WO2013001785A1 - Ｄｃ－ｄｃ変換器 - Google Patents

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Abstract

　ＤＣ－ＤＣ変換器（１）は、第１及び第２の端子対の一方から入力された直流電力を変換して当該第１及び第２の端子対の他方へ出力し、コレクタが第１の端子対の高電位側端子に接続されコレクタ－エミッタ電流の導通を切り替えるスイッチトランジスタ（１１Ｓ）と、スイッチトランジスタ（１１Ｓ）に直列接続されたインダクタ（１２１）と、インダクタ（１２１）のスイッチトランジスタ（１１Ｓ）が接続されていない端子にインダクタ（１２１）と磁気結合するように直列接続されたインダクタ（１２２）と、インダクタ（１２１）及びインダクタ（１２２）の接続点と低電位側端子との間に接続されたコンデンサ（１２４）と、第２の端子対の高電位側端子とインダクタ（１２２）との間に接続されたインダクタ（１２３）と、インダクタ（１２２及び１２３）の接続点と低電位側端子との間に接続されたダイオード（１３Ｄ）とを備える。

Description

ＤＣ－ＤＣ変換器
　本発明は、ＤＣ（直流）－ＤＣ変換器に関する。
　近年、パワー半導体デバイスを用いた直流電力変換器（ＤＣ－ＤＣ変換器）が、発電システム、蓄電池システム、電気自動車、またはスイッチング電源などの分野で利用されている。
　上記分野へＤＣ－ＤＣ変換器を適用するにあたり、当該変換器の低損失化は必須の課題である。ＤＣ－ＤＣ変換器で生じる損失の原因として、主に導通損失及びスイッチング損失が知られている。
　スイッチング損失を低減する一方式としてソフトスイッチングと称される技術が注目されている。この技術は、パワー半導体デバイスのスイッチング時に共振現象を利用し、電圧または電流がゼロとなった状態でスイッチングを行なうものである。このため、原理的には電圧、電流の過渡交差は発生せず、スイッチング損失は発生しない。
　特に、電流がゼロの状態で行なうスイッチングをＺＣＳ（Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)と言う。このようなソフトスイッチング動作により、直流電源電圧を直接遮断及び導通させるようなスイッチング方式（ハードスイッチング方式）とは異なり、パワー半導体デバイスで生じるスイッチング損失を抑制できる。
　特許文献１では、共振用インダクタ及びコンデンサからなる共振回路と、半導体スイッチング素子をオンおよびオフさせる駆動手段とを備え、当該半導体スイッチング素子をオフするタイミングを制御することで、ＺＣＳを実行するＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。
　図７Ａは、特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータの回路ブロック図である。同図に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータは、コンバータ回路部と、駆動回路部と、制御回路部とを備えている。
　コンバータ回路部は、入力端子５０４－５０５間に印加される直流入力電圧Ｖｉより低い直流出力電圧Ｖｏを生成し、生成された直流出力電圧Ｖｏを出力端子５０６－５０７間に接続される負荷５０８に印加するもので、上述したＺＣＳ方式による降圧型コンバータを構成する。
　具体的には、コンバータ回路部は、直流入力電圧ＶｉをチョッピングするスイッチトランジスタＱ１と、スイッチトランジスタＱ１と逆並列に接続され電流を逆方向に流すためのダイオードＤ１と、スイッチトランジスタＱ１に直列接続されたインダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、インダクタＬ２と、コンデンサＣ２と、ダイオードＤ２と、電流検出回路５１０とで構成される。
　インダクタＬ１に直列接続された電流検出回路５１０は、例えばカレントトランスからなり、インダクタＬ１に流れる共振電流ｉを検出し、共振電流ｉに比例する検出値を比較回路５１１に送出する。
　インダクタＬ１及びコンデンサＣ１は、共振回路を構成する。インダクタＬ２及びコンデンサＣ２は、直流出力電圧Ｖｏの脈動を抑制し安定化するための低域通過フィルタを構成する。ダイオードＤ２は、スイッチトランジスタＱ１がオフしたときにインダクタＬ２に蓄積されたエネルギーを放出させる還流用ダイオードである。
　次に、駆動回路部及び制御回路部の構成について説明する。
　比較回路５１１は、電流検出回路５１０により検出される共振電流ｉと、電流閾値回路５１２で生成される閾値Ｉ１（Ｉ１＞０）とを比較して、共振電流ｉが低下してｉ≦Ｉ１になると、その旨の検出信号を遅延回路５１３に送出する。
　制御回路５３０は、直流出力電圧Ｖｏと設定値回路５１４で生成される設定値とを比較して、直流出力電圧Ｖｏが一定値に維持されるようなスイッチング周波数で、駆動回路５０２にオン信号Ｓｏｎを送出する。また、制御回路５３０は、クロック同期信号を遅延回路５１３に送出する。
　遅延回路５１３は、制御回路５３０から送られるクロック同期信号に基づき、比較回路５１１による検出信号の出力時点からの経過時間をカウントし、所定時間が経過すると、駆動回路５０２にオフ信号Ｓｏｆｆを送出する。
　図７Ｂは、特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータの動作の一例を示すタイミングチャートである。
　制御回路５３０は、直流出力電圧Ｖｏと設定値回路５１４で設定された設定値との電圧差Ｖ１に基づくスイッチング周波数で決まるタイミングで、オン信号Ｓｏｎを駆動回路５０２に送出する（図７ＢのＡ）。また、制御回路５３０は、オン信号Ｓｏｎを送出した時点から計時のためのクロック同期信号を遅延回路５１３に送出する。オン信号ＳｏｎによりスイッチトランジスタＱ１がオンになると、共振電流ｉが比較回路５１１に取り込まれる（図７ＢのＢ）。
　遅延回路５１３は、スイッチトランジスタＱ１のオン時点から経過時間をカウントし、比較回路５１１は、所定時間Ｔ１１が経過した時点の共振電流ｉの瞬時値を閾値Ｉ２として保持する（図７ＢのＣ）。そして、比較回路５１１は、変化する共振電流ｉと閾値Ｉ２とを比較し、ｉ≧Ｉ２の間、オン（ハイレベル）信号を出力する（図７ＢのＤ）。
　次に、遅延回路５１３は、比較回路５１１からの出力信号を所定時間Ｔ１２だけ遅延させる（図７ＢのＥ）。なお、Ｔ１２＞Ｔ１１に設定されている。また、遅延回路５１３は、所定時間Ｔ１２だけ遅延させた信号を、さらに所定時間Ｔ１３だけ遅延されるとともに（図７ＢのＦ）、反転する（図７ＢのＧ）。上記所定時間Ｔ１３だけ遅延させた信号と上記反転信号との論理積が合成され、パルス信号が生成される（図７ＢのＨ）。
　次に、上記パルス信号により、遅延回路５１３は、駆動回路５０２にオフ信号Ｓｏｆｆを送出する（図７ＢのＡ）。
　最後に、上記パルス信号が所定時間Ｔ１４だけ遅延されたタイミングで比較回路５１１に保持されていた閾値Ｉ２がリセットされる（図７ＢのＪ）。
　上述した動作タイミングによれば、オフ信号Ｓｏｆｆは、図７ＢのＥにおいて所定時間Ｔ１２だけ遅延させた信号の立ち下がり時点に同期して出力されるが、この時点は、図７ＢのＤにおけるオン信号の立ち下がり時点から所定時間Ｔ１２後、ｉ≦Ｉ２になった時点から所定時間Ｔ１２後になる。ここで、Ｔ１２は、Ｔ１２＞Ｔ１１であって、オフ信号Ｓｏｆｆがｉ＜０の間に出力されるような値に設定されているので、確実にゼロ電流スイッチングが行われることとなる。
