增加的磁芯损耗而产生的额外损耗等，使这种方法没有吸引力，现在已被这两家公司放弃。
另一种减少或消除直流偏压问题的尝试是使用特殊的变换器电路结构，而不是特殊的磁芯结构。美国专利号5,166,869中提出了这样一种方法，是由Bryce L.Hesteman在“辅助电子电源变换器”中发表的，文中介绍了一种“辅助变换器”。这种变换器将输入和输出电感器组合成一个耦合电感结构，其中由输入电感器直流电流产生的直流磁通被输出电感器直流电流产生的磁通所抵消。所提出的变换器的主要缺点在于它只能够产生固定的输入到输出电压转换比，由两个绕组固定的匝数比确定。因此它不能提供通过开关的脉冲宽度调制来调节电压，即使是在有限的输入电压范围上。从另一个角度看，有其它固定转换比的变换器，例如50％的从动桥型变换器，其对输入或输出进行滤波都不需要带有直流偏压电流的电感器，因此不存在直流偏压问题。因此，最希望的目标是有一个转换比可变、能够处理宽范围的输入电压、提供可调节输出，同时完全消除直流偏压或使其大大减少的开关变换器。
另一种可能的方法是将输入和输出电感器绕组组合成一个普通的耦合电感器结构，如图6a所示，这是S.Cuk和R.D.Middlebrook在美国专利号4,184,197“直流—直流开关变换器”和S.Cuk在美国专利号4,257,087“具有零输入和输出脉动电流和集成磁电路的直流—直流开关变换器”中提出的。如在上面专利中所述的，将两个绕组组合在一个共用磁芯上的基本先决条件是在耦合之前有相同的交流电压通过两个电感器，并在负荷比为D的宽工作范围内保持交流电压匹配，如图6b中用于图6a变换器的相同的交流电压波形(负荷比为D1和D2)所示。在实际应用中，象下面要解释的，由于在两个绕组之间总是存在漏电感，所以能够适当承受少量的交流电压失配。因为交流电压是相同的，所以在同一磁芯上以耦合电感器结构放置两个绕组提出的要求是要有相同的匝数N(交流电压比等于理想变压器中的匝数比)，原因是简化模型中没有包含漏电感。正确理解在耦合电感器和集成磁结构中标定的交流电压极性(图6a中用点标记端标记的极性)以及瞬时电流和直流电流(图6a中的电流i1、i2和它们的直流成分I1、I2)相对于这些点标记的实际方向，不仅对理解以前的发明是非常重要的，而且对于理解本发明也是至关重要的。
请注意这种耦合电感器结构和变压器之间的差别。图6a中耦合电感器中的输出电感器瞬时电流i2流入点标记端，而在交流变压器中，次级电流i2流出点标记端。因此，耦合电感器结构中负载电流的对应直流成分I2也流入点标记端。所以，产生的直流磁通Φ1和Φ2加到一起(图7c)，得到图7f的合磁通—安培匝数特性曲线。
显然，图7a和图7b两个对应的独立电感器的气隙g1和g2相加，得到用于图7c耦合电感器磁芯结构的较大的气隙g1+g2。请注意，由于总气隙较大，图7f中总有效磁导P(以及对应的电感)还较图7d和图7e中独立磁芯的磁导进一步减少了。
耦合电感器结构的主要优点是它可以大大减少输出端的脉动电流，甚至产生零输出脉动电流，如在美国专利号4,184,197中首次提出的。如在美国专利号5,790,005“低剖面耦合电感器和集成磁性元件”中所述，发明人E.Santi和S.Cuk揭示气隙的位置在零脉动电流调整中起到关键性的作用。当气隙象图8a一样单独放置在输入电感器端时，总漏电感LL实际上只出现在输出电感器端，如在图8b的模型中。因为图6a的变换器在输入和输出电感器产生相同的交流电压，所以通过这个漏电感的净交流电压为零(Δv＝vL1-vL2＝0)，使得输出电感器中的脉动电流为零(Δi2＝0)。
请注意，由于气隙的存在，输入电感器上的脉动电流仍然相当大。减小此脉动的唯一方法是减小气隙。因此，可以尝试将图7c耦合电感器故意连接成图6a的变换器，使得输出电感器的点标记端反向，象在图9a中连接到二极管CR1和电容C1之间的节点。请注意，通过这样的连接，输出电感器的直流电流I2将流出点标记端。因此，至少对一个负荷比D＝0.5，且假设两个绕组上使用的匝数相等，那么在耦合电感器磁芯中可以实现直流磁通的完全消除。所以由于去掉了两个绕组的直流安培匝数，就可以去掉气隙。但是，即使是对这种单工作点也不可能消除脉动电流，因为图9b中的模型清楚的指出小的剩余漏电感现在将受一个比输入电感器交流电压vL1大两倍的交流电压控制，导致在输入和输出两个电感器中存在巨大的循环脉动电流。
显然，所需要的是一个特殊的开关变换器，本质上它在输入和输出电感器绕组中的直流电流流动方向相反(分别是流入点标记端和流出点标记端)，但是两个电感器绕组处的各个交流电压波形在各自的点标记端应该是彼此同相的。进一步的约束是交流电压和直流电流两者都具有相同或近似匹配的量值。还有另外的约束是在一个宽工作范围内，即负荷比D的宽范围内保持上面的相互关系。请注意，实际是第一个约束，相反的直流电流流向(用于减少净直流安培匝数，如果没有完全消除的话)和各个交流电压波形同相，在图6a现有技术的变换器以及过去提出的所有其它耦合电感器和集成磁结构中都可以实现。
在大量可能开关变换器之外，使用输入和输出电感器，只有少数恰好满足将它们耦合到一个共用磁芯上的首要条件，即具有相同的交流电压波形，既是在它们的同相关系上，又是在它们的幅度上。因此，加以额外的甚至更为严格的约束，例如相反的直流电流流向以及它们的幅度匹配，最初可能显得太限制了，根本就不能达到。但是事实并非如此，找到的解决方案形式是直流变压器实现，在概述一节和详细工作一节中进行说明。
现有技术中关于硬开关和软开关变换器的问题
C.Henze、H.C.Martin和D.W.Parsley在文章“使用脉冲宽度调制的高频电源变换器中的零电压开关”，IEEE Applied PowerElectronics Conference，(IEEE Publication 88CH2504-9)pp33-40，1998，介绍了一种能够减少开关损耗的第一类软件开关方法。记录了一个属于双开关变换器类的基本反向变换器，如图10(a-e)现有技术所示。
为了在恒定开关频率上获得零电压的开关，两个开关通常的晶体管二极管实现用两个MOSFET晶体管替代，每个开关的模型都是一个理想开关并联一个反并联寄生体二极管和一个漏极到源极的寄生电容，得到图10(a-d)的电路模型。总开关周期TS由两个开关S和S’适当的驱动定时分成四个间隔，如图10e所示。请注意，使用两个可控开关，在两个开关都OFF期间引入两个定义好的转换间隔。第一个转换间隔(图10e中的tN)，开始于开关S指向OFF的时候(如图10a中)，也就是“自然”转换。通过将开关S指向OFF，电感器电流IP以所需要的方向自然流动(在图10a-d中以电流源IP表示)。这个电流源IP将开关S的寄生电容CS充电，为开关S’的寄生电容CS’放电，直到电容CS’被完全放电，在这一时刻开关S’的体二极管将电压钳位在零，防止了对开关S’的寄生电容CS’反向充电。在这一时刻，因为CS’的电荷已经迁移到开关S的电容CS上(充电到Vg)，所以开关S’可以以零开关损耗指向ON(图10b)。因此得到了图10c对于间隔D’TS的变换器状态。为了在第二个转换间隔期间进行反向操作，需要负的电感器电流IN。完成这一目标的最简单方法是设计输出电感器具有大的脉动电流，使其峰—峰值脉动电流大于两倍的最大直流负载电流。如图10e中电感器电流波形所示，瞬间电感器电流iL会在D’TS间隔期间的某些点反转方向，变成负向，幅度为IN。就在互补间隔D’TS结束之前，开关S’指向OFF，开始所谓的“强力”转换(因为现在用为大脉动设计的变换器电路有意的将电感器电流强迫变成负值)。在该强迫转换间隔期间(图10e中的tF)，图10(c-d)的变换器状态起作用，开始了与tN间隔相反的过程：这个负向电感器电流IN为开关S’的寄生电容CS’充电，为开关S的寄生电容CS放电，直到S的电压VS为零。在这一时刻，体二极管将开关S上的电压钳位到零，强迫开关以无损耗的方式在零电压处指向ON。因此提供了存储在寄生电容CS和CS’中电荷的再循环，而不是象在“硬开关”中浪费了每次再循环。
虽然是可以以这种非常简单的方式用两个有源开关S和S’来实现软开关，而且加在开关上的电压与原来硬开关反向变换器中的一样低，但一个很大的缺点是输出电感器脉动电流的幅度必须大于两倍的最大直流负载电流，而且必须要在工作负荷比D的宽范围内满足这个条件，这使得对输出电感器脉动电流的要求更高。这又显著增加了传导损耗，减少了由开关损耗减少得到的节省。此外，为了得到这个大脉动电流并将输出交流脉动电压减小到可接受的水平，需要增加输出电容的体积。
另一种减少开关损耗的现有技术中的方法属于三开关变换器类，如P.Vinciarelli在美国专利号4,415,959“零电流处的前向变换器开关”中提出的。为了在这种准谐振变换器中强迫主输入电源开关在零电流处开关，使用电抗元件、小的谐振电感器和小的谐振电容来将主开关类似方波的电流波形变成一个类似正弦波的电流波形。这使主开关在零电流上能够指向ON和OFF，并减少由开关电流与开关电压重叠和由半导体开关器件的有限开关时间特性产生的开关损耗。不幸的是，增加的开关电流RMS值增加了传导损耗，因此减少了一些由零电流开关得到的开关损耗降低。但是更为严重的事实是，由于存储在主开关寄生电容上的CV2能量而产生的主要开关损耗仍然存在，并在开关指向ON时消失。特别声明这种开关损耗在工作于高输入直流电压，例如离线应用中的300V额定直流输入电压，和使用整流交流线作为直流源的应用中存在。
P.Vinciarelli在美国专利号4,441,146“单端前向变换器中变压器磁芯的最优化复位”中提出的变换器属于四开关变换器类。包括辅助开关和存储电容的支路放置在变压器的次级，只用于一个目的，形成一个“磁化电流反射镜”来复位变压器的磁芯，而没有其它的目的。与之相反，在本发明中，支路包括一个辅助开关和一个辅助电容，放置在新型开关变换器拓扑结构的初级端，不仅完成变压器磁芯的复位，而且更重要的是消除开关损耗。
Issac Cohen在美国专利号5,291,382“具有减少的脉动电流分应力和零电压开关性能的脉冲宽度调制直流/直流变换器”中提出的变换器也属于四开关变换器类。在该变换器中，零电压上的软件开关是以类似于图10(a-e)反向变换器的方法实现的。它是以产生大的磁化脉动电流的隔离变压器小磁化电感为基础的，因此具有与软开关反向变换器中一样的软开关和效率限制。但是，因为软开关是由大的变压器磁化脉动电流，而不是象反向变换器中由大的输出电感器脉动电流实现的，所以消除了反向变换器在输出脉动电压上不希望有的大输出电感器脉动电流的影响。
还有另一个四开关变换器类的例子是现有技术中由John Basset在美国专利号5,066,900“零电压处的直流/直流变换器开关”中提出的变换器。在此变换器中，变压器的漏电感用作一个谐振电感器来强制减少开关损耗。但是，不是象在本发明中一样使用具有最佳开关定时控制的可控开关，而是使用无源整流二极管用作变换器输出(次级端)上的两个开关，严重限制了可以用这种软开关技术实现的损耗减少。
所有上面引用的现有技术中的软开关变换器的共同点是，虽然它们使用了不同的、涉及三开关和四开关变换器类元件的软开关方法，但对于两个输出开关，它们都只使用了无源电流整流开关。即使是在实现了同步整流器的时候，它们的开关与替换了整流二极管的开关一致，产生类似的开关损耗特性曲线。与之相反，属于四开关变换器类的本发明除输入端的两个有源开关之外还在输出次级端使用了两个有源可控开关，即电流双向开关(CBS)半导体器件。结合所有四个可控开关器件特殊的开关时序和定时控制，本发明能够减少损耗而不是象使用现有技术中的软开关方法的情况一样，增加其它的损耗，例如传导损耗、漏磁损耗等。
本发明介绍了新型无损耗开关方法，该方法需要特殊的变换器拓扑结构、适当类型的半导体开关和四个可控开关的精确时序和驱动定时。
发明概述
注意：在结束部分加入！！！
附图简述
图1a说明了现有技术中的反向变换器拓扑结构，图1b说明了S开关和辅助开关S’及输出电感器电流。
图2a说明了一种没有直流电流成分、通过在磁芯材料中不包含气隙来实现的纯交流电感器，图2b给出了图2a交流电感器的磁链—电流特性曲线。
图3a说明了一种具有直流偏压电流的电感器，为了防止铁磁体磁芯材料饱和，在磁路中必须包含一个气隙，图3b显示无气隙的磁芯电感L大大减少到有气隙g的电感Lg。
图4a是一种现有技术中的反馈变换器，图4b说明了该反馈变换器的变压器必须有一个气隙，图4c显示了图4a反馈变换器由于磁芯中所需的气隙而导致的变压器磁感大量减少。
图5a显示了一种在特殊磁芯结构上实现的电感器，该电感器除了气隙和铁磁体材料之外，还在磁通路中插入了一个小的永久磁铁以提供一个固定的反向偏压。图5b说明了永久磁铁反向偏压由于绕组中的高直流电流而对正直流偏压产生的影响。图5c说明，磁通振幅被限制在电感器绕组中小或零直流电流的磁通饱和特性曲线的负部分。
图6a是现有技术中的耦合电感器Cuk变换器，图6b显示了耦合之前两个电感器上相同的交流电压波形(对于两个不同的负荷比D1和D2)，这是它们集成到一个共用磁芯上的条件。
图7a和图7b显示了当图6a中的各个电感器分开使用时，必须有适当的气隙，图7d和图7e反应了各个电感器由于它们各自的气隙而产生的电感值下降。图7c说明了耦合电感器实现必须要有一个气隙，是原来图7a和图7b两个分离电感器的气隙的和，图7f显示了总磁通—安培匝数特性曲线，由于气隙增加而具有更高的电感值下降。
图8a显示了一种气隙集中在输入电感器绕组一端的耦合电感器实现，这形成了漏电感完全集中在输出电感器绕组端的电路模型，因此说明输出电感器绕组中脉动电流为零。
图9a显示了一种和极性与图6a中相反的输出电感器绕组相连，使直流安培匝数减少的耦合电感器磁性元件，图9b显示图9a中连接的大的电压失配导致在输入和输出电感器中都产生了巨大的脉动电流。
图10(a-d)说明了现有技术中软开关反向变换器的四个电路模型，图10e是一个时序图，说明需要一个具有所需负峰值IN的高脉动电流iL来实现图1a反向变换器中的软开关。
图11a是本发明使用单极双掷开关的简化电路图，图11b显示了那些开关作为输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2和互补输出开关S’2的实现，图11c显示了它们的同步工作，在时序图中定义了图11b电路图中理想开关的相互状态。
图12a说明了一种本发明的非隔离实施方案。图12b显示了一种在磁场中没有直流能量存储的无气隙直流变压器结构。
图13a说明了一种本发明的隔离实施方案。图13b显示了一种在磁场中没有直流能量存储的无气隙隔离直流变压器。
图14a说明了本发明用二极管整流器实现输出开关和互补输出开关的变换器形式。图14b说明了图14a两个可控有源MOSFET开关的硬开关开关定时控制。
图15显示了开关断开时存储在开关寄生电容上的能量在开关闭合时是如何以硬开关方式全部消失的。
图16a说明了本发明一种带有隔离变压器和次级整流二极管的软开关实施方案。图16b显示图16a变换器中开关设备的开关时序和定时控制。
图17a说明了本发明一种带有三个可控MOSFET开关和一个整流二极管的无损耗开关实施方案。图17b显示了图17a变换器中开关设备的开关时序和定时控制。
图18a以1000ns/div的时间刻度显示了使用硬开关的(2-1)转换的试验变换器的波形。图18b以50ns/div的时间刻度显示了图18a中波形的(2-1)转换和对应的硬开关时间控制的扩大视图。
图19a以1000ns/div的时间刻度显示了使用新型无损耗开关(2-1)转换的试验变换器的波形，图19b以50ns/div的时间刻度显示了图19a中波形的(2-1)转换和对应的无损耗开关时间控制的扩大视图。
图20a说明了所得到的图11a变换器对于状态1间隔的开关网络，图20b说明了所得到的图11a变换器对于状态2间隔的开关网络。
图21是一幅显示了图11a本发明的线性直流电压转换比的图表。
图22a说明了一个用于图11a变换器的闭环调节器，图22b显示了电控调节图22a中变换器输出直流电压而提供的可变负荷比D。
图23说明了状态2间隔的开关网络，用于建立本发明三个电感器电流间基本的相互关系。
图24a说明了图11a变换器在状态1间隔期间电感器电流的方向和电感器电压的正极性，图24b显示了完整周期TS期间存在于图24a三个电感器上的交流电压。
图25a说明了导致零直流磁通的两个相反方向的直流电流，图25b说明了带有两个绕组的磁路，磁路中有使磁芯中直流磁通为零的相反的直流电流，而图25c说明了流入点标记端的直流电流如何产生正支流安培匝数和正直流磁通。图25d说明了流出点标记端的直流电流如何产生负支流安培匝数和负直流磁通。
图26a说明了确定交流电压同相的点标记端的电测试，图26b说明了关于图27本发明直流变压器绕组的点标记端确定。
图27说明了本发明的第一实施方案。
图28a是图27中直流变压器直流磁阻模型的示意图。图28b是对于图28c电感器绕组匝数不同且磁芯中有大量直流磁通的情况的直流磁阻模型的示意图，由于绕组匝数失配，磁芯有一个大的气隙。
图29a说明了用于图11a变换器的一个输入电感器和一个中间电感器，它们组合成一个必须有一个气隙的磁性元件，图29b是一幅显示对于图29a磁性元件在磁性材料饱和特性曲线正部分上工作的曲线图。图29c说明用于图11a变换器的分离输出电感器必须要有一个气隙，图29d是一幅显示负载电流I2的方向要使负安培匝数工作在磁性材料饱和特性曲线的负部分上的曲线图。图29e说明了本发明另一种使用没有任何气隙的单回路磁芯直流变压器实现的实施方案，图29f显示了无气隙材料的大斜率和工作集中于磁性材料饱和特性曲线的中间。
图30说明了一个图27直流变压器的模型，每个电感器绕组传导各自的直流偏压电流。
图31显示了图30的直流变压器模型的新符号。
图32(a-1)说明了图27中显示的本发明的十二个等效变换，所有变换都有一个共同特性：互补输入开关中的电流总是等于i1+im-i2，其中单个电感器电流的方向在图27中给出。注意：在每个图形中包括辅助电容和互补输入开关S’1的支路用粗线突出显示。
图33a说明了在输入端使用双极NPN晶体管和在输出端使用电流整流器的图27变换器。请注意：附加的二极管接在S’1两端，使电流在该开关中双向流动。图33b说明输入端的PNP双极晶体管便于用两个双极晶体管的接地发射极直接驱动。图33c说明图27的输入开关和互补输入开关由MOSFET晶体管替换。图33d说明了两个N沟道MOSFET晶体管的高端驱动配置。图33e说明了图27中本发明的所有MOSFET晶体管实现。图33f说明了便于直接驱动的输入端PNP-MOSFET晶体管。
图34a显示了图27本发明的直流变压器的另一种实施方案，使用带有小气隙的直流变压器在电感器中调整到零脉动电流，图34b显示了图34a直流变压器电路的简化等效磁路模型，而图34c说明了进一步简化的图34a的模型，图34d说明了一个表明输出端脉动电流为零的等效电路模型。
图35a说明了本发明的另一种实施方案，用于减少输出电感器脉动电流。请注意，输入和中间电感器的匝数是输出电感器匝数的两倍。图35b是一幅图35a中变换器工作范围的曲线图，集中在负荷比D＝1/2附近，D＝1/2时脉动电流为零。
图36a说明了本发明的另一种实施方案，使用小的外部电感器Lext来减少输出电感器脉动电流。请注意输入、中间和输出电感器绕组的匝数相同。图36b说明了本发明的另一种实施方案，使用两个匝数不同的小外部电感器Lext来减少输出电感器脉动电流。请注意输入和中间电感器的匝数是输出电感器匝数的两倍。
图37a是本发明一个实施方案的电路图，其中直流变压器是用附加的磁漏臂LL构成的。图37b用立体图说明用于本发明的磁芯结构的实施方案，其中对于图37a的变换器，磁漏臂LL是使用定制的磁芯配置构成的。
图38是本发明另一种实施方案的电路图，其中输出电感器L2分成两个相同的N匝串联绕组L2a和L2b，在无气隙的EE磁芯上与直流变压器共同使用。
图39a说明了本发明的另一种实施方案，在图39b中显示了另一个实施方案，其中图39a中的中间电感器替换成一个1∶1匝数比的隔离变压器。
图40a说明了N1＝N2特殊情况下图40b变换器中的电流。图40b说明具有N1∶N2匝数比的隔离直流变压器的一般情况。
图41说明了图40的变换器在状态2间隔期间的等效电路模型。
图42说明了用于图40隔离变换器的隔离直流变压器上绕组的实际放置位置。
图43a说明了图40隔离直流变压器的模型，其中隔离变压器由其磁电感和直流偏压电流Im来表示，图43b显示了图43a隔离直流变压器模型的新符号。
图44(a-h)说明了从非隔离变换器相对物得到的本发明八个不同的隔离变换器等效形式。
图45说明了图36b中变换器的隔离形式。
图46说明了图37a中变换器的隔离形式。
图47说明了图38中变换器的隔离形式。
图48说明了全部使用MOSFET实现的图44e变换器的另一种实施方案。
图49a说明了图48中变换器的一个自驱动实施方案，图49b说明了图48中变换器的一个自驱动实施方案，在隔离变压器上附加了驱动绕组Nd。
图50说明了图48中变换器的一个双输出实施方案。
图51说明了使用一个自耦变压器的本发明的另一个实施方案。
图52显示互补输入开关的电流等于三个彼此同相的电感器脉动电流的和。
图53a说明了三个耦合电感器绕组脉动电流的和。图53b显示出互补输入开关的电流在状态1间隔为零，在状态2间隔等于三个耦合电感器脉动电流的和。
图54a说明了输入开关电流的时序图。图54b说明了互补输入开关电流的时序图。图54c是由得自图54a和图54b时序图的输入开关和互补输入开关之和构成的和电流的时序图。
图55a说明了本发明的一种非隔离变换器，输出开关和互补输出开关都没有使用谐振电感器和整流二极管。图55b显示了图55a中变换器的特性波形。
图56a显示了图55a中变换器在(1-2)转换间隔的第一子间隔期间的等效电路模型。图56b显示了图56a中电路的简化模型。图56c显示了图55a中变换器在(1-2)转换间隔的第二子间隔期间的等效电路模型。
图57a显示了图56b的简化模型。图57b显示了图56c的简化模型。图57c显示了所有开关在(1-2)转换间隔的详细顺序和时序图以及电压波形。
图58a显示了图55a中变换器用于(2-1)转换间隔的第一子间隔的模型。图58b显示了在两个二极管整流器指向ON期间用于(2-1)转换间隔的第二子间隔的模型。图58c显示了电路模型，该模型显示输入开关指向ON使得互补输出整流开关指向OFF。图58d显示了图55a变换器在(2-1)转换间隔期间特性波形的时序图。
图59a显示了本发明带有谐振电感器Lr的实施方案。图59b显示了图59a中变换器用于(2-1)转换间隔的谐振子间隔的电路模型。图59c显示了图59b中电路的简化模型。
图60a显示了用于(2-1)转换间隔的线性子间隔的电路模型。图60b显示了用于(2-1)转换间隔的谐振子间隔的简化电路模型。图60c显示了图59a变换器在(2-1)转换间隔的特性波形的时序图。
图61a显示了本发明一个使用隔离变压器的实施方案，图61b显示了无损耗开关顺序和定时控制(粗线)及其与另一个使用软开关控制(虚线)的实施方案的对比。
图62a说明了使用CBS输出开关和隔离变压器n∶1下降匝数比的隔离变压器。图62b中的波形显示图62a隔离变压器的匝数比n减少了输出开关的硬开关电压。
图63a显示了互补输出开关使用整流二极管和三个CBS开关的本发明，图63b显示了用于图63a变换器的无损耗开关定时控制的一种可能的特定实现。
图64a说明了带有附加谐振电感器Lr的变换器。图64b说明了当输出开关S2指向ON时在转换间隔根据开关驱动信号的顺序和时间发生的四个不同的(2-1)转换情形。
图65(a-d)显示了描述谐振子间隔的电路模型的发展。
图66a说明了用于图64b情形1、带有CBS输出开关和谐振电感器的变换器。图66b显示了图66a变换器当输出开关在互补输入开关指向OFF开始升压子间隔之前指向ON时的相关波形。
图67a说明了图66a变换器对于(2-1)转换期间升压子间隔的等效电路模型。图67b显示了图66a变换器对于(2-1)转换期间谐振子间隔的等效电路模型。图67c在一个时序图上显示了三个谐振电压成分和输入开关的总电压，在另一个时序图上显示了三个谐振电流成分和加起来的总谐振电流，以及(2-1)转换期间的特定开关顺序和定时控制。
图68a说明了一个对于(2-1)转换期间电流反向子间隔的电路模型。图68b说明了描述在随后的状态1间隔开始阶段处振荡的电路模型。图68c说明了在电流反向子间隔和状态1间隔开始阶段期间的特性波形。
图69a说明了对于图64b情形2的、使用CBS输出开关和谐振电感器的变换器。图69b说明了情形2在输出开关S2指向ON，同时互补输入开关S’1指向OFF时的特性波形。
图70a显示了D＝0.5且输入开关在零电压处指向ON情况下输入开关寄生电容的完全放电。图70b显示了输入开关指向ON中的延迟，在延迟的时候开关会造成很大的硬开关损耗。图70c说明在负荷比高于0.5的时候，也进行了完全放电，但谐振电流不像在图70a中一样减小到零。图70d说明了谐振放电的效率严重取决于负荷比：在D＝0.25时，存在大的硬开关电压。
图71a说明了对于图64b的情形3、使用CBS输出开关和谐振电感器的变换器。图71b说明了当输出开关S2在互补输入开关指向OFF之后指向ON时情形3的特性波形，但在输出开关体二极管指向ON之前，形成直到V12电压的线性子间隔，后跟一个谐振子间隔。
图72a说明了一种隔离变换器，其输出开关包括低功率MOSFETs2和高功率外部电流整流器CR2(二极管)。图72b显示了在谐振转换子间隔期间使用输出MOSFET开关S2来消除开关损耗，开关在外部二极管接管传导之后为OFF。
图73a说明了图59a中变换器包括一个输出开关寄生电容CS2的等效电路模型。图73b说明了对于三个情形的特性波形：1)α＝0；β＝0.8；δ＝1、2)α＝1；β＝0.8；δ＝1、3)α＝1；β＝0.8；δ＝1.64。
图74a说明对于不同的参数β的值，减少因子r是电容比α的函数。图74b显示电流增加因子δ是α和β的函数。
图75a说明了对于包含有谐振电感器的(1-2)转换和对于互补输出开关指向OFF的子间隔的等效电路。图75b说明了对于互补输出开关指向ON的等效电路。图75c说明了上述两个子间隔期间的特性波形。
图76a说明了附加谐振电容Cra如何象图76b粗线波形所显示的那样增加转换间隔，并消除由半导体开关的短转换间隔(图76b中的虚线)和快开关时间引起的损耗。
图77(a-d)说明了图33e变换器与(1-2)转换有关的四个电路状态。
图78a显示了与(1-2)转换有关的电感器电流关系的曲线图，图78b显示了与由图77(a-d)四个变换器电路状态作模型的(1-2)转换有关的特性开关时间控制波形和各个开关电压的曲线图。
图79(a-d)说明了图33e变换器与(2-1)转换有关的四个变换器电路状态。
图80a显示了与(2-1)转换有关的电感器电流关系的曲线图，图80b显示了与由图79(a-d)四个变换器电路状态作模型的(2-1)转换有关的特性开关时间控制波形和各个开关电压的曲线图。
图81(a-e)说明了使用谐振电感器的图66a变换器与(1-2)转换有关的五个变换器电路状态。
图82显示了在由图81(a-e)五个变换器电路状态描述的(1-2)转换期间的特性开关时间控制波形、各个开关电压和输入电容电流的曲线图。
图83(a-e)说明了使用谐振电感器的图66a变换器与图66b中情形1的(2-1)转换有关的五个变换器电路状态。
图84说明了在由图83(a-e)五个变换器电路状态描述的(2-1)转换期间的特性开关时间控制波形、各个开关电压和输入电容电流的曲线图。
图85(a-d)说明了图69a中变换器与图69b中情形2的(2-1)转换有关的四个变换器电路状态。
图86说明了在由图85(a-d)四个变换器电路状态描述的(2-1)转换期间的特性开关时间控制波形、各个开关电压和输入电容电流的曲线图。
图87(a-e)说明了图71a中变换器与图71b中情形3的(2-1)转换有关的五个变换器电路状态。
图88说明了在由图87(a-e)五个变换器电路状态描述的(2-1)转换期间的特性开关时间控制波形、各个开关电压和输入电容电流的曲线图。
图89(a-e)说明了图71a中变换器与图60c中情形4的(2-1)转换有关的五个变换器电路状态。
图90说明了在由图89(a-e)五个变换器电路状态描述的图71a中变换器的(2-1)转换期间的特性开关时间控制波形、各个开关电压和输入电容电流的曲线图。
图91a显示了在5A额定负载电流条件下，在使用了一个没有任何气隙的直流变压器的50W、20V到10V变换器的样机上测量的三个电感器电流波形的示波器描迹，图91b显示了在除了输出以1Hz重复频率承受2ms 118A负载电流的大脉冲过载之外，与图91a中相同的条件下三个电感器电流波形的示波器描迹。
图92a显示了在使用无气隙直流变压器的S1和S2上测量的VDS波形的示波器描迹，图92b显示了在带有输出电感器的直流变压器臂上有6mil气隙的S1和S2开关上测量的VDS波形的示波器描迹。
图93a显示的示波器描迹中，上面的描迹是5A满负载电流，中间的描迹是输出脉动电流，放大显示了当变换器对于13.3V输入工作在零脉动时剩余的230mA脉动电流，图93b显示的示波器描迹中，上面的描迹显示了当工作在14V输入电压并远离零脉动条件时的1A峰—峰值输出脉动电流。
图94a显示了对于270VDC输入电压的输入和输出电感器脉动电流的示波器描迹，图94b显示了对于380VDC输入电压的输入和输出电感器脉动电流的示波器描迹。
图95a显示了软开关波形的示波器描迹，图95b显示了放大的(1-2)间隔的示波器描迹，图95c显示了放大的(1-2)间隔的示波器描迹。
图96是试验样机在从210V到360V的输入直流电压范围上的效率曲线图。
图97是试验样机在从38V到66V的输入直流电压范围上的效率曲线图。
发明详述
基本硬开关变换器拓扑结构
本发明独特的直流变压器配置和无损耗开关特性一起提供了一种克服了现有技术变换器的问题，并具有高效率、增加了过载能力和增加了功率密度的直流—直流开关变换器。但是出于便于理解的目的，首先介绍一下图11a中开关变换器的基本工作，该变换器没有详细的直流变压器结构，使用理想的单极双掷开关，每个开关有两个位置S1和S’1以及S2和S’2。变换器包括输入电感器L1和输出电感器L2，它们保持输入和输出电流在所有工作条件下的连续性，从而达到无脉动输入和输出电流。此外，在变换器的中间，又有一个所谓的中间电感器Lm(给出这个术语是为了便于区分和因为它在变换器的中间)。后面将在一些展现其性质的分析之后解释其作用。变换器还以三个电容为特色，输入电容C1、辅助电容C和输出电容C2。请注意，输出电容C2直接接在输出电压两端，包含它只是为了进行更有效率的二级输出滤波以进一步减少开关脉动。因此，虽然在实际实现中一直包含电容C2来减少脉动电压，但是对于变换器开关工作来讲不是必须的，因此从这里的分析和进一步的讨论中省去了。这样就剩下了辅助电容C和输入电容C1，它们是包含在开关过程中的。
图11a两个单极双掷开关中的每一个都用两个单极单掷开关替换，从而得到了图11b具有四个开关的变换器：输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2和互补输出开关S’2。如图11b所示，S1和S2开关同相工作，即在这个理想的方案中，它们这样工作：同时指向ON，维持时间间隔DTS，然后同时指向OFF，保持互补间隔D’TS，其中D’＝1-D是互补负荷比。互补开关S’1和S’2如其名称所示，以互补的方式工作，即相对于它们的对立方是异相的，开关S1和S2还各自由图11c的时序图来加强。请注意，这种理想的开关会造成变换器的“硬开关”工作，对于后面介绍的软开关和无损耗开关方法而言将需要更为复杂的驱动。
新的开关变换器主要特性回顾
这里简要总结了本发明提供的、对两个现有技术的开关变换器面临的关键问题的解决方法：
1.从变换器磁路中消除直流偏压；
2.消除开关损耗。
后面在两个详细的节中提供了对关键性能特性的工作和认证的详细描述，一个是关于直流变压器磁性元件的，另一个是关于无损耗开关的，而这里只是给出了主要特性的概述。
磁饱和问题和过量能量存储的解决方法
如果图12a变换器中的三个电感器不是耦合的，而是作为电感值为L的独立电感器使用，那么每个电感器将不得不使用一个与其直流电流成正比的气隙来防止磁芯饱和。这又将导致在气隙中存储能量，以WM表示，根据标准公式它与直流电流的平方和电感值L的乘积成正比。因为所有三个电感器都有自己的直流电流值I1、Im和I2，总直流能量存储由公式
              WM＝LI1 2+LIm 2+LI2 2         (1)计算。图12a变换器的独特性质是所有三个绕组的直流安培匝数可以放置在如图12b中的共用磁芯上，这样可以取消所有三个绕组的直流安培匝数，在公用磁芯中得到零直流磁通。这使得可以使用无缝共用磁芯。因此存储在共用磁芯中的直流能量由
              WM＝L(I1+Im-I2)2＝0             (2)计算。另一个重要的特性是磁芯在宽范围的工作负荷比范围内没有存储直流能量，而且没有任何直流负载电流。
在图13a所示的变换器隔离方案中保留着相同的基本特性，其中只是用1∶1匝数比的隔离变压器替换了中间电感器。在这种情况下，隔离变压器的磁化电感具有与前面中间电感器所具有的相同的直流偏压电流Im。
消除存储在磁芯中的直流能量有下列好处：
1.可以用达到正负饱和极限值的全部磁芯磁通能力来进行交流磁通激励。
2.减少了磁性设备的体积和损耗。
使用无损耗开关方法消除开关损耗
硬开关实现和硬开关损耗
图11c的开关时序图对应于变换器的“硬开关”工作，当如图14a所示用四个理想半导体开关器件替换四个理想开关并使用图14b的开关时间控制时将造成很大的开关损耗：
1.输入开关和互补输入开关是三端可控开关设备(MOSFET)，可以由象图14b中那样的适当的门驱动信号从外部进行控制；
2.输出开关和互补输出开关是两端无源开关设备(二极管)，只有当变换器电路工作将特定的条件加在其两端，它们才会指向ON和OFF。
图14a中的每个半导体开关，不管是MOSFET晶体管或是二极管，都可以用一个并联有一个充电到器件OFF电压VC的寄生电容CS的断开开关来表示它处在OFF状态，如图15所示。一旦如图15所示闭合开关S，存储在寄生电容上的能量WB全部耗散，得到硬开关功率损耗PB，与开关频率成正比： W E = 1 / 2 C S V C 2 - - - - ( 3 ) P E = f S W E = 1 / 2 f S C S V C 2 - - - - ( 4 )
