CN104052256B - 单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法 - Google Patents

Abstract

本发明单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法以降低单极性开关电源的电磁噪声为目标，从降低开关电源电磁噪声激发能量上着手，采用正、反激励共用方式，通过滤波电感与变压器的同步续流，抑制激励脉冲关闭瞬间加在开关器件上电流、电压跃变量，减缓其变化速度，使得开关器件平稳地实现开与关的转换，有效防止了开与关快速转换所造成的振铃现象。如果配合单极性开关电源准谐振工作方式，可以全面地抑制开关噪声电压，所设计的开关电源样品输出口差模噪声电压可以达到2mV以下。

Description

单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法

一.技术领域

本发明涉及的内容属于电磁兼容技术(EMC)和低压供电技术领域，是一种通过单极性正反激励型开关电源输出滤波电感器给变压器续流的措施，降低电源开关器件的开关噪声，是电磁干扰(EMI)抑制技术在开关电源中的体现，与开关电源制造技术密切相关。

二.背景技术

目前，开关电源已经成为电子设备的主要供电装置，已经普及到各个电子设备制造领域。开头电源突出的弊端是电磁干扰大，可以说电子设备中开关电源仍处于电磁干扰(EMI)较为突出的位置，因而在许多对干扰敏感的场合还是受到了较多限制。对于电磁干扰能量的衡量通常用讯扰电平来描述，它包括差模噪声电压和共模噪声电平。随着器件工作速度的不断提高，电磁干扰的问题更加需要解决。为了降低开关电源输出电压中的噪声电压成分，技术人员研究出了许多措施，如滤波法、短路环抑制辐射法、铁质机箱屏蔽法、平滑电感消振法、在器件特性上进行改善、谐振法、采用合适的线路布局等。其中谐振式开关电源实现了从硬开关电源向软开关电源，是新的一个发展方向，其EMI指标有了较大提高。但多数软开关电源只是有效降低激励管的开通噪声电压等，其关闭噪声电压仍然较大，小功率开关电源的噪声电压一般在近百毫伏附近，最终效果与线性电源相比仍然存在较大差距。

根据开关电源的能量耦合方式可以分为二类：反激励式开关电源和正激励式开关电源。在反激励式开关电源中，作能量耦合的电磁转换装置称为耦合电感，在正激励工开关电源中，作能量耦合的电磁转换装置称为变压器。实际上，变压器和耦合电感在结构上完全一致，只是他们的绕组匝数和工作方式上有所不同，所以在本发明中统称他们为开关电源变压器，即以下所称的开关电源变压器也包括耦合电感。开关电源变压器的输入输出端口电路是产生电磁噪声的主要部位，变压器成了传导和激发噪声的重要途径，开关器件的电压电流跃变量是产生电磁噪声的根源。因此，平滑开关电源变压器可能激发的跃变量是关键所在。

对于单极性开关电源，只使用一个激励管，变压器只获得单方向的激励磁场。有的只单一采用反激励方式，其输出功率较小，电路结构简单，开关噪声往往比较大，实际上是难以克服。有的采用正反激励共用方式，其输出功率比单一反激励的电源要大一些，应用面较广，开关噪声问题也于是一步抑制。目前单极性开关电源抑制开关噪声的最好技术手段是采用准谐振工作方式，能这够很好地消除激励管和正激励整流管的开通噪声、反激励整流管的关闭噪声等，但不能解决激励管和正激励整流管的关闭噪声、反激励整流管的开通噪声抑制等问题。本发明是对准谐振开关电源技术的一种补充，重点抑制激励管和正激励整流管的关闭噪声、反激励整流管的开通噪声等。

本发明所涉及的电磁噪声抑制技术是众多抑制技术中的一类，适用于单极性正反激励共用方式的开关电源，结合准谐振工作方式等，可以比较完善地降低开关电源的电磁噪声，使开关电源的EMI指标提高到一个领先的水平，其应用不再受电磁干扰问题的制约。因此，本发明所涉及的方法必定会有一个很好的应用前景。