　このように、特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータによれば、スイッチトランジスタＱ１のオン時点から所定時間Ｔ１１が経過した時点の共振電流ｉの瞬時値を閾値とし、共振電流ｉが閾値以下になった時点から所定時間Ｔ１２（＞Ｔ１１）の経過後にスイッチトランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるようにしているので、確実にゼロ電流スイッチングを行うことができる。その結果、スイッチング損失の増大を未然に防止することができる。
特開２００２－５８２４０号公報
　しかしながら、特許文献１では、前述したＺＣＳ方式によるソフトスイッチング動作により、スイッチング損失の増大を防止することはできるが、図７ＢのＢに示すスイッチトランジスタＱ１に流れる電流振幅の大きさに対応して導通損失が大きくなる。特許文献１では、導通損失を低減することについては考慮されていない。
　前述したように、ＤＣ－ＤＣ変換器の損失の主要因としては、導通損失及びスイッチング損失が挙げられる。特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータのように、スイッチング損失のみを低減させるだけではＤＣ－ＤＣコンバータの低損失化という観点からは十分とは言えない。
　そこで、本発明は、かかる問題点に鑑み、スイッチング損失及び導通損失の双方が低減された、ＤＣ－ＤＣ変換器を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の一態様に係るＤＣ－ＤＣ変換器は、高電位側端子及び低電位側端子を有する第１の端子対及び第２の端子対を備え、当該第１及び第２の端子対の一方から入力された直流電力を変換して前記第１及び第２の端子対の他方へ出力するＤＣ－ＤＣ変換器であって、コレクタ端子が前記第１の端子対の高電位側端子に接続され、前記コレクタ端子からエミッタ端子へ流れる電流の導通および非導通を切り替える第１スイッチ素子と、前記スイッチ素子のエミッタ端子に前記スイッチ素子と直列接続された第１インダクタと、前記第１インダクタの前記第１スイッチ素子が接続されていない端子に、前記第１インダクタと磁気結合するように前記第１インダクタと直列接続された第２インダクタと、一方の端子が、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点に接続され、他方の端子が前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続されたコンデンサと、前記第２の端子対の高電位側端子と前記第２インダクタとの間であって、前記第２インダクタと直列接続された第３インダクタと、カソードが前記第２インダクタと前記第３インダクタとの接続点に接続され、アノードが前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続された第１ダイオードと、を備えることを特徴とする。
　本発明のＤＣ－ＤＣ変換器によれば、共振回路に結合インダクタが配置されるので、ＺＣＳ方式によるソフトスイッチング動作における導通損失及びスイッチング損失の双方を低減することが可能となる。
図１は、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の回路構成図である。 図２Ａは、相互に磁気結合を生じさせるインダクタの構成の第１の例を示す図である。 図２Ｂは、相互に磁気結合を生じさせるインダクタの構成の第２の例を示す図である。 図３Ａは、本発明及び従来のＤＣ－ＤＣ変換器におけるスイッチトランジスタに流れる電流の比較を示す図である。 図３Ｂは、導通損失を説明するためのスイッチトランジスタの電圧－電流特性を表すグラフである。 図４Ａは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を表すグラフである。 図４Ｂは、従来のＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を表すグラフである。 図５Ａは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を拡大したグラフである。 図５Ｂは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の状態遷移図である。 図６は、本発明及び従来のＤＣ－ＤＣ変換器により得られる効果を比較する図である。 図７Ａは、特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータの回路ブロック図である。 図７Ｂは、特許文献１に記載されたＤＣ－ＤＣコンバータの動作の一例を示すタイミングチャートである。
　本発明の一態様に係るＤＣ－ＤＣ変換器は、高電位側端子及び低電位側端子を有する第１の端子対及び第２の端子対を備え、当該第１及び第２の端子対の一方から入力された直流電力を変換して前記第１及び第２の端子対の他方へ出力するＤＣ－ＤＣ変換器であって、コレクタ端子が前記第１の端子対の高電位側端子に接続され、前記コレクタ端子からエミッタ端子へ流れる電流の導通および非導通を切り替える第１スイッチ素子と、前記スイッチ素子のエミッタ端子に前記スイッチ素子と直列接続された第１インダクタと、前記第１インダクタの前記第１スイッチ素子が接続されていない端子に、前記第１インダクタと磁気結合するように前記第１インダクタと直列接続された第２インダクタと、一方の端子が、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点に接続され、他方の端子が前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続されたコンデンサと、前記第２の端子対の高電位側端子と前記第２インダクタとの間であって、前記第２インダクタと直列接続された第３インダクタと、カソードが前記第２インダクタと前記第３インダクタとの接続点に接続され、アノードが前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続された第１ダイオードと、前記第１スイッチ素子をオン状態とすることにより前記第１インダクタに電流を流し始めた後、前記第１スイッチ素子に電流が流れなくなってから前記第１スイッチ素子をオフ状態とするように、前記第１スイッチ素子のオン期間及びオフ期間を制御するスイッチ制御部と、を備えることを特徴とする。
　本態様によれば、第１インダクタとの間で磁気結合するように第１インダクタに直列に第２インダクタが設けられている。これにより、第１インダクタ、第２インダクタ、第３インダクタ及びコンデンサで構成された共振回路に結合インダクタが配置されるので、ＺＣＳ方式によるソフトスイッチング動作における導通損失及びスイッチング損失の双方を低減することが可能となる。
　また、さらに、前記第１スイッチ素子をオン状態とすることにより前記第１インダクタに電流を流し始めた後、前記第１スイッチ素子に電流が流れなくなってから前記第１スイッチ素子をオフ状態とするスイッチ制御部を備えてもよい。