对于典型的高电压开关VC＝595V和对于CS＝237pF，我们得到对于fS＝200kHz的存储能量WE＝42W/MHz和PE＝8.4W的损耗。即使在四个开关中只有一个工作在硬开关状态，得到的8.4W开关损耗也高于这种100W变换器情形中7.8％的功率损耗。
软开关方法
通过使用软开关方法可以获得一定的开关损耗减少，其中谐振电感器Lr是与输入能量传递电容C1一起串联插入的，如图16a所示。现在为图16a变换器中的两个可控开关器件提供了改进的、有一个称作“空载定时”的开关定时控制，如图16b所示，在此期间两个有源开关，输入开关和互补输入开关都指向OFF。这形成了两个转换间隔，在这些间隔内所有开关的状态改变。这种软开关方法是使用无源整流二极管作为输出开关和互补输出开关来实现的，两个开关在转换间隔内自动改变它们的状态以适应变换器的条件，造成象在后面的“无损耗开关详述”一节中叙述的只能有限的减少损耗。具有可能的开关顺序和定时控制的可控开关没有用作输出开关和互补输出开关，所以这是可以预计到的。
无损耗开关方法
对于无损耗开关方法，使用图17a中的可控MOSFET开关来替代图16a中的输出整流器开关CR2。这在转换间隔内的开关顺序和定时之上引入了一个附加控制度，这将象软开关方法一样消除所有的开关损耗而不增加额外的损害。虽然第一个(1-2)转换的定时与软开关方法中的一样，但是第二个(2-1)转换的开关定时控制完全改变了，如图17b所示。就是这个开关的顺序和定时使得完成(2-1)转换期间的无损耗开关。请注意输出开关S2是如何在互补输入开关指向OFF而开始(2-1)转换间隔之前指向ON的。但是软开关方法中的转换(2-1)是开始于互补输入开关指向ON的时候的，如图16b所示。请注意这样一种对用于输出开关的开关顺序和定时控制的选择只是很多用于完全消除开关损耗或与软开关方法相比大为减少开关损耗的可能做法中的一种。例如，如后面所示，输出有源开关可以在其寄生体电容适应电路条件而指向ON之前的任意时间或那一时刻指向ON。在后面的章节中讨论了很多这样的情况。因此，是(2-1)转换期间四个开关正确的开关顺序和定时提供了无损耗开关。在本发明中第一次遇到的如此复杂的开关顺序和定时控制需要对转换间隔和变换器状态进行完整的重新定义，如在“定义和分类”一节中介绍的。
请注意典型的开关将会是这样的，(1-2)和(2-1)转换间隔比状态1和/或状态2间隔短。例如，状态1和状态2间隔对于200kHz开关频率每个可能大约为2500ns，而转换间隔可能大约是50ns到200ns。但是引入的、如这里所述的无损耗开关方法即使是当转换时间比得上状态1和/或状态2间隔的时候也可以良好工作。因此，没有大多数方法的损耗，作出短转换间隔的假定是为了简化对新型无损耗开关方法的分析和理解。
硬开关和无损耗开关试验比较
在工作在固定的200kHz开关频率(5000ns的开关周期TS)和50％负荷比D的400V到5V，20A开关直流—直流变换器的试验样机上比较了(2-1)转换的传统硬开关和新型无损耗开关的性能。在这个例子中，具有27∶1下降匝数比的隔离变压器产生反应到初级端的Lr＝27μH变压器漏电感。(1-2)转换通过正确的开关顺序和定时控制来保持无损耗。另一方面，(2-1)转换在一种情况下是用图18b简单的开关定时控制进行硬开关的，在另一种情况下，是用图19b特殊的开关顺序和定时控制达到无损耗的。
从关于硬开关方案的图18a中和关于新变换器的新型无损耗开关方案的图19a中显示的输出开关漏极到源极电压的试验电压波形，由于每刻度1000ns那么大的时间刻度，几乎不能看出它们(2-1)转换间隔之间的差别。但是一旦将时间刻度扩大20倍达到每刻度50ns，如图18b和图19b的(2-1)转换，可以看到巨大的差别。在此试验例子中无损耗开关(2-1)转换是通过使用可控MOSFET开关作为输出开关和图19b的开关顺序和定时控制来完成的，这得到了一种最有效的、输入开关和互补输入开关寄生电容之间的无损耗谐振电荷交换。
图18b的硬开关是简单硬开关定时控制的顺序：同时将互补输入开关S’1和互补输出开关CR’2指向ON，输入开关S1和输出开关S2指向OFF。输入开关栅极到源极电压波形VGS(S1)显示，输入开关在其最大阻塞电压VC＝595V处指向ON，造成如前所述的8.4W硬开关损耗。尽管输入开关开关速度高，仅在20ns之后就完全指向ON，但(2-1)转换造成另一个缺点：从输入开关漏极到源极电流iDS(1)可以看出，高电流尖峰噪声比满负载时的峰值开关电流高3倍。这在开关损耗大之外还造成了高EMI噪声。
图19b的无损耗开关试验波形是图19b更为复杂的开关顺序和定时控制模式的结果。请注意输入开关栅极到源极电压是如何在输入开关两端电压已经减少到零的那一时刻升到“高”的(将MOSFET输入开关指向ON)。这也可以通过测量损耗来确认，用输入开关上的少量温度升高来证实。此外由于(2-1)转换时间从硬开关情形的20ns扩大到无损耗开关情形的180ns，输入开关电流没有超程，非常平滑，没有尖峰，从而减少了EMI噪声。因此，不稳定的、有噪声和损耗的硬开关转换由通过使用具有图19b的正确开关顺序和定时控制的可控CBS输出开关实现的平滑和有效的无损耗开关(2-1)转换所替代。
这个例子清楚的指出在250ns，只占总开关周期5000ns的0.5％，的短(2-1)转换间隔内可控MOSFET开关的开关定时控制的正确顺序和定时的重要性。在(1-2)转换期间也实现了适当的开关顺序和定时控制，以同样达到转换的无损耗开关性能。但是，因为这种达到无损耗工作的转换的机理更为容易理解，所以详细的转换定时留到后面的章节进行分析。
直流变压器详述
稳态分析
象图1a现有技术的反向变换器那样的简单开关变换器易于分析和理解。本发明即使是图11a和图11b的简化形式也是更为复杂的。作为第一步，必须要证明稳态工作的存在：即在以恒定开关频率fs的多次重复开关之后，电路中所有的电容必须充电到限定直流电压，所有的电感器必须传导对应的限定直流电流。因此为了证明存在这样的稳态工作，并找出作为稳态负荷比D、输入电压Vg和直流负载电流I2的函数的、实际的电容上的直流电压和电感器中的直流电流，使用了状态空间平均的方法，在S.Cuk和R.D.middlebrook的“开关模式功率变换进阶”，vol.I、vol.II和vol.III，的书中，或在相同作者于1976年六月在电源电子学专家会议(PESC)的会议论文集中发表的技术论文“一种将开关变换器电源级模型化的通用的统一方法”中有详细描述。
图11a和图11b中正确互耦合的三个电感器绕组是变换器的主要部分，主要负责其一个独特性能。但是，为了使用状态空间平均方法来计算稳态(直流)量，不需要实际的绕组之间的互耦合。分析从写出得到的两个开关网络的完整状态空间方程开始：一个关于图20a中显示的状态1间隔，另一个关于图20b中显示的状态2间隔。再重复一次，那些图形中显示的磁耦合可看作不是为稳态计算而存在的。在图20a和图20b的两个开关网络中，标出了假定的电感器电流方向和电容上直流电压的极性。如果实际计算得到，例如，负的直流电压，那么上面假定的极性是不正确的，相反的电压极性是实际的电容电压极性。接下来用各自作为强加的权重因子和稳态判据的负荷比D和D’来平均状态空间方程。接下来根据已知量，负荷比D、输入电压Vg和负载电流I2来求解得到的有五个未知量，直流电压V1、V2和VC以及直流电流I1和Im，的五个方程：
         V1＝Vg       VC＝Vg/(1-D)  V2＝DVg  (5)
         I1＝DI2     Im＝(1-D)I2              (6)方程(5)和(6)给出的稳态解也证实这个变换器确实有一个有限的稳态，它也可以通过制造试验样机和从定性和定量两方面验证上面的稳态条件来证实。还请注意，因为方程(5)和(6)中得到的所有解是正的，所以电感器电流的方向和电容电压的极性与图20a和图20b中的假定是一致的。同样对于电容电压也是正确的，因此电容直流电压的实际极性与开始假定的一样，所以输入端和共用输入端之间的正直流电压源在输出端和共用输出端之间产生正直流输出电压，其中在非隔离变换器的这种情况中输入和输出共用端连接成一个节点，通常表示为地。因此，图11b的变换器是非反相的极性，具有与现有技术中传统反向变换器相同的转换比，即V2/Vg＝D，如图21所示。在很多实际应用中，直流输入电压源和直流负载之间的电隔离是不需要的，常常选择比较简单的非隔离结构。但是，在大多数非隔离变换器就足够的应用中，需要有正输入到正输出的电压转换，因此本发明的非反相极性的特性是一个独特的优点。
显然本发明具有与反向变换器相同的限制，即变换器只能够下降转换，不能提供高于输入直流电压的电压。但是这不是问题，通过引入本发明的隔离扩展部分，去掉了这个限制，如图13a、图16a和图17a所示。
在大多数实际应用中，输出电压需要调整并保持恒定，不管输入直流源电压大的变化和输出直流负载电流大的变化。通过闭合环绕直流—直流变换器的传统反馈控制回路可以承受这两个变化并调整输出电压，得到图22a中的已调整直流电源。反馈控制回路调整负荷比D，如图22b所示，这是提供已调整输出电压所需要的。因此，重要的是开关变换器工作及其关键特性在宽范围的工作负荷比D内有效，例如对于2∶1输入直流电压范围从D＝0.33到D＝0.66，或对于4∶1输入电压范围从D＝0.2到D＝0.8。下面描述的本发明的三个基本性质在宽范围的工作负荷比范围内要确实保持。
三个基本性质
三个电感器直流电流之间的关系
从(6)中两个直流电流方程可以轻松的得到三个直流电感器电流之间的一个非常简单且最为显著的关系，是此变换器独特性能的根本。即，根据(6)将输入电感器直流电流I1和中间电感器直流电流Im相加，我们得到这个输入电感器、中间电感器和输出电感器直流电流之间的主要关系式：
                       I1+Im＝I2                (7)
我们得到了一个十分意外的结果：虽然按照(6)，输入电感器直流电流I1和中间电感器直流电流Im两者中每一个都严重取决于工作负荷比D，但基本关系式(7)与工作负荷比D无关。还请注意，中间电感器起到的重要作用只是提供所需的直流电流Im，因此对于任意的负荷比D关系式(7)都会保持正确。不识别出这个关系式，就既不能实现非常紧凑而且高效的磁性元件，没有它也不能获得无损害开关方法。
这个非常特殊且关键的关系式也可以用一个替代的、简单的方法来证实，只要通过在图23显示的状态2间隔内观察开关网络即可。图23中节点A处瞬时电流(直流电流和叠加的交流脉动电流)的和得到互补输入开关电流iS’1(t)，用三个电感器电流i1、im和i2来表示：
        iS’1(t)＝i1(t)+im(t)-i2(t)              (8)
这个方程还可以分成两个关系式，一个涉及电感器电流的直流成分(在这里和本文的其它地方用大写字母表示)，一个涉及交流脉动成分(在这里和本文的其它地方用Δ符号表示)。因此我们得到：
            IS’1＝I1+Im-I2                       (9)
    ΔiS’1(t)＝Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)           (10)
但是请注意，互补输入开关S’1中电流的直流成分IS’1必须为零
                           IC＝0                     (11)
以平衡状态2时间间隔内辅助电容C的电荷。因此，状态2期间的互补输入开关必须有一个净零直流电流IS’1＝0。否则，正直流电流IC，例如，会每个周期都对这个电容充电，从而会持续的增加其直流电压VC直到无穷。可是状态空间平均法证实这个电容有一个由(5)中VC＝Vg/(1-D)得到的有限直流电压。因此根据(11)，方程(9)减少到与方程(7)一样的结果。
三个电感器交流电压间的关系式
所有直流电感器的实际方向已经由方程(6)确定，如图24a所示。对于完全理解这种变换器独特性能特性至关重要的是，也要确定三个电感器上交流电压的极性。然后三个电感器绕组的实际交流电压与它们各自直流电流实际方向的相互关系会得到一些确实令人非常吃惊的结果。为了便于确定电感器上交流电压的极性，在图24a中根据Vg和负荷比D明确的显示了所有三个电感器的直流电压。电感器上的交流电压以vL1、vL2和vm表示，它们的正极用正号(+)标出，如图24a所示，也就是与点标记端表示一致。在图24a原理图中输入开关S1和输出开关S2闭合的时候以及在输入开关S1和输出开关S2断开的时候，只通过观察时间间隔内电感器电压电平，就可以推算出这些电感器上的实际时域电压波形与图24b中的一样。因此，可以肯定的确定所有三个电感器相对于图24a中标记的正极表示(和对应的点标记表示)是同相的。此外，可以确定下列它们幅度间的重要关系式：
                     vL1＝vm                     (12)
                     vL2＝Dvm                    (13)
第一个关系式(12)也是从Vg、L1、C1和Lm构成的回路轻松得到的，回路中输入电容C1和直流电压电源Vg对于交流(AC)是短路的，交流状态使输入电感器L1与中间电感器Lm并联，因此它们具有相同的交流电压。此外，重要的是看到由于(12)与负荷比D无关，所以这个关系式对于任意负荷比D都是正确的。
同样当输入开关S1和输出开关S2闭合时，从状态1间隔内的电压波形可以轻松推导出关系式(13)。对于S1闭合，vL1＝Vg；对于S2闭合，vL2＝DVg＝DvL1，因此对于状态1间隔有vL2＝DvL1＝Dvm。因为电压vL1和vL2必须是伏—秒平衡的，所以它们在状态2间隔中的幅度分别是Vb和DVb，其中Vb计算如下：
              Vb＝VgD/(1-D)                    (14)
三个电感器直流电流和交流电压之间的关系式
前面两节已经研究了三个电感器间的两个基本关系式：
1.三个电感器直流电流幅度间的关系式；
2.三个电感器交流电压幅度间的关系式以及它们的相位关系(它们相对于点标记端是同相还是反相的)。
首先，这个子标题可能显得不清楚：在讨厌的物理量，到现在为止在电路理论中单独的直流和交流分析中使用的直流电流和交流电压之间会存在什么类型的关系式？
如前面在方程(5)和(6)所示，新的开关变换器不仅强制确定变换器每个电感器绕组中的直流电流幅度，而且强制确定电感器绕组中直流电流的实际方向(图24a变换器中的箭头显示直流电流的正向)。此外，开关变换器不但还强制确定(5)中所有电容上的直流电压的幅度，而且强制确定电感器上包含由图24b波形确定的特定极性交流电压在内的交流电压。
现在让我们将绕组中的直流电流与放置在共用单环路磁芯上的同一绕组的交流电压分离开来考虑。为了简化讨论，我们首先只将考虑限制在图24a中的输入电感器和输出电感器上，假定它们只承载直流电流。然后后面再考虑交流电压的存在。
是什么将绕组中的直流电流及其方向与载流直导线周围的直流磁通方向联系起来，要追溯到基本电磁原理和Oersted在1820年建立恒定电流和磁力之间直接联系的发现。导线周围直流磁通方向的确定只取决于线中的直流电流方向。如果另一个直导线就放置在第一个导线附近，但反方向传导电流，如图25a所示，那么两个相反的直流电流产生相互抵消的直流磁通，在导线周围造成零直流磁通。
如果两条导线象图25b中由铁磁体材料制成的共用磁芯上两个绕组一样排列，那么同样适用。由于磁性材料比空气高得多的磁导率，所以几乎所有由每个绕组中直流电流产生的直流磁通都包含在磁芯之中，因此空气中的漏磁通在第一次近似中可以忽略。如果图25b中的每个绕组具有相同的匝数N，传导相同的直流电流(I)，但是象图25a的直接分析一样，直流电流以相反的方向流动，磁芯中的总磁通为零。但是我们怎么知道什么是相反的电流方向？这里我们使用经典的右手法则。将右手的手指按电流流过绕组线圈的方向环绕绕组，拇指将指向直流磁通的实际方向。现在让我们选定图25b上部绕组的磁通方向为正，让我们也用点标记来表示该绕组电流流入的那一端。如果放置在同一磁芯上的另一个绕组中的电流产生相同方向的磁通，那么直流电流流入第二个绕组的那一端也用点标记端来表示。因此，在确定了绕组的点标记端之后，我们可以建立下列简单的法则：
流入点标记端的电流产生正直流磁通，而
流出点标记端的电流产生负直流磁通。
这个法则只与直流电流及其产生的直流磁通的方向有关，但与它们的幅度无关。但是安培电路定律也给出了定量关系以及方向关系。根据安培定律，直流磁通与直流安培匝数NI，即匝数N与直流电流I的乘积，成正比。因此，图25b的两个绕组相等的匝数N将得到相等的幅度，但是所产生的直流磁通方向相反，在图25b的磁芯中得到零直流磁通。
现在我们可以将这些法则应用于图24a变换器的输入和输出绕组，分别如图25c和图25d所示。如图25c中所示，输入电感器直流电流流入点标记端，形成正的直流安培匝数N1I1，在磁芯中产生正的直流磁通。输出电感器直流电流流出点标记端，因此形成负的直流安培匝数(-N2I2)，在磁芯中产生负的直流磁通。如果两个电感器的两个绕组放置在类似于图25b的共用磁芯上，那么总直流安培匝数由
                ∑NI＝NI1-NI2＝-N(1-D)I2       (15)计算，其中使用(6)来去掉对I1的依赖。显然根据(15)，总直流安培匝数减少了，但是仍然没有消除。此外它们取决于负荷比D。
请注意，上面的分析完全只基于直流电流，还没有引入得电感器绕组上的交流电压。但是，为了达到如上所述的直流安培匝数减少，输入和输出电感器必须放置在一个共用磁芯上。一旦两个绕组在一个共用磁芯上，交流电压必须在遵守法拉利电磁感应定律之外强加一个另外的要求，每个绕组的每一个线圈上交流电压相同。因为为了满足直流磁通标准，已经为两个绕组选择了相同的匝数，这要求两个绕组的交流电压在幅度以及相对于点标记端的极性相互匹配(因此是同相的)。但是，图24b中三个电感器波形除了输出电感器和输入电感器交流电压幅度的轻微不匹配之外，这将在后面讨论，已经满足了这一点。
前面的右手法则已经确定了绕组的点标记端。现在我们可以通过一个基于根据图26a的简单交流电测试的替代方法来确认这些标记。图26a中的一个绕组用一个交流电压波形来激励，例如正弦电压。然后测量另一个绕组中的感应电压。施加电压并且感应电压同相的绕组端定义了如图26a中的点标记端。这种测试方法可以扩展用于确定共用磁芯上任意数量绕组的点标记端。图26b显示了三个绕组的情况。
但是请注意，还有一个直流电流为Im的中间电感器绕组，如图24a。根据(12)，中间电感器的交流电压波形与输入电感器的相同，因此可以放置在共用磁芯上。在这种情况下，图24a变换器的所有三个绕组每一个绕组都有相同的匝数N，可以放置在共用磁芯上，得到图26b的直流变压器。但是中间电感器直流电流也是流入点标记端的，根据上面的法则产生负直流安培匝数，根据(6)它们等于
                 NIm＝N(1-D)I2                     (16)
根据(15)和(16)，总直流安培匝数由
                 ∑NI＝N(I1+Im-I2)＝0             (17)计算，使总直流安培匝数等于零，因此使共用磁芯中的总直流磁通为零。请注意，中间电感器直流电流是任何提供恰好正确的直流电流以确保总直流安培匝数和总直流磁通对于任何工作负荷比都为零的。
直流变压器
参考前面的图24b，输入电感器L1和中间电感器Lm的交流电压是相同的(完全匹配)，而输出电感器L2的交流电压在负荷比D＝0.9时在幅度上90％匹配，因此与其它两个轻微不匹配。如前面所示，所有三个电感器电压在图24a中点标记端表示处是同相的，而且所有三个绕组具有相同的匝数N。因为三个电压在幅度上近似匹配，因此伏/匝近似匹配，我们可以将它们耦合成一个没有任何气隙的单磁电路结构，如图26b所示，这形成了一个全新的磁性元件，因为其独特的工作，这里命名为直流—直流变压器或简称为直流变压器。
第一步——确定点标记端
从上面的描述中，三个电感器交流电压的绝对极性是关键性的。因此第一步是通过将中间电感器加上测试交流电压，然后测量所有三个绕组上的交流电压来确定这些电压的绝对极性，如图26b的测试装置所示。交流电压同相的电感器绕组端用点标记端来表示，因此标上一个圆点符号，可以看作是参考交流电压为正的绕组端。流入点标记端的直流电流也可以看作是正向。每个绕组的另一端从这里起将称作各个绕组的未标记端，可以看作是参考交流电压为负的绕组端。请注意，为了简化测试，在图26b中选择相同的输入、输出和中间电感器绕组的匝数，得到了相同的感应电压。下面将证明特别选择相同的匝数对于变换器工作的重要性。
第二步——连接输入和输出端
下一步是将直流变压器绕组正确连接到输入直流电源、输出直流负载和共用端。有八种不同可能的绕组连接，其中只有两种是正确的。因此，为了确保正确连接绕组端，应该遵照下面的简单过程：将输入电感器的点标记端连接到输入直流电压电源的正端，输出电感器的点标记端连接到输出直流负载的正端，最后中间电感器的点标记端连接到直流输入电源的共用端和输出直流负载的共用端。直流变压器正确连接到输入电源和输出负载端将确保输入电感器和中间电感器的直流安培匝数是正的，原因是它们各自的直流电流流入它们各自绕组的点标记端，因此在磁芯中产生正的直流磁通。另一方面，输出电感器直流电流流出点标记端，因此将得到负的直流安培匝数，在磁芯中产生负的直流磁通。因此，确定了在磁芯中减少直流磁通的可能。
第三步——选择相同的匝数
头两步只是建立了必要的先决条件，但是它们自身不足以保证直流变压器的成功实现和工作。第三个要求是：
输入电感器、中间电感器和输出电感器必须具有相同的匝数N，如图27所示，因此
                  N1＝N2＝Nm＝N                      (18)
结合(7)、(18)给出的基本关系式，得到
         ∑NI＝N1I1+NmIm-N2I2＝N(I1+Im-I2)＝0  (19)
根据(19)，图27中本发明的单回路磁路中的净直流安培匝数为零，使磁芯中的直流磁通为零，因此由于完全去掉了磁路中的气隙，可以完全的利用磁性材料。请注意，由于关系式(19)与负荷比D无关，所以这种直流安培匝数的完全消除对于任何工作负荷比D都是有效的。实际上，只要所有三个绕组具有相同的匝数，直流磁通消除对于任意匝数N也是有效的。
请注意，相同匝数条件(18)同时满足了两个必要的要求：
1.没有气隙的磁芯中的净直流安培匝数必须为零；
2.由变换器强加在直流变压器三个绕组上的交流电压应该具有与它们各自匝数相同的比值。
显然第二个条件在就像它们绕组圈数比所要求的，具有1∶1电压比(见图24b)的输入电感器和中间电感器之间很容易满足。因为对于负荷比D＝0.9，例如，为了最佳匹配输出电感器绕组应该有0.9N个线圈，所以输出电感器交流电压有一点不匹配。但是，输出电感器绕组也使用N个线圈所造成的交流电压不匹配可以通过正确放置直流变压器单回路磁芯结构中的电感器来稍加补偿，如下面所解释的。
第四步——最优放置直流变压器绕组
为了适应输出电感器和中间电感器绕组交流电压的不匹配，它们最好放置在UU磁芯相反的臂上，以获得这两个绕组之间高的相对漏电感，从而减少输出电感器的脉动电流。在后面的节中将介绍这种和其它几种在一个工作负荷比上将输出电感器中的这种脉动电流降低到最低，甚至达到脉动电流近似为零的方法。同样的，输入电感器和中间电感器也象图29e中一样并排放置在一起，以增加这两个绕组之间的相对漏电感。但是，因为它们的交流电压已经是最佳匹配的，所以输入电感器中的脉动电流会与中间电感器中的一样。通过稍稍增加输入电感器绕组的匝数，输入电流脉动会转到中间电感器中。在图27的电路图中以虚线显示了这种情况。由于是稍稍增加了匝数，所以安培匝数失衡非常小，可能很容易的忽略。
图27中直流变压器的直流磁阻模型如图28a中所示，具有零净直流磁通，原因是由输入电感器和中间电感器产生的正磁通完全被输出电感器的负直流磁通抵消了，如(19)预先计算的一样。
下面两个条件的重要性不用过分强调：
1.所有的绕组必须具有相同的匝数；
2.绕组中直流电流的流动方向和各个绕组的交流电压极性相对于点标记端必须一致。
例如，如果不管特殊关系式(7)，为三个电感器使用了不同的匝数N1、N2和Nm，那么会象图28b中看到的一样直流安培匝数可能大为失配，在图28c中的磁路实现中必须使用大缝隙来阻止由于大总直流安培匝数而造成的饱和。显然线圈比中这样大的可能的不匹配还会造成交流电压大的不匹配，因此会在所有绕组上产生大脉动电流，使其完全不能实用。
现在让我们给出一种逐步组合出直流变压器的替代方法，如图29a-f画出的草图。首先象图29a中将具有相同匝数N的电感器L1和Lm并排放置，形成共用耦合电感器结构。因为图27中的直流电流I1和Im都流入它们各自绕组的点标记端，所以它们的直流安培匝数NI1和NIm相加，得到图24b显示复合直流磁通的磁通—安培匝数特性曲线。还请注意，因为直流电流流入点标记端(正直流安培匝数)，磁芯按照磁性材料饱和特性曲线的正半部分(朝着正饱和端)偏压。每个独立绕组对应的各个气隙g1和gm也相加，得到一个总气隙g1+gm，如图29a磁芯中所示。所显示的单独用于输出电感器L2的磁芯有一个气隙g2以支持总直流安培匝数NI2。重要的是观察到在这种情况下对应的直流磁通是按照磁性材料饱和特性曲线负半部分变化的。这是因为输出电感器电流I2是流出其绕组的点标记端的。
现在很容易理解为什么图29a和图29c的磁芯可以用图29e直流变压器的没有任何气隙的单磁芯来替代了。如在图29f复合磁通—安培匝数特性曲线中看到的，正直流安培匝数N(I1+Im)完全抵消了负直流安培匝数NI2，使磁芯中的净直流磁通为零。还请注意，交流磁通振幅现在将按照特性曲线原点处的陡斜率，表示磁芯材料磁导率高以及没有气隙的磁芯上的绕组感应系数高。
此外，因为绕组本身有自动补偿，所以从理论上可以在不饱和的情况下支持任意数量的直流负载电流。在这个忽略了所有漏磁通的单回路磁路的理想描述中，直流负载电流I2增加导致直流电流I1和Im成比例的增加，以对它进行补偿，仍然保持工作在零直流偏压和磁芯中的零直流磁通。实际上，总是存在的固有漏磁通会以类似于交流变压器中限制的方法来限制直流变压器中的最大直流过载能力。
直流变压器模型
图27的磁结构无可非议的被命名为直流变压器是因为：
1.交流变压器中不存在气隙表明由于无气隙交流变压器的小磁化电流，只会有小的能量存储；同样，图27不存在气隙的直流变压器表明不存在直流能量存储。这一对直流能量存储的消除是为什么新的直流变压器同时达到大大减少磁芯体积、增加效率和增加过载能力的基本原因。
2.交流变压器工作不需要气隙，原因是输出绕组中的感应交流安培匝数与输入绕组的交流安培匝数相反并差不多匹配，产生小的交流磁化电流的净交流安培匝数；同样，直流变压器使所有绕组的直流安培匝数为零，因此工作不需要任何气隙。
3.这种直流变压器在不饱和的情况下在所有绕组中承受大直流电流，与交流变压器在不引起磁芯饱和的情况下在其绕组中承受大交流电流比较相像。
图30中再次显示了直流变压器，其中显示的每个电感器绕组用各自的直流电流源来激励。结合选定的相同的匝数N，得到磁芯中的零直流磁通。这种新磁性元件，直流变压器，还需要一个新的、可以用一个简单的图形形式让人想起其基本性质的符号。图31的符号有一个负担幅度I1+Im直流电流的输入绕组，一个传递直流电流I2的输出绕组。绕组上点的放置和这些电流的方向要能使表示匝数N的直流安培匝数抵消。为了符号化表示直流电源从输入绕组传递到输出绕组，在图31中画出了一条通过两个绕组的直线。这也会派得上用场，用来快速将这个直流变压器符号与经典的交流变压器符号区分开来。最后，为了表示与它后面图43b隔离相对物的差别和缺少电隔离，共用(底)端连接在一起。
替代配置
请注意基本关系式(8)及其推论(7)即使对图11a和图11b的原始变换器进行多次配置调整也都会保持不变。辅助电容C和互补输入开关S’1并联的支路，用粗线突出显示的，可以在不改变基本性质(7)和(8)的情况下以图32a-1所示的多种不同方法连接，因此具有相同的直流变压器和变换器工作以及后面详细描述的无损耗开关性能。例如，这个支路可以象图32a一样与中间电感器Lm并联，或者象图32b一样与输入电感器L1并联。在这两种情况下，辅助电容C上的直流电压将会改变到由(14)计算的新稳态值Vb。另一种做法是将这个支路连接在输入电压电源的正端和中间电感器Lm的未标记端之间，如图32c所示。还有两个其它可能性，如图32d和图32e所示。
在象图32f中将输入电容C移到底部返回电流路径之后可以得到进一步的修改。这有一个明显的缺点，即失去了输入和输出之间的共用地，电源或负载会漂移。尽管如此，象在后面关于隔离直流变压器开关变换器一节中看到的，从这样的非隔离变换器得到的隔离形式将弥补这一不足。接下来辅助电容C和互补输入开关S’1的支路可以象32f中与中间电感器并联。这个配置的优点是辅助电容具有由(14)计算的感应直流电压Vb，而同时如后面所述，开关S1和S’1处在一个对于称作高端驱动器实现来说最好的位置上。图32(g-1)中显示了基本变换器配置其它的可行变化。在所有这些基本变换器配置的等效变化中，尽管带有互补输入开关的支路的位置不同，但它总有一个由电压Vg、Vb、Vc和V2线性组合的直流电压。
除了图32(a-1)显示的那些变型，还有很多方式将这个带有辅助电容C和互补输入开关S’1的支路放置在基本变换器电路的其它节点之间，且仍然满足基本关系式(8)。图11a和图11b显示的基本变换器配置确实有上百种其它的等效变型，是通过重新放置其它元件得到的，例如象图32j，输入电感器和/或输出电感器从变换器上面的支线移到下面的支线(回流路径)。就像在这种将输入电容重新放到下面支线的情况中，在这种非隔离变换器情形中将会失去电源和负载之间共地这一所希望有的特性。尽管如此，隔离相对物仍然会弥补这一点，得到两个分离地的隔离形式。
此外，在图32j中当将互补输出开关S’2改线到变换器下面的支线中时，得到了图32k的非隔离变换器。请注意，在这个变换器中，输入直流电源和输出直流负载的正端可以有一个共用地，如图32k所示，从而得到正输入到正输出转换。图321中还显示了另一种变型，其中带有辅助电容和互补输入开关的支路与输出开关并行放置。
但是请注意，所有这些元件在同一回路内的重新放置只是完全相同的图11a和图11b基本的新型开关变换器的变型。通过前面提到的状态空间平均分析方法可以容易证明这一点。所有这些变换器变型的状态空间方程与图11a和图11b基本的新型开关变换器的状态空间方程是相同的，因此，所有这些变换器变型得到相同的响应，不管是动态还是稳态。例如，输入电感器L1象图32j和图32k一样重新放置到下面的支线，得到两个与图11a和图11b基本变换器相同的回路方程(对于状态1和状态2)。
请注意，如上面描述的所有这些辅助电容C和互补输入开关S’1支路的替代连接和输入电感器、输入电容、输出电感器、互补输出开关等其它元件的重新放置都具有一个共性：( 要重新定义！！！)状态间隔内的互补输入开关电流iS’1(t)由(8)计算。因为保持着这个关系式(8)，所以保持了基本的新型变换器的所有特有性质，并且存在于其图32a-1多个等效变型的任一种之中和上面没有显示但满足条件(8)的很多其它配置中。因此我们使用条件(8)作为所有可能变型中关于辅助电容C和互补输入开关S’1支路的基本描述手段。本技术中的熟练技术人员可以找到其它一些可替代的变换器变化，其工作包含相同的关系式(6)，因此它们都完全是这个初始的变换器配置的其它变型。
应该要强调的是，在所有上面的变型中，因为根据(9)IC＝0，所以通过互补输入开关S’1和辅助电容C支路的电流只会是交流的。因此，互补输入开关S’1也将只通过比直流负载电流小的交流脉动电流成分。因此互补输入开关传导损耗与输入开关S1的传导损耗相比会非常小，输入开关S1是电源开关，其电流与直流负载电流直接相关。与互补输入开关S’1一样，辅助电容C因为也通过同样小的交流脉动电流成分，所以也是体积小，损耗成分低。因此，辅助电容和互补输入开关S’1支路对总变换器损耗的作用非常小，但是由于它能够使两个基本关系式(7)和(8)存在，所以是非常重要的。
但是因为这个支路电流只是交流的，互补输入开关S’1必须用一个电流双向开关来实现，例如象图33a中一个NPN双极晶体管与一个二极管并联。但输入开关S1不一定是电流双向的，可以如图33a所示只使用NPN双极晶体管实现。开关S2和S’2最简单的实现是由二极管构成，例如象图33a中的整流二极管CR2和CR2’。图33a中的NPN双极晶体管S’1可以用图33b中的PNP晶体管S’1替代，现在这是用于图33a电路所需要直接驱动，而不是浮动驱动最好的接地发射极配置。但是由于输入开关S1不是CBS开关，所以图33a和图33b两个配置的限制在于既不能实现软开关，也不能实现无损耗开关。如图33c和图33d用MOSFET器件实现输入开关和互补输入开关来作为CBS开关，避免了这个问题，它们结合正确的驱动顺序和定时控制恢复了软开关的性能。如图33e和图33f的所有四个MOSFET开关器件实现加以正确的开关顺序和定时控制实现了本发明的无损耗开关性能。作为新增加的优点，MOSFET实现而不是双极晶体管使得能够工作在更高的开关频率上，从而得到更小的能量存储电容和电感器件。此外这还简化了驱动电路。新增的优点是二极管已经做在了MOSFET器件之中，图33a中不需要外部极管用于互补输入开关。此外，因为输入前端整体上是电流双向的，所以输入S1 MOSFET开关中的寄生体二极管会防止在负载电流小时出现间断传导模式。
图33c的P沟道S’1MOSFET由图33d中的N沟道S’1MOSFET替换。虽然这个开关象图33a中的双极相对物一样需要浮动驱动，但由于特殊集成电路(IC)驱动芯片的可用性和有效性，在很多应用中仍然是首选，特殊集成电路(IC)驱动芯片即所谓的“高端驱动”，专为这样的驱动条件设计，甚至为软开关实现提供了必需的时延。
最后，对于需要减少输出传导损耗的低压应用，输出端的电流整流器CR2和CR’2由MOSFET器件替换，如图33e。此外，所有MOSFET器件的使用保证了无损耗开关的有效实现。一些应用可能偏爱图32a或图32f中的配置，该配置由Vb＝DVg/(1-D)计算的辅助电容C上的直流电压低于其在图11b配置中的电压VC＝DVg/(1-D)。它们的直流额定电压之比为Vb/VC＝D。因此，在负荷比D＝0.5时，当将辅助电容放置在如图32a中的位置时，其额定电压与如11b中的位置相比低两倍。后面的隔离实施方案将利用这两点：辅助电容的高额定电压和高端驱动配置。辅助电容的其它位置可得到甚至更低的电容C的额定电压。
