JP2002058240A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 半導体スイッチング素子のオフタイミングを
制御することで、確実にゼロ電流スイッチングを行わせ
る。 【解決手段】 コンバータ回路部１の共振用リアクトル
Ｌ１のインダクタンスＬｒおよび共振用コンデンサＣ１
のキャパシタンスＣｒは既知で、各値Ｌｒ，Ｃｒが決ま
ると共振電流の周期Ｔｎおよび特性インピーダンスＺｎ
が決まるので、制御回路３のメモリに、各値Ｔｎ，Ｚｎ
を予め格納しておく。制御回路３は、メモリの各値Ｔ
ｎ，Ｚｎと検出した入力電圧Ｖｉおよび出力電流Ｉｏと
を用いて、下記式に従って時間Ｔｏを算出し、トランジ
スタＱ１のオン時点から時間Ｔｏが経過した時点で、ト
ランジスタＱ１をオンからオフに切り替える。 Ｔｏ＝Ｔｎ／２＋Ｔｎ・Ｉｏ・Ｚｎ／(２・Ｖｉ)

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング損失
を低減するようにしたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路とし
て、半導体スイッチング素子のオンオフを用いたスイッ
チモードコンバータが知られている。このスイッチモー
ドコンバータは、スイッチング周波数が高くなるとスイ
ッチング損失が増大するため、共振用リアクトルおよび
共振用コンデンサからなる共振回路を備え、電圧共振を
利用してゼロ電圧でスイッチングを行う方式や、電流共
振を利用してゼロ電流でスイッチングを行う方式などを
採用することにより、スイッチング損失を低減するよう
にしている。

【０００３】図３１はゼロ電流スイッチング方式のＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の動作を説明するタイミングチャ
ートである。一般に、ゼロ電流スイッチング方式のＤＣ
−ＤＣコンバータ回路では、ダイオードにより共振電流
ｉ＜０のときに半導体スイッチング素子に電流が流れな
いように構成されている。そこで、半導体スイッチング
素子のオン時間をＴ１００とし、共振電流ｉ≧０の時間
をＴ１１０とすると、半導体スイッチング素子のオン時
間は、Ｔ１００＞Ｔ１１０の一定値に設定されている。
そして、出力電圧は、スイッチング周波数、すなわちオ
ンオフ周期Ｔ２００を変化させることにより制御してい
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】このような共振を利用
したＤＣ−ＤＣコンバータ回路における共振周波数は、
共振回路のインダクタンスおよびキャパシタンスによっ
て決められるが、動作環境の変化や経年劣化などによる
インダクタンスやキャパシタンスなどのパラメータ変化
や、それらに起因する入力電圧や出力電流などの変化が
生じると、共振電流ｉ＝０になるタイミング、すなわち
共振電流ｉ≧０の時間Ｔ１１０が変化してしまう。

【０００５】ここで、上記従来技術のように半導体スイ
ッチング素子のオン時間Ｔ１００が一定値の場合には、
共振電流ｉ＝０になるタイミングが遅れると、半導体ス
イッチング素子に流れる電流がゼロでないときに当該ス
イッチング素子がオフすることとなり、その分スイッチ
ング損失が増大してしまうこととなる。

【０００６】本発明は、上記問題を解決するもので、半
導体スイッチング素子のオフタイミングを制御すること
で、確実にゼロ電流スイッチングを行わせるようにした
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、入力電圧をオ
ンオフするスイッチング手段と、このスイッチング手段
に直列に接続された共振用リアクトルおよびこの共振用
リアクトルと共振する共振用コンデンサからなる共振回
路と、上記スイッチング手段をオンオフさせる駆動手段
とを備えたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路において、当該回路の電気信号を検出する検出手段
と、上記駆動手段の動作を制御する駆動制御手段とを備
え、上記駆動制御手段は、上記スイッチング手段に共振
電流が流れていないときに当該スイッチング手段をオン
からオフに切り替えるべく、検出された上記電気信号に
基づき上記スイッチング手段のオフタイミングを制御す
るものである。

【０００８】この構成によれば、駆動手段によりスイッ
チング手段がオンオフされると、直流入力電圧がチョッ
ピングされて、共振用リアクトルおよび共振用コンデン
サからなる共振回路による共振によりスイッチング手段
に共振電流が流れる。このとき、回路の電気信号が検出
され、この検出された電気信号に基づきスイッチング手
段のオフタイミングが制御され、スイッチング手段に電
流が流れていないときに当該スイッチング手段がオンか
らオフに切り替えられる。これによって確実にゼロ電流
スイッチングが行われ、スイッチング損失の増大が防止
される。

【０００９】また、入力電圧を降圧して出力する降圧形
コンバータ回路であり、上記検出手段は、上記電気信号
として入力電圧および出力電流を検出するもので、上記
駆動制御手段は、検出された上記入力電圧および上記出
力電流に基づき上記スイッチング手段に共振電流が流れ
ている時間を算出し、上記スイッチング手段のオン時点
から当該算出された時間が経過すると上記スイッチング
手段をオンからオフに切り替えるものであるとしてもよ
い。

【００１０】この構成によれば、検出された入力電圧お
よび出力電流に基づきスイッチング手段に共振電流が流
れている時間が算出され、スイッチング手段のオン時点
から当該算出された時間が経過するとスイッチング手段
がオンからオフに切り替えられる。これによって、入力
電圧または出力電流の変化によりスイッチング手段に共
振電流が流れている時間が変化した場合でも、確実にゼ
ロ電流スイッチングが行われ、スイッチング損失の増大
が防止される。

【００１１】また、上記駆動制御手段は、上記共振用リ
アクトルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキ
ャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振
電流の周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に
基づき上記時間を算出するものであるとしてもよい。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉｏ／Ｖｉ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：算出される時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉｏ：出力電流 Ｖｉ：入力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。

【００１２】この構成によれば、予め格納されている上
記共振用リアクトルのインダクタンス、上記共振用コン
デンサのキャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに
流れる共振電流の周期を用いて、上記式によりスイッチ
ング手段に共振電流が流れている時間が算出される。こ
れによって、上記時間の算出が、精度良く、かつ容易に
行われることとなる。

【００１３】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て上記共振用リアクトルに流れる共振電流を検出するも
ので、上記駆動制御手段は、検出された上記共振電流を
用いて上記スイッチング手段に共振電流が流れなくなる
時点を求め、当該求めた時点になると、上記スイッチン
グ手段をオンからオフに切り替えるものであるとしても
よい。