　これにより、第１スイッチ素子のオフ期間では、第２インダクタからコンデンサに電流を供給することにより当該コンデンサを充電し、第１スイッチ素子のオン期間では、充電されたコンデンサから第２インダクタに電流を流すことにより第１スイッチ素子に流す電流を制御する。よって、第１スイッチ素子に流れる電流の振幅を、従来のソフトスイッチング方式よりも低減できる。その結果、ＤＣ－ＤＣ変換器の導通損失を低減できる。
　また、前記第１スイッチ素子のオフ期間では、前記第２インダクタから前記コンデンサに電流を供給することにより前記コンデンサが充電され、前記第１スイッチ素子のオン期間では、前記コンデンサの充電電圧を用いて前記コンデンサから前記第２のインダクタに向かって電流が流れることが好ましい。
　第１スイッチ素子を流れる共振電流は、ＬＣ共振回路を構成するインダクタンス成分が大きい程小さくなる。よって、第１インダクタ、第２インダクタ、第３インダクタ及びコンデンサで構成された本発明のＬＣ共振回路は、従来のＬＣ共振回路と比較して、当該共振電流のピーク値を低減させることが可能である。
　これにより、第１スイッチ素子のオン期間においては、共振電流の振幅を、従来のＤＣ－ＤＣ変換器に比較して低減できるので、第１スイッチ素子で発生する導通損失を低減することが可能となる。
　また、オフ期間においてもコンデンサにエネルギーを供給しているので、高効率なＤＣ－ＤＣ変換器が実現される。
　また、前記第１スイッチ素子のオン期間では、前記コンデンサから前記第２インダクタに電流が流れることにより前記コンデンサの電圧が減少し、前記コンデンサの電圧が減少してから前記コンデンサの電圧極性が反転するまでの間は前記第１スイッチ素子に流れる電流が増加し、前記コンデンサの電圧極性が反転した後は前記第１スイッチ素子に流れる電流が所定の変化率で減少してもよい。
　第１スイッチ素子の通流期間において、磁気結合された第１インダクタ及び第２インダクタの構成により、第１インダクタ、第２インダクタ、第３インダクタ及びコンデンサで構成された本発明のＬＣ共振回路を介して電力授受が行われる。
　また、前記コンデンサの電圧極性が反転した後、前記第１ダイオードに順バイアス電流が流れ始め、その後、前記第１スイッチ素子に流れる電流が減少して前記第１スイッチ素子がオフ状態となるまで前記順バイアス電流が増加し、前記順バイアス電流が増加している間、前記第１スイッチ素子に流れる電流は、前記所定の変化率よりも大きな変化率で減少してもよい。
　コンデンサの電圧極性が反転し、第１ダイオードが順バイアスされることにより、第１スイッチ素子に流れていた電流が転流され、第１スイッチ素子はＺＣＳによりオフ状態とされる。
　また、前記第１スイッチ素子がオフ状態となった後、前記第３インダクタに流れる電流の減少に応じて前記順バイアス電流が減少し、前記第１スイッチ素子のオフ期間では、前記順バイアス電流が減少してから前記順バイアス電流が流れなくなるまで前記第２インダクタンスに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、前記コンデンサに電圧が充電されることが好ましい。
　これにより、前記順バイアス電流が減少してから前記バイアス電流が流れなくなるまでの変化量を従来よりも緩やかにできるのでリカバリ時に生じる前記ダイオードの電流量を低減できる。
　また、前記スイッチ制御部は、前記第１スイッチ素子がオフしている期間であって前記順バイアス電流が流れなくなってから所定の時間が経過した後に、前記第１スイッチ素子をオン状態にして前記第１スイッチ素子に電流を流してもよい。
　本態様によると、順バイアス電流が流れなくなった後、所定の時間経過してから第１スイッチ素子をオンして第１スイッチ素子に電流を流す。これにより、第１ダイオードによるリカバリ電流が第１スイッチ素子の電流に重畳されることを確実に防止できる。
　また、前記スイッチ制御部は、前記第１スイッチ素子をオン状態にして前記第１スイッチ素子に電流を流させた後、前記第１スイッチ素子のオン期間及びオフ期間を繰り返すように前記第１スイッチ素子を制御することが好ましい。
　スイッチ制御部が、ＺＣＳ方式によるソフトスイッチングを所定の周期で切り返すことにより、スイッチング損失及び導通損失が低減された高効率の電力変換が実現される。
　また、前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、それぞれのコイルが同一部材に巻きつけられ、且つ、前記コイルの巻き方向がそれぞれ逆向きになるように設けられていてもよい。
　本態様によると、第１インダクタ及び第２インダクタは、それぞれのコイルが同一部材に巻きつけられ、且つ、前記コイルの巻き方向がそれぞれ逆向きになるように設けられる。これにより、第１インダクタの磁気エネルギーを第２インダクタに伝達できる。
　よって、第１スイッチ素子のオン期間において、第１スイッチ素子により形成される電流径路とは独立に第２インダクタ及びコンデンサにより形成される電流径路が形成されるので、第１スイッチ素子を流れる電流を低減できる。
　なお、コイルの巻き方向がそれぞれ同じとなるように磁気結合する構成は、本態様の適用外である。
　また、前記第２の端子対には、前記第２の端子対から出力された、変換された電力を貯蔵する蓄電池が接続されていてもよい。
　本態様によれば、第２端子対に接続される装置として、例えば、エアコン、テレビ、冷蔵庫などの家電機器に限られず、電力を充電する蓄電池であってもよい。
　また、さらに、前記第１スイッチ素子と並列に設けられ、且つ、アノードが前記第１スイッチ素子のエミッタ端子に接続され、カソードが前記第１スイッチ素子のコレクタ端子に接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードと並列に設けられ、且つ、エミッタ端子が前記第１ダイオードのアノードに接続され、コレクタ端子が前記第１ダイオードのカソードに接続された第２スイッチ素子と、を備え、前記ＤＣ－ＤＣ変換器は、前記蓄電池が放電することにより、前記第２端子対から入力される直流電力を変換して前記第１端子対に当該直流電力を出力してもよい。
　第２端子対に接続される装置を家電機器とした場合には、一般的に、配電盤、ＰＶ、蓄電池などの電力源から家電機器に電力が供給され、家電機器から配電盤に電力が供給されることはない。したがって、電力の供給方向は片方向となる。
　しかし、上記装置を蓄電池とした場合には、配電盤、ＰＶから蓄電池に充電するだけでなく、蓄電池から外部に電力を放電する。従って、電力の供給方向は双方向となる。この場合、ＤＣ－ＤＣ変換器は、第２ダイオード及び第２スイッチ素子を備え、第２スイッチ素子及び第２ダイオードを用いて、第１の端子対から外部に所望の変換電力を供給できる。
　また、さらに、一方の端子が前記第３インダクタと前記第２の端子対の高電位側端子との間に接続され、他方の端子が前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続され、前記第２の端子対から出力される直流電力を平滑化する平滑化コンデンサを備えてもよい。
　これにより、第３インダクタに流れる電流が、平滑化される。