三.发明内容

本发明单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法能够有效降低开关电源的电磁噪声，从技术层面上看，具有以下特征：

正反激励共同输出电压，利用滤波电感的续电流和变压器的续电流相结合，开关电源变压器中设置正激励和反激励两组成对输出绕组(副边绕组)，两者顺向串联成共地结构，两端各自连接整流器，正激励整流器之后通过滤波电感再与反激励整流器出端连接，接至滤波电容，并且将正激励滤波电感的续流二极管接入反激励输出绕组的中间抽头，如附图1所示。变压器原边的反激励电压略高于电源输入的线电压，正激励输出绕组的匝数多于反激励输出绕组，正激励输出电压远高于反激励输出电压，反激励绕组的中间抽头匝比数依据滤波电感平滑续流匝比条件计算确定。这样处理使得正激励滤波电感的续电流通过其续流二极管流经变压器反激励输出绕组的一部分，由此在正激励向反激励转换初期维持变压器磁芯中的激励磁场存在，一方面平滑变压器反激励电压的上升率，另一方面引导变压器储能向输出口释放，同时保证正激励滤波电感始终有一个储能释放电压，以快速释放其自身储能。附图1中用场效应管作为激励管仅是一个例子，也可以采用其它的功率器件，如IGBT元件等。滤波电感平滑续流匝比条件如下式所示：

其中N_F1是变压器反激励绕组中间抽头与公共地线之间的匝数，N_F是开关电源变压器反激励输出绕组的匝数，U_F是变压器反激励绕组输出的反激励电压，U_Z是变压器正激励绕组输出的正激励电压。

开关电源由激励管控制变压器的能量转换。一般开关电源周期性的噪声电压主要产生于激励脉冲开通和关闭这两个瞬间。在激励管关闭瞬间，主要是变压器漏电感量和副边整流器件上电流、电压跃变产生噪声电压，在此称作关闭噪声，包含激励管关闭噪声、正激励输出整流器开通噪声、反激励输出整流器关闭噪声等。在激励管开通瞬间，也是激励管漏极电位和副边整流器件上电流、电压跃变产生噪声电压，在此称为开通噪声，包含激励管开通噪声、正激励输出整流器关闭噪声、反激励输出整流器开通噪声等。单位时间内电流、电压跃变量越大，产生的噪声电压也越高。

单极性开关电源只有一个激励管激励变压器能量转换，变压器中磁路磁通方向是单一的朝向。对于采用准谐振工作方式的单极性开关电源，在有反激励过程自然结束时存在一个谐振过程。当变压器原边的反激励电压略大于电源输入的线电压，其谐振电压的幅值较大，可以使得激励管漏极电位通过谐振平滑地降低至0V左右，经过变压器耦合，输出口的正激励输出整流器反向电压也平滑降低，反激励输出整流器的输出电流平滑下降，加上具有准谐振控制功能的PWM芯片能够在谐振电位降至最低点时开通激励管，因而这一类开关电源的开通噪声得以基本消除。但在激励管关闭瞬间没有谐振过程，还是被强制关闭，关闭噪声电压仍然较大。

本发明所采用的还是沿用滤波电感平滑续流方法来抑制噪声电压，只是与双极性开关电源相比，在单极性准谐振开关电源中变压器的两个正、反激励输出绕组匝数不对称，正反激励绕组输出电压不一至，整流电路结构不对称，需要将对称结构下的电感平滑续流结构和参数做适当改变。重点是平滑激励脉冲关闭瞬间的电流、电压变化量。

首先单极性开关电源要采用正、反激励共用方式，整流电路结构包含正、反激励两路整流，才得以利用正激励电压滤波电感的续电流维持变压器的储能电流，阻止变压器绕组的反激励电压跃升。电路结构如附图1所示，其中电源输入线电压为U₁，电源输出电压为U_O，变压器正激励输出绕组的正激励输出电压为U_Z，反激励输出绕组的反激励电压为U_F。图中的整流二极管也可以换作场效应做同步整流。变压器正激励输出绕组的正激励电压U_Z要远高于反激励绕组的输出电压U_F(电源输出电压值)，目的是正激励期间给滤波电感施加一个激励电压。