【００１４】この構成によれば、共振用リアクトルに流
れる共振電流が検出され、検出された共振電流を用いて
スイッチング手段に共振電流が流れなくなる時点が求め
られ、当該求められた時点になると、スイッチング手段
がオンからオフに切り替えられる。

【００１５】これによって、動作環境の変化や経時劣化
などにより共振回路を構成するリアクトルやコンデンサ
のパラメータが変化して、共振電流のピーク値や波形が
変化し、そのためスイッチング手段に共振電流が流れて
いる時間が変化した場合でも、共振電流を検出して上記
時点を求めているので、確実にゼロ電流スイッチングが
行われ、スイッチング損失の増大が防止される。

【００１６】また、上記駆動制御手段は、上記共振電流
が低下して所定値以下になった時点から所定時間後に上
記スイッチング手段をオンからオフに切り替えるもので
あるとしてもよい。

【００１７】この構成によれば、共振電流が低下して所
定値以下になった時点から所定時間後にスイッチング手
段がオンからオフに切り替えられる。ここで、例えば共
振電流のピーク値が増大し、スイッチング手段に共振電
流が流れている時間が標準状態より長くなる場合には、
共振電流が所定値以下になる時点も、標準状態より遅く
なる。従って、その場合でも、共振電流が所定値以下に
なる時点から所定時間後には、スイッチング手段に共振
電流が流れていない状態となる。このように、動作環境
などの変化により共振電流が変化した場合でも、確実に
ゼロ電流スイッチングが行われ、スイッチング損失の増
大が防止される。

【００１８】この場合において、上記所定値は、予め設
定された一定の値であるとすると、簡易な構成で回路が
実現されることとなる。

【００１９】一方、上記所定値が、上記スイッチング手
段のオン時点から所定時間後における上記共振電流の電
流値であるとしたり、上記共振電流のピーク値に応じて
設定されるものであるとすると、所定値が一定の値でな
く共振電流の変化を反映した値になるので、動作環境な
どの変化に対して、より確実にゼロ電流スイッチングが
行われることとなる。

【００２０】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て、さらに出力電流および上記共振用コンデンサに流れ
る容量電流を検出するもので、上記駆動制御手段は、上
記スイッチング手段のオン時点から上記共振電流が上記
出力電流以上になる時点までの経過時間をカウントし、
上記容量電流が所定値以下になった時点から上記経過時
間後に上記スイッチング手段をオンからオフに切り替え
るものであるとしてもよい。

【００２１】この構成によれば、さらに出力電流および
共振用コンデンサに流れる容量電流が検出され、スイッ
チング手段のオン時点から共振電流が出力電流以上にな
る時点までの経過時間がカウントされ、容量電流が所定
値、例えばゼロ以下になった時点から上記カウントした
経過時間後にスイッチング手段がオンからオフに切り替
えられる。この場合において、出力電流が異常に増大し
た場合でも、共振によって生じる容量電流は確実にゼロ
に戻るので、容量電流が所定値以下になった時点を起算
時点とすることで、より確実にゼロ電流スイッチングが
行われることとなる。

【００２２】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て、さらに出力電流を検出するもので、上記駆動制御手
段は、上記スイッチング手段のオン時点から上記共振電
流が上記出力電流以上になる時点までの経過時間をカウ
ントし、上記共振電流が低下して上記出力電流以下にな
った時点から上記経過時間後に上記スイッチング手段を
オンからオフに切り替えるものであるとしてもよい。

【００２３】この構成によれば、さらに出力電流が検出
され、スイッチング手段のオン時点から共振電流が出力
電流以上になる時点までの経過時間がカウントされ、共
振電流が低下して出力電流以下になった時点から上記経
過時間後にスイッチング手段がオンからオフに切り替え
られる。ここで、動作環境などの変化により共振電流が
変化すると、その変化に応じて出力電流や上記経過時間
も変化することになるが、その場合でも、スイッチング
手段のオン時点から共振電流が出力電流以上になる時点
までの時間と、共振電流が低下して出力電流以下になっ
た時点からゼロになる時点までの時間とは、ほぼ一致す
ると考えられる。従って、動作環境などの変化により共
振電流が変化した場合でも、確実にゼロ電流スイッチン
グが行われ、スイッチング損失の増大が防止される。

【００２４】また、入力電圧を昇圧して出力する昇圧形
コンバータ回路であり、上記検出手段は、上記電気信号
として出力電圧および入力電流を検出するもので、上記
駆動制御手段は、検出された上記出力電圧および上記入
力電流に基づき上記スイッチング手段に共振電流が流れ
ている時間を算出し、上記スイッチング手段のオン時点
から当該算出された時間が経過すると上記スイッチング
手段をオンからオフに切り替えるものであるとしてもよ
い。

【００２５】この構成によれば、検出された出力電圧お
よび入力電流に基づきスイッチング手段に共振電流が流
れている時間が算出され、スイッチング手段のオン時点
から当該算出された時間が経過するとスイッチング手段
がオンからオフに切り替えられる。これによって、出力
電圧または入力電流の変化によりスイッチング手段に共
振電流が流れている時間が変化した場合でも、確実にゼ
ロ電流スイッチングが行われ、スイッチング損失の増大
が防止される。

【００２６】また、上記駆動制御手段は、上記共振用リ
アクトルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキ
ャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振
電流の周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に
基づき上記時間を算出するものであるとしてもよい。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉin／Ｖｏ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：共振電流が流れている時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉin：入力電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。

【００２７】この構成によれば、予め格納されている上
記共振用リアクトルのインダクタンス、上記共振用コン
デンサのキャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに
流れる共振電流の周期を用いて、上記式によりスイッチ
ング手段に共振電流が流れている時間が算出される。こ
れによって、上記時間の算出が、精度良く、かつ容易に
行われることとなる。

【００２８】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）図１は本発明に
係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第１実施形態を示す回
路ブロック図である。この回路は、コンバータ回路部１
と、駆動回路２と、制御回路３とを備えている。

【００２９】コンバータ回路部１は、入力端子４，５間
に印加される直流入力電圧Ｖｉより低い直流出力電圧Ｖ
ｏを生成して出力端子６，７間に接続される負荷８に印
加するもので、公知の全波形ゼロ電流スイッチング方式
の降圧形コンバータを構成している。

【００３０】すなわち、このコンバータ回路部１は、入
力電圧Ｖｉをチョッピングするトランジスタ（スイッチ
ング手段）Ｑ１と、このトランジスタＱ１と逆並列に接
続され、電流を逆方向に流すためのダイオードＤ１と、
トランジスタＱ１に直列に接続された共振用リアクトル
Ｌ１と、共振用コンデンサＣ１と、リアクトルＬ２およ
びコンデンサＣ２からなり、出力電圧Ｖｏの脈動を抑制
するための低域通過フィルタと、トランジスタＱ１がオ
フしたときにリアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを
放出するための還流用ダイオードＤ２とから構成されて
いる。