　以下、本発明の実施の形態におけるＤＣ－ＤＣ変換器について、図面を参照しながら説明する。また、以下の図面において同一の構成要素には同一の符号を用いている。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の好ましい一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。
　図１は、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の回路構成図である。
　同図に記載されたＤＣ－ＤＣ変換器１は、高電位側端子及び低電位側端子を有する第１の端子対及び第２の端子対を有する。
　第１の端子対は、コンデンサ２１を介して、例えば、発電システム（図示せず）に接続される。
　第２の端子対は、コンデンサ２２を介して、例えば、蓄電池２３に接続される。ＤＣ－ＤＣ変換器１は、発電システムと蓄電池２３との間で送受される電力の電圧変換を行う。
　蓄電池２３は、ＤＣ－ＤＣ変換器１で変換された電力を貯蔵する装置である。なお、第１端子対及び第２端子対に接続される装置は、発電システム及び蓄電池２３に限定されず、例えば、エアコン、テレビ、冷蔵庫などの家電機器、或いは電気自動車などの電気機器であってもよい。
　コンデンサ２２は、一方の端子がインダクタ１２３と第２の端子対の高電位側端子との間に接続され、他方の端子が第２の端子対の低電位側端子に接続され、第２の端子対から出力される直流電力を平滑化する平滑化コンデンサである。
　ＤＣ－ＤＣ変換器１は、スイッチトランジスタ１１Ｓと、ダイオード１１Ｄと、共振回路部１２と、スイッチトランジスタ１３Ｓと、ダイオード１３Ｄと、制御回路１４とを備える。また、共振回路部１２は、インダクタ１２１、１２２及び１２３と、コンデンサ１２４とを備える。
　スイッチトランジスタ１１Ｓは、コレクタ端子からエミッタ端子へ流れる電流の導通及び非導通を切り替える第１スイッチ素子である。
　ダイオード１１Ｄは、スイッチトランジスタ１１Ｓと逆並列に接続され、電流をスイッチトランジスタ１１Ｓと逆方向に流す第２ダイオードである。
　インダクタ１２１は、スイッチトランジスタ１１Ｓのエミッタ端子に直列接続された第１インダクタである。
　インダクタ１２２は、インダクタ１２１と磁気結合するように、インダクタ１２１と直列接続された第２インダクタである。これにより、インダクタ１２１の磁気エネルギーをインダクタ１２２に伝達できる。
　よって、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン期間において、スイッチトランジスタ１１Ｓにより形成される電流径路とは独立に、インダクタ１２２及びコンデンサ１２４により形成される電流径路が形成されるので、スイッチトランジスタ１１Ｓを流れる共振電流を低減できる。
　図２Ａ及び図２Ｂは、それぞれ、相互に磁気結合を生じさせるインダクタの構成の第１の例を示す図、及び、第２の例を示す図である。図２Ａ及び図２Ｂに示すように、一例として、インダクタ１２１およびインダクタ１２２には、それぞれのコイルの巻き方向がそれぞれ逆向きになるように同一コア材にコイルを巻きつけることにより、磁気結合が生じる。
　なお、インダクタ１２１およびインダクタ１２２に磁気結合を生成する方法がこれに限られないことは言うまでもなく、一般的に知られている方法であればどのような構成であってもよい。
　インダクタ１２３は、蓄電池２３の正極側とインダクタ１２２との間にあってインダクタ１２２と直列接続された第３インダクタである。
　コンデンサ１２４は、一方の端子がインダクタ１２１及びインダクタ１２２の接続点に接続され、他方の端子が蓄電池２３の負極側に接続され、インダクタ１２１、１２２及び１２３とともにＬＣ共振回路を構成する。
　ダイオード１３Ｄは、カソードがインダクタ１２２及びインダクタ１２３の接続点に接続され、アノードが蓄電池２３の負極側に接続されている。
　スイッチトランジスタ１３Ｓは、ダイオード１３Ｄと逆並列に接続され、オン状態となることによりダイオード１３Ｄを短絡する。
　制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓをオンすることによりインダクタ１２１に電流を流し始めた後、スイッチトランジスタ１１Ｓに電流が流れなくなってからスイッチトランジスタ１１Ｓをオフするように、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン期間及びオフ期間を制御するスイッチ制御部である。
　なお、制御回路１４は、ＤＣ－ＤＣ変換器を構成する回路素子の各パラメータ値から予め設定されたオン期間及びオフ期間に従って、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態及びオフ状態に切り換える。
　または、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓ及びダイオード１３Ｄ流れる電流をモニタしながら、例えば、スイッチトランジスタ１１Ｓを流れる電流が０となったタイミングでスイッチトランジスタ１１Ｓをオフ状態とし、ダイオード１３Ｄ流れる電流が０となったタイミングでスイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態としてもよい。
　なお、制御回路１４がスイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態及びオフ状態とするタイミングについては、図５Ａ及び図５Ｂを用いて後述する。
　インダクタ１２１、１２２及び１２３、ならびに、コンデンサ１２４はＬＣ共振回路を形成し、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン期間及びオフ期間を制御することによりＬＣ共振回路に含まれる各インダクタの電流が規定される。これにより、ＤＣ－ＤＣ変換器に接続された装置に所望の電流が流れ、電力が供給される。
　図３Ａは、本発明及び従来のＤＣ－ＤＣ変換器におけるスイッチトランジスタに流れる電流の比較を示す図である。従来のＤＣ－ＤＣ変換器における共振電流の波形に対し、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１における共振電流の波形は、スイッチトランジスタ１１Ｓを流れるピーク電流ＩＳＷが低く抑えられ、周期が長くなっており、ＺＣＳのタイミングが遅くなっている。これにより、スイッチトランジスタ１１Ｓの導通損失を低減できる。
　図３Ｂは、導通損失を説明するためのスイッチトランジスタの電圧－電流特性を表すグラフである。本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１のスイッチトランジスタ１１Ｓに適用されるパワー半導体デバイスのオン導通電圧ｖＳＷは、流れる電流ｉＳＷによって決まり、導通損失Ｐｃはオン導通電圧ｖＳＷと電流ｉＳＷとの積の時間積分として、以下のように計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上記式１のように、オン導通電圧ｖＳＷを電流ｉＳＷの１次関数で近似すると、式１の右辺を積分することにより、導通損失は電流変化の２乗で変化することになる。従って、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１によれば、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流の振幅を従来のソフトスイッチング方式よりも低減できるので、ＺＣＳ方式によるソフトスイッチングによりスイッチング損失を低減しつつ、スイッチトランジスタの導通損失を大幅に低減できる。