交流电压失配
除前面描述的很多相同点之外，在经典交流变压器和图27的直流变压器之间有一个重要的不同。在交流变压器中，交流电压加在初级绕组上，次级绕组只有感应交流电压源，但没有外加交流电源。但是在直流变压器中，所有绕组都由外部施加的交流电压源驱动。因此，在感应的和施加的交流电压之间可能存在不匹配。在这种情况下，将会产生与失配电压成正比、与固有的漏电感成反比的脉动电压。
具有与图29e中相同的匝数N但在磁路中加入了一个小气隙的图34a直流变压器是一个更好匹配交流电压并进一步减少输出电感器中脉动电流的方法。在图34a的直流变压器中，通过电感器绕组之间的磁耦合，输出电感器中的感应电压为vm，而由变换器开关动作产生并加到同一输出电感器的交流电压为Dvm。现在让我们展示是如何因为图34a磁芯中有意增加的漏磁通和通过在图34a磁芯上战略上放置三个绕组来适度的消除相同输出电感器上的交流电压失配的。
图34a的电感器绕组L1和Lm放置在UU磁芯结构的同一个臂上，并有意的并排放置(不是在彼此的上面)以在两者之间产生一些漏电感。因为它们的交流电压在整个工作范围内是相同的，所以象前面讨论的，通过轻微调整输入电感器绕组的线圈比可以在输入电感器中得到接近为零的脉动电流，因此将会减少电磁干扰(EMI)。
另一方面，输出电感器绕组L2有意放置在图34a UU磁芯相反的臂上，以利用这样在中间电感器和输出电感器绕组间产生的大漏磁通Φ1。然后这个漏磁通将会象下面描述的提供充足的内在漏电感来减少输出电感器交流脉动电流。
为了最大限度的利用漏磁通，在输出电感器L2所在的一端放置了一个小气隙，如图34a所示。放置这个气隙会使大部分漏磁通与绕组L1和Lm相关，小部分或微不足道的漏磁通与绕组L2相关，得到如图34b所示、在绕组L1和Lm端有一个大的漏电感LL的等效电路模型。请注意，在此分析中忽略了绕组L1和Lm之间小的漏电感以简化模型并集中在主要的影响上。因此由相同电压vL1＝vLm＝vm激励的绕组L1和Lm在图34b的模型中合成了一个绕组。由LL和LM(LM是电感器Lm的磁化电感，其中Lm＝LL+LM)组成的分压器按电感分割比r＝LM/Lm将输入电压vm降低到电压rvm。因此，对于r＝0.8，D＝0.8，图34c模型中的输入和输出电压对于等效漏电感Le＝LL||LM存在相同的零净交流电压，因此在输出电感器上得到零脉动电流。
请注意，同时由于此结构中非常小的总气隙，中间电感器电感Lm非常大，所以也减少了输入端上剩余的脉动电流。因此同时得到输出电感器中的零脉动电流以及中间电感器Lm非常小的脉动电流。此外，由于输入电感器L1和中间电感器上的电压相同，脉动电流也可以转移到中间电感器绕组之中，因此使输入和输出电感器中的脉动电流近似为零，中间电感器中剩余的脉动电流小，如图27在这种匹配条件下得到的电流波形所示。这个漏磁通还会在带有绕组L1和Lm的磁芯臂中得到二阶直流磁通，从而在该臂中形成直流偏压。通过增加该臂的截面，可以减小该臂中的直流磁通密度。
为了提供更好的交流电压匹配，输出电感器绕组的匝数可以从匝数N稍稍进行改变，原因是已经存在的小气隙可以承受小的直流安培匝数不匹配。
输出电感器脉动电流的计算
从图34d的模型看出，输出脉动电流显然取决于非常小的等效漏电感Le，不取决于大的输出电感器电感L2。因此，看起来当工作负荷比远离零脉动条件时，脉动电流幅度似乎会快速增加。但是事实并非如此。不管等效漏电感Le值多小，通过它的电压不是满输出电压V，而是象图34d中的少量失配的电压，在计算负荷比D时最大输出电感器脉动电流的公式中进行了量化：
                   Δi2M＝(D-DZR)VTS/Le         (20)
其中DZR是达到零脉动电流时的负荷比，V是规定的输出直流电压，TS是开关周期，Le是反应到输出电感器端的等效漏电感。显然电压失配是由(D-DZR)V计算的，只是输出直流电流V的一小部分。如果调整输出电感器匝数，通过磁芯中增加的直流磁通的一些综合和引入小的气隙可以比较容易的将关于零脉动电流的负荷比移动到DZR＝0.5。如果需要输入电压从40V变成60V(1∶1.5动态范围)，这将对应于负荷比从0.6变成0.4。因此，(20)将减小到Δi2M＝0.1VTS/Le，其中电压失配为输出直流电压的10％。例如，如果在V＝5V时调整100W的变换器，Ts＝10μs，即使是非常小的、只有Le＝1μH的等效漏电感也会产生5A可接受的最大脉动电流。因为变换器能够在不饱和的情况下输送40A、60A以及更高的高直流负载电流，所以这个脉动电流相当小，对总效率影响很小。
图35a中还显示了本发明的另一种实施方案，其中输出电感器匝数相对于中间电感器和输入电感器的匝数进行调整，使得对于2∶1的中间电感器对输出电感器匝数比在D＝0.5时得到零脉动电流，如图35b所示。图35b中vEXT＝Dvm绘制成一个线性函数，同时因为使用了2∶1的中间电感器对输出电感器比，在图35b中vIND＝0.5vm是一条不变的虚线。它们在D＝0.5的交叉点说明感应交流电压vINT与施加的交流电压vEXT匹配，因此脉动为零。显然因为没有象前面讨论的那样使用相同的匝数，失去了零直流磁通的特性，但是局部直流偏压抵消有效。然而，这仍然会使气隙比直流安培匝数增加而不是象在这种情况中减少的传统设计的气隙大为减少，会使输入和中间电感器中脉动电流大大减少。直流变压器实现象图35a一样。如图35b所示，这样的配置会使输出电感器中零脉动电流靠近D＝0.5工作点。这样配置的主要优点是对于2∶1电压范围，输出电感器上的最大交流电压失配最大达到输出直流电压的1/6。在一些应用中，磁芯固有的漏电感足够在工作范围的末端，从负荷比D＝1/3到负荷比D＝2/3或2∶1转换比，产生可接受的脉动电流。
另一种减少输出电感器交流脉动电流的替代方法是增加外部电感器LEXT，如图36a所示，而使直流变压器具有相同的匝数N。图36b中还有另一种选择是结合图35a的匝数比调整和图36a的外部电感器。在任一种情况中，通过增加一个等于直流变压器磁芯固有漏电感的外部电感器LBXT可以减少一半的脉动电流。请注意，这样的电感器由于只受16％的中间电感器交流磁通支配，所以减少了交流伏一秒的要求。此外需要其电感值只是输出电感器电感的一小部分，例如10％。这将直接体现为更小的磁芯和此类外部电感器相对很小的铜和磁芯损耗。此类实现的另一个好处是不需要采用如下所述的特别定制的磁芯，使用标准磁芯体积就可以满足高设计目标。
本发明的另一个实施方案(如图37a和图37b所示)特别适合需要在宽范围输入电压变化上调整输入电压，例如2∶1或甚至4∶1，而且还需要在输出处减少脉动电流以及提高效率，并希望进一步减小体积的应用。图37a中概念显示的直流变压器和在图37b定制的磁芯中有一个附加的、没有绕组的漏磁臂，并在其磁通路中有一个大气隙以驱动一些来自主磁通路的交流磁通和将输出电感器中感应的交流电压减小到与变换器外部加到相同输出电感器绕组上的交流电压相同的值，vEXT＝Dvm。例如，如果选定的额定工作负荷比是D＝0.7，那么我们将设计漏臂，使主磁通的30％分流到这个臂中。于是输出电感器上的感应电压将是中间电感器Lm上交流电压的70％，这正好是将这个感应电压与变换器开关动作从外部加到相同输出电感器绕组的交流电压相匹配，从而在输出电感器中得到零脉动电流所需要的。漏臂还大大增加了总漏电感，从而在负荷比D远离额定值和零脉动情况时减少输出脉动电流。
从主交流磁通路中分流出所需要的交流磁通可以通过在磁漏路径中使用成比例增大的气隙轻松的完成，如在图37a概念上定做的直流变压器磁芯中所示。由于在此漏臂中交流磁通较小，也可以将截面做得小一点，相对于主磁通路中的气隙，这将进一步增加磁漏路径中所需的气隙。一种减少输出电感器绕组中感应电压以匹配变换器强加的电压的替代方法是减少输出电感器绕组的匝数。这对于匝数大的较高输出电压特别有效。实现漏臂和使用减少的匝数中的任一种方法，或两者的组合导致一些直流磁通失衡。因此，不会完全消除直流磁通，会引入一些净直流偏压。在实际实现中漏臂轻微增加了直流变压器磁芯结构总体积，如在图37b实际定制的直流变压器磁芯中所示，其中用于一种实际设计的漏臂只占有大约15％的总磁性元件体积。
图38中还显示了本发明的另一种实施方案，其中直流变压器是使用多回路、EE磁芯结构构成的。象前面一样，输入电感器和中间电感器并排放置在同一个臂上，即EE磁芯结构中间的臂上，如图38所示，并具有相同的匝数。输出电感器分成两个具有相同匝数N、串联的绕组，因此增加了它们的交流电压。接下来这些输出电感器绕组中的每一个放置在一个单独的EE磁芯外部磁臂上，点标记端的位置要能使两个外部磁回路中的直流磁通为零。因此，象前面一样，可以使用没有气隙的磁芯。EE磁芯结构的一个主要优点是与等效的单回路、UU磁芯结构相比进一步增加了漏电感，并进一步减小了脉动电流。另一个实际优点是安装了绕组的EE磁芯将具有大大低于UU磁芯的剖面。
本技术领域中的那些熟练技术人员使用以找出关系式(7)和(8)为基础的本发明特有优点及其关键特性可以想象出直流变压器的其它变型。那些变型只是基于本发明提出的可能扩展形式。
隔离扩展部分
出于安全的原因或从系统的角度来看，在大多数实际应用中经常需要输入直流源和输出直流负载之间的电隔离。一旦得到变换器的电隔离形式，就得到了其它的好处，例如：通过变压器线圈比可以升高或降低输出直流电压，可以提供负的和正的直流输出电压，可以轻松获得多个具有不同直流电压和极性的输出。
但是，非隔离直流—直流变换器的存在根本不保证电隔离扩展部分的存在。实际上很多非隔离变换器没有电隔离扩展部分。有一些这样的实际上有一个相当不明显的扩展部分，例如前向变换器，是由图1现有技术的反向变换器演化而来的。还有其它变换器，如现有技术的反馈变换器，有隔离形式，只是通过用隔离变压器替换电感器得到的。本发明属于此类。图39a显示了本发明的一个非隔离形式。
通过使用初级和次级绕组具有相同的匝数N同时输入和输出电感器绕组也具有相同匝数N的隔离变压器简单的替换原来的中间电感器得到了图39b对应的隔离扩展部分。因此，图39a的非隔离变换器的所有性质都留给了图39b的隔离相对物。
接下来的修改是使用隔离变压器通过其次级到初级的匝比N2∶N1来提供附加的直流电压缩放，如图40本发明另一个实施方案所示，将输出直流电压变为
                       V2＝DVgN2/N1               (21)
然而非隔离变换器只能有电压降低功能，图40的隔离扩展部分还能够有上升和降低功能。另外在很多应用中，需要有非常大的降低，例如当整流交流线用作初级直流源时，需要有低电压输出，例如5V、3.3V或更低。在这样的应用中，通过变压器匝比的额外电压降低是必需的，这也是电隔离的性质。
重要的是要注意图40隔离扩展部分现在也包括一个没有任何气隙的隔离直流变压器，在以前它是变换器的一个组成部分。为了将这个磁性结构与图27没有提供电隔离的直流变压器进行区分，因为这个新型磁性结构提供了电隔离，所以称作隔离直流—直流变压器或简称为隔离直流变压器。假设如图40所示，输入电感器匝数N1与初级绕组的匝数NP相同，输出电感器匝数N2与次级绕组的匝数NS相同，即
                NP＝N1和NS＝N2                (22)则单回路磁芯中的总磁通为零。
现在让我们证明(22)确实是完全消除对于任意负荷比D的直流磁通的充分必要条件。在状态1时间间隔期间，隔离变换器缩减到图41所示的电路模型，其中隔离变压器使用其磁化电感Lm和次级到初级匝比为NS∶NP的理想变压器作为模型。负载电流i2由匝比NS/NP反应到初级端，变成i2’，由
                 i2’＝(NS/NP)i2                (23)计算。节点A处的电流和为
                 iS’1＝i1+im-i2’              (24)因为如以前，IS’1＝0，我们从(21)和(22)得到
                 I1+Im＝(NS/NP)i2              (25)
现在让我们计算总直流安培匝数。为了计算隔离变压器的直流安培匝数的贡献，可以用一个匝数为Np、直流磁化电流为Im的磁化电感Lm来表示它，因此隔离变压器的直流安培匝数贡献为NpIm。因为中间电感器及其替代物，隔离变压器，的点标记端保持相同，所以隔离变压器的直流安培匝数加上输入电感器的直流安培匝数，同时减去输出电感器的直流安培匝数，在由
    ∑NI＝N1I1+NpIm-N2I2＝(N1-Np)I1+(NS-N2)I2   (26)
计算的总直流安培匝数中使用(23)得到的结果。
请注意，当且仅当同时满足下面的两个等式的时候：
                N1-Np＝0和NS-N2＝0             (27)
(26)对于任何电流I1和I2都为零，显然与由(22)计算的一样。因此，条件(22)或(27)对于完全消除隔离直流变压器中的直流安培匝数既是必要的，又是充分的。还请注意，为了保持零净直流安培匝数，不仅必须要输出电感器与输入电感器匝数比匹配隔离变压器次级到初级匝数比，而且实际上需要更加严格的条件，即隔离变压器初级绕组匝数与输入电感器匝数相等，以及隔离变压器次级绕组匝数与输出电感器匝数相等。因为根据(26)和(27)的直流安培匝数消除条件，与传统解决方法相比不是完全去掉了气隙，就是幅度减小了一个数量级。
从另一个角度看，在前面使用耦合电感器的技术状态下的变换器中，例如耦合电感器的Cuk变换器，由于耦合电感器只关心交流电压匹配，不关心直流安培匝数消除，所以只要输出电感器到输入电感器的匝数比与隔离变压器次级到初级的匝数比匹配就足够了。在隔离直流变压器的情况下，除了匹配交流电压之外，额外的需要是还要有直流安培匝数消除。为了达到后一个目的，根据(22)绝对匝数必须匹配，而不只是匝数比匹配。
此外，这个结果(22)对于输入电感器中的脉动电流也是需要的。请注意，输入电感器和隔离变压器上的交流电压是相同的。因为现在为输入电感器和隔离变压器使用相同的匝数，所以保留了相同的伏/匝，从而使它们直接1∶1耦合。因此由于交流电压完全匹配，所以甚至一个小漏电感也可以得到近似于零的输入电感器脉动电流，通过稍稍增加输入电感器中的匝数就可以达到大大减小所传导的EMI噪声。由于该增加而导致的直流磁通不平衡忽略不计。这一点在宽范围的工作负荷比D上保持不变。
当然，如果假设特殊关系式(22)是先验的，那么(25)将直接证明直流安培匝数消除保持不变。但是，这只能证明(22)是一个充分条件，但不能揭示相同的条件(22)也是必要条件。图40隔离直流变压器中的瞬时安培匝数波形原显示了直流安培匝数消除。
这给出了另一种方法来证明变压器有直流偏流Im，不需要revoke变压器的磁化电感模型，但是要看直接来自如图40a初级和次级绕组电流的条件对于图40b变换器和特殊情况N1＝N2。初级绕组与电容C1串联，只产生初级交流电流，阻止产生任何通过初级绕组的直流偏流。但是次级绕组中的电流是一个脉冲电流，在互补输出开关S’2为OFF时的零电流和开关S’2为ON时的负载电流I2之间转换。这个脉冲的平均值等于(1-D)I2，根据(6)也就是Im。因此，直流偏流Im完全是由次级端变压器绕组产生的。
在条件(22)下，隔离变压器在这种情况下为任何工作负荷比，即任何输入直流电压Vg和任何直流负载电流I2，提供恰好正确的直流偏流Im，从而在隔离直流变压器的单回路磁芯中得到零直流安培匝数。因此具有非常严格但是明确选择了绕着单回路磁芯的绕组的匝数(22)和位置的隔离直流变压器是本发明空前性能的根本。很多变换器配置的变型为绕组提供所需要的直流电流以及必需的交流电压，使得电流方向和电压极性严格定义并参考各自绕组的点标记端，这样隔离或非隔离直流变压器可以起到分流的作用，提供相同的所描述的性能提高。
与前面关于图27非隔离直流变压器的一样，用与图40中一样的绕组放置来显示隔离直流变压器只是为了更好使隔离直流变压器绕组连接形象化，而不是表示实际的绕组放置。图42显示了这样的一种相对放置。请注意，象以前一样，输入电感器和隔离变压器并排放置(以提高一些它们之间的漏电感)，同时输出电感器放置在UU磁芯结构相反的臂上以大大增加变压器和输出电感器之间的漏电感。最后，图42所示的隔离变压器的初级和次级绕组相互远离，以将它们之间的漏电感减到最小，从而使用与用于任何其它使用紧耦合的隔离变压器相同的方法。
隔离直流变压器作为一种新型磁性元件，具有与图30非隔离相对物相同的特性曲线，除了它增加了电隔离和电压缩放功能。请注意，隔离变压器用它的磁化电感表示，如图43a所示，承载流入点标记端的直流电流Im，有N1匝线圈。因此，隔离直流变压器可以用图43b所示的一种新符号来表示，其中磁化电流Im和输入电感器电流I1合成一个单输入直流电流源I1+Im。
替代隔离变压器配置
就象我们将图39a非隔离变换器转换成图39b的相对物一样，现在我们可以使用隔离变压器替换图32(a-1)中变换器的中间电感器以得到它们的隔离相对物。但是请注意，不是所有的非隔离变换器变型都有它们的隔离相对物。例如，图32d和图32i在这样的步骤之后仍然没有电隔离，原因是包括辅助电容C和互补输入开关S1的支路连接在初级端的一个电路节点和次级端的另一个节点之间。因此，在包含了那些变换器配置之后，仍然可能有很多图11a和图11b基本非隔离变换器的等效形式。图44(a-h)显示了一些基本变换器的隔离等效形式。请注意，在图44g和图44h的变换器中包括辅助电容C和互补输入开关S’1的支路完全位于次级端。因此，失去了原来该支路位于初级端时的优点：存储在变压器漏电感中的能量没有恢复而是失去了，导致总效率降低。此外，这种额外的能量损耗表现为输入MOSFET开关漏极到源极电压的无阻尼振荡或非常轻微的阻尼振荡。这又使这个器件上产生高的电压尖脉冲，使其额定电压更高，以及辐射EMI噪声大为增加。
图32f的隔离配置中没有共用地在图44e其隔离相对物中解决了，其中变压器初级是浮动的，而电源和负载有独立的地。这种配置增加的优点是，初级端开关可以用N沟道MOSFET器件在高端配置实现，如图48所示，而辅助电容C具有由(14)计算的较低的额定电压Vb。图44f的隔离配置是其图32k非隔离相对物的隔离形式，保留了相同的优点。图32g中变换器的隔离相对物除了现在在上面臂的输入电容C1之外与图44a中的隔离变换器是相同的。显然两个变换器明显是彼此的修改形式。
就象非隔离情况有很多使用等效变换得到的变型一样，因此有同样大量的、通过用隔离变压器简单的替换中间电感器得到的隔离变换器。它们中只有非常少的将证明象对图32d和图32i解释的那样没有隔离。隔离变压器的插入没有改变图11b新型的基本非隔离变换器的基本性质。因此，到现在为止讨论的所有直流变压器相对于非隔离变换器的磁性实现都同样可应用于隔离相对物。例如，可以加入一个外部电感器与输出电感器并联，如图36a所示，得到与图45隔离相对物中相同的优点。图46隔离变换器是以与图37a其非隔离相对物一样的方法用磁漏臂实现的。最后在图47隔离变换器中没有气隙的EE形磁芯结构是以与图38非隔离相对物中一样的方法实现的。
根据上面的讨论，显然插入隔离变压器没有改变变换器的基本工作或主要特性和性能特性曲线。但是那些包含互补输入开关和辅助电容的支路位于初级和次级端之间的变型应该排除在外。尽管如此，有几个其它的图40本发明隔离扩展部分的实施方案，它们或在非隔离配置中不可用，或具有新的令人感兴趣的性质。图48中显示的是一个隔离变换器的实施方案，其中图38e的所有四个开关用N沟道半导体MOSFET开关器件替换。初级端开关的连接要使得能使用高端驱动IC电路，这显然是一个实用优点。同样，次级端MOSFET开关器件都是有一个接地发射极的N沟道MOSFET，得到实用的、对次级端MOSFET开关器件的直接驱动。还请注意，同时辅助电容C在具有低直流额定电压的位置上。
注意：如果包含开关S’1和电容C的支路与输入电感器L1并联，那么电容C上的电压甚至会更低。但是，在此解决方案中，输入电流将包含流入此支路的电流加上输入电感器电流，因此不再是无脉动的。
如果调节输入开关负荷比的驱动和控制电路位于初级端，那么次级端MOSFET开关会出现某些驱动方面的间题：对应的驱动信号必须从初级端传递到次级端，必须在驱动控制中提供隔离。此外，一旦在次级端提供了驱动信号，那么必须也提供用于次级端驱动电路的驱动电源，这得到一个复杂而成本高的解决方案。因此，如果次级端开关可以“自驱动”，即在不增加任何控制或电源电路元件的情况下可以使用现有的开关变换器电路来提供正确的驱动，那么将是一个非常实用的优点。图49a显示的本发明的另一个实施方案提供了一个这样的“自驱动”配置。变压器的次级端还提供了一个正确的驱动波形，假设连接与图49a中是相同的：输出MOSFET开关S2的栅极与辅助输出MSOFET开关S’2的漏极相连，同时辅助输出MSOFET开关S’2的栅极与输出MOSFET开关S2的漏极相连。因此，初级开关器件指向ON和OFF将在变压器次级自动产生正确的驱动波形来驱动输出MOSFET开关器件。因此，去掉了复杂的驱动和控制电路。
图49b显示了本发明的另一个“自驱动”实施方案，其中附加的驱动绕组绕在同一个隔离直流变压器磁芯上。选择每一个驱动绕组的匝数Nd和绕组的极性，以提供对两个输出MOSFET开关最优的、异相的驱动。这再次去掉了复杂的驱动和控制电路，大大简化了电路。应该提到的是，尽管电路如此简化，在下一节讨论的大多数软开关优点在这个比较简单的驱动实现中仍然是可用的。最后，与图49a的“自驱动”配置相比，图49b的配置因为可以选择驱动匝数来最优化驱动的要求，所以更为灵活。
一旦实现了隔离变压器，就可以提供多个输出，通过合适的变压器匝数比可以按比例确定每个独立的输出，如图50所示。请注意，只要输出电感器的匝数与第二个输出的变压器次级的匝数相同，净直流安培匝数也会为零。因此，可以再次将没有任何气隙的磁芯用于图50这种多输出变换器。最后，因为每个输出是隔离的，所以通过为第二个输出选择适当的输出地，也可以得到负极性的输出电压。在一些不需要隔离、需要从正输入电压源得到正极性输出电压的应用中，最高是使用另一个实施方案，其中一个自耦变压器替换了隔离变压器，如图51所示。象在所有自耦变压器连接中一样，初级和次级绕组共享一些共用匝数，例如图51中的N1。这种配置比完全隔离形式更加有效。如图51所示，因为初级绕组只使用N1匝线圈上的一个抽头，所以只需要为自耦变压器提供一个匝数为N2的绕组。在图51所示的配置中，N2＞N1，匝数比使电压升高。但是，当N2＜N1时(次级绕组使用初级绕组上的一个抽头)，得到额外的电压降低。此外，由于单自耦变压器绕组还具有更低的RMS电流，所以减少了交流铜损耗。就象在隔离变压器的情况中一样，得到了另外的输出直流电压的电压比例。请注意，图51自耦变压器扩展部分在类似于隔离情况的条件下也保持了零总直流安培匝数：输出电感器必须与自耦变压器次级具有相同的匝数，同时输入电感器必须与自耦变压器的初级具有相同的匝数。
无损耗开关详述
变换器的第四个基本性质
输入开关和互补输入开关电流，特别是它们在两个转换间隔中每个间隔的开始和结束时，具有的独特形状使新型无损耗开关方法变得可行。为了确定这些值，我们首先要根据图52所示变换器电路在状态2间隔期间确定互补输入开关电流的实际形状和特性曲线。虽然显示的变换器电路有三个电感器耦合，但我们开始时将假设三个电感器没有耦合，接下来在后面讨论耦合的效果。
早些时候三个电感器上交流电压的相对极性是参考三个电感器的点标记端确定的。在图52中以i1、i2和im表示的三个脉动电流流入点标记端，因此它们同时是同相的(在状态1间隔增加，在状态2间隔降低)。图52中三个脉动电流在节点G(地)处的和i∑为：
     i∑(t)＝Δi1(t)+Δim(t)+Δi2P(t)         (28)
其中Δi2P(t)＝-Δi2(t)，Δi2(t)是在前面的(8)和(10)中定义的。图53a显示了这个和i∑(t)。但是在状态2间隔期间互补输入开关电流iS’1只在这个开关闭合时等于这个电流i∑(t)，而在状态1间隔期间为零，如图53b所示。这个波形的关键特性是在从状态1到状态2的转换中一直是正值IP，在从状态2到状态1的转换中一直是负值IN，其中它们的幅度相等，即IP＝IN。
这个波形特性对所有工作负荷比D和所有直流负载电流I2保持不变，即使是在所有电感器绕组磁耦合的时候也保持不变。磁耦合可能会改变三个绕组中任一个绕组中脉动电流的相位。在直流变压器前面的部分中显示了如何将输出脉动电流调整到零。显然，接下来，例如，使输出脉动电流根据耦合调整将相位调整到与脉动同相或异相。这至少提高了下面的可能性：这样的异相脉动电流幅度大到足够克服其它两个同相脉动电流，甚至可以使互补输入开关脉动电流与图53b显示的电流异相，即负值为IP，正值为IN。但是由于下列磁耦合电路的基本性质，这是不可能的：
对于任何电感器绕组之间的磁耦合来说，耦合电感器结构的磁化电感脉动电流等于三个独立电感器绕组的脉动电流之和。不同的耦合只会影响各个脉动电流的相位关系和幅度，而不是它们的和，它们的和在任何耦合方式之下都保持不变。
因此，即使一个或两个绕组产生异相的脉动电流，第三个绕组也会产生这样的同相脉动电流，使所有三个脉动电流的总和保持不变，等于图53a中显示的电流，同时互补输入开关电流保持与图53b显示的电流相同。这也是为什么图53b中波形的两个电流峰值是这样的表示的：IP表示正峰值，IN表示负峰值。互补输入开关电流这种不变的特性波形对于下面讨论的无损耗开关工作是至关重要的，被看作是这种新型变换器的第四个基本性质。
两个输入开关的复合电流
在图11b的变换器中定义了输入开关电流iS1和互补输入开关电流iS’1的方向。根据图20a关于状态1间隔的模型，输入开关电流iS1等于输入电感器电流i1和中间电感器电流im的和。因此，图54a显示的输入开关电流具有下列显著特性：
1.在状态1间隔开始时为正值，表示为Imin；
2.在状态1间隔结束时为一个更高的正值，表示为Imax。
图54b中显示了互补输入开关的电流，具有下列显著特性：
1.在状态2间隔开始时为正值，表示为IP；
2.在状态2间隔结束时为负值，表示为IN。
输入开关电流和互补输入开关电流的和对于理解无损耗开关工作特别重要，起了一个专门的名称，复合电流，便于将来引用。图54c显示了复合电流iCC＝iS1+iS’1。，它具有下列显著特性
1.在状态1和状态2之间的转换期间从Imax变化到IP；
2.在状态2和状态1之间的转换期间从负的IN变化到正的Imin。
为了突出显示上述转换变化，在转换变化期间以粗线显示复合电流。因此，(1-2)转换开始于正电流Imax，结束于正电流IP，而转换(2-1)开始于负电流IN，以正电流Imin结束转换。
关于两个转换间隔的变换器电路模型和模型化假设
为了充分理解变换器的开关工作和在硬开关工作上进行提高，需要关于两个转换间隔，(1-2)转换和(2-1)转换的电路模型。这些电路模型和图54c的复合电流用于充分描述在两个转换期间的变换器电路工作情况。对于一阶分析，由于转换间隔比状态1和状态2间隔短，所以可以得到下列假设：
1.MOSFET晶体管可控开关用一个并联了一个寄生电容和一个寄生体二极管的理想开关来模型化；
2.所有电流整流器(二极管)用四分之一象限开关与它们的寄生电容的并联来模型化；
3.三个电感器的电感值L1、L2和Lm大到足够在转换间隔期间保持瞬时电流i1、i2和im恒定；
4.电容C、C1和C2大到足够在整个开关周期保持它们两端的电压恒定，因此在转换间隔期间也是恒定的，并等于它们的直流电压值。
无谐振电感器和停止情形的工作
首先分析最简单的实现，有两个电流整流器(二极管)用于输出开关和互补输出开关，且没有谐振电感器，例如图55a中的变换器。特别的，两个转换间隔期间的变换器工作是由可控MOSFET开关之间的空载时间造成的，从图55b的波形中可以看出两个开关在两个转换期间都是OFF。整流二极管的工作在两个转换中惊人的不同，如下面所解释的。
(1-2)转换开始于输入开关S1指向OFF的ta时刻，其特征在于tb时刻处的平滑转换，tb时刻两个二极管几乎同时、自动转换了它们前面的状态(CR2指向OFF，CR’2指向ON)，显然是对变换器电路情况的响应。这又使输入开关寄生电容进一步充电，直到输入开关电压在tC时刻为VC，使互补输入开关的寄生电容进一步放电直到电压为零且其寄生体二极管指向ON，以完成转换。请注意，图56b中中间电感器电压波形vAB与输入开关电压波形除了电压电平变化了Vg之外是相同的，所以在时刻tb处电压为零。
在(2-1)转换期间出现了性质不同的工作情况。(2-1)转换开始于互补输入开关S’1指向OFF的t1时刻。中间电感器电压在t2时刻变为零。但是这次中间电感器电压在t2时刻“停”在了零电压电平上，因此使两个二极管整流器保持为ON，如图55b中中间电感器平的零电压电平所示。相应的输入开关停止在电压Vg。显然象在下一个小节中通过模型解释的，防止了二极管传导在中间电感器电压达到零时的自动转换。这种停止没有有用的作用，必须通过在t3时刻将输入开关指向ON来结束。这又将输入电容C1的反向偏压Vg加到互补整流器CR’2上，使其指向OFF，如图55b的波形所示。显然输入开关在其两端电压为Vg时指向ON，这将产生相当大的硬开关损耗，特别是对于较高的输入电压。此外，输入开关也最好是在t2时刻指向ON，这样可以消除“停止”间隔。
平滑的(1-2)转换及其模型化
下面输入开关和互补输入开关上电压之间的基本关系式不仅在状态1和状态2间隔期间保持正确，而且在(1-2)和(2-1)转换间隔期间也保持正确：
                vS1(t)+vS’1(t)＝VC              (29)
在(1-2)转换间隔期间，无损耗开关的目标是将互补输入开关上的电压vS’1从电平VC减少到零。根据(29)，输入开关上的电压会同时从零增加到VC电压电平。
根据上面的模型化假设，图55a所有三个电感器用值为i1、im和i2的恒流源替代，如图56a的模型，所有三个电容用恒压源替代，对应的直流电压由稳态结果(5)得到。接着将输入电感器和中间电感器的直流电流源组合成一个等于Imax的电流源，如图56b所示。输入开关和互补输入开关在(1-2)转换期间都指向OFF，分别由它们的寄生电容CS1和CS’1表示。并联的输入开关和互补输入开关的寄生电容始终有效的工作(一个放电，同时另一个充电)。因此，它们可以用一个等效电容Cr替代，计算如下：
                  Cr＝CS1+CS’1                     (30)
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF的ta时刻，这得到图56b的等效电路模型。请注意，二极管互补输出开关CR’2为OFF，因此以细线显示，同时二极管输出开关CR2为ON，因此以粗线显示。象从图57a缺少了直流源的简化模型看到的，互补输入开关的寄生电容和互补输出开关的寄生电容如图57c所示以由Imax/(Cr+CCR’2)计算的相同的速度放电，直到互补输出开关上的电压在t2时刻达到零，这个CR’2开关以零开关损耗指向ON。根据图54c(1-2)转换时的复合电流，在这个转换中的电流源具有相同的方向，只是它的幅度从Imax变成了IP，得到图56c的等效电路模型。请注意，具备这种方向的电流源IP是如何将输出电流整流器CR2指向OFF并为其寄生电容充电的。该等效电路缺少了直流源的简化形式如图57b所示，清楚的显示了这个电流源是如何继续以由IP/(Cr+CCR2)计算的速度为输出二极管整流器的寄生电容充电，直到达到最后的OFF电压VC-Vg。但是互补输入开关以这个低一些的速度放电(输入开关电容以同样低的速度充电，如图57c中虚线所示)，直到达到零电压，此时互补输入开关S’1的寄生体电容以零开关损耗指向ON。结果是，由于三个寄生电容之间电荷的无损耗交换，互补输入开关和互补输出开关在零电压处以零开关损耗指向ON，完成了(1-2)转换。但是这不是(2-1)转换的情况，如下所示它不能以这种简单的方式无损耗的完成。
停止的(2-1)转换及其模型化
首先得到如图58a中(2-1)转换的简化模型。根据图54c，复合电流为负，在(2-1)转换开始时等于IN，因此在图58a中模型化为直流电流源IN。请注意，这个电流源如何已经具有正确的方向，使其可以开始为输入开关的寄生电容放电。由于互补输出开关CR’2指向ON，这个电流源也以相同的、由IN/(Cr+CCR2)计算的速度为输出开关寄生电容放电。因为输入开关阻塞电压是VC，所以输入开关的寄生电容从初始电压VC开始放电。根据图58a中的等效电路模型，转换间隔期间输入开关瞬时电压vS1和输出开关的瞬时电压vCR2之间的基本关系式是：
                     vS1＝vCR2+Vg                (31)
因此，当输入开关寄生电容在t1时刻从初始值VC开始放电时，根据(31)输出开关寄生电容从较低的初始电压电平(VC-Vg)同时开始放电，如图58d的波形所示。因为两个电容以相同的速度IN/(Cr+CS2)线性放电，所以输出开关电容将在t2时刻放电到零电压电平且输出整流器开关指向ON。此时，输入开关的寄生电容也放电到较低的电压电平Vg，使得中间电感器电压vAB等于零，vAB将停留在零上，保持输出整流二极管为ON并处在“停止”条件下。请注意，这次不像在(1-2)转换中，没有装置自动将互补输出整流器指向OFF，原因是图58b的模型中电流源的方向与将该二极管指向OFF所需的电流源的方向相反。再次根据图54c(2-1)转换期间的复合电流，一旦输出开关指向ON，复合电流从负的IN变成正电流Imin。正电流的方向如图58b所示，将为互补输出开关的寄生电容充电，因此其阳极端子为正，这又会保持该二极管为ON。显然这陷入了僵局，为了破坏这个停止条件，需要有外部的控制动作。通过在t3时刻将输入开关指向ON提供了这一动作，如图58c，在互补输出开关上加了一个负电压源Vg，使其指向OFF，以硬开关的方法完成了这个转换。显然所希望的目标是找到一种方法将输入开关的寄生电容以象下两节所示的无损耗方式完全放电到零电压。
使用谐振电感器和软开关的非隔离变换器