【００３１】リアクトルＬ２およびコンデンサＣ２の接
続点と出力端子６との間に介設された電流検出回路９
は、例えばホール素子または低抵抗からなり、出力電流
Ｉｏを検出するもので、出力電流Ｉｏに比例する検出値
を制御回路３に送出する。

【００３２】駆動回路２は、制御回路３からの制御信号
に従ってトランジスタＱ１をオンオフさせるものであ
る。

【００３３】制御回路３は、ＣＰＵ、メモリやＡ／Ｄ変
換器などからなり、駆動回路２にパルス信号からなる制
御信号を送出してトランジスタＱ１のオンオフを制御す
るもので、以下の機能〜を有する。

【００３４】入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流
Ｉｏを検出する機能。

【００３５】トランジスタＱ１をオンにした後、ｉ＜
０、すなわち共振電流ｉが反転してダイオードＤ１に流
れている間に、トランジスタＱ１をオンからオフに切り
替えるゼロ電流スイッチングを行う機能。トランジスタ
Ｑ１をオンからオフに切り替えるタイミングについては
後述する。

【００３６】検出した出力電圧Ｖｏが予め設定された
値に一致するように、トランジスタＱ１のスイッチング
周波数を制御する機能。

【００３７】次に、図１、図２を用いて、制御回路３に
よりトランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるタイ
ミングについて説明する。図２(ａ)(ｂ)(ｃ)は共振用リ
アクトルＬ１に流れる共振電流ｉの電流波形図である。

【００３８】共振用リアクトルＬ１に流れる共振電流ｉ
として、図２(ａ)に示すような波形の電流ｉが流れる
が、この電流ｉは、下記式（１）で表わされる。 ｉ＝Ｉｏ＋Ｉｐ・sinωｔ …（１） ここで、ωは共振用リアクトルＬ１および共振用コンデ
ンサＣ１からなる共振回路の共振角周波数、Ｉｐは共振
電流ｉの交流成分の振幅である。この共振角周波数ω
は、下記式（２）で表わされる。 １／ω＝√(Ｌｒ・Ｃｒ) …（２） 但し、共振用リアクトルＬ１のインダクタンスをＬｒ、
共振用コンデンサＣ１のキャパシタンスをＣｒとする。

【００３９】図２(ａ)において、Ｔｏはｉ≧０の時間、
Ｔ１はｉ＝０からｉ＝Ｉｏになるまでの時間、Ｔｎは共
振電流ｉの周期である。ここで、同図より、 Ｉｐ・sin(ωＴ１)＝Ｉｏ …（３） であるので、 Ｔ１＝sin^-1(Ｉｏ／Ｉｐ)／ω …（４） が得られる。また、 Ｉｐ＝Ｖｉ／Ｚｎ …（５） である。ここで、Ｚｎは特性インピーダンスで、下記式
（６）で表わされる。 Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) …（６） 従って、上記式（４）は、 Ｔ１＝sin^-1(Ｉｏ・Ｚｎ／Ｖｉ)／ω…（７） と表わせる。

【００４０】また、図２(ａ)から分かるように、 Ｔｏ＝Ｔｎ／２＋２・Ｔ１ …（８） が成立する。

【００４１】ここで、Ｉｏ＝０のときは、図２(ｂ)に示
すように、Ｔ１＝０で、Ｔｏ＝Ｔｎ／２となる。また、
Ｉｏ＝Ｉｐのときは、図２(ｃ)に示すように、Ｔｏ＝Ｔ
ｎになる。

【００４２】従って、上記式（８）より、Ｉｏ＝０のと
きはＴ１＝０で、Ｉｏ＝ＩｐのときはＴ１＝Ｔｎ／４に
なる。すなわち、Ｉｏが０からＩｐに変化すると、Ｔ１
は０からＴｎ／４に変化する。このＴ１の変化を直線変
化、すなわちＩｏの１次関数で近似すると、上記式
（７）より、 Ｔ１＝(Ｉｏ・Ｚｎ／Ｖｉ)・Ｔｎ／４…（９） が得られる。この式（９）を上記式（８）に代入する
と、 Ｔｏ＝Ｔｎ／２ ＋Ｔｎ・Ｉｏ・Ｚｎ／(２・Ｖｉ) …（１０） が得られる。

【００４３】コンバータ回路部１において、共振用リア
クトルＬ１のインダクタンスＬｒおよび共振用コンデン
サＣ１のキャパシタンスＣｒは既知であり、各値Ｌｒ，
Ｃｒが決まると、周期Ｔｎおよび特性インピーダンスＺ
ｎが決まる。そこで、制御回路３のメモリに、周期Ｔｎ
および特性インピーダンスＺｎの各値を予め格納してお
く。

【００４４】そして、制御回路３は、メモリに格納され
ている各値Ｔｎ，Ｚｎと、検出した入力電圧Ｖｉおよび
出力電流Ｉｏとを用いて、上記式（１０）に従って、時
間Ｔｏを算出し、トランジスタＱ１のオン時点から時間
Ｔｏが経過した時点で、トランジスタＱ１をオンからオ
フに切り替える。

【００４５】なお、上記時間Ｔｏの算出は、所定時間
（例えば数msec）ごとに行うようにすればよい。

【００４６】このように、第１実施形態によれば、入力
電圧Ｖｉおよび出力電流Ｉｏを検出し、上記式（１０）
に従って時間Ｔｏを算出し、トランジスタＱ１のオン時
点から時間Ｔｏが経過した時点でトランジスタＱ１をオ
ンからオフに切り替えるようにしているので、動作環境
の変化などにより、入力電圧Ｖｉおよび出力電流Ｉｏが
変化することによって、ｉ＝０になるタイミングが変化
した場合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行うこと
ができる。

【００４７】（第２実施形態）図３は本発明に係るＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の第２実施形態を示す回路ブロッ
ク図、図４は共振電流ｉの波形図およびトランジスタＱ
１のオンオフを示すタイミングチャートである。なお、
図１と同一物には同一符号を付している。

【００４８】図３において、共振用リアクトルＬ１に直
列に接続された電流検出回路１０は、例えばカレントト
ランスからなり、共振用リアクトルＬ１に流れる共振電
流ｉを検出するもので、共振電流ｉに比例する検出値を
比較回路１１に送出する。