　以下、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器の回路構成により実現される各構成要素での動作波形の一例を説明する。
　図４Ａは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を表すグラフであり、図４Ｂは、従来のＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を表すグラフである。
　図４Ａの上段に記載された回路は、本実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器１の回路である。一方、図４Ｂの上段に記載された回路は、従来のＤＣ－ＤＣ変換器の回路である。
　図４Ｂに記載された従来のＤＣ－ＤＣ変換器は、本実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器１と比較して、インダクタ５２１及びコンデンサ５２４がＬＣ共振回路を構成し、インダクタ５２１と磁気結合されるインダクタが存在しない点が回路構成として異なる。
　また、図４Ａ及び図４Ｂにおいて、第２段目のグラフは、スイッチトランジスタ及びダイオードを流れる電流波形を表し、第３段目のグラフは、インダクタ及びコンデンサを流れる電流波形を表し、第４段目のグラフは、コンデンサを流れる電圧波形を表している。
　以下、図４Ａの各時刻におけるＤＣ－ＤＣ変換器の動作を説明する。
　図４Ａの時刻ｔ１～時刻ｔ２（及び時刻ｔ５～時刻ｔ６）は、スイッチトランジスタ１１Ｓがオン状態とされ、スイッチトランジスタ１１Ｓの通流期間である。このとき、磁気結合されたインダクタ１２１及び１２２により、インダクタ１２１、１２２及び１２３とコンデンサ１２４とで構成されるＬＣ共振回路を介して電力授受が行われる。
　図４Ａの時刻ｔ２～時刻ｔ３（及び時刻ｔ６～時刻ｔ７）では、コンデンサ１２４の電圧極性が反転し、ダイオード１３Ｄが順バイアスされることにより、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れていた電流が転流され、スイッチトランジスタ１１ＳはＺＣＳによりオフ状態とされる。
　図４Ａの時刻ｔ３～時刻ｔ４は、インダクタ１２２に蓄えられていたエネルギーが放出され、コンデンサ１２４が充電されている期間である。
　図４Ａの時刻ｔ４～時刻ｔ５（及び時刻ｔ０～時刻ｔ１）では、共振電流によりダイオード１３Ｄのターンオフ時にソフトリカバリ化されてリカバリ損失が低減され、また、リカバリ電流がスイッチトランジスタ１１Ｓに流れないため、スイッチトランジスタ１１Ｓのターンオン損失が低減される。
　図４Ａに記載された本実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器１の動作波形と比較して、図４Ｂに記載された従来のＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形は、以下の２つの点で異なる。
　即ち、従来のＤＣ－ＤＣ変換器は、第１に、スイッチトランジスタ５１Ｓの通流期間において共振電流Ｉ５１の振幅が大きい（第２段目のグラフの破線領域）。そして、第２に、従来のＤＣ－ＤＣ変換器は、スイッチトランジスタ５１Ｓの遮断期間ではコンデンサ５２４にエネルギーを供給していない（第３段目のグラフの破線領域）。
　上記第１及び第２の相違点は、従来のＤＣ－ＤＣ変換器には、ＬＣ共振回路の構成要素であるインダクタ５２１に磁気結合されたインダクタが存在しないことによるものである。
　さらに、時刻ｔ３～時刻ｔ４では、スイッチトランジスタ１１Ｓがオフ状態となった後、インダクタ１２３に流れる電流ｉ１２３の減少に応じてダイオード１３Ｄの電流ｉ１３が減少し、電流ｉ１３が減少してから流れなくなるまでインダクタンス１２３に蓄積されたエネルギーが放出されることにより、コンデンサ１２４に電圧が充電されている。
　一方、従来のＤＣ－ＤＣ変換器では、スイッチトランジスタ５１Ｓがオフ状態となった後、ダイオード５３Ｄの電流ｉ５３は減少せず、次にスイッチトランジスタ５１Ｓがオン状態となるタイミングから急激に減少している。
　これにより、上記オン状態の開始時に、電流ｉ５３の急降下に対するダイオード特有の不要なリカバリ電流が発生し、これが、スイッチトランジスタ５１Ｓのターンオン電流に重畳され、スイッチング損失を増大させてしまう。
　これに対し、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１では、ダイオード１３Ｄの電流ｉ１３が減少してから流れなくなるまでの変化量を、従来のＤＣ－ＤＣ変換器よりも緩やかにできるので、リカバリ時に生じるダイオード１３Ｄの電流量を低減でき、スイッチング損失を低減できる。
　以上の比較より、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１は、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン期間においては、共振電流Ｉ１１の振幅を、従来のＤＣ－ＤＣ変換器に比較して低減できるので、スイッチトランジスタ１１Ｓで発生する導通損失を低減することが可能となる。また、オフ期間においてもコンデンサ１２４にエネルギーを供給しているので、高効率なＤＣ－ＤＣ変換器が実現される。
　図５Ａは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の動作波形を拡大したグラフである。同図は、図１における右側の第１の端子対に接続されたユニットから左側の第２の端子対に接続された蓄電池２３へ直流電力が供給される場合について、ＤＣ－ＤＣ変換器１の各点における１周期分の電流及び電圧波形を表している。また、図５Ｂは、本発明の実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器の状態遷移図である。以下、１周期を１０期間に分割し、各期間におけるＤＣ－ＤＣ変換器１の動作を詳細に説明する。
　まず、期間１において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態にする。これにより、スイッチトランジスタ１１Ｓの通流期間が開始する。このとき、スイッチトランジスタ１１Ｓに電流ｉ１１が流れる。また、共振回路部１２では、インダクタ１２１と１２２との磁気的結合によりインダクタ１２１に流れる電流がインダクタ１２２に伝達される。この期間では、コンデンサ１２４は、電流ｉ１１と、インダクタ１２２を流れる電流ｉ１２２とが加算された電流ｉ１２４により充電される。
　次に、期間２において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態に維持している。コンデンサ１２４の充電が進行すると、インダクタ１２２に流れる電流ｉ１２２が極性反転する。