减少硬开关电压的第一步是加入一个外部谐振电感器Lr与输入电容串联，如图59a所示。虽然这会保持(1-2)转换没有损耗，但它还会对(2-1)转换有较大影响，如下所述。实际上，第一个线性放电区间与没有谐振电感器的一样，如图60c。虽然图60a中的等效电路模型与图59c的模型相比有一个附加的谐振电感器，但是电流源IN控制放电过程，在t2时刻将输出开关指向ON，从而得到图59b的模型。这又得到了图59c的简化模型，其中谐振电感器Lr和谐振电容Cr形成一个串联谐振电路，而谐振频率ωr由下式计算： ϖ r = 1 / L r C r - - - - ( 32 )
请注意谐振电路中直流电压源Vg的作用。如果在谐振电路中有任何损耗(电感器的电阻或谐振电容的ESR，或者两者都有)，那么振荡将会在很多个周期之后停止，谐振电容上的电容停留在直流电压电平Vg，这正好是前面无谐振电感器的情形中输入开关寄生电容放电停止所在的电压电平。该串联谐振电路的实际总电阻实际上非常小，事实上可以忽略。因此，输入开关寄生电容的谐振放电导致如图60c虚线所示的等幅振荡，图60c显示了以直流电压电平Vg为中心的正弦电压振荡。根据图60c，显然谐振电压振荡将减少硬开关电压到Vg电平之下。谐振振荡的上弦周期将电压降低了Vr，其中Vr是正弦电压振荡的幅度。显然希望Vr与Vg一样大，使输入开关寄生电容完全放电。
为了得到这个幅度，图59c的谐振电路在t2时刻振荡开始时的两个初始条件下得到了解决：
                    vr(t2)＝0                      (33)
                    ir(t2)＝IN                    (34)
其中vr(t)是谐振电感器Lr两端的电压，如图59c所示。
串联谐振电路是一个二阶系统，它的解除直流电平Vg之外通常有两个基本成分，正弦电压成分和余弦电压成分，因此由
      vS1(t)＝Vg-Vrsinωrt +vr(t2)cosωrt     (35)
计算，其中因为(33)，第三个余弦项消失了，(35)简化成
      vS1(t)＝Vg-Vrsinωrt                       (36)
其中正弦振荡的振幅Vr由
      Vr＝ROIN                                    (37)
计算，其中RO是谐振电路的特性阻抗，由 R 0 = L r / C r - - - - ( 38 )
计算。
显然，如图60c所示，输入开关最好在tmin时刻指向ON，这时输入开关两端的电压已经达到第一个最小值。否则，如果指向ON延迟到，例如，振荡达到第一个最大值，那么硬开关电压增加到Vg+Vr，而不是减少到Vg-Vr。因此，使用谐振可获得的硬开关电压最小值Vh是：
                      Vh＝Vg-Vr                    (39)
谐振放电功效计算
下面给出了一个典型的高电压应用例子，该例还会在后面用来与无损耗开关方法进行比较及在试验的例子中使用，它是：
VC＝575V  Vg＝400V  Lr＝27μH  Cr＝237pF  IN＝0.285A
                                                     (40)
根据上面的公式可以计算这个数例：
ωr＝12.45MHz  RO＝339Ω  Vr＝95V  Vh＝305V          (41)
在上面的例子中，输入开关电压可以例如只在Vg之下减小Vr＝95V，得到硬开关电压Vh＝305V。但是有三个参数可以改变以增加谐振电压振幅Vr。
首先，正弦谐振电压的振幅可以与脉动电流峰值IN成比例的增加。例如，如果脉动电流峰值IN增加了四(4)倍，可以得到Vr＝380V的电压减小，从而得到只有Vh＝20V。不幸的是，由于这个大交流脉动电流，也会导致传导损耗增加十六(16！)倍，这实际上会消除由于这种软开关而达到的开关损耗减少所得到的大部分节省。
其次，正弦谐振电压的振幅也可以通过增加特性阻抗RO来成比例的增加。但是由于需要大大增加谐振电感，这甚至会更为抵消开关损耗的减少。例如，为了匹配上面的谐振电压增加四倍达到Vr＝380V，需要特性阻抗RO增加四倍，根据(38)，谐振电感将不得不增加十六(16)倍，造成由于高谐振电感而产生的额外损耗。此外，大的外部谐振电感器会增加变换器的体积，还会产生额外的损耗，这又会减少由这种方法得到的节省。
第三，根据(38)，也可以通过减少谐振电容来增加特性阻抗RO。但是这已经是在上面关于特殊的高电压开关MOSFET器件的例子中能给出的最小值了，不能进一步减小了。相反，如在后面讨论的，常常在输入开关两端增加外部电容来增加谐振电容，使(1-2)转换更长，这样快速开关器件不会干扰转换。但是这是通过减少特性阻抗从而减少正弦振荡振幅，恰好对(2-1)转换具有相反的影响。
单谐振电压成分的限制
谐振放电的消除功效的根本可以追索到表明两个谐振电压成分存在的常用表达式(35)。但是因为在谐振放电开始的t2时刻，寄生电容电压已经减小到Vg电平，导致谐振电容Cr上的初始电压为零，所以余弦成分消失了。但是如果我们不是等到输出整流开关在t2时刻指向ON，而是在该时刻之前将输出开关指向ON，那么会恢复谐振放电的余弦电压成分，从而使谐振放电更为有效。
具有无损耗开关的隔离变换器
修改图59a的隔离变换器，变成如图61a包含1∶1隔离变压器。请注意，在此隔离变换器中反应到初级端的隔离变压器总漏电感起到了谐振电感器的作用。这样，谐振电感器Lr将模型化隔离变压器的漏电感L，前面所有包含Lr的等式同样应用于带有漏电感的隔离变换器。另一个差别是引入了可控MOSFET用作输出开关S2，现在即使是在t2时刻之前也可以如所希望的指向ON。实际上图61b显示的是这个输出开关在相同的t1时刻指向ON时的特殊情况，此时互补输入开关指向OFF，得到图61b中以粗线显示的特性波形。出于参考的目的，图61b中也以虚线显示了前面的数例情况。请注意，控制驱动改变为输出MOSFET开关是如何在相同情况下使输入开关电压在tmin完全减少到零，从而得到关于输入开关的完全无损耗开关转换，这在以前相同变换器电路条件下是无法达到的。
当然有人可以立即争辩说，由于现在输出开关不是象以前在零电压处转换(见虚线情况)，而是在很大的硬开关电压上指向ON，这会导致高成本。实际上，关于高电压输出开关S2的硬开关电压Vhh现在由
                   Vhh＝VC-Vg                      (42)
计算。例如对于负荷比D＝0.5，VC＝2Vg，得到了与以前对于没有谐振电感器的非隔离变换器一样的硬开关电压，即Vhh＝Vg。但是这不是大多数重要的实际应用的情况：隔离变换器工作在中到大的下降模式，如下所示。
初级端对次级端硬开关
在大多数实际应用中，例如离线开关电源，首先要对交流输入电压整流，在额定交流电源线电压处得到300V的直流电压，与对于高交流电源线情形的400V直流电压一样高。因为变换器的额定工作点典型是大约D＝0.5，通过变换器的负荷比控制实际上只能达到2∶1的下降。因此，通过使用高下降匝数比n∶1的隔离变压器来完成大多数的电压下降，例如对于该300V输入直流电压需要n＝27将其减少到5V或更低的输出直流电压。因此，图61a的1∶1匝数比用图62a n∶1下降的隔离变压器替换。请注意，(2-1)转换的无损耗开关性能除了输出开关S2上的硬开关电压之外能保持与前面1∶1隔离变压器情况中一样，硬开关电压现在变成：
                Vh1＝(VC-Vg)/n                    (43)
其中Vh1是次级端上的低电压输出开关指向ON时的硬开关电压。例如，对于VC-Vg＝400V和n＝27V，Vh1＝16.7V。
在这个最大400V直流输入电压的高下降实际设计例子中，输入开关应该具有，例如，800V的高额定阻塞电压。另一方面，对于5V输出直流电压，输出开关额定阻塞电压只需为30V。但是，高电压开关器件和低电压开关器件之间在开关性能特性中有一个基本差别。虽然高电压开关MOSFET器件与低电压开关MOSFET开关器件相比有非常低的寄生电容，但是因为根据(4)，损耗是与硬开关电压的平方是成正比的，所以低电压器件的硬开关损耗实际上与高电压开关器件的硬开关损耗相比是可以忽略的。下面使用实际器件数据的例子最好的说明了这一点：
S1＝＞STU10NB80 S’1＝＞STP4NB80FP；VBV＝800V，Cr＝237pF，Vhh＝400V，
                 PS1＝13.3W                                     (44)
S2＝＞STV160NF03L；VBV＝30V CS2＝2950pF Vh1＝16.7VPS2＝0.082W                                                         (45)
其中PS1和PS2分别是输入高电压开关和输出低电压开关的硬开关损耗，由(4)计算，基于200kHz的开关频率，是对于额定100W的变换器的。尽管实际上低电压输出开关的寄生电容比输入开关的大十二(12)倍以上，但其只有输入器件损耗0.6％的硬开关损耗是可忽略的。
这个比较揭示了与次级端、低电压开关器件相比，初级端、高电压开关器件造成了大部分的开关损耗。这为新型无损耗开关首先在图61a本发明的隔离1∶1扩展部分中使用并在图62a高下降隔离变换器中完全验证提供了原始动机。图62a变换器中的可控MOSFET输出开关的作用是将所有硬开关从初级端高电压开关器件转移到次级端、低电压开关器件。这是通过利用如图62a和62b所示，由可控MOSFET开关实现的输出开关带来的额外的控制自由度来完成的。
对于另一种实际情况，当输出开关寄生电容通过变压器匝数比反应到输入端时，变成CS2P，由
                    CS2P＝CS2/n2                  (46)
计算。因此这个电容在很多隔离变换器的实际例子中与谐振电容Cr相比是可以忽略的，即：
                    CS2P＜＜Cr                     (47)
在上面的实际例子中，反应电容大约为3pF，对于237pF的谐振电容来说确实是可以忽略的。结果次级端低电压开关的寄生电容不会影响谐振频率。请注意，在大多数对隔离变压器较大下降匝数比感兴趣的实际情况中是满足这个假设(47)的。我们也用一个明显更为复杂的模型来分析不满足(47)时的情况，显示了它可以完成无损耗开关，尽管需要较大的电流IN来克服大输出开关电容的影响。
无损耗开关选择方案
图62a显示的只是很多无损耗开关选择方案中的一种。图63a以其最简单的一种、使用3(三)个MOSFET开关和一个二极管的实现说明了具有很多无损耗开关选择方案的新型变换器和开关定时控制结构。图63b以粗线突出显示了难于完成(2-1)无损耗开关转换(从状态1到状态1的转换)的开关的开关顺序和定时控制，强调了放大的(2-1)转换间隔期间的定时曲线，对于200kHz开关频率，(2-1)转换间隔与总开关周期Ts＝5000ns相比只处在100ns的等级上。
MOSFET开关用于输入开关S1和互补输入开关S’1，用于(2-1)转换的开关顺序和定时如图63b所示，提供了一些“空载”时间，在此期间内两个开关都为OFF。显示的互补输出开关是由二极管CR’2实现的，所强调的事实是，对于这个开关不需要特殊的开关定时控制来保证正确的无损耗开关工作。因此，这个二极管开关指向ON和OFF由变换器电路状态来表示：二极管两端为正电压将使它指向ON，为负电压或通过二极管开关的电流为零将使它指向OFF。如图63b所示，这个CR’2二极管在输入开关指向ON之后的t4时刻指向OFF。因此，如果不是使用二极管，而是使用MOSFET作为互补输出开关，那么MOSFET将只象同步整流器一样使用，在其传导间隔期间分流其自己的寄生体二极管，其传导间隔的开关定时与图63b中关于CR’2二极管的开关定时相同。因此t4时刻表示这种MOSFET互补输出开关必须指向OFF的最后时刻。
最后，图63a中以粗线显示的输出开关包括一个由其开关定时控制信号S2控制的MOSFET开关及与其并联的、表示为CR2的寄生体二极管。虽然体二极管是每一个MOSFET的组成部分，但由于以图63b的波形CR2显示的该二极管开关定时对于理解新型无损耗开关机理显得特别重要，所以在这里用二极管CR2单独突出显示。如果只使用二极管CR2作为输出开关，那么将会由t2时刻的变换器操作指向ON，如图63b中二极管CR2的波形。是可控输出开关S2在这个t2时刻之前或最近的时候指向ON得到了若干新型无损耗开关方法。
当MOSFET晶体管用作同步整流器时，它在与它们内部的体二极管指向ON和OFF相同的时刻指向ON和OFF，作为对变换器电路情形的响应。因此，看来在其自身体二极管指定的那些时刻之外将MOSFET开关指向ON得不到任何好处。这个传统知识将MOSFET在现有技术软开关变换器次级端的用途限定在只是将它们用作同步整流器。虽然这样的实现确实有助于降低MOSFET开关体二极管的传导损耗，但是这对于开关损耗减少却完全没有作用。因此，需要一个相对于其体二极管开关非常特殊的MOSFET开关顺序和定时控制来达成新型无损耗开关工作。
在现有技术开关变换器中已经认识到的是，将受独立开关驱动控制的MOSFET(CBS)输出开关在其体二极管指向ON之前指向ON对于有效的、在此之前无法达到的无损耗开关性能是至关重要的。清楚明白的违背了所有以前的软开关方法，图63a的输出MOSFET开关S2有意在其体二极管在t2时刻指向ON之前，在如图63b的某些情况中甚至在互补输入开关S’1在t1时刻指向OFF之前的t0时刻提前指向ON。这使(2-1)转换期间输入开关寄生电容的谐振放电非常有效，是通过现有技术的软开关方法无法达到的。
在具有两个象在软开关方法中使用的二极管整流器的变换器中，如图59a，只有一个特定的t2时刻，此时二极管整流器CR2指向ON。相反，使用MOSFET作为输出开关S2时，如图63a，在t0时刻和t2时刻之间有一个宽时间范围(图63b中以CBS表示)，MOSFET输出开关S2可以在此期间内指向ON，实现无损耗开关性能并使效率大为提高。
无损耗开关的好处不仅对于MOSFET开关实现是可以享受到的，而且对于其它任何对于三个开关至少具有CBS开关特性的开关实现也是可以享受到的。因此，例如，除了显示的、使用MOSFET晶体管的实现，本技术领域中那些熟练的技术人员可以容易的找到使用其它可控有源半导体或其它开关器件的实现，这些开关工作与CBS开关一样，例如具有反向并联二极管的双极晶体管、GTO(栅极断开)器件、IGBT(隔离门双极晶体管)晶体管、CSR(半导体控制整流器)或其它可控CBS开关器件。
现在，介绍了输出CBS开关顺序和定时控制的可用替代方案系列，详细讨论了感兴趣的几种特殊情形，并推导了解析方程来指导各种情形中的无损耗开关设计。
无损害开关替代方案关于(2-1)转换的模型
为了简化描述和分析，图64a增加了谐振电感器的非隔离变换器形式具有替代的无损耗开关方法。显然接下来可以将已讨论的任意替代方案象已经讨论的对于图62a中显示的隔离替代方案那样应用到它们的隔离下降相对物。所有用于下面定量估计的参数会参考通过匝数比变压器反应到初级端的对应的隔离变换器量，例如由(46)计算的输出开关寄生电容。
我们得到了存在很多定性和定量差别的替代方案，例如图64b整个图中显示的情形1-4。象前面一样，这些情形的差别在于输出开关指向ON的时间，范围从t0时刻到t2时刻。另一个相当令人惊讶的事实是出现了一个在性质上是新的情形(情形1)，甚至在没有谐振电感器的电路中也是不存在的：输出开关恰好在互补输出开关在t1时刻指向ON之前的t0时刻指向ON，如图64b中粗线波形1所示。请注意，输入开关两端的电压如何快速衰减到零电压，此时输入开关指向ON。
转换子区间的等效电路模型
完整的转换间隔分成四个不同且连续的转换子区间，如下所示：
1.上升子区间，在此期间谐振电感器的电流从其初始值IN上升到(IN+Ir1)；
2.线性子区间，在此期间输入电容以恒定速度放电，因此是线性电压衰减；
3.谐振子区间，在此期间由于输入开关的寄生电容谐振放电，其电压继续下降；
4.电流反向子区间，在此期间输入电容电流iC1逆转方向，从电流i1变成以反方向流动的电流-im。
请注意，根据特定的开关定时曲线，一个或多个上述子区间可以不存在，例如上升或线性子区间。因此要为所有的子区间研究出等效电路模型、显著特性波形和定量解析模型，这样通过使用它们，可以选择最好的工作模式和为给定的应用进行最优化设计。然后分别研究出关于上升、线性、谐振，按顺序最后是关于电流反向子区间的等效电路模型及其对应的设计方程。
第一步是在状态2间隔结束处将图64a变换器中的三个大电感器L1、Lm和L2模型化成电流值为i1(0)、im(0)和i2(0)的恒流源，如图65a所示，它显示了恰好在互补输入开关指向OFF之前的时刻。请注意，在此时刻输入电容的电流等于
              iC1(t)＝i1(0)+ir(t)                    (48)
其中          ir(0)＝IN                               (4
                                                          9)
其中i1(0)是(2-1)转换开始时输入电感器电流的值。请注意，在线性和/或谐振子区间期间输入开关中只存在ir(t)电流成分，去掉了电流i1(0)。就在互补输入开关断开后的时刻(t＝0+)，由于i1(0)电流来自输入电感器和iC1的作用相互抵消，所以流出图65a中节点A的净电流为IN。另一种观察到相同结果的方法是通过等效电路变换移动输入电流源i1(0)，如在图65b的电路模型中看到的，实际呈现为并联在谐振电感器Lr两端(方向为从右指向左的电流源i1(0))。根据(48)电容电流也可以显示成一个与同一个谐振电感器并联的恒流源i1(0)，但这次从左指向右，同时谐振电感器电流减小到ir(t)。两个具有相同值i1(0)的反向电流源相互抵消，因此在线性和/或谐振放电间隔期间只存在ir(t)电流成分。象在图65b中，断开输出开关，输入开关寄生电容CS1以恒定的线性放电速度IN/Cr放电，直到如图65c模型中所示输出开关指向ON的时候，此时开始谐振放电。这个模型进一步简化为图65d的模型，其中输入开关和互补输入开关的寄生电容替换成谐振电容Cr，模型简化为一个没有阻塞和直流源Vg、由Lr和Cr简单串联的谐振电路。然后借助于由(38)定义的特性阻抗RO、由(32)定义的谐振频率ωr和在共振荡开始时存在的初始条件：在t＝0时刻谐振电感器电流ir(0)和输入开关上的电压vS1(0)，可以充分描述这个谐振电路在电压和电流中的振荡。请注意，vS1(0)是输入开关上的电压vS1在输出开关指向ON和谐振转换子区间开始时呈现的值。例如，在特殊情形下，当输出开关在互补输入开关指向OFF的时刻指向ON(图64b中的情形2)，这个初始条件为VS1＝VC。在此情形下，直接从图65a中的开关状态变成图65c中的开关状态，因此跳过了图65b的线性子区间。但是，如果开关状态包括开关定时控制，从而包括图65b的中间子区间(输入开关在互补输入开关指向OFF后的一段时间内指向ON)，那么会得到图64b中的情形3，从而使两者的线性子区间后接一个谐振子区间。在下一节中分别充分的定性、定量解释和模型化这两种情形以及其它两种包含谐振放电的特有情形(图64b中的情形1和4)。
上升子区间
现在详细分析图66a的变换器和情形1。请注意，(2-1)转换是通过首先将输出开关指向ON，而不是象在其它所有情形中通过将互补输入开关指向OFF而开始的。因此，(2-1)转换间隔分成两个子区间：
1.在t0和t1时刻之间的上升子区间，由图67a的等效电路模型化。
2.在t1时刻和输入开关在最小电压指向ON的tmin时刻之间的谐振子区间，由图67b中的等效电路模型化。
在上升子区间中，直流电压源(VC-Vg)加在谐振电感器两端，使谐振电流线性增加，在t1时刻上升到峰值Ir1等于
             Ir1＝(t1-t0)(VC-Vg)/Lr          (50)
同时，互补输入开关负峰值交流脉动电流IN的作用象一个恒流源，使谐振电感器中的总电流在上升子区间结束时上升到(IN+Ir1)。
谐振子区间
当互补输入开关指向OFF时，开始了谐振子区间。请注意，串联的谐振电路由一个谐振电容Cr与谐振电感器Lr和一个小的、这里可以认为忽略的电阻串联而成，这将得到具有等幅振荡的模型。这个谐振电路还有两个初始条件：谐振电容Cr上的初始电压VC和等于(IN+Ir1)的初始谐振电感器电流。可以找到这样一个谐振放电电流ir的解，并分解成三个基本成分，即：
                ir＝ir1+ir2+ir3                 (51)
其中
                ir1＝Ir1cos(ωrt)                (52)
                ir2＝Ir2sin(ωrt)                (53)
                ir3＝Ir3cos(ωrt)                (54)
以及
                Ir2＝(VC-Vg)/RO                (55)
                Ir3＝IN                           (56)
图67c中以不同的细虚线画出了所有三个谐振电流成分，而以粗线画出了得到的总谐振电流(ir)。三个中的每个谐振电流成分形成了谐振电感器两端对应的电压成分，分别是各个谐振电流成分与Lr乘积的时间导数，这样vr1＝-Vr1sin(ωrt)＝-ROIr1sin(ωrt)                     (57)vr2＝Vr2cos(ωrt)＝ROIr2cos(ωrt)＝(VC-Vg)cos(ωrt) (58)vr3＝-Vr3sin(ωrt)＝-ROIr3sin(ωrt)                     (59)
图67c中用细虚线画出了三个谐振电压成分。请注意存在第二个谐振电压成分vr2，看来是因为谐振电感器上存在初始电压(VC-Vg)。这样谐振电路在输入互补开关指向OFF的时刻开始振荡，初始谐振电流为(IN+Ir1)、与输入开关上电压VC对应的谐振电感器上的初始电压为(VC-Vg)。
根据图67b中的等效电路模型，输入开关在谐振子区间内的瞬时电压vS1(t)由
               vS1(t)＝Vg+vr1+vr2+vr3                (60)
计算，在图67c中以粗线显示。请注意，根据图67c，所有三个谐振电感器电压成分是如何以相同的方向工作的，即为了减少输入开关上的电压vS1，这是单向减少的。例如，如果谐振电压成分vr1和vr3分别在(57)和(59)中有正号，那么这些成分开始的工作是向着增加而不是减少电压vS1。同样，谐振电压成分中的负号也是增加输入开关电压vS1，而不是按照(58)减少它。现在我们甚至可以通过将由(57)、(58)和(59)计算的正弦成分和余弦成分相加，得到一个余弦—正弦合成波形vr(t)，找出用于总电压vr(t)的闭合形式的解析表达式，vr(t)由
            vr(t)＝vr1+vr2+vr3＝Vrcos(ωrt+φ)      (61)
其中，      Vr2＝(VC-Vg)2+(IN+Ir1)2RO 2           (62)
            φ＝tan-1(IN+Ir1)RO/(VC-Vg)             (63)
因此，图67c中以粗线显示了谐振放电子区间期间输入开关上的电压，最后表示为
             vS1(t)＝Vg+Vrcos(ωrt+φ)                (64)
现在有一个简单的标准可用于评估新型无损耗开关的有效性：
             无损耗开关    Vr＞Vg                       (65)
             硬开关        Vh＝Vg-Vr                   (66)
因此，当总谐振电压Vr的幅度等于或大于输入直流电压Vg时，使电压完全减小到零。否则，由(66)计算的差是输入开关应该指向ON时剩余的最小硬开关电压Vh。
存在三个谐振电压放电成分及它们同时对输入开关上电压的快速谐振放电同时起作用，是为什么无损耗开关机制比现有技术的软开关方法更为有效的主要原因，在软开关方法中三个可能的谐振放电成分最多只有一个存在，甚至那时只有效用最低的vr3成分存在。但是，在比较三个谐振成分的相对效用之前，由于剩下的电流反向子区间紧跟着谐振子区间且对于所有谐振放电情形是共有的，所以先将它模型化。
电流反向子区间
通常在没有谐振电感器的情形中，在输入开关两端电压为Vg电平的t2时刻将输入开关指向ON将结束(2-1)转换。象从图68a对于Lr＝0的电路模型中看出的，输入电容两端的直流电压将反向偏置互补输出开关的体二极管，将其指向OFF。如果互补输出开关MOSFET指向OFF，这又将使输入电容电流从为输入电容充电的电流i1突然变成方向相反、幅度为im、为同一个电容放电的电流(输入电容上的充电平衡要求)。
但是，存在一个电感器，例如图68a电路模型中的谐振电感器Lr，防止了这样一种输入电容电流的突然变化，并用图68a的等效电路来模型化电流反向子区间td。还请注意，在这个子区间开始的时候(tmin时刻)谐振电感器电流ir减小为零，如图67c所示，因此根据(38)输入电容电流减小到只有输入电感器电流成分iC1(tmin)＝i1(0)。然后输入电容直流电压Vg加在谐振电感器Lr两端，使输入电容电流如图68c中以Vg/Lr的速度线性减小，直到iC1＝-im的t4时刻，流过互补输出开关S’2的电流为零，有效的将该开关指向OFF。因此，从
         td＝[i1(0)+im(0)]Lr/Vg≈I2Lr/Vg           (67)
可以得到这个电流反向间隔td的长度，是对于小脉动电流的有效近似值，其中I2＝I1+IM是在此子区间内总电流变化的近似幅度。根据(67)，这个子区间的长度主要取决于直流负载电流I2和直流输入电压Vg，在直流负载电流最高且输入直流电压最低时最长。因此，有源互补输出开关必须在由(67)计算的最短的td时间之前，即在图68c中其体二极管指向OFF之前指向OFF。在td子区间期间在输入电容中不存在突然的电流变化和渐进式变化实际上对于减少传导和辐射EMI噪声是非常有好处的。对于前面的高电压样本值：Vg＝400V、Lr＝27μH、I2＝0.74A(以n＝27匝数比反应到初级端的输出直流负载电流I2)，电流反向子区间为td＝50ns。
状态1间隔的振荡
在互补输入开关于td子区间结束时指向OFF之后，(2-1)转换结束，得到与该转换开始时相反的开关状态，如图68b的模型中所示，其中输入和输出开关为ON，互补输入开关和互补输出开关为OFF。然而，将互补输出开关指向OFF的真正作用是使其寄生电容CS’2与谐振电感器串联。这实际上形成了另一个谐振电路，通过这个电路该电容CS’2从其初始的零电压充电到其最终电压Vg，产生如图68c中所示、大概有2Vg峰值的振荡。一旦这个振荡由于衰减和损耗逐渐消失，那么达到了最后的稳态。振荡显然增加了对各个开关的阻塞电压要求。如果与振荡元件相关联的固有寄生电容不能充分衰减该振荡，那么可以使用外部R-C减振网络来衰减该振荡。
三个谐振成分的效用比较
显然每个谐振电压成分在总电压vS1减少中的相对贡献取决于对应的由(57)、(58)和(59)计算的各自正弦电压和余弦电压的幅度。这里是一个隔离变换器的实际例子，具有27∶1下降匝数比，设计用于400V到5V、20A输出，工作在250kHz的开关频率上。当次级端反应到初级端时，得到下列关于等效非隔离变换器的值：VC＝575V Vg＝400V tb＝121ns tc＝162ns Lr＝27μFCr＝237pF                                                (68)
以及下列根据公式计算的值：Ir1＝0.78A Ir2＝0.52A    Ir3＝IN＝0.285A   RO＝339Ωωr＝12.45MHz                                            (69)
三个谐振电压成分和得到的复合谐振电压是：
Vr1＝265V    Vr2＝175V    Vr3＝95V    Vr＝400V       (70)
因为Vr＝Vg＝400V，所以根据(65)及如图67c中粗线所示(对于Vg＝0.6VC)，输入开关完成零电压开关。根据这个典型的例子，第一个谐振成分显然在减少输入开关电压中最为有效，第二个谐振成分稍逊，第三个谐振成分效果最差。
因为下列原因，三个谐振成分的这个效用顺序实际上对于所有关心的实际例于通常都是正确的。第三个谐振电压成分幅度为vr3＝ROIN，取决于IN，对于小的IN来讲非常小。第二个谐振电压成分幅度为Vr2＝VC-Vg，但是不取决于IN。仍是对于D＝0.5，Vr2＝Vg，这样这个成分可以独自将输入开关电压减小到零。但是由于工作负荷比低于D＝0.5时Vr2只是输入电压Vg的一部分，所以这个成分的效用逐渐降低。这就是幅度为Vr1＝Ir1RO的第一个谐振电压成分出来挽救的地方。即使是在低负荷比状态下，该成分对于将输入开关电压减小到零也是有效的。这只需要成比例的延长上升间隔(通过早一些将输出开关S2有效的指向ON)来将第一个谐振电流成分Ir1增加到所需要的值。因为上升间隔非常短，处于150ns的等级上，所以这不会增加任何其它损耗。
请注意，第三个、效用最低的谐振成分vr3是唯一在现有技术的软开关方法中存在的成分。另外两种更加有效的谐振电压成分vr1和vr2是在本发明新型无损耗开关方法中唯一存在的。
根据上面的实际例子在图67c中在按比例绘制了上述的正弦和余弦谐振电流和谐振电压成分以及合成的和，提供了对不同谐振成分典型相对比例的了解。此外，还画出了图64b中不同谐振电压波形(波形1到4)对于上面实际例子的比例，但只是对于输出开关S2指向ON和对应的输入开关S1在输入开关两端电压最小时指向ON的不同时刻。后面在试验一节中使用了这个例子及其修改形式来验证预先计算的无损耗开关波形。现在分别讨论图64b中显示的四种不同情形的每一种。
情形1-三个谐振元件和CBS输出开关
如图66b所示，输入开关上的电压通过谐振放电减小到零。请注意，第一个谐振电压“上升”成分vr1(图67c)是对大多数电压放电的响应，因为即使其它两个成分消失了，也会达到265V的电压减小和得到Vh＝135V。这样将得到对于VC＝575V的最大硬开关损耗减小18倍。还请注意，可以容易的增加第一个谐振成分Vr1。通过从tb＝121ns调整50％到tb＝183ns来增加“上升”间隔(图67c)，第一谐振上升成分独自变成Vr1＝400V，即使剩余的其它两个谐振成分不起任何作用也能达到零电压开关。此外，因为上升间隔与总开关周期相比较短，所以这实际上没有带来其它的损失。因此尽管通过大大增加上升间隔来有意的增加Ir1电流，但这对传导损耗、RMS电流和效率的影响微不足道。在这个例子中，上升间隔与整个开关周期相比确实很小：121ns比4000ns开关周期或3％。这不是，例如，使用第三谐振电压成分vr3的情形。通过增加互补输入开关峰值电流IN，整个变换器中的RMS电流也会大大增加，从而抵消了相当大部分的损耗减少。因此这种情形显然对高输入直流电压非常有效，其中需要大的谐振电压放电，例如本例中的575V，通过其它任何谐振成分是非常难以达到的。
情形2-两个谐振成分和CBS输出开关
在这个情形中，上升间隔减小为零，因此，第一谐振电压成分vr1消失了。这发生在输出开关在与互补输入开关指向OFF完全相同的时刻t1指向ON的时候，如图69b所示，得到只有两个剩余的谐振电压成分：
                 vS1(t)＝Vg+vr2+vr3              (71)
复合的最大谐振电压根据公式(62)等于Vr＝199V。因此，根据(66)在tmin时刻得到剩余的硬开关电压Vh＝201V。请注意，在这种情形中谐振成分vr2是如何优于vr3成分的，vr3成分唯一的作用是将输入开关电压从225V进一步降低到201V，净额外减少只有24V或将硬开关电压Vh减少不到10％。请注意，第二谐振电压成分的效用取决于“电压额外量”(VC-Vg)，这又取决于负荷比D。为了清楚的陈述这种依赖性，让我们假设第三谐振电压成分Vr3的影响可忽略不计，即是当
                INRO＜＜(VC-Vg)               (72)
时的情形，这样(71)中只剩下了成分vr2。在此情况下，输入开关S1上的电压最多能够在Vg之下减少值|VC-Vg|。因此对于负荷比D＝0.5，VC＝2Vg，VC-Vg＝Vg，谐振放电始终可以将输入开关的电容电压减小到用于完成无损耗开关的零伏，如图70a所示。请注意通过在输入开关S1上电压达到最小时将S1指向ON，在恰好正确的时刻“捕捉”这些谐振振荡的重要性。如果错过了这个时刻，如图70b波形所示指向ON延迟了，由于超低的寄生电阻提供了非常低的衰减，电压振荡将电压vS1几乎带回到初始值VC。显然在这样的电压上指向ON与硬开关情况相比几乎没有减少损耗。因此，在此谐振电感的情况中，用于输入开关S1的正确的驱动定时对于实现全部收益是关键。
对于高于D＝0.5的负荷比，由于谐振转换始终保证将电压降低到零电平，如对于D＝0.75的图70c所示，所以这种方法同样有效。在这种情况中，VC-Vg＝3Vg，只需要可用谐振电压减少的一部分将输入开关电压降到零。但是，对于低于D＝0.5的负荷比，无损耗开关的效用逐渐减小。例如对于D＝0.25(图70d)，因为VC＝1.33Vg，VC-Vg＝0.33Vg，导致在输入开关S1必须指向ON的那一点最低的硬开关电平为0.66Vg，必须接受与此相关联的硬开关损耗。因此对于D＝0.25，无损耗开关将减少开关损耗4倍。
当然，为了进行完整的损耗对比试验，必须要考虑谐振电感器的额外损耗以及用于它的额外空间。但是，这只对于图69a的非隔离扩展部分及其派生形式是正确的。在图62a的隔离变换器及其派生形式中，谐振电感器Lr已经是固有的了，作为隔离变压器自身结构的漏电感，起到与外部谐振电感器相同的作用。
