CN202759376U - 一种新型rcd吸收电路 - Google Patents

一种新型rcd吸收电路 Download PDF

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Abstract

本实用新型涉及一种新型RCD吸收电路,包括有二极管D1、电容C1和电阻R1,其特征在于在二极管D1正端还串接一尺寸为1206或0805,阻值为47欧母以内的贴片电阻。本实用新型的优点在于:通过采用一SMD1206或0805的电阻来取代磁珠抑制EMI优点如下:1)方便产线作业,降低产线作业难度,同时可提升产品生产效率,降低制造成本;2)可提升产品生产效率,降低制造成本;3)由于SMD 1206、0805电阻价格低,不到磁珠一半,故可降低产品的设计成本;4)采用贴片电阻取代小磁珠抑制EMI,由于阻值容易挑选,故也增加了解决EMI的灵活性。

Description

—种新型RCD吸收电路
技术领域
[0001] 本实用新型涉及液晶显示产品的电源适配器产品,具体的是涉及ー种新型RCD吸收电路。
背景技术
[0002] 如图I所示,图I为现有一反激式开关电源局部线路图,其电路中电阻R1、电容Cl、ニ极管Dl组成ー RCD吸收电路,该RCD吸收电路目的是为了吸收如图2 (Q1 MOS管漏极(Drain)对源极(Source)之间的电压波形)所示的Vpeak尖峰电压,以防止Ql MOS管在turn off时在该Ql MOS管漏极所产生的电压大于该MOS管规格最大耐压值,从而使得Ql MOS管漏极与源极之间被高电压所击穿。该尖峰电压是由Ql MOS管做turn off吋,变压器初级绕组的漏感所产生的电压:Vpeak=Lk*di/dt
[0003] Lk----------反激式变压器初级侧绕组Np所产生的漏感·
[0004] di/dt-------Ql Mos管turn off时流过漏感的电流变化率
[0005] 该RCD吸收电路动作原理为:当Ql MOS管turn off时,在该MOS管的漏极与源极之间产生ー电压Vds=Vc2+VoR+Vpeak
[0006] Vc2----------エ频高压大电容正端电压
[0007] VoR----------Ql MOS管turn off时,变压器Tl次级侧绕组Ns的反射到初级侧
绕组Np的电压
[0008] 由于此时Vds电压大于C2エ频高压大电容正端电压Vc2,故此时Ql漏极所产生的尖峰电压Vpeak通过ニ极管Dl正端100端流到电容Cl的101端;电容Cl将变压器Tl漏感产生的电能量存储到Cl电容上,在下一次Ql turn off之前将电容Cl所存储的能量全部经电阻Rl的102端泄放至103端最終到达エ频高压大电容C2的104正端;该尖峰电压经过RCD吸叫电路吸收之后,使得Ql MOS管的Drain端产生的最大电压低于MOS管本身规格耐压上限值且存在一定的电压裕度,确保MOS管工作在市电最高电压如:264Vrms吋,MOS管也能安全的工作。
[0009] 然而,Ql Mos管在turn off时产生的高频尖峰电压流经ニ极管Dl到Cl电容的101 端时产生了较高的 di/dt 的 EMI (Electron-Magnetic Interference)能量。该ニ极管Dl目前通常选用如:反向恢复时间在500纳秒(nS)以内,恢复时间(trr)较快的ニ极管(如型号为:FR107)。由于该ニ极管反向恢复时间较快,当Ql Mos管turn off时,Mos管Ql的漏极的尖峰电压Vpeak所产生的尖峰电流从ニ极管Dl正端100端流向电容Cl的101端向Cl电容充电,电容Cl的101端电压上升;当Cl电容101端电压大于等于ニ极管Dl的100端电压时,由于ニ极管Dl存在很短的trr反向恢复时间,故此时ニ极管Dl产生ー个反向电流(參考图3波形,图3 CHl通道为流过ニ极管Dl的电流波形,其中二极管Dl的电压反向恢复时所产生的反向电流最大值为500mA ;而CH2通道为Ql Mos管漏扱-源极之间的电压波形);该反向电流在ニ极管Dl内部所产生的较高的di/dt的EMI电磁辐射能量向空间辐射出去(所辐射出来的电磁能量通常会在30MHZ-100MHZ频率段之间)。