　次に、期間３において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態に維持している。このとき、コンデンサ１２４は飽和状態となり、充電モードから放電モードへと変化し、電流ｉ１２４が極性反転する。
　次に、期間４において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態に維持している。このとき、期間３におけるコンデンサ１２４の放電進行により、コンデンサ１２４の電圧Ｖ１２４が反転し、コンデンサ１２４への逆極性の充電が開始される。
　期間３及び期間４では、コンデンサ１２４からインダクタ１２２に電流が流れることによりコンデンサ１２４の電圧が減少し、コンデンサ１２４の電圧が減少してからコンデンサ１２４の電圧極性が反転するまでの間は、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流が増加し（期間３）、コンデンサ１２４の電圧極性が反転した後はスイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流が所定の変化率で減少する（期間４）。
　つまり、期間１及び期間２では、スイッチトランジスタ１１Ｓがオフ状態からオン状態になった後、一定期間継続してコンデンサ１２４が充電され、当該一定期間の経過後、期間３及び期間４では、コンデンサ１２４が放電を開始することによりインダクタ１２２に向かって電流を流す。
　上述した期間１～期間４においては、共振回路部１２では、インダクタ１２１と１２２との磁気的結合によりインダクタ１２１に流れる電流がインダクタ１２２に伝達されるとともに、インダクタ１２１、１２２及び１２３とコンデンサ１２４とのＬＣ共振により共振電流である電流ｉ１１の波形が生成される。期間１～期間４における、電流ｉ１１のピーク電流値ｉ１１ｍａｘは、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　一方、従来のＤＣ－ＤＣコンバータでは、磁気的結合するインダクタ１２２が存在しないため、インダクタ１２１とコンデンサ１２４とのＬＣ共振によりスイッチトランジスタを流れる共振電流の波形が形成される。上記式２によれば、スイッチトランジスタ１１Ｓを流れる共振電流ｉ１１ｍａｘは、ＬＣ共振回路を構成するインダクタンス成分が大きい程小さくなることから、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１のほうが、スイッチトランジスタ１１Ｓを流れる共振ピーク電流を低減させることが可能であることが解る。
　次に、期間５において、コンデンサ１２４の電圧極性が反転していることから、ダイオード１３Ｄを順バイアスすることとなり、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れていた電流ｉ１１及びインダクタ１２２に流れる電流ｉ１２２は急激に減少していく。
　次に、期間６において、コンデンサ１２４は逆極性で飽和状態となり、逆極性の充電モードから逆極性の放電モードへと変化し、電流ｉ１２４が極性反転する。これに伴い、インダクタ１２２に流れる電流ｉ１２２も極性反転する。
　ここで、期間１～期間４における共振電流ｉＬＣ１及び周期ＴＬＣ１は、インダクタ１２１、１２２及び１２３とコンデンサ１２４とのＬＣ共振により、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　一方、期間５～期間６における共振電流ｉＬＣ２及び周期ＴＬＣ２は、インダクタ１２１及び１２２とコンデンサ１２４とのＬＣ共振により、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記式４及び式６から、期間１～期間４における周期ＴＬＣ１と期間５～期間６におけるＴＬＣ２とが異なることから、インダクタ１２３のインダクタンスを適切に設定することにより、期間５～期間６における電流ｉ１１を、急峻に減少させることができる。
　上述したように、期間５及び期間６では、コンデンサ１２４の電圧極性が反転した後、ダイオード１３Ｄに順バイアス電流が流れ始め（期間５）、その後、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流が減少してスイッチトランジスタ１１Ｓがオフ状態となるまで上記順バイアス電流が増加し（期間５及び期間６）、上記順バイアス電流が増加している間、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流は、期間４における所定の変化率よりも大きな変化率で減少する。
　次に、期間７において、ついに電流ｉ１１は転流する。このとき、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓを、ＺＣＳによりオフ状態とする。
　次に、期間８において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓのオフ状態を維持している。期間７及び期間８では、インダクタ１２２に蓄えられていたエネルギーが放出され、これによりコンデンサ１２４が充電される。
　次に、期間９において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓのオフ状態を維持している。このとき、インダクタ１２３に流れる電流ｉ１２３が極性反転する。また、上記コンデンサ１２４の充電により、ダイオード１３Ｄの順バイアス状態が弱くなり、ダイオード１３Ｄに流れる電流ｉ１３が減少していく。
　つまり、期間７～期間９では、スイッチトランジスタ１１Ｓがオフ状態となった後、インダクタ１２３に流れる電流の減少に応じて上記順バイアス電流が減少し、スイッチトランジスタ１１Ｓのオフ期間では、上記順バイアス電流が減少してから上記順バイアス電流が流れなくなるまでインダクタンス１２２に蓄積されたエネルギーが放出されることにより、コンデンサ１２４に電圧が充電される（期間８及び期間９）。
　次に、期間１０において、制御回路１４は、スイッチトランジスタ１１Ｓのオフ状態を維持している。このとき、ダイオード１３Ｄがターンオフされ、電流ｉ１３が０となる。そして、制御回路１４は、電流ｉ１３が０となってから（期間１０）所定の時間が経過した後に、スイッチトランジスタ１１Ｓをオン状態にしてスイッチトランジスタ１１Ｓに電流を流す（期間１０～期間１）。これにより、ダイオード１３Ｄによるリカバリ電流がスイッチトランジスタ１１Ｓの電流に重畳されることを確実に防止できる。
　また、期間１０では、上記順バイアス電流が減少してから上記バイアス電流が流れなくなるまでの変化量は、従来のＤＣ－ＤＣ変換器における順バイアス電流ｉ５３が次のオン期間において急降下する変化量よりも緩やかにできるので、ソフトリカバリ時に生じるダイオード１３Ｄの電流量を低減できる。
　つまり、上記期間９及び期間１０では、共振電流によりダイオード１３Ｄのターンオフ時にソフトリカバリ化されてリカバリ損失が低減され、また、リカバリ電流がスイッチトランジスタ１１Ｓに流れないため、次の期間１におけるスイッチトランジスタ１１Ｓのターンオン損失が低減される。
　制御回路１４は、上述した期間１～期間１０を繰り返すように、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン状態及びオフ状態を制御する。これにより、スイッチング損失及び導通損失が低減された高効率の電力変換が実現される。