请注意，因为vr2成分取决于电压差(VC-Vg)，而不是直流负载电流，所以(2-1)转换与直流负载电流无关。同样，vr1和vr3成分取决于上升电流成分Ir1和交流脉动电流IN，因此也是与直流负载电流无关的。因此，(2-1)转换的谐振子区间对于全部的直流负载电流或对于没有负载电流都具有相同的持续时间，是胜过取决于直流负载电流的现有技术软开关方法，如图2e中的一个，的确定优点。
第二谐振电压项vr2特别在高输入电压的情况中非常有效。请注意，这个总谐振电压减少的“余弦”成分既不取决于特性阻抗RO，也不取决于互补输入开关交流脉动电流IN，而只是电压额外量(VC-Vg)的函数。如对于负荷比D＝0.5的图70a所示，保证对任意输入电压Vg完全放电到零电压电平。例如，这个输入电压可以是1000V、2000V等等，因此对于开关的任意谐振/漏电感和任意谐振电容Cr，以及对于包括零脉动电流在内的任意互补输入开关交流脉动电流IN，可以达到减少到零电压而不管RO值如何。激活这个第二谐振电压成分vr2所需要做的所有事情就是使用有源CBS开关作为输出开关和正确的开关定时控制：不是让输出开关体二极管指向ON来作为对变换器电流状态的响应，而是有意的使这个有源开关更早的指向ON。为了取得最大的效果，这个输出开关在互补输入开关指向OFF的相同t1时刻指向ON。请注意，这个对于高输入直流电压非常有效的第二谐振电压成分vr2也是在现有技术软开关方法中得不到的。
正好相反的是对于第三谐振电压成分vr3的情形，它随着输入直流电压的增加而逐渐失效，如下面对于情形4的讨论。该第三成分是在现有技术软开关方法中唯一存在的谐振成分，解释了这些方法对于中到高输入直流电压不起作用。
情形3-具有线性子区间的两个谐振成分
如果输入开关S2指向ON进一步延迟到互补输入开关已经在t1时刻指向OFF之后的t12时刻(图71b)，那么得到了额外的线性放电间隔，在此期间输入和输出开关电压都线性放电。然后谐振放电开始于有意将输出开关指向ON的t12时刻。与在(71)中一样，仍然只有两个谐振电压放电成分存在。但是因为(62)中电压VC替换为t12时刻输入开关上存在的减小了的电压V12，所以第二成分的最大值现在大大减小。例如，对于V12＝495V，第二成分减小到Vr2＝95V，而不是以前的175V。现在两个剩余的谐振成分具有相同的影响，因此谐振电压为Vr＝134V，剩下的硬开关电压为Vh＝266V。这种情形对于中输入直流电压和对于D＞0.5最为适合。请注意，较长的线性子区间如何将第二谐振电压成分减小及效用降低，直到它在线性子区间到达t2时刻而得到情形4时完全消失。
情形4-只有一个谐振成分和CBS/二极管输出开关
如果不是象在前面的情形中有意将输出开关提前指向ON，而是留待象前面在图60c中显示的一样在其两端电压达到零时自然指向ON(这样对于输出开关和互补输出开关，简单的二极管整流器足够用了，如图59a所示)，那么只有第三谐振电压成分存在，这样
             vS1(t)＝Vg+vr3                      (73)
该谐振电压成分在通过谐振放电来减小输入开关电压中效用最低。在上面的例子中，输入开关电压只能在Vg之下减少Vr3＝95V，得到硬开关电压Vh＝305V。如前面讨论的，增加互补输入开关交流脉动电流IN和/或特性阻抗RO可以增加该成分的效用，但会成比例的增加总损耗和减少效率。
特殊情形
只在上升和谐振子区间中使用可控输出开关
下面的例子想要说明在一些实际应用中可以如何有利的使用上面无损耗开关方法的组合。在到48V输出电压整流器的电信交流电源线中，特别是高电流和功率电平上，输出整流二极管由于较低的传导损耗和较低的成本，实际上优于MOSFET开关。另一方面，在单相有用交流电压的情况中，整流的交流电源线得到400V输入直流电压，这又造成初级端的高额定电压开关器件产生较大的开关损耗。图72a的电路配置和图72b中辅助MOSFET输出开关S2的特殊开关定时控制驱动使输出二极管整流器既开关损耗低，又传导损耗低。请注意，输出开关是使用额定为全功率的功率二极管与一个“辅助”低功率、低额定电流的MOSFET开关并联而实现的。然后在上升和谐振子区间期间只使用“辅助”MOSFET开关(图72a中以细线显示)传导电流，而当功率二极管在t2时刻由变换器电路自然指向ON时接管传导，如图72b中电流波形iS2所示。在tmin时刻之后不久，输入开关在零电压时指向ON，同时输入“辅助”MOSFET指向OFF。从该时刻向前，输出二极管整流器CR2接管直流负载电流的传导。
所有前面使用谐振电感器的方法都可以实现。对于象在电信整流器中的高输入直流电压，上述在上升子区间之后跟着一个谐振放电的情形(与图64b的情形1相同)在消除输入开关在(2-1)转换期间另外主要的开关损耗方面可能是最有效的。这个例子也清楚的指出互补输出开关的驱动定时不是关键的，互补输入开关在这种情形以及前面的情形中只是一个无源二极管整流器开关，不是有源控制的MOSFET开关。
输出开关大电容的影响
上面的情形都是基于假设(47)，如(46)中定义的反应到初级端的输出开关电容与输入开关的谐振电容Cr相比是可以忽略的。这实际上是关于变压器下降匝数比高的情况。在前面Vg＝400V的例子中，输出开关电容CS2＝2950pF在反应到初级端时变成CS2p＝4pF。这与实际输入开关的谐振电容Cr＝237pF相比又确实是可以忽略的。
但是当隔离变压器下降匝数比不大，接近于1时，这样的比例不再是可用的。实际上对于1∶1匝数比，输出开关电压阻塞要求与输入开关的类似，寄生电容具有可比性，因此反应的电容CS2≈Cr，这样不满足(47)。最终结果是输出开关电容确实改变了输入和输出开关两端的波形。现在对前面图59a和图60c只有一个谐振电流成分ir3存在的情形4研究这种影响。在该情形中，变换器电路工作迫使二极管整流器指向ON，只有输入开关和互补输入开关的驱动定时有关系。
图7 3a中显示了关于这种情形的等效电路。图73b中以虚线绘制并标识了数字1的波形对应于CS2与Cr相比可忽略的情形。在此情形中，输入开关和输出开关寄生电容都线性放电，直到输出开关电压在t2时刻减小到零且输出开关二极管指向ON。接下来，谐振放电开始，使输入开关电压进一步在tm1降低为零，由于在此例子中Vg＝40V，所以总谐振电压放电40V。但是大的电容CS2延长了放电，如图73b中标识了数字2的虚线波形，使输入开关两端的谐振电压放电减小到由Vg-rINRO计算的硬开关电压，其中减小比r由(77)得到。根据图73a中的模型，大电容CS2需要额外的电流，这又必须通过将互补输入开关脉动电流增加到新值INN来补偿，以将输入开关电压减小到零。在此情况下，使输入开关上的电压重新减小到零，得到了图73b中以粗线表示、标识了数字3的波形。
在此情形中存在唯一的谐振电压成分，vr＝-Vrsinωrt，根据取决于无量纲因数α和β的因数r来减小，其中
          Vr＝rVr＝rINRO                           (74)
          α＝CS2/Cr                                  (75)
          β＝(VC-Vg)/(INRO)                       (76)
          r＝f1(α，β)                                (77)
图74a的图表中显示了函数依存关系f1(α，β)，在估计由大输出开关电容导致的无损耗开关退化中有用处。但是对于设计目的来讲，重要的因数是电流放大因数δ，定义为
         δ＝INN/IN＝f2(α，β)                      (78)
其中INN是新的完成零电压开关所需要的互补输入开关脉动电流峰值。图73b的波形中以标有数字3的粗线显示了关于这种情况的输入开关电压VS1。
图74a和图74b以从图73a中电路获得的解析模型为基础的、是关于下列数例的：
VC＝72V；Vg＝40V；RO＝40Ω；IN＝1A；Lr＝0.75μH；CS2＝Cr＝0.47nF
                                                      (79)
借助于这两幅图表说明了上面的无损耗开关方法。从而，根据(75)和(76)，计算得到α＝1和β＝0.8。因此从图74a的图表，得到缩小比r＝0.31，如图73b中波形2所示。从图74b的图表可以获得电流放大因数δ，对于α＝1和β＝0.8，得到δ＝1.64和INN＝1.64A。因此互补输入开关脉动电流需要增加60％来补偿这样大的一个输入开关电容。
请注意，前面具有可忽略的CS2的情形仍然保留了其显著特征：尽管存在大的寄生电容CS2，输入开关和输出开关在此(2-1)转换期间仍然在零电压指向ON。当然解析模型更加复杂，得到的时域波形也更加复杂。实际上，后面对(1-2)转换的分析揭示了互补输入开关和互补输出开关(二极管整流器)在此转换期间也在零电压指向ON。因此，在此特殊情况中即使是考虑了大输出开关寄生电容，所有四个半导体开关也是在零电压指向ON。因此，通过适当增加互补输入开关峰值脉动电流到INN或对应增加RO保持了零电压开关。
有谐振电感器的非隔离直流—直流变换器
所选择的图55a带有谐振电感器Lr的非隔离变换器其输出开关既可以用MOSFET开关也可以用一个二极管开关来实现。
情形1-CBS或二极管输出开关
输出开关S2在整个转换间隔期间闭合。通过将输入开关指向OFF开始了转换，得到图75a所示关于第一子区间的等效电路。因此，电流差i1-ir使互补输出开关的寄生电容CS’2放电。但是，随着输入开关上电压的上升，谐振电感器上的电压vr也会上升，使谐振电流ir增加。这又导致了互补输出开关寄生电容中的净放电电流。如从图75c的波形中看到的，这个寄生电容最终在t2放电到零，使输出整流器开关指向ON，或者在CBS输出开关的情况中，在开关的体二极管指向ON的时候将其指向ON。这得到了图75b等效电路。因此，电流i1-ir继续使互补输入开关的寄生电容进一步放电，一直在t3时到零，此时这个开关在零电压指向ON。请注意，输出开关在两个间隔自始至终都是闭合的，没有以任何方式影响瞬时的工作。因此，输出开关既可以用二极管也可以用CBS开关实现，将会得到相同的波形。
图75c中的两个子区间tb和tc象以前一样，后跟一个电流反向子区间td，如在参考图82以详细描述说明的输入电容电流波形中所示。但是，与前面的情形不同，在两个子区间tc和td期间发生电流反向，如图82中所示。最后，在图82的稳态间隔te中看到与前面一样的振荡。
开关定时—转换间隔
在到目前为止考虑的所有情形中，所有开关都是与它们固有的小寄生电容一起使用，没有外部附加的电容与开关并联。在某些应用中，实际上需要放置一个附加的谐振电容Cra与输入开关或互补输入开关并联，如图76a所示。没有这样的增加外部电容，因为大输出直流负载电流或一个非常小的开关固有寄生电容，或两者造成的大斜率Imax/Cr，(1-2)转换间隔可以会非常短，如图76b虚线波形所示。这是(1-2)转换依赖于直流负载电流这一事实的直接结果。在此情况下，转换间隔比得上输入开关S1指向ON的速度性能。这又会导致输入开关在(1-2)转换期间不完全指向OFF，产生了一些开关损耗。增加的谐振电容Cra通过减缓(1-2)转换，如图76b中粗线波形所示，同时衰减斜率大大减少到Imax/Cra，消除了这些损耗，其中Cra典型大于Cr几倍。这给了输入开关充足的时间指向OFF，消除了损耗。电压衰减速度的减缓对减少传导和辐射EMI噪声有另外的正面影响。
无损耗开关工作详述
上面的分析提供了对各种新型无损耗开关可能性的概述，通过首先分别分析完成(2-1)转换的困难，随后分析了(1-2)转换，给出了对它们优缺点的定性和定量的评价。因此，下面分别给出了电路工作和(1-2)与(2-1)转换的显著波形的详细描述。
对于每个无损耗开关情形，提供了在特定间隔内变换器的电路状态、与各个间隔相关的变换器电路模型以及这些间隔期间的特性波形。因此，最先的变换器电路模型将显示在转换开始时的变换器，而最后的变换器电路模型总是显示转换已经结束之后的电路。仅仅是对于这些电路(因为它们是关于状态1和状态2间隔的电路模型)，为了较容易的将它们与转换间隔期间的变换器电路模型区别开来，只显示了那些为ON的开关，并用粗线画出，而完全忽略了指向OFF的开关。另一方面，转换间隔期间的变换器电路模型可能有几个子区间，各个子区间由一个不同的变换器电路来描述特性，对于它们采用了下列约定：以粗线画出在特定子区间期间为ON的开关，而以细线画出为OFF的开关。而且，在那些模型中保留了用于MOSFET开关的符号以表示特定开关上的控制动作(粗线表示指向ON，细线表示开关指向OFF)。此外，在某些情形中，即使开关定时控制没有为各个有源开关提供信号使其指向ON，MOSFET开关的体二极管，例如，也可以通过电路操作来指向ON。因此，在这些情形中，以及在体二极管指向ON对于更好的理解变换器工作重要的时候，也以粗线显式显示了体二极管。
使用CBS输出开关的无损耗开关
无损耗开关的详细描述进一步分成三个子类：
1.没有谐振电感器的非隔离变换器；
2.有谐振电感器的非隔离变换器；
3.隔离直流—直流变换器。
没有谐振电感器的非隔离变换器
如前面在图53b中证明的，互补输入开关的电流在状态2间隔结束时是负的。因此既不需要大的输出电感器脉动电流，甚至也不需要增加任何谐振元件，例如象在很多现有技术软开关方案中的谐振电感器。实际上，如下面所示，本发明独特的开关配置，连同识别出关键关系式(7)及其在图53b时域波形的结果，只通过使用图55a中四个开关正确的驱动顺序和定时就可以实现开关损耗大为减少的实际无损耗开关的唯一可能性。
首先我们看看图77a中电路的(1-2)转换。
(1-2)转换
根据图78a，在(1-2)转换中复合电流从Imax变成IP。这个转换由图77a、b、c和d四个等效电路以及图78b中显示的对应时间间隔ta、tb、tc和td来表示。
间隔ta
图77a和图78b中的ta间隔对应第一个转换开始之前的状态1时间间隔。S1和S2都为ON，S’1和S’2为OFF。当S1指向OFF时这个间隔结束，(1-2)转换开始，得到图77b的电路。
间隔tb
在间隔tb期间，电流Imax为S1的寄生电容充电(开始时在S1为ON的时刻之前是完全放电的)和为S’1和S’2开关两端的寄生电容放电。因为这个电流包含直流成分I1+Im，所以这使这些寄生电容较快的充电和放电，因此使输入开关S1寄生电容上的电压快速上升。给定上述假设，这三个电容是交流方式并联的。这个间隔在开关S’2两端电压VS’2下降到零且S’2的体二极管开始传导的时候结束。因此，开关S’2由其寄生电容在零电压自然指向ON。因为低压时的二极管传导由于二极管两端的高电压下降导致效率相当低，所以这也是开关S’2指向ON的实际时间(或相当于原来的S’2 MOSFET指向ON)。由于MOSFET的低导通阻抗和相应的其两端的低电压下降，流过二极管的电流通过MOSFET器件分流，因此使输出整流的传导损耗达到最小。随着S’2指向ON，开关S2同时指向OFF，这得到了对于图78b中间隔tc有效的图77c电路模型。请注意，如果开关S2指向OFF延迟了，那么会后跟一个所有电压钳位在当前值的中间级，对于开关S1和S’1分别是Vg和VC-Vg。因为这个间隔只是延迟了(1-2)转换的结束，显然它是没有价值和不必要的，因此应该通过如图78b中的正确的驱动定时来避免。
间隔tc
接下来由图77c的等效电路描述了图78b中间隔tc的特性，在此期间开关S1、S’1和S2为OFF，只有开关S’2为ON，分流其体二极管(图77c中也以粗体显示了体二极管来表示这个二极管首先开始传导并触发S’2指向ON的事实)。请注意，由于基本关系式(7)，I1+Im＝I2，电流i1+im-i2现在只包含各自的交流脉动成分IP＝Δi1+Δim-Δi2，使开关S1上的电压上升与前面的间隔tb相比斜率减小。这个总交流脉动电流开始为S2两端的电容充电，而同时它继续为S1两端的电容充电和为S’1两端的电容放电，虽然是以比前面tb间隔中慢得多的速度。当开关S’1上的电压达到零且该开关的体二极管如图77d所示开始传导时这个间隔结束。这具有将开关S1上的电压钳位在VC电平上的作用。这里内部体二极管分流以减小传导损耗，开关S’1可以在零电压时指向ON，因此具有零开关损耗。
间隔td
图77d中的电路表示(1-2)转换已经结束，与开关S1和S2同时为ON的图77a开始状态相比，现在开关S’1和S’2同时为ON。总起来说，在这个(1-2)转换期间，所有开关在零电压指向ON，达到(1-2)转换的无损耗开关，因此没有开关损耗。
(2-1)转换
图80a的复合电流从负值IN变成正值Imin。(2-1)转换由图79a、b、c、d及图80b显示的它们各自的间隔ta、tb、tc、td来表示。
间隔ta
图80a和图80b中的间隔ta对应于就在(2-1)转换开始之前的状态2时间间隔。开关S’1和S’2都为ON，S1和S2为OFF。当开关S’1指向OFF时这个间隔结束，(2-1)转换开始，这得到表示间隔tb的图79b电路。
间隔tb
在这个由图79b电路表示的间隔tb期间，电流IN为S’1两端的寄生电容充电，为S1和S2两端的寄生电容放电。这使这些寄生电容充电和放电较慢，因此使互补输入开关S’1寄生电容上的电压上升较慢。给定上面的假设，这三个电容是交流方式并联的。当开关S2两端电压vs2下降到零且S2的体二极管开始传导时这个间隔结束。因此，开关S2由其寄生体二极管在零电压时指向ON，这样通过MOSFET器件分流体二极管，因此使输出整流的传导损耗最小化。
间隔tc
当开关S2指向ON时，开关S’2同时指向OFF，得到对图80b中间隔tc有效的图79c电路模型。请注意，现在如果开关S1指向ON如图80b中虚线所示延迟了，那么所有电压将钳位在当前值，即开关S1两端为Vg，开关S’1两端为VC-Vg，而开关S’2将停留在零电压电平。转换间隔的剩余部分不能以无损耗开关方式完成。因此，开关S1必须在减小了的电压上“硬性”指向ON，其寄生电容突然放电。因为该第三间隔tc没有任何有用的功能，只会延迟转换间隔的结束，所以理想情况应该是消除它。图80b中的粗线显示了当开关S1精确的在tb间隔结束时指向ON，从而完全消除了间隔tc时的情况。
间隔td
与开关S1硬性指向ON相关的损耗主要包括开关S’2寄生体二极管中的逆回复损耗和有效电压为Vg的开关S1、S’1和S’2两端寄生电容的(CV2)/2损耗。因此图79d显示了(2-1)转换完成之后的最后阶段，其中开关S1和S2指向ON。图79d也显示了开关S’1寄生电容的最终电压为VC，开关S’2寄生电容的最终电压为Vg，是它们对于下一个(1-2)转换的起始值。
现在让人感兴趣的是看到这种无损耗开关是如何的有效。显然(1-2)转换达到了无损耗开关，而由于开关S1的寄生电容不能在输入电压Vg之下放电，所以(2-1)转换开关损耗减少了。一个非常简单的分析揭示该开关损耗减少是非常有效的，特别是对于较高负荷比上的工作，例如当VC＝Vg/(1-D)＝5Vg时对于D＝0.8。开关S1两端的寄生电容从高电压VC＝5Vg放电到Vg电平，因此象通过计算电压比平方一样，只失去了部分存储在开关S1、S’1和S’2上的能量。在这种情况下这转化为25倍的能量损耗减少或节省如果开关S1在其上为全电压VC＝5Vg时指向ON所损耗能量的96％。显然对于很多实际应用，这样的结果绰绰有余了。请注意，在负荷比较低时，例如D＝0.25，硬开关间隔tc甚至会在更高百分比，即总阻塞电压VC＝Vg/(1-D)＝1.33Vg的75％时开始，因此恢复了该转换全部硬开关损耗的44％。因为，为了进一步减小开关损耗需要有谐振电感器。
有谐振电感器的非隔离变换器
这里我们参考图64b中的波形1、2、3、4将前面讨论的图76a、b、c中的一种(1-2)转换情形与四个关于(2-1)转换谐振放电的不同情形(情形1、2、3、4)中的每一个进行组合，得到四个截然不同的无损耗开关情形。
(1-2)转换(情形1、2、3、4)
(1-2)转换由图81a、b、c、d、e和对应的图82波形来表示。
间隔ta
这对应于转换开始之前状态1间隔结束。如图73a，S1和S2为ON，S’1和S’2为OFF。当S1指向OFF时该间隔结束，(1-2)转换开始。
间隔tb
电流i1和-iC1(iC1是图81b中方向为负的输入电容电流)的和为S1两端的电容放电，为S’1两端的电容充电。电流iC1的初始值为-im，因此开始时没有电流流向S’2，如图82iC1波形所示。随着电压vS1增加，谐振电感器上的电压vr开始增加，这使iC1幅度减小。结果开关S’2中的电流不再为零，该开关的电容也从其初始值Vg放电。当这个电容完全放电且S’2的体二极管开始传导时这个间隔结束。此时开关S’2在零电压指向ON(因此没有开关损耗)。
间隔tc
电流i1和-ir继续为S1的电容充电，为S’1的电容放电，如图81c。电压vr进一步增大，这进一步减小了ir的幅度。当开关S’1上的电压达到零且S’1的体二极管开始传导时这个间隔结束。现在S’1也可以无开关损耗的指向ON。
间隔td
电压vr现在由VC-Vg计算，因此ir的幅度象图81d中一样继续线性减小。在这个或最后两个子区间内的一些点上它变成负的(开始时它是im)。当iC1达到值i1-IP时，输出开关S2的电流变成零。可控开关S2必须在这一点上指向OFF。
间隔te
根据图81e现在变成负的输出开关S2的电流为开关S2的电容充电。在此间隔中iC1的初始值也是(1-2)转换结束之后的最终值。因此，为了将S2的电容充电到其最终值(VC-Vg)，iC1必须稍稍低于下冲。这又使S2上的电压上冲。结果是在Lr和CS2之间产生振荡，如果没有衰减将会继续下去。如果谐振回路中元件固有的寄生阻抗不足以衰减振荡，那么需要额外的R-C衰减网络，它在D’到D的转换结束之后也会衰减类似的振荡。在间隔te结束时振荡消失。
(2-1)转换(情形1)
这对应于早些以图64b波形说明的情形1。这种情形由图83(a-e)的五个等效电路和图84显示的五个子区间中对应的波形来说明。
间隔ta
这个间隔表示转换开始之前变换器的状态。S1和S2为OFF，S’1和S’2为ON。当S2指向ON时这个间隔结束，转换开始。
间隔tb
这个间隔立即将电压(VC-Vg)加到谐振电感器Lr两端，这迅速的增加电流ir并在Lr中存储额外的能量。这个间隔的长度控制这存储能量的数量。将S’1开关指向OFF结束这个间隔。
间隔tc
将S’1开关指向OFF也开始了电容CS1的谐振放电，谐振电流包括三个成分，每个成分会对输入开关S1上电压vS1的减小起作用。当这个电压vS1降到最小时，S1开关必须指向ON，这结束了这个间隔。在这一刹那，谐振电流减小到零，输入电容电流iC1等于电流i1，如图84的iC1电流波形中所示。达到非常经常结束放电并在零电压指向ON。在一些情形中，当工作负荷比低、输入电压非常高时，可能达不到零电压，但是将大大减少开关损耗。实际上，试验显示在剩余的硬开关电压Vh＝VC/4上开关由于减少了电路谐振电流，得到较高的效率，这是达到更低的vS1所必需的。
间隔td
当输入开关S1指向ON时这个电流反向子间隔开始，其中输入电容电流iC1＝i1。输入电容电流以等于Vg/Lr的恒定速度线性减少，如图84中iC1波形所示。在这个间隔期间的某一时刻，它变成零，然后反转方向，达到稳态电流-im。当这种情况发生时，互补输出开关S’2体二极管的电流变成零，因此体二极管指向OFF，开关S’2必须指向OFF。这结束了(2-1)转换。
间隔te
在此间隔期间，开关S’2的寄生电容CS’2以谐振的方式从其初始零值(S’2开关刚刚指向OFF的时刻之前)充电到其最终电压值Vg。因此包括谐振电感器Lr和寄生电容CS’2的谐振电路感应S’2开关上的电压振荡，如图84所示。可以通过使用R-C减振网络象用于抑制在(1-2)转换之后发生的类似振荡一样来衰减和减幅抑制这些振荡。
(2-1)转换(情形2)
这对应于图64b的情形2。这种情形由图85(a-d)的四个等效电路和图86显示的四个子区间中对应的波形来说明。
间隔ta
这个间隔表示转换开始之前变换器的状态。S1和S2为OFF，S’1和S’2为ON。当S’1指向OFF同时S2指向ON时这个间隔结束，转换开始。
间隔tb
通过过早的将开关S2指向ON(在其体二极管指向ON之前)开始了谐振放电。但是由于在情形1存在的上升成分因为上升时间减小为零而消失了，所以这次只保留了两个谐振电流成分。然而，只要两个剩余谐振电流成分中有一个幅度等于(VC-Vg)/RO，不管输入电压Vg幅度如何，就能够在D＝0.5负荷比独自将输入开关电压完全减小到零。
间隔tc
与关于情形1的间隔td相同。
间隔td
与关于情形1的间隔te相同。
(2-1)转换(情形3)
这对应于图64b的情形3。这种情形由图87(a-e)的五个等效电路和图88显示的五个子区间中对应的波形来说明。
间隔ta
这个间隔表示恰好在转换开始之前的状态2间隔。S1和S2为OFF，S’1和S’2为ON。当S’1指向OFF时这个间隔结束，(2-1)转换开始。
间隔tb
根据图87b中的电路模型，输入开关S1的电容CS1以由IN/Cr计算的恒定速度放电。输出开关S2在其电压达到零之前指向ON以结束这个线性放电间隔，同时输入开关电压减小到VS1。
间隔tc
将S2开关指向ON开始了谐振子区间和输入开关寄生电容的放电，与上面情形2中一样，也是具有两个谐振电流成分，但是它们中的一个幅度减小，等于(VS1-Vg)/RO，使谐振放电的效率低于以前。当输入开关S1上的电压达到其最低值时，输入开关S1必须指向ON，结束这个间隔。S1电压的最小值取决于开关S2定时，即前一个间隔tb的长度。因为谐振过程以较高的初始电压值开始，所以间隔tb越短，，最小值就越低。通过适当的S2定时可以使开关S1上的电压最小值为零。但是，试验显示大约VC/4的最小值使效率较高。CV2损耗在硬开关情形之上按因数16减小。但是由于使S1电压更低需要更大的电路电流，所以进一步减小导致损耗增加。
间隔td
与情形1的子区间td相同。
间隔te
与情形1的子区间te相同。
(2-1)转换(情形4)
这对应于图64b的情形4。这种情形由图89(a-e)的五个等效电路和图90中显示的五个子区间中对应的波形来说明。
间隔ta
这个间隔表示转换开始之前的间隔。S1和S2为OFF，S’1和S’2为ON。当S’1指向OFF时这个间隔结束，该转换开始。
间隔tb
开关S1、S’1和S2为OFF，S’2为ON，如图89b的电路中所示。输入开关S1和输出开关S2的寄生电容以相同的恒定速度IN/Cr放电。当输入开关S2两端的电压达到零且输入开关S1上的电压减小到Vg时结束这个线性放电子区间。这将输出开关S2的体二极管指向ON，如图89c所示，此时输出MOSFET开关S2指向ON以分流其体二极管，减少传导损耗。
间隔tc
将输出开关S2指向ON时开始谐振放电子区间，如图89c电路中所示，(体二极管指向ON足以开始谐振)。在这种情形下，因为在情形3中存在的第二谐振电流成分消失了，所以只剩下一个谐振电流放电成分。也如在同一波形中看到的，由于这个成分在减小电压中效用最差，所以输入开关S1上的电压在Vg之下的减小是最小的。因为Vr3＝ROIN，所以为了增加其效用需要增加IN和/或特性阻抗RO，两者都可能减少由无损耗开关带来的损耗减少。
间隔td
与情形1的子区间td相同。
间隔te
与情形1的子区间te相同。
请注意，在上面的情形中，如果输出开关和互补输出开关不是使用可控MOSFET开关，而是由简单的二极管电流整流器实现，那么将可以得到完全相同的波形和相同的状态。
隔离直流—直流变换器
在隔离直流—直流变换器中，谐振电感器的作用是由图62a中显示的隔离变压器的漏电感Lr来实现的。除了象参考图62b解释的按比例决定电压之外，无损耗开关工作遵照与上面关于有谐振电感器的非隔离变换器的概述相同的情形。
试验验证
进行了很多试验来验证由如下两类变换器的基本实施方案带来的性能：
1.图27无电隔离的直流变压器开关变换器；
2.图40b有电隔离的隔离直流变压器开关变换器。
直流变压器开关变换器
进行了几个试验来验证下列图27直流变压器开关变换器的关键特性：
1.高直流过载能力；
2.无谐振电感器、只使用定时控制的软开关性能；
3.输入电感器零脉动电流。
为额定50W、10V输出构造图27直流变压器开关变换器的原型。输入电压根据使用的测试类型位于13V到20V范围之内。使用的开关频率固定在200kHz。对于试验原型使用了下列元件值：
S1和S’1是IRF 3710(100V/28mΩ)；S2和S’2是SUP70N06-14(60V/14mΩ)；C＝2×4.4μF/100V；C1＝5×10μF/50V；C2＝2200μF/25V；直流变压器的体积为0.83in3。
过载电流测试
对于这些测试使用了最简单的软开关方法，只使用了正确的开关驱动定时，没有附加的谐振电感器，因此对于过载电流测试Lr＝0。为了测试大过载能力，首先构造在UU型磁芯结构的任一臂上都没有气隙的直流变压器。调整变换器使其工作在指定负荷比D＝0.8，10V时输出电流为5A，这样输入电压大约为13V。图91a中以2μs/div时间刻度显示了三个电感器在这些指定条件下的脉动电流。请注意，由于仍然存在交流电压失配，所以输出电感器脉动电流峰值为5A，而i1和im的峰值分别是2A和3A。
在这些指定条件和5A负载电流之下测量的效率为95.45％。请注意，因为没有使用最新的元件，例如导通电阻最低的器件，所以构造的试验原型设计是用于测试过载电流性能，而不是使效率达到最佳。
接下来使原型设计承受脉动频率为1Hz、脉冲持续时间(过载持续时间)为ms的高脉冲过载电流来测试过载电流能力。如图91b所示(2μs/div时间刻度)，对于大约2300％(百分之两千三百)的有效过载验证了118A的过载能力。请注意，显示只有输出电感器电流的轻微饱和(i2脉动电流增加)，而另两个电感器电流i1和im只轻微改变。
为了合乎比例的估计这种过载的幅度，让我们将这种设计与另一种没有使用直流变压器，但使用了两个分离磁芯的设计进行比较：一个磁芯用于将输入电感器和中间电感器组合成一个图29a的单磁芯，另一个如图29c具有相应气隙的分离磁芯用于带有直流偏压的输出电感器。两个分离的磁芯各自必须支持5倍的120A或600安培匝数以避免饱和。因此，为了避免饱和，根据每10直流安培匝数2mil的气隙标准，每个必须具有120mil或3cm的总气隙，这将得到0.25T(特斯拉)的直流磁通密度。对于这样的气隙，由于铁氧体材料实际上对于将电感等级提高到空心线圈电感之上毫无作用，所以最好还是完全不考虑它。结果所有绕组中的交流脉动电流将是巨大的、不实用的。然而本发明的直流变压器能够支持所有那2,300％的输出直流电流负载，无论如何没有气隙而且所有的脉动电流还处于与具有额定5A负载电流相同的等级。
软开关测试
图92a显示了使用没有气隙的直流变压器得到的软开关性能和开关S1和S2的电压。图92b显示了在除了直流变压器变成包括6mil气隙之外相同条件下得到的相同的波形。请注意，在后一个情形中可考虑较快的转换，原因是直流变压器磁化电感减小了，这又导致交流脉动电流成比例的增加和较快的转换。如果通过增加气隙将变换器调整到输出电感器具有零脉动电流，甚至可以获得更快的转换。因此，因为零或接近于零的输出电感器脉动电流使软开关转换较快，所以工作在此条件下是有好处的，因此即使在非常高的开关频率也能有清晰的边界和较高的负荷比。
输出电感器脉动电流测试
接下来对直流变压器进行轻微修改，使得在较低的负荷比观察到零输出脉动电流现象。这样，对于具有6mil集中气隙的原始设计，要增加另一个6mil的绝缘间隔纸片，使得在放置输出电感器L2的磁臂上具有12mil的总气隙，在放置电感器Lm的磁臂上具有6mil的气隙。当输出电压变成13.3V时，观察到图93a中以1μs/div时间刻度显示的输出零脉动电流。图93a中上面的描绘线显示了由5A直流电流叠加了脉动电流的总电流i2。图92a中第二个描绘线只显示了脉动电流的放大波形，显示了大约0.2A的峰峰值脉动，包括由于不理想而产生的跳跃。跳跃主要是由于在软开关转换期间电感器上的电压不匹配的事实。如果电感器没有耦合就看不到跳跃。时间刻度为1μs/div的图93b是出于参考的目的而包括进来的，该图显示了输出脉动电流在工作点通过输入电压增加到14V而迁移时增加到1A。
隔离直流变压器开关变换器
进行了几个试验来验证下列图40b隔离直流变压器开关变换器的关键特性：
1.输入电感器和输出电感器脉动电流的测量；
2.借助隔离变压器漏电感的软开关；
3.宽输入电压范围内的高效率。
构造一个为整流交流电源线工作的实际离线变换器的原型以测试隔离直流变压器开关变换器。从210V到390V的输入直流电压转换到100W额定功率和工作在200kHz开关频率的5V输出直流电压。具有下列值的元件用于图40b的变换器：
C＝47nF；C1＝1μF；C2＝3×1200μF；Q1＝＞STU10NB80；Q1’＝＞STP4NB80FP；Q2&Q2’＝＞STV160NF03L
使用图37b定制的磁芯结构和图37a的隔离直流变压器开关变换器来构造隔离直流变压器。使用铁氧磁体材料来制造有三个磁臂的定制磁芯。隔离直流变压器的体积为0.79in3。
输入和输出电感器脉动电流测量
首先在两个工作点测量脉动电流性能。波形以下列顺序显示。上面的描绘线是主开关S1漏极到源极的电压。第二描绘线是隔离变压器初级电流，第三个描绘线是以0.5A/div刻度显示的输入电感器电流脉动，下面的描绘线是以2A/div刻度显示的输出电感器电流脉动。图94a显示了在270V直流输入电压获得的这些波形。因为输入电感器脉动电流实际上是零脉动电流，所以其峰峰值只有100mA左右。输出电感器脉动电流也非常小，测量的峰峰值为1A左右。考虑到额定直流负载电流为20A，这是非常低的脉动电流。
图94b中显示了对于380V输入直流电压获得的另一组测量值。请注意，象预计的一样，对于这种负荷比的大幅变化，输入电感器脉动电流实际上保持在相同的100mA低脉动不变，这得到了极好的EMI噪声特性。还请注意，在输入电感器或输出电感器电流中不存在任何尖脉冲，这无疑说明了变换器软开关性能的有效性。但是输出电感器脉动电流峰峰值增加到4A。
使用变压器漏电感的软开关
在隔离变压器的情形中，不需要谐振电感器，原因是使用隔离变压器的漏电感来代替它了。图95a、图95b和图95c中记录了软开关性能。在这些图中上面的描绘线表示主开关S1的漏极到源极电压，下面的两个描绘线是两个同步整流器开关S2和S’2的漏极到源极电压。图95a既显示了(1-2)转换，又显示了(2-1)转换。图95b显示了与图95a相同的描绘线，但放大了以展示(1-2)转换。最后，图95c显示了关于(2-1)转换的放大描绘线。如从波形所看到的，显示的借助漏电感的软开关在减少开关损耗中非常有效，得到清晰的和快速的转换边界。