【００４９】比較回路１１は、電流検出回路１０により
検出される共振電流ｉと、電流閾値生成回路１２で生成
される閾値Ｉ１（Ｉ１＞０）とを比較して、共振電流ｉ
が低下してｉ≦Ｉ１になると、その旨の検出信号を遅延
回路１３に送出するものである。

【００５０】制御回路３０は、出力電圧Ｖｏと設定値生
成回路１４で生成される設定値とを比較して、出力電圧
Ｖｏが一定値に維持されるようなスイッチング周波数で
駆動回路２にオン信号Ｓonを送出するものである。ま
た、制御回路３０は、クロック同期信号を遅延回路１３
に送出する。

【００５１】遅延回路１３は、制御回路３０から送られ
てくるクロック同期信号に基づき、比較回路１１による
検出信号の出力時点からの経過時間をカウントし、所定
時間Ｔ２が経過すると、駆動回路２にオフ信号Ｓoffを
送出するものである。

【００５２】この所定時間Ｔ２は、共振電流ｉが所定値
Ｉ１以下になった時点から確実にｉ＜０になるまでの時
間に予め設定されている。

【００５３】駆動回路２は、制御回路３０からオン信号
Ｓonが入力されるとトランジスタＱ１をオンにし、遅延
回路１３からオフ信号Ｓoffが入力されるとトランジス
タＱ１をオンからオフに切り替える。

【００５４】この構成により、図４に示すように、共振
電流ｉが低下してｉ≦Ｉ１になった時点から所定時間Ｔ
２が経過すると、トランジスタＱ１がオフにされる。

【００５５】このように、第２実施形態によれば、共振
用リアクトルＬ１に流れる共振電流ｉがｉ≦Ｉ１になっ
た時点から確実にｉ＜０になるまでの所定時間Ｔ２を予
め設定しておき、共振電流ｉ（瞬時値）を検出し、共振
電流ｉがｉ≦Ｉ１になった時点から所定時間Ｔ２の経過
後にトランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるよう
にしているので、動作環境の変化や経年劣化により、共
振用リアクトルＬ１や共振用コンデンサＣ１の各値Ｌ
ｒ，Ｃｒが変化することによって、共振電流ｉ＝０にな
るタイミングが変化した場合でも、確実にゼロ電流スイ
ッチングを行うことができる。従って、スイッチング損
失の増大を未然に防止することができる。

【００５６】（第３実施形態）図５は本発明に係るＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の第３実施形態を示す回路ブロッ
ク図、図６は共振電流ｉの波形図およびトランジスタＱ
１のオンオフを示すタイミングチャートである。なお、
図１と同一物には同一符号を付す。

【００５７】図５において、制御回路３０は、トランジ
スタＱ１のオン時点から計時のためのクロック同期信号
を遅延回路２１，２２に送出するものである。遅延回路
２１は、電流検出回路１０により検出される共振電流ｉ
を取り込むとともに、制御回路３０から送られてくるク
ロック同期信号に基づきトランジスタＱ１のオン時点か
らの経過時間をカウントし、所定時間Ｔ１１が経過した
時点での共振電流ｉを保持回路２３に送出するものであ
る。

【００５８】保持回路２３は、遅延回路２１から送られ
てくる共振電流ｉを閾値Ｉ２として保持して比較回路２
４に送出するものである。比較回路２４は、電流検出回
路１０により検出される共振電流ｉを取り込み、共振電
流ｉと保持回路２３から送られる閾値Ｉ２とを比較し
て、共振電流ｉが低下してｉ≦Ｉ２になると、その旨の
検出信号を遅延回路２２に送出するものである。

【００５９】遅延回路２２は、制御回路３０から送られ
てくるクロック同期信号に基づき比較回路２４による検
出信号の送出時点からの経過時間をカウントし、所定時
間Ｔ１２（＞Ｔ１１）が経過した時点でオフ信号Ｓoff
を駆動回路２に送出するものである。また、遅延回路２
２は、オフ信号Ｓoffの出力後に、保持回路２３で保持
されている閾値Ｉ２をリセットする。

【００６０】この構成により、図６に示すように、トラ
ンジスタＱ１のオン時点から所定時間Ｔ１１が経過した
時点での共振電流ｉが閾値Ｉ２とされ、共振電流ｉが低
下してｉ≦Ｉ２になった時点から所定時間Ｔ１２（＞Ｔ
１１）が経過すると、トランジスタＱ１がオンからオフ
に切り替えられる。

【００６１】図７は、第３実施形態の、より具体的な回
路構成例を示す回路ブロック図、図８は図７の各部〜
の信号を示すタイミングチャートである。なお、図７
ではコンバータ回路部１の図示を省略し、図３と同一物
には同一符号を付している。

【００６２】図７において、スイッチ３１，３２は、例
えばトランジスタからなり、スイッチ３１は通常オン状
態で、スイッチ３２は通常オフ状態になっている。

【００６３】電圧周波数変換（Ｖ／Ｆ）回路３３は、出
力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ１に基づきスイッチン
グ周波数を設定するものである。制御回路３００は、こ
のスイッチング周波数で決まるタイミングで、オン信号
Ｓonを駆動回路２に送出するものである（図８の）。
また、制御回路３００は、オン信号Ｓonを送出した時点
から計時のためのクロック同期信号を第１遅延回路３４
に送出する。

【００６４】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１がオ
ンになると、共振電流ｉが比較回路３５に取り込まれる
（図８の）。第１遅延回路３４は、トランジスタＱ１
のオン時点から経過時間をカウントし、所定時間Ｔ１１
が経過すると、スイッチ３１をオフにし、比較回路３５
は、スイッチ３１がオフにされた時点の共振電流ｉの瞬
時値を閾値Ｉ２として保持する（図８の）。そして、
比較回路３５は、変化する共振電流ｉと閾値Ｉ２とを比
較し、ｉ≧Ｉ２の間、オン（ハイレベル）信号を出力す
る（図８の）。

【００６５】第２遅延回路３６は、比較回路３５からの
出力信号を所定時間Ｔ１２だけ遅延して出力する（図８
の）。なお、Ｔ１２＞Ｔ１１に設定されている。

【００６６】この第２遅延回路３６からの出力信号は、
第３遅延回路３７によりさらに所定時間Ｔ１３だけ遅延
されるとともに（図８の）、インバータゲート回路３
８により反転される（図８の）。