[0010] 这些EMI电磁辐射能量在EMI测试实验室内容易被测试天线所接收,往往会造成EMI辐射裕度不足甚至超出电源产品的规格之外,故电源工程师往往会在Dl ニ极管正端处套ー小磁珠(Bead)来解决EMI电磁辐射问题(如附图4所示)。此小磁珠抑制EMI电磁辐射原理如下:參考附图5 (附图5为现有使用在反激式电源Dl ニ极管正端上的ー磁珠的频率与阻抗特性曲线图,其横坐标为频率,纵坐标为横坐标每ー频率对应的Bead的等效阻抗值)当ニ极管Dl电压反向时,所产生的高频的di/dt所处的频率为60MHZ通过该小磁珠Bead时,该小磁珠Bead产生一与ニ极管Dl串联的等效阻抗约为30欧母来阻挡高频的电流脉冲通过。即在ニ极管Dl正端套ー小磁珠Bead之后,使得由ニ极管Dl反向恢复所产生的高频电磁辐射的di/dt能量将会大大减小,从而提高了 EMI电磁辐射裕度(即:降低了 EMI电磁辐射的能量)。附图6 CHl通道为ニ极管Dl正端套ー Bead之后流过ニ极管Dl的电流波形,其中由ニ极管Dl的反向恢复时所产生的反向电流最大值减小为390mA ;CH2通 道为Ql Mos管漏极-源极之间的电压波形。比较图3和图6可以看出,在ニ极管Dl正端套ー磁环Bead之后其反向恢复电流最大值从500mA减小到390mA,降低了ニ极管Dl所产生的高频电磁辐射的di/dt能量。
[0011] 在液晶显示产品小型化的电源适配器(adapter)中,由电源适配器内部PCB空间很小,为了尽量減少每个电子零件所占的空间,所使用的ニ极管Dl通常需先加工成如附图7所示的ニ极管,然后再将小磁珠套到ニ极管正端,这也大大增加了产线作业员的作业难度,最終造成电源适配器产品因人力成本及制造エ时上升,导致电源适配器制造总成本上升。
发明内容
[0012] 本实用新型所要解决的技术问题是针对上述现有技术而提出ー种新型RCD吸收电路,克服了现有电源适配器产品因ニ极管Dl反向恢复造成的EMI辐射问题需加増加磁珠Bead造成产线作业困难以及制造エ时上升,最終导致总成本上升的问题。
[0013] 本实用新型解决上述技术问题所采用的技术方案是:ー种新型RCD吸收电路,包括有ニ极管D1、电容Cl和电阻R1,其特征在于在ニ极管Dl正端还串接一尺寸为1206或0805,阻值为47欧母以内的贴片电阻。
[0014] 本实用新型的优点在于:通过采用一 SMD 1206或0805的电阻来取代磁珠抑制EMI优点如下:
[0015] I) SMD贴片电阻可用SMD自动贴片机器进行快速贴到PCB板相对应的点位,方便产线作业,降低产线作业难度,同时可提升产品生产效率,降低制造成本;
[0016] 2)通过采用一 SMD 1206或0805的电阻来取代磁珠抑制EMI,若PCB板空间较大,ニ极管Dl仍可采用自动插件机器进行快速插件,可提升产品生产效率,降低制造成本;
[0017] 3)由于SMD 1206,0805电阻价格低,不到磁珠一半,故可降低产品的设计成本;
[0018] 4)采用贴片电阻取代小磁珠抑制EMI,由于阻值容易挑选,故也增加了解决EMI的灵活性。
附图说明
[0019] 图I为现有一反激式开关电源局部线路图;[0020] 图2为图I的Ql MOS管漏极(Drain)对源极(Source)之间的电压波形;
[0021] 图3为图I的CHl通道为流过ニ极管Dl的电流波形;
[0022] 图4为改进后的反激式开关电源局部线路示意图;
[0023] 图5为图4的频率与阻抗特性曲线图;
[0024] 图6为图4的CHl通道流过ニ极管Dl的电流波形;
[0025] 图7为图4的改进后的ニ极管;
[0026] 图8为本发明的电路图;