根据提出的两种机制中任一种的软开关除了其消除或大幅减少开关损耗的主要功能之外，还有两个同样重要的实用优点：
1.输入高电压器件的无损耗开关转换得到它们没有尖脉冲的电压波形，因此使这些器件与硬开关模式相比电压应力大大减少。从而可以使用额定电压较低的器件，也使它们的传导损耗较低，温度上升较低，最后达到更为可靠的工作；
2.(1-2)转换和(2-1)转换的无损耗转换边界使电磁干扰(EMI)问题大为减少，这个问题在硬开关模式中由于高电压过冲头峰和电压波形中的减幅振荡而非常严重。这最终去掉了对窄带滤波器和大功率EMI滤波器的需要，这将在它们硬开关相对物之上进一步提高总效率。
效率测量
效率测量在从210V到360V的工作范围内进行测量，图96中显示了得到的数据。为了突出显示变换器自身的性能，效率测量没有包含驱动损耗，而是只包含了功率级损耗。虽然测量是对100W输出功率进行的，但由于其固有的高直流过载能力，变换器可以在150W连续工作，而效率只有大约1％的轻微下降。在宽电压范围上95％的高效率显然要归功于新型隔离直流变压器开关变换器。
效率优化
构造工作在150kHz开关频率、隔离50V到5V、100W变换器的试验原型，目的是使效率最优化。选择图45隔离直流变压器开关变换器，包括一个放置在体积为0.23in3的RM-7标准磁芯上、与输出串联的小外部电感器。构造的隔离直流变压器对于隔离变压器的初级有3个线圈，对于输出电感器有两个线圈。这种选择结合固有的漏电感使输出电感器脉动电流在负荷比DZR＝0.55时为零。用于直流变压器的磁芯是来自Magnetic公司的标准UU磁芯，由P型铁磁材料制成。两个这样的UU磁芯层叠在一起且完全缠绕，使总体积为1.76in3。图97显示了在38V到66V输入直流电压范围上的效率特性曲线。请注意，在整个工作范围内保持了超过96％的高效率。
结束语
即使是粗略的看一下当前最新的开关直流—直流变换器，不管它们的功率，也能发现磁性元件支配着变换器的总体积和重量，造成了超过一半的总损耗。
过去几乎所有对减小磁性元件的体积，从而减小变换器的体积和重量的努力导致过度增加开关频率。虽然增加开关频率最初使磁性元件体积缩小，但大大增加的磁性元件中的功率损耗(磁芯损耗、集肤效应和邻近效应)以及半导体器件的开关和驱动损耗，很快减小了回报：增加的损耗需要更大体积和重量的散热片来散热，使元件温度上升减小到可接受的水平。最后，尽管磁性元件较小，但几乎没有减小变换器的总体积。因此，成功的解决方案必须能既大大减小磁性元件的体积，也充分提高中等开关频率的效率。
本发明满足这两个要求。直流变压器新的磁性元件结合特殊的开关电路，使变换器所有另外单独的磁性元件以从未有过的方式组合成一个单共用磁芯。在各个磁绕组中存在非常有害的大直流偏压电流，因此以这样的方式来处理它们对应的大直流磁通，即对于任意工作负荷比D将共用磁芯中的总直流磁通减小到零。到现在为止认为是开关变换器磁性元件一个必不可免部分的大气隙在新型直流变压器中完全去掉了。在过去看来是不可避免的事物，即以前一直存在的气隙中的直流能量存储也完全去掉了。得到的磁性结构工作类似一个根本没有直流磁通偏压的交流变压器，因此工作的开关变换器相应的减小了体积，提高了效率。此外，由于直流安培匝数自抵消，已经证明新的直流变压器可以轻松的以巨大的直流过载能力工作，其直流过载能力比额定负载电流大一个幅度等级。
本发明的另一个方面是实现了特殊的无损耗开关工作，使高电压开关器件在零电压指向ON，从而没有开关损耗，而低电压开关器件的开关损耗可忽略不计。这与在中等开关频率上的工作一起使变换器的效率进一步提高，体积进一步减小，以及大大减小辐射EMI噪声和半导体开关器件上的低应力，从而增加变换器可靠性。
具有独特直流变压器结构和特殊无损耗开关工作的新型变换器得到了意料不到、令人惊讶的结果，即大大减小了磁性元件的体积和重量，同时有惊人的效率提高和过载能力的增加，如超过96.5％效率的试验隔离50V到5V、100W变换器所说明的。为了比较，当前最新变换器以90％的效率工作，功率损耗比本发明的功率损耗高200％到300％。
最后，本发明提供了额外的性能提高，例如输入在宽工作范围内脉动电流为零以及输出对于有限的工作范围脉动电流为零，这有助于减少传导EMI噪声。
虽然在这里已经描述和说明了本发明的特定实施方案，但要认识到，那些本领域中的熟练技术人员可以容易的进行修改。因此，意图是将权利要求解释成涵盖这样的修改及其等效形式。

Claims (65)

1.一种变换器，用于从连接在输入端和共用输入端之间的直流电压源提供电源给连接在输出端和共用输出端之间的直流负载，该变换器包括：
一个输入电感器绕组、一个中间电感器绕组和一个输出电感器绕组，放置在一个共用磁芯上形成了一个直流变压器，每个绕组有一个点标记端和另一个未标记端，由此加在该中间电感器上的交流电压在输入和输出电感器绕组中感应出交流电压，这样施加的交流电压和感应的交流电压在输入、输出和中间电感器绕组的点标记端同相；
一个输入电感器绕组，其点标记端与输入端连接，形成直流变压器的输入绕组；
一个输出电感器绕组，其点标记端与输出端连接，形成直流变压器的输出绕组；
一个中间电感器绕组，其点标记端与共用输入端和共用输出端连接，形成直流变压器的中间绕组；
一个输入电容，一端与输入电感器绕组的未标记端连接，输入电容的另一端与中间电感器绕组的未标记端连接；
一个输入开关，一端与与共用输入端连接，另一端与输入电感器绕组的未标记端连接；
一个输出开关，一端与共用输出端连接，另一端与输出电感器绕组的未标记端连接；
一个互补输出开关，一端与输出电感器绕组的未标记端连接，该互补输出开关的另一端与中间电感器绕组的未标记端连接；
一个支路，包括一个互补输入开关和一个辅助电容，该互补输入开关的一端与辅助电容的一端连接，而互补输入开关的另一端与辅助电容的另一端构成该支路的端点；
开关定时控制装置，用于为输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关提供精确的指向ON和指向OFF的顺序和定时；
用于将支路的端点与变换器连接的装置，由此在状态2间隔期间流经该支路的电流等于流入输入电感器绕组点标记端的输入电感器电流和流入中间电感器绕组点标记端的中间电感器电流的和减去流出输出电感器绕组点标记端的输出电感器电流；
其中输入开关、输出开关和互补输出开关是半导体开关器件，能够在指向ON期间在至少一个方向传导电流，在指向OFF期间维持至少一个方向上的电压；
其中互补输入开关是半导体电流双向开关器件，能够在指向ON期间在两个方向传导电流，在指向OFF期间维持至少一个方向上的电压；
所述半导体开关器件和半导体电流双向开关器件以高的切换频率指向ON和OFF，
其中变换器的直流—直流电压转换比与负荷比D成线性关系；
其中对于处于0到1范围内的负荷比D，输入电感器绕组中的直流电流和中间电感器绕组中的直流电流流入输入和中间电感器绕组的点标记端，而输出电感器绕组中的直流电流流出输出电感器绕组的点标记端；
其中对于处于0到1范围内的负荷比D，输入电感器绕组和中间电感器绕组的直流电流的和等于输出电感器绕组直流电流的幅度；
其中直流变压器包括匝数相等的输入、输出和中间电感器绕组，在负荷比D，输入电感器绕组和中间电感器绕组的直流安培匝数为正，产生相加的正直流磁通，而输出电感器绕组的直流安培匝数为负，产生负的直流磁通，使共用磁芯中的净直流磁通为零；
其中共用磁芯没有气隙；
藉此，共用磁芯中净直流磁通为零使输入、中间和输出电感器绕组的电感增加，变换器过载能力增加，以及
藉此，直流变压器连同输入电感器绕组、输出电感器绕组和中间电感器绕组，得到从输入电感器绕组到输出电感器绕组的有效直流—直流电源转换，同时减少了直流变压器共用磁芯中的能量存储，从而通过减小共用磁芯的体积和重量减小了变换器的体积和重量，而且同时增加了变换器的效率和过载能力，减小了电磁干扰。
2.如权利要求1中定义的变换器，
其中共用磁芯是UU磁芯；
其中输入电感器绕组和中间电感器绕组并排放置在UU磁芯的一个臂上；
其中输出电感器绕组放置在UU磁芯的另一臂上；
藉此，输入电感器绕组和中间电感器绕组之间的漏电感使输入电感器绕组中的脉动电流大体为零；
藉此，输出电感器绕组和中间电感器绕组之间的漏电感使输出电感器绕组中的脉动电流减小，以及
藉此，UU磁芯和输入、中间和输出电感器绕组形成了A类直流变压器。
3.如权利要求2中定义的变换器
其中气隙位于UU磁芯的另一个臂上，与输出电感器绕组一起构成了一个输出电感器绕组漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器；以及
其中对于固定的负荷比D，交流电压分压器将输出电感器绕组中的感应交流电压与加在输出电感器绕组上的交流电压匹配；
藉此，对于该固定的负荷比D，输出电感器绕组中的直流电流具有大体为零的脉动电流，以及
藉此，具有气隙的UU磁芯和输入、中间和输出电感器绕组形成了B类直流变压器器件。
4.如权利要求3中定义的变换器，
包括一个与输出电感器绕组串联的外部电感器，以减少输出电感器绕组中的脉动电流。
5.如权利要求3中定义的变换器，
其中输入和中间电感器绕组具有相同的匝数，与输出电感器绕组的匝数不同，藉此，调整输出电感器绕组的匝数使输出电感器绕组中的感应交流电压与加在输出电感器绕组上的交流电压匹配，在额定负荷比D上在输出电感器绕组中得到大体为零的脉动电流；
藉此，具有气隙的UU磁芯、输入和中间电感器绕组和匝数与输入和中间电感器绕组不同的输出电感器绕组形成了C类直流变压器器件。
6.如权利要求5中定义的变换器，
包括一个与输出电感器绕组串联的外部电感器，以减少输出电感器绕组中的脉动电流。
7.如权利要求3中定义的变换器，
其中共用磁芯包含一个没有绕组的独立漏磁臂和一个位于包括共用磁芯的磁通路径中的气隙，其中调整气隙使输出电感器绕组在固定负荷比D上具有大体为零的脉动电流，
藉此，漏磁臂增加了输出电感器绕组和输入与中间电感器绕组之间的漏电感，使输出电感器绕组中的脉动电流减少，以及
藉此，具有漏磁臂的共用磁芯和输入、中间和输出电感器绕组形成了D类直流变压器器件。
8.如权利要求1中定义的变换器，
其中共用磁芯是一个EE磁芯；
其中输入电感器绕组和中间电感器并排放置在EE磁芯的中央臂上；
其中匝数与输出电感器绕组相同的附加输出电感器绕组与输出电感器绕组串联，这样附加输出电感器绕组和输出电感器绕组上的交流电压在点标记端同相并相加；
其中附加输出电感器绕组放置在EE磁芯的一个外侧臂上，输出电感器绕组放置在EE磁芯的另一个外侧臂上；
藉此，输入电感器绕组和中间电感器绕组之间的漏电感使输入电感器绕组中的脉动电流大体为零；
藉此，附加输出电感器绕组、输出电感器绕组和中间电感器绕组之间的漏电感使附加输出电感器绕组和输出电感器绕组中的脉动电流减小，以及
藉此，EE磁芯和输入、中间、输出和附加输出电感器绕组形成E类直流变压器器件。
9.如权利要求8定义的变换器，
其中气隙位于具有附加输出电感器绕组和输出电感器绕组的EE磁芯的各个外侧臂上，构成附加输出电感器绕组和输出电感器绕组的漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器；
其中对于固定的负荷比D，交流电压分压器将附加输出电感器绕组和输出电感器绕组中的感应交流电压与加在附加输出电感器绕组和输出电感器绕组上的相应交流电压匹配；
藉此，对于该固定的负荷比D，输出电感器绕组中的直流电流具有大体为零的脉动电流，以及
藉此，具有气隙的EE磁芯和输入、中间、输出和附加输出电感器绕组形成了F类直流变压器器件。
10.如权利要求1中定义的变换器，还包括一个独立的谐振电感器与输入电容串联，
其中从中选择直流变压器的组包括
(i)      A类直流变压器器件
(ii)     B类直流变压器器件
(iii)    C类直流变压器器件
(iv)     D类直流变压器器件
(v)      E类直流变压器器件
(vi)     F类直流变压器器件
其中输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关是半导体电流双向开关器件，能够在指向ON期间双向传导电流，在指向OFF期间在一个方向上保持电压，该半导体电流双向开关器件的模型由一个理想开关、一个寄生体二极管和一个寄生电容并联组成；
其中开关定时控制装置包括精确的半导体电流双向开关器件的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间达到(1-2)转换和(2-1)转换，其中(1-2)转换和(2-1)转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出开关上的电压减小到零时，开关定时控制装置为互补输出开关提供控制信号使其在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时开关定时控制装置为互补输入开关提供信号，也使其在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到通过输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为输出开关必须指向OFF以结束(1-2)转换的最后时刻；
(2-1)转换开始于首先有意在互补输入开关指向OFF之前将输出开关指向ON，使谐振电感器中的电流上升一个额外的幅度，该幅度与谐振电感(Lr)电感成反比，与辅助电容两端的直流电压和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与这个上升子区间成正比，在上升子区间期间输出开关和互补输入开关都为ON，当互补输入开关指向OFF时，在这个谐振子区间期间发生输入开关两端寄生电容谐振放电，同时互补输入开关两端寄生电容谐振放电，在此期间总谐振电流包括三个截然不同的电流成分，第一个是具有上面定义的额外幅度的余弦谐振电流成分，第二个是一个正弦谐振电流成分，其幅度与辅助电容两端的直流电压和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与由谐振电感器和由输入开关和互补输入开关寄生电容并联组成的谐振电容组成的谐振电路的特性阻抗成反比，第三个是一个余弦谐振电流成分，幅度等于谐振电感器在输出开关指向ON时的初始电流值，在输入开关寄生电容完全放电的时刻，开关定时控制装置为输入开关提供一个控制信号，使其在零电压以零开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换继续一个电流反向子区间，在此期间输入电容电流从与输入电感器电流相同反向到相反方向的电流，幅度等于中间电感器的电流，此时通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻是互补输出开关必须指向OFF以结束(2-1)转换的最后时刻；
其中谐振电容大大高于输出开关和互补输出开关两端寄生电容的电容。
11.如权利要求10中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF且同时输出开关指向ON，以开始输入开关两端寄生电容的谐振放电，同时开始互补输入开关两端寄生电容的谐振充电，总谐振电流包括两个截然不同的电流成分，第二个正弦谐振电流成分和第三个余弦谐振电流成分，在输入开关寄生电容的电压达到最小值时，输入开关在减小了的电压以减小了的开关损耗由开关装置指向ON，结束了该谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束这个电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，以及
藉此，在(2-1)转换期间，已经存储在谐振电感器之中的能量利于输入开关寄生电容的谐振放电和电压减小，结束的(2-1)转换开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
12.如权利要求10中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF以开始输入开关两端寄生电容的线性放电，在输入开关两端电压下降到直流电压源电平之前，输出开关指向ON以强制输入开关两端寄生电容谐振放电，总谐振电流包括两个截然不同的电流成分，第二个正弦谐振电流成分，与输入开关两端在输出开关指向ON时呈现的电压和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与特性阻抗成反比，和第三个余弦谐振电流成分，在输入开关两端电压达到最小值时，输入开关由开关装置在减小了的电压上、以减少了的开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，以及
藉此，在(2-1)转换期间，互补输入开关和输出开关都指向OFF，在谐振放电之后提供线性放电，进一步减小输入开关两端寄生电容的电压，输入开关和输出开关在减小的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
13.如权利要求10中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF以开始输入开关两端寄生电容的线性放电，当输入开关的电压下降到直流电压源电平时，输出开关在零电压以零开关损耗指向ON以强制输入开关两端寄生电容谐振放电，其谐振电流只包括第三个余弦谐振电流成分，在输入开关的电压达到最小值时，输入开关由开关定时控制装置在低于直流电压源电平的电压上、以减少了的开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，当第三个余弦谐振电流成分的幅度与特性阻抗的乘积等于直流电压源的电压时，输入开关在零电压指向ON，使所有半导体电流双向开关器件上的开关损耗为零，以及
藉此，在(2-1)转换期间，输出开关恰好在输出开关寄生体二极管开始传导时、在零电压以零开关损耗指向ON，因此减少了寄生体二极管的电流传导损耗，输入开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
14.如权利要求10中定义的变换器，
其中输出开关和互补输出开关是两端电流整流器开关，指向ON或指向OFF以响应由输入开关和互补输入开关的电控开关导致的变换器工作状态和情况；
其中开关定时控制装置包括精确的输入开关和互补输入开关的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间完成(1-2)转换和(2-1)转换，其中(1-2)转换和(2-1)转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出整流器开关上的阻塞电压减小到零时，互补输出整流器开关开始传导，从而自动在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时互补输入开关由开关定时控制装置在零电压以零开关损耗指向ON，而输出整流器开关由输出整流器开关两端由变换器施加的反向偏压指向OFF；
(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF，以开始输入开端两端寄生电容的线性放电，当输入开关两端电压下降到直流电压源电平时，输入整流器开关两端的阻塞电压为零，从而输出整流器开关自动以零开关损耗指向ON，强制输入开关两端寄生电容谐振放电，其谐振电流只包括第三个余弦谐振电流成分，当输入开关两端电压达到最小值时，输入开关由开关定时控制装置在减小到低于直流电压源电平的电压上以减少了的开关损耗指向ON，同时互补输出整流器开关由阻塞电压自动指向OFF以结束谐振子区间，以及
藉此，不需要用于输出整流器开关和互补输出整流器开关的控制和驱动电路，当第三个余弦谐振电流成分的幅度和特性阻抗的乘积等于直流电压源的电压时，输入开关也在零电压指向ON，使两个半导体电流双向开关器件和两个两端电流整流器开关上的开关损耗为零，以及
藉此，在(2-1)转换期间，输出整流器开关自动在零电压以零开关损耗指向ON，输入开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减小了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，变换器效率提高了，电磁干扰减小了。
15.如权利要求10中定义的变换器，
其中互补输出开关是一个两端电流整流器开关，其指向ON或指向OFF以响应由输入开关、互补输入开关和输出开关的电控开关导致的变换器工作状态和情况；
藉此，不需要用于互补输出整流器开关的控制和驱动电路。
16.如权利要求10中定义的变换器，还包括一个外部电容，与互补输入开关并联以延长(1-2)转换并减小输入开关的开关损耗。
17.如权利要求10中定义的变换器，
其中谐振电感器电感为零，即它是短路的，因此输入电容的另一端与中间电感器的另一端连接；
其中(1-2)转换开始于输入开关指向OFF以开始互补输入开关两端寄生电容的线性放电，当互补输出开关两端电压减小为零时，这个开关由开关定时控制装置在零电压以零开关损耗指向ON，而同时输出开关指向OFF，互补输入开关寄生电容继续线性放电，但是速度降低了，直到互补输入开关两端的电压减小为零，此时互补输入开关以零开关损耗指向ON；
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF以开始输入开关两端寄生电容的线性放电，当输入开关两端电压下降到直流电压源电平时，输出开关由开关定时控制装置在减小了的电压以减小了的开关损耗指向ON，输出开关由开关定时控制装置同时指向ON，输出开关两端电压为零，开关损耗为零，同时互补输出开关由开关定时控制装置指向OFF以结束(2-1)转换；
18.如权利要求17中定义的变换器，
其中输出开关和互补输出开关是两端电流整流器开关，指向ON或指向OFF以响应由输入开关和互补输入开关的电控开关导致的变换器工作状态和情况；
其中开关定时控制装置包括精确的输入开关和互补输入开关的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间完成(1-2)转换和(2-1)转换，其中(1-2)转换和(2-1)转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出整流器开关两端的阻塞电压减小到零时，互补输出整流器开关开始传导，从而自动在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时互补输入开关由开关定时控制装置在零电压以零开关损耗指向ON，而输出整流器开关由输出整流器开关两端由变换器施加的反向偏压指向OFF；
(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF，以开始输入开端两端寄生电容的线性放电，当输入开关两端电压下降到直流电压源电平时，输入整流器开关两端的阻塞电压为零，从而输出整流器开关自动以零开关损耗指向ON，同时输入开关由开关定时控制装置在减小到直流电压源电平的电压上以减少了的开关损耗指向ON，而互补输出整流器开关由阻塞电压自动指向OFF以结束(2-1)转换，以及
藉此，不需要用于输出整流器开关和互补输出整流器开关的控制和驱动电路，；
藉此，在(2-1)转换期间，输出整流器开关自动在零电压以零开关损耗指向ON，输入开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减小了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，变换器效率提高了，电磁干扰减小了。
19.如权利要求18中定义的变换器，
其中开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始和结束于输入开关指向OFF，同时互补输入开关指向ON，此时输出整流器开关自动指向ON，互补输出整流器开关自动指向OFF，以及
(2-1)转换开始和结束于输入开关指向ON，同时互补输入开关指向OFF，此时输出整流器开关自动指向OFF，互补输出整流器开关自动指向ON。
20.如权利要求10中定义的变换器，
其中中间电感器包括一个自耦变压器；
其中自耦变压器绕组的点标记端与共用输入端和共用输出端连接，自耦变压器绕组的未标记端与互补输出开关的另一端连接，自耦变压器绕组的抽头端与输入电容的另一端连接；
其中自耦变压器的绕组与输入电感器绕组和输出电感器绕组一起放置在共用磁芯上，形成了一个直流自耦变压器；
其中变换器的直流—直流电压转换比与负荷比D成线性关系；
其中输入电感器绕组的匝数与自耦变压器点标记端和抽头端之间的匝数相同，输出电感器绕组具有与自耦变压器绕组相同的匝数，藉此，对范围从0到1的负荷比D，在共用磁芯中达到零直流磁通；
其中共用磁芯没有气隙，藉此共用磁芯中的零直流磁通使输入和输出电感器绕组和自耦变压器绕组的电感增加，从而使变换器过载能力增加，以及
藉此，直流自耦变压器结合输入电感器绕组、输出电感器绕组和自耦变压器绕组，使输入直流电压源和直流负载之间的转换比提高，提供了从输入电感器绕组到输出电感器绕组的有效直流—直流电源变换，直流自耦变压器共用磁芯中存储的能量减少了，从而通过减小共用磁芯的体积和重量来减小变换器的体积和重量，同时增加了效率和变换器过载能力，减小了电磁干扰。
21.如权利要求10中定义的变换器，
其中输入电容的一端与共用输入端连接，输入电容的另一端与共用输出端连接；
其中中间电感器绕组的点标记端与共用输出端连接，以及
其中中间电感器绕组的未标记端与输入电感器绕组的未标记端连接。
22.一种变换器，用于从连接在输入端和共用输入端之间的直流电压源提供电源给连接在输出端和共用输出端之间的直流负载，该变换器包括：
一个输入电感器绕组、一个具有初级和次级绕组的隔离变压器和一个输出电感器绕组，放置在一个共用磁芯上形成了一个隔离直流变压器，每个绕组有一个点标记端和另一个未标记端，藉此加在该隔离变压器初级绕组上的交流电压在隔离变压器次级绕组和输入与输出电感器绕组中感应出交流电压，这样施加的交流电压和感应的交流电压在输入、输出和隔离变压器初级和次级绕组的点标记端同相；
一个输入电感器绕组，其点标记端与输入端连接，形成隔离直流变压器的输入绕组；
一个输出电感器绕组，其点标记端与输出端连接，形成隔离直流变压器的输出绕组；
隔离变压器的初级绕组在其点标记端与共用输入端连接，实现隔离直流变压器中的电隔离；
隔离变压器的次级绕组在其点标记端与共用输出端连接，实现隔离直流变压器中的电隔离；
一个输入电容，连接在输入电感器绕组的未标记端和隔离变压器初级绕组的未标记端之间；
一个输入开关，一端与与共用输入端连接，另一端与输入电感器绕组的未标记端连接；
一个输出开关，一端与共用输出端连接，另一端与输出电感器绕组的未标记端连接；
一个互补输出开关，一端与输出电感器绕组的未标记端连接，该互补输出开关的另一端与隔离变压器初级绕组的未标记端连接；
一个支路，包括一个互补输入开关和一个辅助电容，该互补输入开关的一端与辅助电容的一端连接，而互补输入开关的另一端与辅助电容的另一端构成该支路的端点；
用于将支路端点与变换器相连以保持隔离变压器电隔离的装置；
开关定时控制装置，用于为输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关提供精确的指向ON和指向OFF的顺序和定时，藉此在状态1间隔期间没有电流流过该支路，在状态2间隔期间只有交流电流流过该支路；
其中输入开关、输出开关和互补输出开关是半导体开关器件，能够在指向ON期间在至少一个方向传导电流，在指向OFF期间维持至少一个方向上的电压；
其中互补输入开关是一个半导体电流双向开关器件，能够在指向ON期间在两个方向传导电流，在指向OFF期间维持至少一个方向上的电压；
其中半导体开关器件和半导体电流双向开关器件在高开关频率上指向ON和OFF；
其中初级绕组和次级绕组紧耦合，以减小初级绕组和次级绕组之间的漏电感；
其中变换器的直流—直流电压转换与负荷比D成线性关系；
其中隔离变压器次级绕组与初级绕组的匝数比提供了对变换器直流—直流电压转换比的额外控制；
其中对于在0到1范围中的负荷比D，输入电感器绕组和隔离变压器初级和次级绕组中的直流电流流入各自绕组的点标记端，而输出电感器绕组中的直流电流流出输出电感器绕组的点标记端；
其中输入电感器绕组具有与隔离变压器初级绕组相同的匝数，输出电感器绕组具有与隔离变压器次级绕组相同的匝数，藉此，对于在0到1范围中的负荷比D，共用磁芯中的净直流磁通为零；
其中共用磁芯没有气隙；藉此，共用磁芯中净直流磁通为零使输入与输出电感器绕组和隔离变压器初级和次级绕组的电感增加，藉此使变换器过载能力增加，以及
藉此，隔离直流变压器结合输入电感器绕组、输出电感器绕组和隔离变压器初级和次级绕组，提供输入直流电压源和直流负载之间的电隔离和从输入电感器绕组到输出电感器绕组的有效直流—直流电源转换，同时减少了隔离直流变压器共用磁芯中的能量存储，从而通过减小共用磁芯的体积和重量来减小变换器的体积和重量，而且同时增加了效率和变换器的过载能力，减小了电磁干扰。
23.如权利要求22中定义的变换器，
其中共用磁芯是UU磁芯；
其中输入电感器绕组和隔离变压器并排放置在UU磁芯的一个臂上；
其中输出电感器绕组放置在UU磁芯的另一臂上；
藉此，输入电感器绕组和隔离变压器绕组之间的漏电感使输入电感器绕组中的脉动电流大体为零；
藉此，输出电感器绕组和隔离变压器绕组之间的漏电感减小了输出电感器绕组中的脉动电流，以及
藉此，UU磁芯、输入与输出电感器绕组和隔离变压器绕组形成了A类隔离直流变压器。
24.如权利要求23中定义的变换器，
其中气隙位于UU磁芯另一个有输出电感器绕组的臂上，构成了一个输出电感器绕组漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器，以及
其中对于固定的负荷比D，交流电压分压器将输出电感器绕组中的感应交流电压与加在输出电感器绕组上的交流电压匹配；
藉此，对于该固定的负荷比D，输出电感器绕组中的直流电流具有大体为零的脉动电流，以及
藉此，带有气隙的UU磁芯和输入与输出电感器绕组和隔离变压器绕组形成了B类隔离直流变压器器件。
25.如权利要求24中定义的变换器，
包括一个与输出电感器绕组串联的外部电感器，以减少输出电感器绕组中的脉动电流。
26.如权利要求24中定义的变换器，
其中输入电感器绕组和隔离变压器初级绕组具有相同的匝数，其中输出电感器绕组与隔离变压器次级绕组的匝数不同，藉此，调整输出电感器绕组的匝数使输出电感器绕组中的感应交流电压与加在输出电感器绕组上的交流电压匹配，在额定负荷比D上在输出电感器绕组中得到大体为零的脉动电流；
藉此，带有气隙的UU磁芯、输入电感器绕组、隔离变压器初级和次级绕组，和匝数与隔离变压器次级绕组不同的输出电感器绕组形成了C类隔离直流变压器器件。
27.如权利要求26中定义的变换器，
包括一个与输出电感器绕组串联的外部电感器，以减少输出电感器绕组中的脉动电流。
28.如权利要求24中定义的变换器，
其中共用磁芯包含一个没有绕组的独立漏磁臂和一个在包括共用磁芯的磁通路径中的气隙，其中调整气隙为输出电感器绕组在固定负荷比D上提供大体为零的脉动电流，
藉此，漏磁臂增加了输出电感器绕组、输入电感器绕组和隔离变压器绕组之间的漏电感，使输出电感器绕组中的脉动电流减少，以及
藉此，具有漏磁臂的共用磁芯与输入和输出电感器绕组，和隔离变压器绕组形成了D类隔离直流变压器器件。
29.如权利要求22中定义的变换器，
其中共用磁芯是一个EE磁芯；
其中输入电感器绕组和隔离变压器的初级和次级绕组并排放置在EE磁芯的中央臂上；
其中匝数与输出电感器绕组相同的附加输出电感器绕组与输出电感器绕组串联，这样附加输出电感器绕组和输出电感器绕组上的交流电压在点标记端同相并相加；
其中附加输出电感器绕组放置在EE磁芯的一个外侧臂上，输出电感器绕组放置在EE磁芯的另一个外侧臂上；
藉此，输入电感器绕组和隔离变压器的初级和次级绕组之间的漏电感使输入电感器绕组中的脉动电流大体为零；
藉此，附加输出电感器绕组、输出电感器绕组和隔离变压器的初级和次级绕组之间的漏电感使附加输出电感器绕组和输出电感器绕组中的脉动电流减小，以及
藉此，EE磁芯和输入、输出、附加输出电感器绕组和隔离变压器的初级和次级绕组形成E类直流变压器器件。
30.如权利要求29定义的变换器，
其中气隙安置在具有附加输出电感器绕组和输出电感器绕组的EE磁芯的各个外侧臂上，以提供附加输出电感器绕组和输出电感器绕组的漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器；
其中对于固定的负荷比D，交流电压分压器将附加输出电感器绕组和输出电感器绕组中的感应交流电压与加在附加输出电感器绕组和输出电感器绕组上的各个交流电压匹配；
藉此，对于该固定的负荷比D，输出电感器绕组中的直流电流具有大体上为零的脉动电流，以及
藉此，带有气隙的EE磁芯和输入、中间、输出和附加输出电感器绕组形成了F类直流变压器器件。
31.如权利要求22中定义的变换器，
其中从中选择直流变压器的组包括
(i)     A类隔离直流变压器器件
(ii)    B类隔离直流变压器器件
(iii)   C类隔离直流变压器器件
(iv)    D类隔离直流变压器器件
(v)     E类隔离直流变压器器件
(vi)    F类隔离直流变压器器件；
其中输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关是半导体电流双向开关器件，能够在指向ON期间双向传导电流，在指向OFF期间在一个方向上保持电压，该半导体电流双向开关器件各由一个理想开关、一个寄生体二极管和一个寄生电容的并联来模型化；
其中有漏电感的隔离变压器由一个有漏电感的完全耦合变压器与完全耦合变压器的初级绕组并联来模型化；