【００６７】アンドゲート回路３９は、これらの信号の
論理積を合成してパルス信号を生成し（図８の）、制
御回路３００および第４遅延回路４０に送出する。

【００６８】制御回路３００は、アンドゲート回路３９
からパルス信号が入力されると、駆動回路２にオフ信号
Ｓoffを送出する（図８の）。第４遅延回路４０は、
アンドゲート回路３９から入力されるパルス信号を所定
時間Ｔ１４だけ遅延してスイッチ３２に出力し（図８の
）、このパルス信号によってスイッチ３２がオンにさ
れて比較回路３５に保持されていた閾値Ｉ２がリセット
される。

【００６９】従って、図８に示すように、オフ信号Ｓof
fは、の立ち下がり時点に同期して出力されるが、こ
の時点は、の立ち下がり時点から所定時間Ｔ１２後、
ｉ≦Ｉ２になった時点から所定時間Ｔ１２後になる。こ
こで、Ｔ１２は、Ｔ１２＞Ｔ１１であって、オフ信号Ｓ
offがｉ＜０の間に出力されるような値に設定されてい
るので、確実にゼロ電流スイッチングが行われることと
なる。

【００７０】また、共振電流ｉの１周期ごとに、比較回
路３５に保持されている閾値Ｉ２がリセットされる。従
って、図８の，において、例えば左側の共振電流ｉ
より右側の共振電流ｉが増大している場合には、スイッ
チ３１がオフにされた時点の共振電流ｉの各瞬時値Ｉ２
１，Ｉ２２はＩ２１＜Ｉ２２となり、左側の共振電流ｉ
より右側の共振電流ｉにおける閾値Ｉ２のレベルが増大
することとなる。

【００７１】ここで、左側の共振電流ｉの波形におい
て、トランジスタＱ１のオン時点から瞬時値Ｉ２１にな
るまでの時間と、瞬時値Ｉ２１からｉ＝０になるまでの
時間とは、ほぼ同一の値になる。また、右側の共振電流
ｉの波形において、トランジスタＱ１のオン時点から瞬
時値Ｉ２２になるまでの時間と、瞬時値Ｉ２２からｉ＝
０になるまでの時間とは、やはり、ほぼ同一の値にな
る。

【００７２】従って、トランジスタＱ１のオン時点から
所定時間Ｔ１１が経過した時点での共振電流ｉの瞬時値
を閾値とすることで、閾値のレベルに関係なく、共振電
流ｉが閾値以下になった時点から所定時間Ｔ１１が経過
した時点で、共振電流ｉ≒０になるということが言え
る。

【００７３】このように、第３実施形態によれば、トラ
ンジスタＱ１のオン時点から所定時間Ｔ１１が経過した
時点の共振電流ｉの瞬時値を閾値とし、共振電流ｉが閾
値以下になった時点から所定時間Ｔ１２（＞Ｔ１１）の
経過後にトランジスタＱ１をオンからオフに切り替える
ようにしているので、確実にゼロ電流スイッチングを行
うことができ、スイッチング損失の増大を未然に防止す
ることができる。

【００７４】特に、共振電流ｉの大きさや波形が変化す
ると、所定時間Ｔ１１が経過した時点の瞬時値が変化す
るため、閾値は共振電流ｉの変化に応じて変化すること
になるが、その変化した閾値からｉ＝０になる時点まで
に要する時間は殆ど変化しないので、動作環境の変化や
経年劣化などにより共振電流ｉ＝０になるタイミングが
変化した場合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行う
ことができる。

【００７５】（第４実施形態）図９は本発明に係るＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の第４実施形態を示す回路ブロッ
ク図、図１０は共振電流ｉの波形図およびトランジスタ
Ｑ１のオンオフを示すタイミングチャートである。な
お、図３と同一物には同一符号を付す。

【００７６】図９において、制御回路３０は、トランジ
スタＱ１のオン時点から計時のためのクロック同期信号
を遅延回路４１に送出するものである。保持回路４２
は、電流検出回路１０により検出される共振電流ｉのピ
ーク値を保持するもので、分圧回路４３は、保持回路４
２で保持されているピーク値の所定比（＜１）を閾値と
して比較回路４４に送出するものである。

【００７７】比較回路４４は、電流検出回路１０により
検出される共振電流ｉと分圧回路４３から送られる閾値
とを比較して、共振電流ｉが低下して閾値以下になる
と、その旨の検出信号を遅延回路４１に送出するもので
ある。

【００７８】遅延回路４１は、制御回路３０から送られ
てくるクロック同期信号に基づき比較回路４４による検
出信号の送出時点からの経過時間をカウントし、所定時
間Ｔ２１が経過した時点でオフ信号Ｓoffを駆動回路２
に送出するものである。

【００７９】この構成により、図１０に示すように、共
振電流ｉ（図中、太実線）のピーク値ｉｐ（図中、細実
線）が保持され、このピーク値ｉｐの所定比（＜１）が
閾値ｉth（図中、細実線）とされ、共振電流ｉが低下し
てｉ≦ｉthになった時点から所定時間Ｔ２１が経過する
と、トランジスタＱ１がオフにされる。

【００８０】なお、保持回路４２は、例えばコンデンサ
で構成され、図１０に示すようにピーク値ｉｐは漸減し
ているので、保持回路４２が保持するピーク値を１周期
ごとにリセットする必要はない。

【００８１】図１１は、第４実施形態の、より具体的な
回路構成例を示す回路ブロック図、図１２は図１１の各
部〜の信号を示すタイミングチャートである。な
お、図１１ではコンバータ回路部１の図示を省略し、図
９と同一物には同一符号を付している。

【００８２】電圧周波数変換（Ｖ／Ｆ）回路５１は、出
力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ１に基づきスイッチン
グ周波数を設定するものである。制御回路３００は、こ
のスイッチング周波数で決まるタイミングで、オン信号
Ｓonを駆動回路２に送出するものである（図１２の
）。

【００８３】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１がオ
ンになると、共振電流ｉが、比較回路５２に取り込まれ
るとともに（図１２の）、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の直列
回路にコンデンサＣ４１が並列に接続されてなる回路に
入力される。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点は比較回路５
２に接続されており、共振電流ｉによりコンデンサＣ４
１が充電されるとともに、その充電電圧の抵抗Ｒ４１，
Ｒ４２による分圧値が閾値として比較回路５２に入力さ
れる（図１２の）。

【００８４】ここで、図１２の，に示すｉｐ，ｉth
の関係は、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の抵抗値をＲ₄₁，Ｒ₄₂と
すると、 ｉth＝ｉｐ・Ｒ₄₂／(Ｒ₄₁＋Ｒ₄₂) と表わされる。コンデンサＣ４１は保持回路４２を構成
し、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２は分圧回路４３を構成してい
る。