[0027] 图9为本发明的CHl通道波形为R3电阻取39欧母时ニ极管Dl电流波形图。具体实施方式·
[0028] 下面结合附图对本实用新型做进ー步详细的说明:
[0029] ー种新型RCD吸收电路,包括有ニ极管D1、电容Cl和电阻Rl,在ニ极管Dl正端还串接一尺寸为1206或0805,阻值为47欧母以内的贴片电阻(SMD Resistor)。
[0030] 如图8为ー新型具有较好抑制RCD吸收回路中由ニ极管Dl反向恢复时造成EMI电磁辐射问题的反激式电源局部电路图较佳实例。其中C2为エ频滤波大电容,C2电容为接收桥式全波整流电路(图式未画出)输出的直流脉动电压,并将该电压转成一具有较低电压纹波的直流电由变压器Tl初级侧绕组Np的307端提供给变压器Tl。变压器Tl初级侧绕组Np另一端306端与Ql MOS管漏极305端相连接,Ql MOS管栅极(Gate)与PWM控制芯片ICl的输出端通过电阻R2电连接。在该反激式电源正常工作吋,PWM控制芯片的输出端通常会输出ー工作频率(如:60KHZ左右)的PWM方波来驱动Ql MOS管栅极,由Ql MOS管做开(turn on)与关(turn off)来驱使变压器Tl在Ql MOS turn on时通过变压器Tl的Np初级绕组将能量储存在变压器Tl的气隙(Gap)中,然后在Ql MOS turn off时通过变压器Tl的Ns次级绕组将变压器Tl气隙中能量提供给次级侧整流滤波电路之后输出直流低电压纹波的直流电。当PWM控制芯片ICl输出端输出PWM信号由高电平转为低电平吋,QlMOS管做Turn off动作,此时由于反激式变压器Tl的初级侧绕组Np存在漏感而使Ql MOS管漏极305端产生Vds电压(參考图2)
[0031] Vds=Vc2+VoR+Vpeak
[0032] Vc2----------エ频高压大电容正端电压
[0033] VoR----------Ql MOS管turn off时,变压器Tl次级侧绕组Ns的反射到初级侧
绕组Np的电压
[0034] Vpeak=Lk*di/dt------变压器初级侧绕组Np漏感所产生的电压
[0035] 由于此时Vds电压大于C2エ频高压大电容正端电压Vc2,故此时Ql MOS管漏极所产生的尖峰电压Vpeak通过一尺寸为1206或0805的贴片电阻R3由ニ极管Dl正端300端流到电容Cl的301端;电容Cl将变压器Tl漏感产生的电能量存储到Cl电容上,电容Cl的301端电压上升。当Cl电容301端电压大于等于ニ极管Dl 300端电压时,由于ニ极管Dl存在很短的trr反向恢复时间,故此时ニ极管Dl产生ー个反向电流Irr ;该反向电流Irr由ニ极管Dl负端流向正端并流经R3贴片电阻最終通过Ql Mos管漏极与源极之间的寄生电容流到初级侧地端。由于Irr流经贴片电阻R3之吋,电阻对Irr电流具有衰减作用,故此时Ql Mos管turn off时ニ极管Dl所产生的反向电流Irr将大大衰减,ニ极管反向恢复时所生的高频di/dt EMI电磁辐射能量也大大衰减,从而较好的抑制住由RCD吸收电路中二极管Dl所产生的EMI电磁辐射能量。附图9 CHl通道波形为R3电阻取39欧母时ニ极管Dl电流波形图,其ニ极管Dl电压反向恢复时,所产生的反向电流Irr最大值仅为200mA,与图3相比Irr电流减少了约300mA从而大大降低了由ニ极管Dl反向恢复时EMI电磁辐
射能量。
[0036] 以上所述,仅为本实用新型的较佳实施例而已,但不能以此限定本实用新型实施的范围,即大凡依本实用新型申请专利范围及实用新型说明内容所作的简单的等效变化与修饰,皆仍属本实用新型专利涵盖的范围内。

Claims (1)

1. 一种新型RCD吸收电路,包括有二极管D1、电容Cl和电阻Rl,其特征在于在二极管Dl正端还串接一尺寸为1206或0805,阻值为47欧母以内的贴片电阻。
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