其中开关定时控制装置包括精确的半导体电流双向开关器件的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间达到两个转换，(1-2)转换和(2-1)转换，其中转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出开关上的电压减小到零时，开关定时控制装置为互补输出开关提供控制信号使其在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时开关定时控制装置为互补输入开关提供信号，也使其在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到通过输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为输出开关必须指向OFF以结束(1-2)转换的最后时刻；
(2-1)转换开始于首先有意在互补输入开关指向OFF之前将输出开关指向ON，使漏电感中的电流上升一个额外的幅度，该幅度与漏电感成反比，与辅助电容两端的直流和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与这个上升子区间成正比，在上升子区间期间输出开关和互补输入开关都为ON，当互补输入开关指向OFF时，在这个谐振子区间期间发生输入开关两端寄生电容谐振放电，同时互补输入开关两端寄生电容谐振放电，在此期间总谐振电流包括三个截然不同的电流成分，第一个是具有上面定义的额外幅度的余弦谐振电流成分，第二个是一个正弦电流成分，其幅度与辅助电容两端的直流和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与由谐振电感器(Lr)和谐振电容(Cr)组成的谐振电路的特性阻抗成反比，第三个是一个余弦谐振电流成分，幅度等于漏电感在输出开关指向ON时的初始电流值，在输入开关寄生电容完全放电时，开关定时控制装置为输入开关提供一个控制信号，使其在零电压以零开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换继续一个电流反向子区间，在此期间输入电容电流从与输入电感器电流相同反向到相反方向的电流，幅度等于隔离变压器的磁化电流，此时通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻是互补输出开关必须指向OFF以结束(2-1)转换最后的时刻；
其中谐振电容大大高于输出开关和互补输出开关两端寄生电容的电容，以及
藉此，隔离变压器提供一个输入直流电压源和直流负载之间的电隔离。
32.如权利要求31中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF及同时输出开关指向ON，以开始输入开关两端寄生电容的谐振放电，同时开始互补输入开关两端寄生电容的谐振充电，总谐振电流两个截然不同的电流成分，第二个正弦谐振电流成分和第三个余弦谐振电流成分，在输入开关寄生电容的电压达到最小值时，输入开关由开关装置在减小了的电压上以减小了的开关损耗指向ON，结束了该谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束这个电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，以及
藉此，在(2-1)转换期间，已经存储在谐振电感器之中的能量利于输入开关寄生电容的谐振放电和电压减小，以结束(2-1)转换，同时开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
33.如权利要求31中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF以开始输入开关两端寄生电容的线性放电，在输入开关两端电压下降到直流电压源电平之前，输出开关指向ON以强制输入开关两端寄生电容谐振放电，总谐振电流包括两个截然不同的电流成分，第二个正弦谐振电流成分，与输入开关两端在输出开关指向ON时呈现的电压和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与特性阻抗成反比，和第三个余弦谐振电流成分，在输入开关两端电压达到最小值时，输入开关由开关装置在减小了的电压上、以减少了的开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，以及
藉此，在(2-1)转换期间，互补输入开关和输出开关都指向OFF，在谐振放电之后提供线性放电，进一步减小输入开关两端寄生电容的电压，输入开关和输出开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
34.如权利要求31中定义的变换器，
其中(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF以开始输入开关两端寄生电容的线性放电，当输入开关的电压下降到直流电压源电平时，输出开关在零电压以零开关损耗指向ON以强制输入开关两端寄生电容谐振放电，其谐振电流只包括第三个余弦谐振电流成分，在输入开关的电压达到最小值时，输入开关由开关定时控制装置在低于直流电压源电平的电压上、以减少了的开关损耗指向ON以结束谐振子区间，(2-1)转换持续到通过互补输出开关的电流减小到零，使这个时刻成为互补输出开关必须指向OFF以结束电流反向子区间和(2-1)转换的最后时刻，当第三个余弦谐振电流成分的幅度与特性阻抗的乘积等于直流电压源的电压时，输入开关在零电压指向ON，使所有半导体电流双向开关器件上的开关损耗为零，以及
藉此，在(2-1)转换期间，输出开关在零电压以零开关损耗恰好在输出开关寄生体二极管开始传导时指向ON，因此大大减少了寄生体二极管的电流传导损耗，输入开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减少了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，增加了变换器的效率，减少了电磁干扰。
35.如权利要求31中定义的变换器，
其中输出开关和互补输出开关是两端电流整流器开关，指向ON或指向OFF以响应由输入开关和互补输入开关的电控开关导致的变换器工作状态和情况；
其中开关定时控制装置包括精确的输入开关和互补输入开关的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间完成两个转换，(1-2)转换和(2-1)转换，其中转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出整流器开关上的阻塞电压减小到零时，互补输出整流器开关开始传导，从而自动在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时互补输入开关由开关定时控制装置在零电压以零开关损耗指向ON，而输出整流器开关由输出整流器开关两端由变换器施加的反向偏压指向OFF；
(2-1)转换开始于互补输入开关指向OFF，以开始输入开端两端寄生电容的线性放电，当输入开关两端电压下降到直流电压源电平时，输入整流器开关两端的阻塞电压为零，从而输出整流器开关自动以零开关损耗指向ON，强制输入开关两端寄生电容谐振放电，其谐振电流只包括第三个余弦谐振电流成分，当输入开关两端电压达到最小值时，输入开关由开关定时控制装置在减小到低于直流电压源电平的电压上以减少了的开关损耗指向ON，同时互补输出整流器开关由阻塞电压自动指向OFF以结束(2-1)转换，以及
藉此，不需要用于输出整流器开关和互补输出整流器开关的控制和驱动电路，当第三个余弦谐振电流成分的幅度和特性阻抗的乘积等于直流电压源的电压时，输入开关在零电压指向ON，使两个半导体电流双向开关器件和两个两端电流整流器开关上的开关损耗为零；
藉此，在(2-1)转换期间，输出整流器开关自动在零电压以零开关损耗指向ON，输入开关在减小了的电压上指向ON以结束(2-1)转换，同时开关损耗减小了，半导体电流双向开关器件上的电压应力减小了，变换器效率提高了，电磁干扰减小了。
36.如权利要求31中定义的变换器，
其中互补输出开关是一个两端电流整流器开关，其指向ON或指向OFF以响应由输入开关、互补输入开关和输出开关的电控开关导致的变换器工作状态和情况；
藉此，不需要用于互补输出整流器开关的控制和驱动电路。
37.加权利要求31中定义的变换器，还包括一个外部电容，与互补输入开关并联以延长(1-2)转换并减小输入开关的开关损耗。
38.如权利要求35中定义的变换器，
其中开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始和结束于输入开关指向OFF，同时互补输入开关指向ON，此时输出整流器开关自动指向ON，互补输出整流器开关自动指向OFF，以及
(2-1)转换开始和结束于输入开关指向ON，同时互补输入开关指向OFF，此时输出整流器开关自动指向OFF，互补输出整流器开关自动指向ON。
39.如权利要求35中定义的变换器，还包括一个与输出整流器开关并联的辅助MOSFET晶体管，
其中开关定时控制装置包括精确的输入开关、互补输入开关和辅助MOSFET开关的电控操作，藉此，在每个连续的开关工作周期TS期间完成两个转换，(1-2)转换和(2-1)转换，其中转换比开关工作周期TS短，开关定时控制装置为各个开关提供控制信号如下：
(1-2)转换开始于输入开关指向OFF，当互补输出整流器开关两端的阻塞电压减小到零时，互补输出整流器开关开始传导，从而自动在零电压以零开关损耗指向ON，(1-2)转换持续到互补输入开关上的电压减小到零，此时互补输入开关由开关定时控制装置在零电压以零开关损耗指向ON，同时输出整流器开关由输出整流器开关两端由变换器施加的反向偏压指向OFF，以及
(2-1)转换开始于有意在互补输入开关指向OFF之前首先将辅助MOSFET开关指向ON，以将漏电感中的电流上升一个额外的幅度，该幅度与漏电感成反比，与辅助电容两端直流电压和直流电压源的直流电压的电压差成正比，与这个上升子区间成正比，在此期间辅助MOSFET开关和互补输入开关都指向ON，当互补输入开关指向ON时，在这个谐振子区间期间发生输入开关两端寄生电容谐振放电，同时互补输出开关两端寄生电容谐振充电，其中总谐振电流包括三个截然不同的谐振电流成分，在谐振子区间结束之前，输出整流器开关由正电流自动指向ON，在谐振子区间结束和输入开关寄生电容完全放电时，开关定时控制装置为输入开关提供信号使其在零电压以零开关损耗指向OFF，同时为辅助MOSFET晶体管提供信号使其指向OFF以结束谐振子区间，(2-1)转换继续一个电流反向子区间，在此期间输入电容电流从与输入电感器电流相同反向到以相反方向流动的电流，其幅度等于隔离变压器的磁化电流，此时流过互补输出整流器开关的电流减小为零，从而指向OFF，结束(2-1)转换；
40.如权利要求35中定义的变换器，
其中通过利用成比例增加的隔离变压器磁化电流，使第三个余弦谐振成分达到所需要的高幅度，以减小输入开关寄生电容上的电压，藉此，减小了隔离变压器的体积和重量。
41.如权利要求31中定义的变换器，
其中输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关是MOSFET器件；
其中输出MOSFET器件的栅极与互补输出MOSFET器件的漏极连接，输出MOSFET器件的漏极与互补输出MOSFET器件的栅极连接；
其中用于输入MOSFET器件和互补输入MOSFET器件的控制和驱动电路使用共用输入端；
藉此，次级绕组为输出MOSFET器件和互补输出MOSFET器件提供驱动电压，使具有与输入直流电压源隔离的简化控制和驱动电路的输出MOSFET器件和互补输出MOSFET器件能够自驱动工作；以及
藉此，不需要一个用于将适当的驱动信号通过输入直流电压源和直流负载之间的电隔离传递给输出MOSFET器件和互补输出MOSFET器件的信号处理电路。
42.如权利要求31中定义的变换器，还包括两个隔离变压器次级端上的驱动绕组，两者串联，其连接点与共用输出端连接；
其中输入开关、互补输入开关、输出开关和互补输出开关是MOSFET器件；
其中一个驱动绕组的点标记端与输出MOSFET器件的栅极连接；
其中另一个驱动绕组的未标记端与互补输出MOSFET器件的栅极连接；
其中两个驱动绕组使用与输入直流电压源电隔离的控制和驱动电路为输出MOSFET器件和互补输出MOSFET器件提供异相的驱动电压进行自驱动工作；
其中用于输入MOSFET器件和互补输入MOSFET器件的控制和驱动电路使用共用输入端，
藉此，不需要一个用于将适当的驱动信号通过输入直流电压源和直流负载之间的电隔离传递给输出MOSFET器件和互补输出MOSFET器件的信号处理电路。
43.如权利要求31中定义的变换器，
其中隔离变压器是一个放置在共用磁芯上的多输出隔离变压器，形成了多输出隔离直流变压器；
其中将支路端点连接到变换器的装置保留了多输出隔离变压器的电隔离，藉此在状态2间隔期间，流经支路的电流是交流电流；
其中多输出隔离变压器的次级与初级绕组的匝数比提供了对变换器直流—直流电压转换比的额外控制；
其中对应于各个直流负载的各个输出电感器绕组具有与各自的多输出隔离变压器的次级绕组相同的匝数，藉此，对于从0到1的负荷比范围，在共用磁芯中得到大体为零的直流磁通，以及
藉此，共用磁芯中大体为零的直流磁通使变换器过载能力增加。
44.一种用于电源转换的方法，包括：
用可控半导体CBS(电流双向开关)开关构成输入开关、互补输入开关和输出开关，每个可控半导体CBS开关有一个寄生体二极管和一个寄生电容并联；
使用并联了一个寄生电容的电流整流器构成互补输出开关；
控制状态1间隔和状态2间隔来整流输出负载电压，每个可控半导体CBS开关在比状态1间隔和状态2间隔短的(1-2)转换和(2-1)转换期间指向ON和OFF；
(1-2)转换期间在包含互补输入开关的支路中提供正电流，(2-1)期间在支路中提供负电流；
(1-2)转换期间用于可控半导体CBS开关的指向ON和指向OFF信号的控制顺序和定时，重复开关电容的充电和互补输入开关在大体为零的电压上无损耗的指向ON；
通过将互补输入开关指向OFF开始(2-1)转换；
通过将输出开关在输出开关寄生体二极管开始传导之前指向ON构成(2-1)转换期间的谐振电路；
负电流和输出开关指向ON时输入开关两端存在的电压利于可控半导体CBS开关电容无损耗的交换充电；
输入开关在输入开关两端电压最小时指向ON减小了开关损耗；
将输入电感器绕组、中间电感器绕组和输出电感器绕组放置在共用磁芯上形成了一个直流变压器；
使输入、中间和输出电感器绕组在输入、中间和输出电感器绕组点标记端交流电压同相；
使输入电感器绕组和中间电感器绕组的直流电流流入它们的点标记端，藉此在共用磁芯中生成一个方向的直流磁通；
使输出电感器绕组直流电流流出其点标记端，藉此在共用磁芯中产生相反方向的直流磁通，使共用磁芯中的直流磁通减少；
为输入、中间和输出电感器绕组选择匝数，使每匝伏特相等，总直流安培匝数为零，从而使共用磁芯中的直流磁通大体为零，藉此减少了直流变压器中的直流能量存储。
45.如权利要求44中定义的、用于电源转换的方法，其中互补输出开关是有一个寄生体二极管和一个寄生电容并联的可控半导体CBS开关，该互补输出可控半导体CBS开关象一个同步整流器一样指向ON和OFF，通过分流寄生体二极管来减小传导损耗。
46.如权利要求45中定义的方法，其中共用磁芯是一个UU磁芯，还包括：
将输入和中间电感器绕组并排放置在UU磁芯的一个臂上，使输入和中间电感器绕组之间的漏电感增加，将输入电感器绕组中的脉动电流大体减小到零；
将输出电感器绕组放置在UU磁芯的另一臂上，使输出电感器绕组和输入和中间电感器绕组之间的漏电感增加，减少输出电感器绕组中的脉动电流。
47.如权利要求46中定义的方法，还在UU磁芯的另一臂中包括一个气隙，构成了一个输出电感器绕组漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器，进一步减少了输出电感器绕组中的脉动电流。
48.如权利要求47中定义的方法，
其中输入和中间电感器绕组匝数相同，与输出电感器绕组的匝数不同，藉此调整输出电感器绕组的匝数，使输出电感器绕组中的感应交流电压与施加给输出电感器绕组的交流电压匹配，在额定负荷比D上在输出电感器绕组中得到大体为零的脉动电流。
49.如权利要求47中定义的方法，还包括一个独立的漏磁臂，在独立漏磁臂的磁通路中有一个气隙，进一步减少了输出电感器绕组中的脉动电流。
50.如权利要求45中定义的方法，其中共用磁芯是一个EE磁芯，还包括：
将输入和中间电感器绕组并排放置在EE磁芯的中央臂上；
将输出电感器绕组分成两个对开电感器绕组，每个具有与输出电感器绕组相同的匝数；
将对开电感器绕组放置在EE磁芯两个外侧磁臂上；
将对开电感器绕组串联，使它们各自的交流电压在对开电感器绕组的点标记端同相；
减小了对开电感器绕组和输入电感器绕组中的脉动电流。
51.如权利要求50中定义的方法，还在EE磁芯各个外侧臂中包括一个气隙，具有交流电压分压器来减小对开电感器绕组中的脉动电流。
52.如权利要求45中定义的方法，其中中间电感器绕组替换为一个自耦变压器绕组，形成一个自耦直流变压器，减小了直流能量存储。
53.如权利要求44中定义的方法，其中中间电感器绕组替换为一个隔离变压器绕组，形成一个隔离直流变压器，减小了直流能量存储。
54.如权利要求53中定义的方法，其中互补输出开关是一个有一个寄生体二极管和一个寄生电容并联的可控半导体CBS开关，互补输出可控半导体CBS开关象一个同步整流器一样指向ON和OFF，通过分流寄生体二极管减小了传导损耗。
55.如权利要求54中定义的方法，其中共用磁芯是一个UU磁芯，还包括
将隔离变压器绕组和输入电感器绕组并排放置在UU磁芯的一个臂上，使隔离变压器绕组和输入电感器绕组之间的漏电感增加，输入电感器绕组中的脉动电流大体减小到零；
将输出电感器绕组放置在UU磁芯上的另一臂上，使输出电感器绕组和输入电感器绕组和隔离变压器绕组之间的漏电感增加，减小输出电感器绕组中的脉动电流。
56.如权利要求55中定义的方法，还在UU磁芯的另一臂中包括一个气隙，构成输出电感器绕组的漏电感和磁化电感之间的交流电压分压器，进一步减小输出电感器绕组中的脉动电流。
57.如权利要求56中定义的方法，
其中输入电感器绕组和隔离变压器的初级绕组具有相同的匝数，其中输出电感器绕组和隔离变压器的次级绕组具有不同的匝数，藉此，调整输出电感器绕组的匝数使输出电感器绕组中的感应交流电压与施加给输出电感器绕组的交流电压匹配，使输出电感器绕组中的脉动电流在额定负荷比D上大体为零；
58.如权利要求56中定义的方法，还包括一个独立的漏磁臂，在独立漏磁臂的磁通路中有一个气隙，进一步减少了输出电感器绕组中的脉动电流。
59.如权利要求54中定义的方法，其中共用磁芯是一个EE磁芯，还包括：
将隔离变压器绕组和输入电感器绕组并排放置在EE磁芯的中央臂上；
将输出电感器绕组分成两个对开电感器绕组，每个具有与输出电感器绕组相同的匝数；
将对开电感器绕组放置在EE磁芯两个外侧磁臂上；
将对开电感器绕组串联，使它们各自的交流电压在对开电感器绕组的点标记端同相；
减小了对开电感器绕组和输入电感器绕组中的脉动电流。
60.如权利要求59中定义的方法，还在EE磁芯各个外侧臂中包括一个气隙，具有交流电压分压器来减小对开电感器绕组中的脉动电流。
61.如权利要求54中定义的方法，其中隔离变压器是一个多输出隔离变压器，形成了一个多输出隔离直流变压器，减小了直流能量存储。
62.一种用于无损耗开关的方法，包括：
用可控半导体CBS(电流双向开关)开关构成输入开关、互补输入开关和输出开关，每个可控半导体CBS开关有一个寄生体二极管和一个寄生电容并联；
使用并联了一个寄生电容的电流整流器开关构成互补输出开关；
控制状态1间隔和状态2间隔来整流输出负载电压，每个可控半导体CBS开关在比状态1间隔和状态2间隔短的(1-2)转换和(2-1)转换期间指向ON和OFF；
(1-2)转换期间在包含互补输入开关的支路中提供正电流，(2-1)期间在支路中提供负电流；
(1-2)转换期间用于可控半导体CBS开关的指向ON和指向OFF信号的控制顺序和定时，重复可控半导体CBS开关电容的充电和互补输入开关在大体为零的电压上无损耗的指向ON；
通过将互补输入开关指向OFF开始(2-1)转换；
通过将输出开关在输出开关寄生体二极管开始传导之前指向ON构成(2-1)转换期间的谐振电路；
负电流和输出开关指向ON时输入开关两端存在的电压利于可控半导体CBS开关电容无损耗的交换充电；
输入开关在输入开关两端电压最小时指向ON减小了开关损耗；
63.如权利要求62中定义的方法，其中互补输出开关是有一个寄生体二极管和一个寄生电容并联的可控半导体CBS开关，该互补输出可控半导体CBS开关象一个同步整流器一样指向ON和OFF，通过分流寄生体二极管来减小传导损耗。
64.  一种用于减少共用磁芯中的能量存储的方法，得到了一个直流变压器，包括：
将输入电感器绕组、中间电感器绕组和输出电感器绕组放置在共用磁芯上；
使输入电感器、中间电感器和输出电感器绕组在输入电感器、中间电感器和输出电感器绕组的点标记端同相；
使输入和中间电感器绕组的直流电流流入它们的点标记端，在共用磁芯中产生一个方向的直流磁通；
使输出电感器绕组直流电流流出其点标记端，藉此在共用磁芯中产生相反方向的直流磁通，使共用磁芯中的直流磁通减少；
为输入、中间和输出电感器绕组选择匝数，使每匝伏特相等，总直流安培匝数为零，从而使共用磁芯中的直流磁通降低。
65.如权利要求64中定义的方法，其中中间电感器绕组替换为一个隔离变压器绕组，形成一个隔离直流变压器，减小了直流能量存储。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101223684B (zh) * 2005-07-20 2010-05-19 Nxp股份有限公司 用于功率转换器的双向开关及开关型功率转换器
CN104202036A (zh) * 2014-08-15 2014-12-10 广东易事特电源股份有限公司 无损的晶闸管驱动电路
CN104821724A (zh) * 2014-12-13 2015-08-05 襄阳精圣科技信息咨询有限公司 一种温控非隔离谐振变换器
CN109104883A (zh) * 2016-02-11 2018-12-28 奥克兰联合服务有限公司 谐振式电力传输
CN111521903B (zh) * 2020-07-03 2020-09-22 长沙润迅通信设备有限公司 一种spd阻性电流在线智能监测装置以及监测方法

Families Citing this family (168)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6930473B2 (en) * 2001-08-23 2005-08-16 Fairchild Semiconductor Corporation Method and circuit for reducing losses in DC-DC converters
US6714428B2 (en) * 2002-03-26 2004-03-30 Delta Electronics Inc. Combined transformer-inductor device for application to DC-to-DC converter with synchronous rectifier
DE60305309T2 (de) * 2002-04-12 2007-02-22 Det International Holding Ltd., George Town Hocheffektiver sperrwandler
US7280026B2 (en) 2002-04-18 2007-10-09 Coldwatt, Inc. Extended E matrix integrated magnetics (MIM) core
JP2004201482A (ja) * 2002-05-08 2004-07-15 Fiderikkusu:Kk スイッチング電源装置
AU2003257400A1 (en) * 2003-02-21 2004-09-09 Danmarks Tekniske Universitet Switch mode power supply and a method of controlling such a power supply
US7291938B2 (en) * 2003-06-17 2007-11-06 Honeywell International Inc. Power supply apparatus and method based on parasitic power extraction
EP1653314A4 (en) * 2003-07-28 2008-01-30 Tpo Hong Kong Holding Ltd DC CONVERTER DEVICE
US7110897B2 (en) * 2003-09-22 2006-09-19 Tektronix, Inc. Identification of average total loss and switching loss in duty cycle and/or frequency variation signals acquired across a switching device using a DSO
FI115805B (fi) * 2003-09-23 2005-07-15 Abb Oy Kuristinjärjestely
FR2865324B1 (fr) * 2004-01-16 2006-02-24 Agence Spatiale Europeenne Convertisseur du type a decoupage a elevation de tension a phase minimum et commutateur a la masse
US20050200339A1 (en) * 2004-03-10 2005-09-15 Phillips Steven J. Methods for electrically isolating a portable electrically-operated device and converter module for portable electrically-operated device
US7218081B2 (en) * 2004-04-29 2007-05-15 Delta Electronics, Inc. Power system having multiple power converters with reduced switching loss
US6897641B1 (en) * 2004-06-24 2005-05-24 Edward Herbert Buck (or boost) converter with very fast output current transitions and low ripple voltage
US7355368B2 (en) * 2004-08-12 2008-04-08 International Rectifier Corporation Efficient in-rush current limiting circuit with dual gated bidirectional hemts
NZ552850A (en) * 2004-09-02 2009-01-31 Active Es Lighting Controls Inc Improved apparatus and method for control of high intensity discharge lighting
JP4124814B2 (ja) * 2004-12-06 2008-07-23 株式会社デンソー 入出力絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ
US20060227080A1 (en) * 2005-04-07 2006-10-12 Cheermore Huang Charge-recycling circuit of display device
JP2006311689A (ja) * 2005-04-27 2006-11-09 Toyota Industries Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US10693415B2 (en) 2007-12-05 2020-06-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US7382113B2 (en) * 2006-03-17 2008-06-03 Yuan Ze University High-efficiency high-voltage difference ratio bi-directional converter
WO2008041666A1 (fr) * 2006-10-02 2008-04-10 Panasonic Corporation Convertisseur cc/cc
US7675759B2 (en) * 2006-12-01 2010-03-09 Flextronics International Usa, Inc. Power system with power converters having an adaptive controller
US9197132B2 (en) 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8816535B2 (en) 2007-10-10 2014-08-26 Solaredge Technologies, Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US8473250B2 (en) 2006-12-06 2013-06-25 Solaredge, Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US8384243B2 (en) 2007-12-04 2013-02-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11569659B2 (en) 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8963369B2 (en) 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8319471B2 (en) 2006-12-06 2012-11-27 Solaredge, Ltd. Battery power delivery module
US8618692B2 (en) 2007-12-04 2013-12-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US9112379B2 (en) 2006-12-06 2015-08-18 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US9130401B2 (en) 2006-12-06 2015-09-08 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US11728768B2 (en) 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US9088178B2 (en) 2006-12-06 2015-07-21 Solaredge Technologies Ltd Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8947194B2 (en) 2009-05-26 2015-02-03 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US8319483B2 (en) 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US7777459B2 (en) * 2006-12-30 2010-08-17 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-efficiency DC/DC voltage converter including capacitive switching pre-converter and down inductive switching post-regulator
US7812579B2 (en) * 2006-12-30 2010-10-12 Advanced Analogic Technologies, Inc. High-efficiency DC/DC voltage converter including capacitive switching pre-converter and up inductive switching post-regulator
US7468649B2 (en) 2007-03-14 2008-12-23 Flextronics International Usa, Inc. Isolated power converter
US8158877B2 (en) * 2007-03-30 2012-04-17 Sunpower Corporation Localized power point optimizer for solar cell installations
US8040704B2 (en) * 2007-06-30 2011-10-18 Cuks, Llc Integrated magnetics switching converter with zero inductor and output ripple currents and lossless switching