【００８５】比較回路５２は、変化する共振電流ｉと閾
値ｉthとを比較し、ｉ≧ｉthの間、オン（ハイレベル）
信号を出力する（図１２の）。

【００８６】第５遅延回路５３は、比較回路５２からの
出力信号を所定時間Ｔ２１だけ遅延して出力する（図１
２の）。この第５遅延回路５３からの出力信号は、第
６遅延回路５４により所定時間Ｔ２２だけ遅延されると
ともに（図１２の）、インバータゲート回路５５によ
り反転される（図１２の）。

【００８７】アンドゲート回路５６は、これらの信号の
論理積を合成してパルス信号を生成し（図１２の）、
制御回路３００に出力する。

【００８８】制御回路３００は、アンドゲート回路５６
からパルス信号が入力されると、駆動回路２にオフ信号
Ｓoffを出力し、これによってトランジスタＱ１はオフ
になる（図１２の）。

【００８９】従って、図１２に示すように、オフ信号Ｓ
offは、の立ち下がり時点に同期して出力されるが、
この時点は、の立ち下がり時点から所定時間Ｔ２１
後、すなわちｉ≦ｉthになった時点から所定時間Ｔ２１
後になる。ここで、Ｔ２１はオフ信号Ｓoffがｉ＜０の
間に出力されるように設定されているので、確実にゼロ
電流スイッチングが行われる。

【００９０】このように、第４実施形態によれば、共振
電流ｉのピーク値ｉｐの所定比ｉthを閾値とし、共振電
流ｉが閾値以下になった時点から所定時間Ｔ２１の経過
後にトランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるよう
にしているので、確実にゼロ電流スイッチングを行うこ
とができ、スイッチング損失の増大を未然に防止するこ
とができる。

【００９１】また、動作環境の変化や経年劣化などによ
り、共振電流ｉの大きさや波形が変化すると、その変化
に応じて閾値ｉthが変化することになるので、動作環境
などの変化によりｉ＝０になるタイミングが変化した場
合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行うことができ
る。

【００９２】（第５実施形態）図１３は本発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の第５実施形態を示す回路ブロ
ック図、図１４は共振電流ｉの波形図およびトランジス
タＱ１のオンオフを示すタイミングチャートである。な
お、図１、図３と同一物には同一符号を付す。

【００９３】図１３において、共振用コンデンサＣ１に
直列に接続された電流検出回路６０は、例えばカレント
トランスからなり、共振用コンデンサＣ１に流れる容量
電流ｉｃを検出するもので、容量電流ｉｃに比例する検
出値を後述する比較回路６４に送出する。

【００９４】比較回路６１は、電流検出回路１０により
検出される共振電流ｉと電流検出回路９により検出され
る出力電流Ｉｏとを比較して、共振電流ｉが増大してｉ
≧Ｉｏになると、その旨の検出信号を遅延回路１３に送
出するものである。

【００９５】制御回路３０は、出力電圧Ｖｏと設定値生
成回路１４で生成される設定値とを比較して、出力電圧
Ｖｏが一定値に維持されるようなスイッチング周波数で
駆動回路２にオン信号Ｓonを送出するものである。ま
た、制御回路３０は、クロック同期信号を計時回路６２
に送出する。

【００９６】計時回路６２は、制御回路３０から送られ
てくるクロック同期信号に基づき、トランジスタＱ１の
オン時点から、比較回路６１による検出信号の出力時点
までの経過時間Ｔ３１をカウントし、その時間Ｔ３１を
遅延回路６３に送出するものである。

【００９７】比較回路６４は、電流検出回路６０により
検出される容量電流ｉｃと閾値生成回路６５で生成され
る閾値（本実施形態ではゼロ、すなわちアースレベル）
とを比較して、一旦増大した容量電流ｉｃが低下して閾
値に一致すると、その旨の検出信号を遅延回路６３に送
出するものである。

【００９８】遅延回路６３は、比較回路６４による検出
信号の出力時点からの経過時間をカウントし、計時回路
６２から送出されている時間Ｔ３１に一致すると、駆動
回路２にオフ信号Ｓoffを出力する。

【００９９】駆動回路２は、制御回路３０からオン信号
Ｓonが入力されるとトランジスタＱ１をオンにし、遅延
回路６３からオフ信号Ｓoffが入力されるとトランジス
タＱ１をオンからオフに切り替える。

【０１００】この構成により、図１４に示すように、ト
ランジスタＱ１のオン時点から共振電流ｉがｉ＝Ｉｏに
なるまでの時間Ｔ３１がカウントされるとともに、容量
電流ｉｃが検出される。そして、容量電流ｉｃがゼロに
なった時点から時間Ｔ３１が経過すると、トランジスタ
Ｑ１がオンからオフに切り替えられる。

【０１０１】このように、第５実施形態によれば、トラ
ンジスタＱ１のオン時点から共振電流ｉが出力電流Ｉｏ
に一致する時点までの時間Ｔ３１をカウントし、共振用
コンデンサＣ１に流れる容量電流ｉｃを検出し、容量電
流ｉｃがゼロになった時点から時間Ｔ３１の経過後にト
ランジスタＱ１をオンからオフに切り替えるようにして
いるので、動作環境の変化や経年劣化により、共振用リ
アクトルＬ１や共振用コンデンサＣ１の各値Ｌｒ，Ｃｒ
が変化し、共振電流ｉの波形や大きさが変化してｉ＝０
になる位置が変化した場合でも、確実にゼロ電流スイッ
チングを行うことができ、スイッチング損失の増大を未
然に防止することができる。

【０１０２】特に、出力電流Ｉｏが異常に増大した場合
でも、共振用コンデンサＣ１に流れる容量電流ｉｃは確
実にゼロになるため、容量電流ｉｃがゼロになった時点
を起算時点とすることで、より確実にゼロ電流スイッチ
ングを行うことができる。

【０１０３】（第６実施形態）図１５は本発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の第６実施形態を示す回路ブロ
ック図、図１６は図１５の各部〜の信号を示すタイ
ミングチャートである。なお、図１５ではコンバータ回
路部１の図示を省略している。

【０１０４】電圧周波数変換（Ｖ／Ｆ）回路７１は、出
力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ１に基づきスイッチン
グ周波数を設定するものである。制御回路３００は、こ
のスイッチング周波数で決まるタイミングで、オン信号
Ｓonを駆動回路２に送出するもので、このオン信号Ｓon
によってトランジスタＱ１がオンにされる（図１６の
）。

【０１０５】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１がオ
ンになると、共振電流ｉおよび出力電流Ｉｏが比較回路
７２に入力される（図１６の，）。