整流滤波电路在正激励期间，滤波电感在激励电压作用下电流线性增加，输出电能的同时自身也开始储能。在反激励期间变压器磁芯释放储能，滤波电感L₂通过其续流二极管D₃也释放储能，这一组合要达到二个目标：一是希望反激励刚开始瞬间变压器的反激励电压暂缓上升，避免电压跃变，滤波电感的续电流能够为变压器提供磁场维持电流。二是要求滤波电感的储能释放时间短于变压器储能的释放时间，防止变压器储能释放完毕时的谐振能量被滤波电感剩余电流吸收。

对于第二个目标，采用反激励绕组中间抽头的办法，使得反激励期间始终给滤波电感施加一个足够高的电压，让滤波电感处于快速转移能量状态，在反激励过程结束前滤波电感储能释放完毕；同时，变压器反激励绕组的反激励电压可以较高，送至D₃的反激励整流电压可以被输出电压钳制。反之，如果反激励绕组没有设置中间抽头，续流二极管连接于反激励绕组的末端，则变压器的反激励电压叠加上滤波电感的储能释放电压之后与电源输出电压相等，不仅造成变压器反激励电压变小，储能释放时间延长，还会使得变压器反激励电压与滤波电感的储能释放电压之间出现调整性电压振荡，反激励结束时不会出现谐振，准谐振功能失去作用。第二目标是必要条件，须优先满足。

为了使得滤波电感储能早于变压器储能释放完毕，参照电感电流变化的电压时间平衡方程进行处理。

其中t_F是反激励时间，t_Z是正激励时间。因为要求变压器原边的反激励电压略高于正激励电压，这里近似为相等处理，则t_F≈t_Z。N_F1的取值为：

其中U_F1是反激励输出绕组成电压。考虑到滤波电感续电流的可用率，N_F1匝数也不能过小。如正激励输出绕组电压U_Z＝40V，电源输出电压U_O＝29V，U_D＝1V，30V反激励绕组N_F＝13匝，则按上式计算得到N_F1＜8.7匝，实际可以取为8匝。

对于第一个目标，反激励初始时刻滤波电感的续电流接近于变压器储能所需要的励磁电流i_F1，需要合适的器件参数配合。设激励管提供的励磁电流为i₀，变压器激励线圈匝数为N₁，变压器正激励输出绕组匝数为N_Z，变压器反激励输出绕组匝数为N_F，变压器反激励输出绕组中间抽头匝数为N_F1，滤波电感电流为i_Z，滤波电感电流在反激励绕组中的分流i_ZF、滤波电感电流在正激励绕组中的分流i_ZZ，i_Z＝i_ZF+i_ZZ。因而在正激励结束反激励刚开始时的电流转移关系有i₀N₁＝i_ZFN_F1-i_ZZN_Z，即i₀N₁＝i_ZN_F1-i_ZZ(N_F1+N_Z)，即两个线圈的电流差提供励磁，变压器互感绕组没有自感电压产生，如附图2所示。滤波电感电流在正激励绕组中的分流i_ZZ值不可能为负，最小为零值，可见，完全由滤波电感电流维持磁场的条件是：

N_F1i_Z≥N₁i₀

N_F1(U_Z-U_D-U_O)t_Z/L₂≥N₁U₁t_Z/L_T1a

其中U₁是电源输入线电压，U_D是输出整流二极管的压降，U_O是电源最后输出电压，L₂是正激励输出电压滤波电感量，L_T1a是变压器激励线圈的电感量。若上述条件满足，变压器输出绕组的反激励电压从0V开始增加，有一个渐变过程，关闭噪声电压降至最小。这一关系式比较适合用来确定滤波电感量L₂：