US7839129B2 (en) * 2007-09-10 2010-11-23 The Regents Of The University Of Michigan On-chip power supply voltage regulation
JP2011507465A (ja) 2007-12-05 2011-03-03 ソラレッジ テクノロジーズ リミテッド 分散型電力据付における安全機構、ウェークアップ方法およびシャットダウン方法
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US8049523B2 (en) 2007-12-05 2011-11-01 Solaredge Technologies Ltd. Current sensing on a MOSFET
US8169796B2 (en) * 2007-12-21 2012-05-01 Murata Manufacturing Co., Ltd. Isolated switching power supply apparatus
US7894211B2 (en) * 2008-01-24 2011-02-22 Honeywell International Inc. Micro wind turbine topology for small scale power generation
WO2009108152A1 (en) * 2008-02-28 2009-09-03 Hewlett-Packard Development Company L.P Method and apparatus for converting ac power to dc power
BRPI0909363A2 (pt) * 2008-03-10 2015-09-29 Techtium Ltd fonte de alimentação amigável ao ambiente
EP4145691A1 (en) * 2008-03-24 2023-03-08 Solaredge Technologies Ltd. Switch mode converter including auxiliary commutation circuit for achieving zero current switching
EP2294669B8 (en) 2008-05-05 2016-12-07 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
JP5146239B2 (ja) * 2008-10-02 2013-02-20 富士通株式会社 電源装置及び出力電圧安定化方法
CN102217181B (zh) * 2008-11-14 2014-09-03 伟创力国际美国公司 用于同步整流器的驱动器以及采用该驱动器的功率转换器
US8285502B2 (en) * 2008-11-21 2012-10-09 L&L Engineering, Llc Digital compensator for power supply applications
US7778046B1 (en) * 2008-12-17 2010-08-17 Slobodan Cuk Voltage step-up switching DC-to-DC converter field of the invention
TWI418133B (zh) * 2008-12-31 2013-12-01 Macroblock Inc 具洩漏感能量回送功能之單級高功因隔離型交流對直流轉換器
CN102342008B (zh) 2009-01-19 2016-08-03 伟创力国际美国公司 用于功率转换器的控制器
WO2010083511A1 (en) 2009-01-19 2010-07-22 Flextronics International Usa, Inc. Controller for a power converter
US9019061B2 (en) 2009-03-31 2015-04-28 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device formed with U-shaped core pieces and power converter employing the same
US8183892B2 (en) 2009-06-05 2012-05-22 Fairchild Semiconductor Corporation Monolithic low impedance dual gate current sense MOSFET
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
US8643222B2 (en) 2009-06-17 2014-02-04 Power Systems Technologies Ltd Power adapter employing a power reducer
US8514593B2 (en) 2009-06-17 2013-08-20 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter employing a variable switching frequency and a magnetic device with a non-uniform gap
CN102460801A (zh) * 2009-06-18 2012-05-16 丰田自动车株式会社 燃料电池系统
JP5640464B2 (ja) * 2009-07-29 2014-12-17 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
US8638578B2 (en) 2009-08-14 2014-01-28 Power System Technologies, Ltd. Power converter including a charge pump employable in a power adapter
US8976549B2 (en) 2009-12-03 2015-03-10 Power Systems Technologies, Ltd. Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same
US8520420B2 (en) 2009-12-18 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for modifying dead time between switches in a power converter
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US8787043B2 (en) 2010-01-22 2014-07-22 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter and method of operating the same
WO2011116225A1 (en) 2010-03-17 2011-09-22 Power Systems Technologies, Ltd. Control system for a power converter and method of operating the same
CN101789304A (zh) * 2010-03-22 2010-07-28 福州大学 具有永磁偏磁的磁性元件
US8699238B1 (en) 2010-03-29 2014-04-15 Sedona International, Inc. Method and apparatus for stabilizing power converters
CN101853729A (zh) * 2010-07-06 2010-10-06 福州大学 具有永磁偏磁的磁性元件
US9184660B2 (en) * 2010-08-18 2015-11-10 Finsix Corporation Very high frequency switching cell-based power converter
CN101937484A (zh) * 2010-09-10 2011-01-05 中国电力科学研究院 一种换流阀用饱和电抗器的电气分析模型的建模方法
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
GB2485527B (en) 2010-11-09 2012-12-19 Solaredge Technologies Ltd Arc detection and prevention in a power generation system
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US8391029B2 (en) * 2010-12-03 2013-03-05 Himax Technologies Limited DC-DC converter
US8829879B2 (en) 2010-12-03 2014-09-09 Maxim Integrated Products, Inc. Inductor current measurement for DC to DC converters
US10389235B2 (en) 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
GB2483317B (en) 2011-01-12 2012-08-22 Solaredge Technologies Ltd Serially connected inverters
US8929103B2 (en) 2011-03-23 2015-01-06 Pai Capital Llc Integrated magnetics with isolated drive circuit
GB201105077D0 (en) * 2011-03-25 2011-05-11 Redisem Ltd Transformer for resonant converters
US8792257B2 (en) 2011-03-25 2014-07-29 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter with reduced power dissipation
US9231471B2 (en) * 2011-03-28 2016-01-05 Cuks, Llc Hybrid-switching step-down converter with a hybrid transformer
CN103650313B (zh) 2011-05-05 2018-09-21 北极砂技术有限公司 具有模块化的级的dc-dc转换器
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US9882471B2 (en) 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
WO2013001785A1 (ja) * 2011-06-29 2013-01-03 パナソニック株式会社 Ｄｃ－ｄｃ変換器
US8570005B2 (en) 2011-09-12 2013-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
CN102427283A (zh) * 2011-10-17 2012-04-25 衣广津 阻流圈
GB2498365A (en) 2012-01-11 2013-07-17 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic module
US8792256B2 (en) 2012-01-27 2014-07-29 Power Systems Technologies Ltd. Controller for a switch and method of operating the same
US9853565B2 (en) 2012-01-30 2017-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Maximized power in a photovoltaic distributed power system
GB2498790A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
GB2498791A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
GB2499991A (en) 2012-03-05 2013-09-11 Solaredge Technologies Ltd DC link circuit for photovoltaic array
US10115841B2 (en) 2012-06-04 2018-10-30 Solaredge Technologies Ltd. Integrated photovoltaic panel circuitry
US9190898B2 (en) 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
US9379629B2 (en) 2012-07-16 2016-06-28 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9106130B2 (en) 2012-07-16 2015-08-11 Power Systems Technologies, Inc. Magnetic device and power converter employing the same
US9099232B2 (en) 2012-07-16 2015-08-04 Power Systems Technologies Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9214264B2 (en) 2012-07-16 2015-12-15 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
US10270439B2 (en) * 2013-02-27 2019-04-23 Hengchun Mao High efficiency resonant power converters and resonant gate drivers
CN104052256B (zh) * 2013-03-12 2017-04-12 浙江海洋学院 单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法
US9548619B2 (en) 2013-03-14 2017-01-17 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
EP3506370B1 (en) 2013-03-15 2023-12-20 Solaredge Technologies Ltd. Bypass mechanism
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
US9302591B2 (en) * 2013-09-13 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Systems and methods for bi-state impedance conversion in wireless power transfer
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
US10243482B2 (en) * 2014-07-14 2019-03-26 Hamilton Sundstrand Corporation Solid-state power converters
TWI563216B (en) * 2014-08-22 2016-12-21 Lite On Electronics Guangzhou Light-emitting device
CA2962079C (en) * 2014-09-23 2021-11-02 Vito Rinaldi Electronic direct voltage transformer
KR20240124381A (ko) 2015-03-13 2024-08-16 피세미 코포레이션 단열 커패시터 간 전하 수송을 용이하게 하기 위한 인덕터를 가지는 직류-직류 변압기
WO2017007991A1 (en) 2015-07-08 2017-01-12 Arctic Sand Technologies, Inc. Switched-capacitor power converters
US10421480B2 (en) * 2015-07-08 2019-09-24 Thyssenkrupp Presta Ag Dual usage of inductor core in power supplies
US12057807B2 (en) 2016-04-05 2024-08-06 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
US20190118654A1 (en) * 2016-05-27 2019-04-25 Mitsubishi Electric Corporation Electric-vehicle propulsion control apparatus
FR3064849B1 (fr) * 2017-03-31 2019-06-07 Centum Adetel Transportation Cellule d'alimentation hybride
US11081955B2 (en) * 2017-04-10 2021-08-03 Texas Instruments Incorporated Unidirectional ring mitigation in a voltage converter
US10809134B2 (en) 2017-05-24 2020-10-20 Cisco Technology, Inc. Thermal modeling for cables transmitting data and power
US11054457B2 (en) 2017-05-24 2021-07-06 Cisco Technology, Inc. Safety monitoring for cables transmitting data and power
DE102017209230B4 (de) * 2017-05-31 2019-01-24 Universität Stuttgart Verfahren zum Betrieb eines Gleichspannungswandlers mit hoher Effizienz mittels dynamischer Regelung der Spuleninduktivität
US11431420B2 (en) 2017-09-18 2022-08-30 Cisco Technology, Inc. Power delivery through an optical system
US10541758B2 (en) 2017-09-18 2020-01-21 Cisco Technology, Inc. Power delivery through an optical system
US11093012B2 (en) 2018-03-02 2021-08-17 Cisco Technology, Inc. Combined power, data, and cooling delivery in a communications network
US10281513B1 (en) 2018-03-09 2019-05-07 Cisco Technology, Inc. Verification of cable application and reduced load cable removal in power over communications systems
US10732688B2 (en) 2018-03-09 2020-08-04 Cisco Technology, Inc. Delivery of AC power with higher power PoE (power over ethernet) systems
US10631443B2 (en) 2018-03-12 2020-04-21 Cisco Technology, Inc. Splitting of combined delivery power, data, and cooling in a communications network
US10672537B2 (en) 2018-03-30 2020-06-02 Cisco Technology, Inc. Interface module for combined delivery power, data, and cooling at a network device
US10958471B2 (en) 2018-04-05 2021-03-23 Cisco Technology, Inc. Method and apparatus for detecting wire fault and electrical imbalance for power over communications cabling
US10218282B1 (en) * 2018-05-31 2019-02-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sequencing outputs in a multi-output power converter system
US10693373B2 (en) 2018-08-24 2020-06-23 Linear Technology Holding Llc Current sensing method for hybrid converters
JP6823627B2 (ja) 2018-09-05 2021-02-03 矢崎総業株式会社 電線の配索構造およびワイヤハーネス
US10763749B2 (en) * 2018-11-14 2020-09-01 Cisco Technology, Inc Multi-resonant converter power supply
US10790997B2 (en) 2019-01-23 2020-09-29 Cisco Technology, Inc. Transmission of pulse power and data in a communications network
US11061456B2 (en) 2019-01-23 2021-07-13 Cisco Technology, Inc. Transmission of pulse power and data over a wire pair
US10680836B1 (en) 2019-02-25 2020-06-09 Cisco Technology, Inc. Virtualized chassis with power-over-Ethernet for networking applications
US10601324B1 (en) 2019-04-17 2020-03-24 Nvidia Corp. Switched tank-transformer based high step-down ratio DC-DC converter
CN110221645B (zh) * 2019-06-11 2021-05-18 广州金升阳科技有限公司 一种纹波电流产生电路
US11063630B2 (en) 2019-11-01 2021-07-13 Cisco Technology, Inc. Initialization and synchronization for pulse power in a network system
US11252811B2 (en) 2020-01-15 2022-02-15 Cisco Technology, Inc. Power distribution from point-of-load with cooling
US11853138B2 (en) 2020-01-17 2023-12-26 Cisco Technology, Inc. Modular power controller
US11088547B1 (en) 2020-01-17 2021-08-10 Cisco Technology, Inc. Method and system for integration and control of power for consumer power circuits
US11438183B2 (en) 2020-02-25 2022-09-06 Cisco Technology, Inc. Power adapter for power supply unit
US11637497B2 (en) 2020-02-28 2023-04-25 Cisco Technology, Inc. Multi-phase pulse power short reach distribution
CN111245023B (zh) * 2020-03-24 2021-05-07 中国能源建设集团广东省电力设计研究院有限公司 一种微电网并离运行切换系统及切换方法
US11165422B2 (en) 2020-04-01 2021-11-02 Delta Electronics, Inc. Gate driver circuit with reduced power semiconductor conduction loss
US11320610B2 (en) 2020-04-07 2022-05-03 Cisco Technology, Inc. Integration of power and optics through cold plate for delivery to electronic and photonic integrated circuits
US11307368B2 (en) 2020-04-07 2022-04-19 Cisco Technology, Inc. Integration of power and optics through cold plates for delivery to electronic and photonic integrated circuits
CN111697817B (zh) * 2020-06-18 2023-05-12 中车长春轨道客车股份有限公司 一种动车组逆变器的抗电磁干扰装置
US11394302B2 (en) 2020-08-10 2022-07-19 Terminal Power LLC DC-DC auto-converter module
CN112260531B (zh) * 2020-10-12 2022-04-01 电子科技大学 一种基于谐振开关电容变换器的降压pfc电路
CN112290798B (zh) * 2020-12-25 2021-06-04 北京理工大学深圳汽车研究院(电动车辆国家工程实验室深圳研究院) 一种氢燃料电池动力系统、斩波电路控制系统和方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4184197A (en) 1977-09-28 1980-01-15 California Institute Of Technology DC-to-DC switching converter
US4257087A (en) 1979-04-02 1981-03-17 California Institute Of Technology DC-to-DC switching converter with zero input and output current ripple and integrated magnetics circuits
US4415959A (en) * 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
US4441146A (en) * 1982-02-04 1984-04-03 Vicor Corporation Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters
US5066900A (en) * 1989-11-14 1991-11-19 Computer Products, Inc. Dc/dc converter switching at zero voltage
US5291382A (en) * 1991-04-10 1994-03-01 Lambda Electronics Inc. Pulse width modulated DC/DC converter with reduced ripple current coponent stress and zero voltage switching capability
US5166869A (en) 1991-06-20 1992-11-24 Hesterman Bryce L Complementary electronic power converter
JPH05130768A (ja) * 1991-10-31 1993-05-25 Sumitomo Metal Ind Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3277023B2 (ja) * 1993-05-12 2002-04-22 株式会社小松製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
US5539630A (en) 1993-11-15 1996-07-23 California Institute Of Technology Soft-switching converter DC-to-DC isolated with voltage bidirectional switches on the secondary side of an isolation transformer
US5570276A (en) * 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
US5790005A (en) 1996-06-24 1998-08-04 Optimum Power Conversion, Inc. Low profile coupled inductors and integrated magnetics

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101223684B (zh) * 2005-07-20 2010-05-19 Nxp股份有限公司 用于功率转换器的双向开关及开关型功率转换器
CN104202036A (zh) * 2014-08-15 2014-12-10 广东易事特电源股份有限公司 无损的晶闸管驱动电路
CN104202036B (zh) * 2014-08-15 2017-07-18 广东易事特电源股份有限公司 无损的晶闸管驱动电路
CN104821724A (zh) * 2014-12-13 2015-08-05 襄阳精圣科技信息咨询有限公司 一种温控非隔离谐振变换器
CN109104883A (zh) * 2016-02-11 2018-12-28 奥克兰联合服务有限公司 谐振式电力传输
CN109104883B (zh) * 2016-02-11 2023-02-17 奥克兰联合服务有限公司 谐振式电力传输
CN111521903B (zh) * 2020-07-03 2020-09-22 长沙润迅通信设备有限公司 一种spd阻性电流在线智能监测装置以及监测方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2003529311A (ja) 2003-09-30
EP1269616B1 (en) 2006-09-13
DE60123028D1 (de) 2006-10-26
WO2001073931A1 (en) 2001-10-04
EP1269616A1 (en) 2003-01-02
JP3665021B2 (ja) 2005-06-29
US6400579B2 (en) 2002-06-04
EP1269616A4 (en) 2005-04-13
JP2005160299A (ja) 2005-06-16
ATE339797T1 (de) 2006-10-15
US20010024373A1 (en) 2001-09-27
CN1252902C (zh) 2006-04-19
AU2001252950A1 (en) 2001-10-08

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