【０１０６】比較回路７２は、共振電流ｉと出力電流Ｉ
ｏとを比較し、ｉ≧Ｉｏのときにオン（ハイレベル）信
号を出力する（図１６の）。

【０１０７】第７遅延回路７３は、比較回路７２からの
出力信号を所定時間Ｔ４１だけ遅延して出力する（図１
６の）。この第７遅延回路７３からの出力信号は、第
８遅延回路７４により所定時間Ｔ４２だけ遅延されると
ともに（図１６の）、インバータゲート回路７５によ
り反転される（図１６の）。

【０１０８】アンドゲート回路７６は、これらの信号の
論理積を合成してパルス信号を生成し（図１６の）、
制御回路３００に出力する。

【０１０９】制御回路３００は、アンドゲート回路７６
からパルス信号が入力されると、駆動回路２にオフ信号
Ｓoffを出力し、これによってトランジスタＱ１はオフ
になる（図１６の）。

【０１１０】従って、図１６に示すように、オフ信号Ｓ
offは、の立ち下がり時点に同期して出力されるが、
この時点は、の立ち下がり時点から所定時間Ｔ４１
後、すなわちｉ≦Ｉｏになった時点から所定時間Ｔ４１
後になる。

【０１１１】ここで、Ｔ４１はオフ信号Ｓoffがｉ＜０
の間に出力されるように設定されている。すなわち、図
１６に示すように、ｉ≦Ｉｏになった時点からｉ＝０に
なる時点までの経過時間をＴ４３とすると、Ｔ４１＞Ｔ
４３（本実施形態では、例えばＴ４１＝Ｔｎ／４、Ｔｎ
は共振電流ｉの周期）に設定されている。これによっ
て、確実にゼロ電流スイッチングが行われることとな
る。

【０１１２】このように、第６実施形態によれば、共振
電流ｉが出力電流Ｉｏ以下になった時点から所定時間Ｔ
４１の経過後にトランジスタＱ１をオンからオフに切り
替えるようにしているので、確実にゼロ電流スイッチン
グを行うことができ、スイッチング損失の増大を未然に
防止することができる。

【０１１３】また、動作環境の変化や経年劣化などによ
り、共振電流ｉの大きさや波形が変化して出力電流Ｉｏ
が変化すると、その変化に応じて閾値が変化することに
なるので、動作環境などの変化によりｉ＝０になるタイ
ミングが変化した場合でも、確実にゼロ電流スイッチン
グを行うことができる。

【０１１４】なお、上記各実施形態では、コンバータ回
路部１として、全波形ゼロ電流スイッチング方式の降圧
形コンバータを用いて説明しているが、これに限られ
ず、例えば半波形ゼロ電流スイッチング方式や昇圧形コ
ンバータなどを含む一般のゼロ電流スイッチング方式コ
ンバータに適用することができる。

【０１１５】そこで、以下に、全波形ゼロ電流スイッチ
ング方式の昇圧形コンバータの具体的な形態例につい
て、第７〜第１０実施形態として説明する。

【０１１６】（第７実施形態）図１７は本発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の第７実施形態を示す回路ブロ
ック図である。この回路は、コンバータ回路部１０１
と、駆動回路１０２と、制御回路１０３とを備えてい
る。

【０１１７】コンバータ回路部１０１は、入力端子１０
４，１０５間に印加される直流入力電圧Ｖｉより高い直
流出力電圧Ｖｏを生成して出力端子１０６，１０７間に
接続される負荷１０８に印加するもので、公知の全波形
ゼロ電流スイッチング方式の昇圧形コンバータを構成し
ている。

【０１１８】すなわち、このコンバータ回路部１０１
は、入力電圧Ｖｉをチョッピングするトランジスタ（ス
イッチング手段）Ｑ１１と、このトランジスタＱ１１と
逆並列に接続され、電流を逆方向に流すためのダイオー
ドＤ１１と、トランジスタＱ１１に直列に接続された共
振用リアクトルＬ１１と、共振用コンデンサＣ１１と、
トランジスタＱ１１がオンのときにエネルギーを蓄積す
るためのリアクトルＬ１２と、出力電圧Ｖｏを平滑する
ためのコンデンサＣ１２と、出力側から入力側への電流
の逆流を阻止するためのダイオードＤ１２とから構成さ
れている。

【０１１９】入力端子１０４とリアクトルＬ１２との間
に介設された電流検出回路１０９は、例えばホール素子
または低抵抗からなり、入力電流Ｉinを検出するもの
で、入力電流Ｉinに比例する検出値を制御回路１０３に
送出する。

【０１２０】駆動回路１０２は、制御回路１０３からの
制御信号に従ってトランジスタＱ１１をオンオフさせる
ものである。

【０１２１】制御回路１０３は、ＣＰＵ、メモリやＡ／
Ｄ変換器などからなり、駆動回路１０２にパルス信号か
らなる制御信号を送出してトランジスタＱ１１のオンオ
フを制御するもので、以下の機能〜を有する。

【０１２２】入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉin、出力電圧
Ｖｏを検出する機能。

【０１２３】トランジスタＱ１１をオンにした後、ｉ
＜０、すなわち共振電流ｉが反転してダイオードＤ１１
に流れている間に、トランジスタＱ１１をオンからオフ
に切り替えるゼロ電流スイッチングを行う機能。トラン
ジスタＱ１１をオンからオフに切り替えるタイミングに
ついては後述する。

【０１２４】検出した出力電圧Ｖｏが予め設定された
値に一致するように、トランジスタＱ１１のスイッチン
グ周波数を制御する機能。

【０１２５】次に、図１７、図１８を用いて、制御回路
１０３によるトランジスタＱ１１のオンからオフへの切
替タイミングについて説明する。図１８(ａ)(ｂ)(ｃ)は
共振用リアクトルＬ１１に流れる共振電流ｉの電流波形
図である。

【０１２６】共振用リアクトルＬ１１に流れる共振電流
ｉとして、図１８(ａ)に示すような波形の電流ｉが流れ
るが、この電流ｉは、 ｉ＝Ｉin＋Ｉｑ・sinωｔ …（11） と表わされる。ここで、ωは共振用リアクトルＬ１１お
よび共振用コンデンサＣ１１からなる共振回路の共振角
周波数、Ｉｑは共振電流ｉの交流成分の振幅である。

【０１２７】この共振角周波数ωは、 １／ω＝√(Ｌｒ・Ｃｒ) …（12） と表わされる。但し、共振用リアクトルＬ１１のインダ
クタンスをＬｒ、共振用コンデンサＣ１１のキャパシタ
ンスをＣｒとする。