上式称为滤波电感平滑续流电感量算式，滤波电感L₂也不宜过小，一般用等式计算临界值。滤波电感量L₂按临界算式确定不是必要条件，有时候还要考虑其他因素允许偏差。L₂值越小，正激励能量越大，正激励功率成了电源主要输出功率。若L₂大于上式计算值，其缺陷是续电流只能抵消一部分变压器储能释放电流，比单纯反激励式电源的关闭冲击量小，但反激励电压跃变幅度仍然较大。理想情况下，可以获得图3曲线所示的效果。图3中大幅度曲线1是激励管漏极电位波形，小幅度曲线2是变压器反激励绕组输出电压。曲线的下降沿是反激励向正激励转换，由电路谐振造成渐变过程；上升沿是正激励向反激励转换。在曲线2的上升沿中间出现一个小平坡，就是输出滤波电感L₂的续电流对变压器反激励电压上升产生的抑制效果。而曲线1的上升沿较陡是受变压器漏感作用，滤波电感续电流对他不起作用。

如果未按照以上方法处理，而是将滤波电感的续流二极管D_2a连接于反激励绕组的末端，测平滑反激励电压上升率的效果仍然存在，但滤波电感L₂中的储能释放缓慢，变压器反激励过程结束后滤波电感L₂中的储能还未释放尽，变压器去磁后的谐振能量被滤波电感L₂中的续电流吸收，结果是激励管漏极电位和变压器输出端口电压波形如附图4所示，激励管在漏极电位处于300V附近时开通，准谐振电源失去谐振效果，开关损耗增大。

如果没有将滤波电感L₂的续电流用以维持变压器的激励磁场，例如将滤波电感的续流二极管D_2a连接至地线或者不设置续流二极管等，则从进入反激励过程起，变压器的储能向原付边两侧同时释放能量，造成漏极电位上升率过高，加上变压器漏感储能唯一地向原边侧释放，激发强烈的漏极振铃电压，激励管漏极电位和变压器输出端口电压波形如附图5所示，漏极的瞬间反激励电压极高，或者无意中提高了激励管的耐压要求，或者容易损坏激励管，并且增大了电源的电磁干扰能量。

单极性开关电源续流降噪方法的使用与未使用比对之下，可见得其降噪声效果十分显著。

本发明的有益效果是，滤波电感的续电流为变压器维持部分励磁磁场，使得单极性开关电源的关闭噪声电压达到最小，结合准谐振技术等其他噪声抑制措施，开关电源输出的差模噪声电压很容易降至4mV以下，讯扰电平也可以降得较低。

四.附图说明

图1是正反激励共用方式滤波电感的续电流降噪电路图。其中Q₁是激励管，T₁是开关电源变压器，D_2b是正激励整流二极管，D_2a是滤波电感的续流二极管，L₂是正激励输出滤波电感，D₃是反激励绕组整流二极管，C₂、C₃是输出滤波电容。

图2是反激励初始时刻滤波电感的续电流分配路线。箭头代表电流流向。

图3是变压器激励绕组和反激励输出绕组电压波形曲线。其中幅度较大的曲线1是激励管漏极电位波形，幅度小的曲线2是变压器反激励绕组输出电压。

图4是续流二极管D_2A连接至变压器反激励绕组末端时的变压器激励绕组和反激励输出绕组电压波形曲线。其中幅度较大的曲线1是激励管漏极电位波形，幅度小的曲线2是变压器反激励绕组输出电压。

图5是没有利用滤波电感续流维持变压器激励磁场时的变压器激励绕组和反激励输出绕组电压波形曲线。其中幅度较大的曲线1是激励管漏极电位波形，幅度小的曲线2是变压器反激励绕组输出电压。

图6是基于UCC28600控制的准谐振单极性电感续流降噪开关电源电原理图。

五.具体实施方式

本发明技术中开关电源以变压器耦合交换能量，单极性正、反激励共用方式。本发明在实施中，要根据电路原理要求和线路布局情况，重点确定变压器和滤波电感参数，使电源输出电压的噪声降和电磁辐射干扰低到最小的程度。当然，为了使开关电源的电磁噪声尽量低，需要同时采用多项降噪技术，最好是配合准谐振技术，也包括其他一些常用手段，如变压器上加短路环进行屏蔽；共模、差模滤波；适当设置RC消振电路；合理布线等。