　以上、本実施の形態に係るＤＣ－ＤＣ変換器によれば、インダクタ１２１との間で磁気結合するようにインダクタ１２１に直列にインダクタ１２２を設けている。そして、スイッチトランジスタ１１Ｓのオフ期間に相当する期間８～期間１０では、インダクタ１２２からコンデンサ１２４に電流を供給することによりコンデンサ１２４を充電する。一方、スイッチトランジスタ１１Ｓのオン期間に相当する期間３～期間５では、充電されたコンデンサ１２４からインダクタ１２２に電流を流すことによりスイッチトランジスタ１１Ｓに流す電流を制御する。
　これにより、スイッチトランジスタ１１Ｓに流れる電流の振幅を、従来のソフトスイッチング方式よりも低減できる。その結果、ＤＣ－ＤＣ変換器１の導通損失を低減できる。
　図６は、本発明及び従来のＤＣ－ＤＣ変換器により得られる効果を比較する図である。同図には、本発明及び従来のＤＣ－ＤＣ変換器の構成要素の具体的数値、及び、ＭＡＴＬＡＢシミュレーションにより得られた結果が表されている。
　上記シミュレーションにあたり、ＶＤＣからＶＳＢへの降圧率は、本発明及び従来のいずれのＤＣ－ＤＣ変換器においても同様とし、平滑化用及びノイズ除去用のコンデンサ２１及び２２の静電容量ＣＤＣ及びＣＳＢの具体的数値は、本発明及び従来のいずれのＤＣ－ＤＣ変換器においても、それぞれ、５ｍＦ及び２ｍＦとした。また、スイッチトランジスタのオンオフ周期をＴＳＷ、オン期間をＴＯＮ、通流率をＤ、スイッチング周波数をｆＳＷとすると、スイッチトランジスタのオン期間ＴＯＮは以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　これより、上記降圧率を一定にした場合には、スイッチング周波数ｆＳＷとオン期間ＴＯＮとが調整可能なパラメータとなる。スイッチング周波数ｆＳＷ及びオン期間ＴＯＮは、式３～式６に示されるように、各インダクタ及びコンデンサの数値を最適化することにより調整可能である。上記最適化により、本シミュレーションでは、本発明及び従来の共振部のパラメータは、図６に記載された数値を設定した。
　以上のように設定された具体的数値により得られたシミュレーション結果を比較する。スイッチトランジスタを流れる電流ピーク値は、従来のＤＣ－ＤＣ変換器ではＩＳＷＰ＝２５Ａであるのに対し、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器ではＩＳＷ＝１０Ａとなっている。これにより、従来のＤＣ－ＤＣ変換器の導通損失は４．３Ｗであるのに対し、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器の導通損失は３．５Ｗと低減されている。
　また、双方とも、ＺＣＳ方式によるソフトスイッチングであるため、ターンオフ損失は共に０である。一方、ターンオン損失については、具体的な比較はしていないが、従来のＤＣ－ＤＣ変換器では、スイッチトランジスタ５１Ｓのターンオン時には、ダイオード５３Ｄの順バイアス電圧が急激に減少するため、スイッチトランジスタ５１Ｓの通流期間における電流ピーク値ＩＳＷＰが大きいほど、ターンオン損失は増大する。
　上記比較を総合すると、従来のＤＣ－ＤＣ変換器におけるスイッチトランジスタ５１Ｓの損失は８．９＋αＷ（導通損失４．３Ｗ＋ターンオン損失（４．６＋α）Ｗ）であるのに対し、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１におけるスイッチトランジスタ１１Ｓの損失は８．１Ｗ（導通損失３．５Ｗ＋ターンオン損失４．６Ｗ）であり、損失削減率は８％以上となる。
　以上のように、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１は、ＬＣ共振回路に結合インダクタを利用してソフトスイッチングを行うことで、スイッチング損失を低減しつつ、電流振幅を低減することで導通損失をも低減できる。
　また、スイッチトランジスタの通流時間を可変にして双方向で同一のＬＣ共振回路を利用してソフトスイッチングを行うことにより、双方向でパワー半導体デバイス損失を低減できる。
　さらに、パワー半導体デバイス損失を低減して高周波化することにより、受動部品を小型化し、ＤＣ－ＤＣ変換器全体を小型化できる。
　なお、本実施の形態におけるＤＣ－ＤＣ変換器１のソフトスイッチング動作では、図４Ａ及び図５Ａに記載されたように、第１の端子対である右側から供給された電力（電圧ＶＤＣ）から第２の端子対である左側へ変換電力（電圧ＶＳＢ）を供給する例を説明したが、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器１は、これに限られない。
　つまり、ＤＣ－ＤＣ変換器１は、アノードがスイッチトランジスタ１１Ｓのエミッタ端子に接続されカソードがスイッチトランジスタ１１Ｓのコレクタ端子に接続されたダイオード１１Ｄと、エミッタ端子がダイオード１３Ｄのアノードに接続されコレクタ端子がダイオード１３Ｄのカソードに接続されたスイッチトランジスタ１３Ｓとを備えることにより、上記第２の端子対から入力される直流電力を変換して上記第１の端子対に当該直流電力を出力でき、双方向でＺＣＳ方式によるソフトスイッチング動作を実行できる。
　第２端子対に接続される装置を家電機器とした場合には、一般的に、配電盤、ＰＶ、蓄電池などの電力源から家電機器に電力が供給され、家電機器から配電盤に電力が供給されることはない。したがって、電力の供給方向は片方向となる。
　しかし、第２端子対に接続される装置を蓄電池とした場合には、配電盤、ＰＶから蓄電池に充電するだけでなく、蓄電池から外部に電力を放電する。従って、電力の供給方向は双方向となる。この場合、ＤＣ－ＤＣ変換器１は、ダイオード１１Ｄ及びスイッチングトランジスタ１３Ｓを備え、これらを用いて、第１の端子対から外部に所望の変換電力を供給できる。
　以上、本発明のＤＣ－ＤＣ変換器について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。本発明の要旨を逸脱しない範囲内で当業者が思いつく各種変形を施したものも本発明の範囲内に含まれる。
　また、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、複数の実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　本発明のＤＣ－ＤＣ変換器は、低損失及び小型化が要求される家庭用蓄電池及び電気自動車に適用可能な電力変換器として利用できる。
　１　　ＤＣ－ＤＣ変換器
　１１Ｄ、１３Ｄ、５１Ｄ、５３Ｄ、Ｄ１、Ｄ２　　ダイオード
　１１Ｓ、１３Ｓ、５１Ｓ、５３Ｓ、Ｑ１　　スイッチトランジスタ
　１２　　共振回路部
　１４、５３０　　制御回路
　２１、２２、６１、６２、１２４、５２４、Ｃ１、Ｃ２　　コンデンサ
　２３　　蓄電池
　１０１　　第１の端子対
　１０２　　第２の端子対
　１２１、１２２、１２３、５２１、５２３、Ｌ１、Ｌ２　　インダクタ
　５０２　　駆動回路
　５０４、５０５　　入力端子
　５０６、５０７　　出力端子
　５０８　　負荷
　５１０　　電流検出回路
　５１１　　比較回路
　５１２　　電流閾値回路
　５１３　　遅延回路
　５１４　　設定値回路

Claims (13)

  1. 　高電位側端子及び低電位側端子を有する第１の端子対及び第２の端子対を備え、当該第１及び第２の端子対の一方から入力された直流電力を変換して前記第１及び第２の端子対の他方へ出力するＤＣ－ＤＣ変換器であって、
    　コレクタ端子が前記第１の端子対の高電位側端子に接続され、前記コレクタ端子からエミッタ端子へ流れる電流の導通および非導通を切り替える第１スイッチ素子と、
    　前記スイッチ素子のエミッタ端子に前記スイッチ素子と直列接続された第１インダクタと、
    　前記第１インダクタの前記第１スイッチ素子が接続されていない端子に、前記第１インダクタと磁気結合するように前記第１インダクタと直列接続された第２インダクタと、
    　一方の端子が、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点に接続され、他方の端子が前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続されたコンデンサと、
    　前記第２の端子対の高電位側端子と前記第２インダクタとの間であって、前記第２インダクタと直列接続された第３インダクタと、
    　カソードが前記第２インダクタと前記第３インダクタとの接続点に接続され、アノードが前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続された第１ダイオードとを備える
    　ＤＣ－ＤＣ変換器。
  2. 　さらに、前記第１スイッチ素子をオン状態とすることにより前記第１インダクタに電流を流し始めた後、前記第１スイッチ素子に電流が流れなくなってから前記第１スイッチ素子をオフ状態とするスイッチ制御部を備える
    　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  3. 　前記第１スイッチ素子のオフ期間では、前記第２インダクタから前記コンデンサに電流を供給することにより前記コンデンサが充電され、
    　前記第１スイッチ素子のオン期間では、前記コンデンサの充電電圧を用いて前記コンデンサから前記第２インダクタに向かって電流が流れる
    　請求項２に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  4. 　前記第１スイッチ素子のオン期間では、
    　前記コンデンサから前記第２インダクタに電流が流れることにより前記コンデンサの電圧が減少し、
    　前記コンデンサの電圧が減少してから前記コンデンサの電圧極性が反転するまでの間は前記第１スイッチ素子に流れる電流が増加し、前記コンデンサの電圧極性が反転した後は前記第１スイッチ素子に流れる電流が所定の変化率で減少する
    　請求項２または３に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  5. 　前記第１スイッチ素子がオフ状態からオン状態になった後、一定期間継続して前記コンデンサが充電され、前記一定期間の経過後、前記コンデンサが放電を開始することにより前記第２インダクタに向かって電流を流す
    　請求項３に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  6. 　前記コンデンサの電圧極性が反転した後、前記第１ダイオードに順バイアス電流が流れ始め、その後、前記第１スイッチ素子に流れる電流が減少して前記第１スイッチ素子がオフ状態となるまで前記順バイアス電流が増加し、
    　前記順バイアス電流が増加している間、前記第１スイッチ素子に流れる電流は、前記所定の変化率よりも大きな変化率で減少する
    　請求項４に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  7. 　前記第１スイッチ素子がオフ状態となった後、前記第３インダクタに流れる電流の減少に応じて前記順バイアス電流が減少し、
    　前記第１スイッチ素子のオフ期間では、前記順バイアス電流が減少してから前記順バイアス電流が流れなくなるまで前記第２インダクタに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、前記コンデンサに電圧が充電される
    　請求項６に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  8. 　前記スイッチ制御部は、前記第１スイッチ素子がオフしている期間であって前記順バイアス電流が流れなくなってから所定の時間が経過した後に、前記第１スイッチ素子をオン状態にして前記第１スイッチ素子に電流を流す
    　請求項７に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  9. 　前記スイッチ制御部は、
    　前記第１スイッチ素子をオン状態にして前記第１スイッチ素子に電流を流させた後、前記第１スイッチ素子のオン期間及びオフ期間を繰り返すように前記第１スイッチ素子を制御する
    　請求項８に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  10. 　さらに、
    　前記第１スイッチ素子と並列に設けられ、且つ、アノードが前記第１スイッチ素子のエミッタ端子に接続され、カソードが前記第１スイッチ素子のコレクタ端子に接続された第２ダイオードと、
    　前記第１ダイオードと並列に設けられ、且つ、エミッタ端子が前記第１ダイオードのアノードに接続され、コレクタ端子が前記第１ダイオードのカソードに接続された第２スイッチ素子と、を備え、
    　前記ＤＣ－ＤＣ変換器は、
    　前記第２の端子対から出力された、変換された電力を貯蔵する蓄電池が放電することにより、前記第２の端子対から入力される直流電力を変換して前記第１の端子対に当該直流電力を出力する
    　請求項９に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  11. 　前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、それぞれのコイルが同一部材に巻きつけられ、且つ、前記コイルの巻き方向がそれぞれ逆向きになるように設けられている
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  12. 　前記第２の端子対には、前記第２の端子対から出力された、変換された電力を貯蔵する蓄電池が接続されている
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
  13. 　さらに、
    　一方の端子が前記第３インダクタと前記第２の端子対の高電位側端子との間に接続され、他方の端子が前記第１及び前記第２の端子対の低電位側端子に接続され、前記第２の端子対から出力される直流電力を平滑化する平滑化コンデンサを備える
    　請求項１～１２のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣ変換器。
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