下面以UCC28600D为控制核心的小功率开关电源为例，输出29V电压，限流1.8A，最大输出功率约50W。电源由输入共模滤波和AC-DC变换电路、准谐振控制电路、单极性激励电路、低压正反激励平滑整流滤波电路、电压反馈环、电流反馈环等六部分组成。参见附图6电路。本发明涉及的是其中变压器T₁、整流二极管D_7a、D_7b、D₈、输出滤波电感L₂、输出滤波电容C₁₇、C₁₈等电路组成结构，重点是确定反激励绕组中间抽头匝数N_F1和滤波电感L₂的电感量参数。场效应管Q₂与D_7a并联，可以实现同步整流，是另一项提高电源工作效率的技术措施。

要采用本发明所指的电感续电流平滑脉冲关闭瞬间的电流、电压转换过程，须采用正、反激励共用方式，变压器正、反激励两个输出绕组成对使用；并且需要根据其他要求先确定变压器各绕组匝数N₁、变压器激励绕组电感量L_T1a、变压器输出正激励绕组正激励电压U_Z、变压器输出反激励绕组反激励电压U_F、电源输出电压U_O等参数。附图6电路的实施方案中，变压器激励绕组130匝，对应的电感量为9mH，变压器原边的反激励电压取为300V(因准谐振的需要而定)，变压器输出正激励电压定为40V，输出反激励电压定为30V，对应的反激励绕组匝数为13匝，输出电压29.5V。

根据滤波电感平滑续流匝比条件，可以计算得到变压器反激励绕组中间抽头匝数N_F1＜8.7匝，实际取为8匝。

根据滤波电感平滑续流电感量临界算式，可以算得输出滤波电感L₂＝19μH，因为这是一个非严格条件，实际可以取为20μH。

按以上处理，再综合其他抑制噪声电压措施，可以获得非常理想的EMI指标。从开关变压器输出绕组端口电压波形曲线上可以反映出良好的特性，如附图3曲线所示。

这类含有反激励工作方式的准谐振单极性软开关电源适合于输出电压基本固定的场合。

对于利用反激励电压构成多路输出的准谐振或普通开关电源，只要将变压器的其中输出功率最大的一路反激励输出与正激励输出构成滤波电感续流电路结构即可，变压器的其他反激励输出口可以独立构成整流输出电路，以简化整体电路结构。

Claims (2)

1.一种单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法，其特征是：正反激励共同输出电压，利用滤波电感的续电流和变压器的续电流相结合，开关电源变压器中设置正激励和反激励两组成对输出绕组，两者顺向串联成共地结构，两端各自连接整流器，正激励整流器之后通过滤波电感再与反激励整流器输出端连接，反激励整流器输出端接至滤波电容，并且将正激励滤波电感的续流二极管接入反激励输出绕组的中间抽头；变压器原边的反激励电压高于电源输入的线电压，正激励输出绕组的匝数多于反激励输出绕组匝数，正激励输出电压高于反激励输出电压，反激励绕组的中间抽头匝比数依据滤波电感平滑续流匝比条件计算确定；正激励滤波电感的续电流通过其续流二极管流经变压器反激励输出绕组的一部分，由此在正激励向反激励转换初期维持变压器磁芯中的激励磁场存在，平滑变压器反激励电压的上升率；滤波电感平滑续流匝比条件如下式所示：

$N_{F1}<\frac{2U_F-U_Z}{U_F}{N}_F$

其中N_F1是变压器反激励绕组中间抽头与公共地线之间的匝数，N_F是开关电源变压器反激励输出绕组的匝数，U_F是变压器反激励绕组输出的反激励电压，U_Z是变压器正激励绕组输出的正激励电压。

2.根据权利要求1所述的单极性开关电源续流降噪及其参数计算方法，其特征是采用磁耦合隔离式开关电源变压器，其副边至少绕制有两组匝数不等的线圈，分别用作正、反激励电压输出，且正激励输出电压大于反激励输出电压。