【０１２８】図１８(ａ)において、Ｔｏはｉ≧０の時
間、Ｔ５１はｉ＝０からｉ＝Ｉinになるまでの時間、Ｔ
ｎは共振電流ｉの周期である。ここで、同図より、 Ｉｑ・sin(ωＴ５１)＝Ｉin …（13） であるので、 Ｔ５１＝sin^-1(Ｉin／Ｉｑ)／ω …（14） が得られる。また、 Ｉｑ＝Ｖｏ／Ｚｎ …（15） である。ここで、Ｚｎは特性インピーダンスで、 Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) …（16） と表わされる。従って、上記式（14）は、 Ｔ５１＝sin^-1(Ｉin・Ｚｎ／Ｖｏ)／ω…（17） と表わせる。

【０１２９】また、図１８(ａ)から分かるように、 Ｔｏ＝Ｔｎ／２＋２・Ｔ５１ …（18） が成立する。

【０１３０】ここで、Ｉin＝０のときは、図１８(ｂ)に
示すように、Ｔ５１＝０で、Ｔｏ＝Ｔｎ／２となる。ま
た、Ｉin＝Ｉｑのときは、図１８(ｃ)に示すように、Ｔ
ｏ＝Ｔｎになる。

【０１３１】従って、上記式（18）より、Ｉin＝０のと
きはＴ５１＝０で、Ｉin＝ＩｑのときはＴ５１＝Ｔｎ／
４になる。すなわち、Ｉinが０からＩｑに変化すると、
Ｔ５１は０からＴｎ／４に変化する。このＴ５１の変化
を直線変化、すなわちＩinの１次関数で近似すると、上
記式（17）より、 Ｔ５１＝(Ｉin・Ｚｎ／Ｖｏ)・Ｔｎ／４…（19） が得られる。この式（19）を上記式（18）に代入する
と、 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｉin・Ｚｎ／Ｖｏ)／２…（20） が得られる。

【０１３２】コンバータ回路部１０１において、共振用
リアクトルＬ１１のインダクタンスＬｒおよび共振用コ
ンデンサＣ１１のキャパシタンスＣｒは既知であり、各
値Ｌｒ，Ｃｒが決まると、周期Ｔｎおよび特性インピー
ダンスＺｎが決まる。そこで、制御回路１０３のメモリ
に、周期Ｔｎおよび特性インピーダンスＺｎの各値を予
め格納しておく。

【０１３３】そして、制御回路１０３は、メモリに格納
されている各値Ｔｎ，Ｚｎと、検出した出力電圧Ｖｏお
よび入力電流Ｉinとを用いて、上記式（20）に従って、
時間Ｔｏを算出し、トランジスタＱ１１のオン時点から
時間Ｔｏが経過した時点で、トランジスタＱ１１をオン
からオフに切り替える。

【０１３４】なお、上記時間Ｔｏの算出は、所定時間
（例えば数msec）ごとに行うようにすればよい。

【０１３５】このように、第７実施形態によれば、出力
電圧Ｖｏおよび入力電流Ｉinを検出し、上記式（20）に
従って時間Ｔｏを算出し、トランジスタＱ１１のオン時
点から時間Ｔｏが経過した時点でトランジスタＱ１１を
オンからオフに切り替えるようにしているので、コンバ
ータ回路部１０１の回路構成が決まると共振回路のイン
ダクタンスＬｒおよびキャパシタンスＣｒが一定値に決
まることから、動作環境の変化などにより、出力電圧Ｖ
ｏおよび入力電流Ｉinが変化することによってｉ＝０に
なるタイミングが変化した場合でも、確実にゼロ電流ス
イッチングを行うことができる。

【０１３６】（第８実施形態）図１９は本発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の第８実施形態を示す回路ブロ
ック図、図２０は共振電流ｉの波形図およびトランジス
タＱ１１のオンオフを示すタイミングチャートである。
なお、図１７と同一物には同一符号を付している。

【０１３７】図１９において、共振用リアクトルＬ１１
に直列に接続された電流検出回路１１０は、例えばカレ
ントトランスからなり、共振用リアクトルＬ１１に流れ
る共振電流ｉを検出するもので、共振電流ｉに比例する
検出値を比較回路１１１に送出する。

【０１３８】比較回路１１１は、電流検出回路１１０に
より検出される共振電流ｉと、電流閾値生成回路１１２
で生成される閾値Ｉ３１（Ｉ３１＞０）とを比較して、
共振電流ｉが低下してｉ≦Ｉ３１になると、その旨の検
出信号を遅延回路１１３に送出するものである。

【０１３９】制御回路１３０は、出力電圧Ｖｏと設定値
生成回路１１４で生成される設定値とを比較して、出力
電圧Ｖｏが一定値に維持されるようなスイッチング周波
数で駆動回路１０２にオン信号Ｓonを送出するものであ
る。また、制御回路１３０は、クロック同期信号を遅延
回路１１３に送出する。

【０１４０】遅延回路１１３は、制御回路１３０から送
られてくるクロック同期信号に基づき、比較回路１１１
による検出信号の出力時点からの経過時間をカウント
し、所定時間Ｔ６１が経過すると、駆動回路１０２にオ
フ信号Ｓoffを送出するものである。

【０１４１】この所定時間Ｔ６１は、共振電流ｉが所定
値Ｉ３１以下になった時点から確実にｉ＜０になるまで
の時間に予め設定されている。

【０１４２】駆動回路１０２は、制御回路１３０からオ
ン信号Ｓonが入力されるとトランジスタＱ１１をオンに
し、遅延回路１１３からオフ信号Ｓoffが入力されると
トランジスタＱ１１をオンからオフに切り替える。

【０１４３】このような構成により、図２０に示すよう
に、共振電流ｉが低下してｉ≦Ｉ３１になった時点から
所定時間Ｔ６１が経過すると、トランジスタＱ１１がオ
フにされる。

【０１４４】図２１は、第８実施形態の、より具体的な
回路構成例を示す回路ブロック図、図２２は図２１の各
部〜の信号を示すタイミングチャートである。な
お、図２１ではコンバータ回路部１０１の図示を省略
し、図１９と同一物には同一符号を付している。

【０１４５】図２１において、電圧周波数変換（Ｖ／
Ｆ）回路１３１は、出力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ
２に基づきスイッチング周波数を設定するもので、この
スイッチング周波数で決まるタイミング信号を合成回路
１３２に送出する（図２２の）。合成回路１３２は、
このタイミング信号に基づき、オン信号Ｓonを駆動回路
１０２に送出するものである（図２２の）。

【０１４６】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１１が
オンになると、共振電流ｉが比較回路１１１に取り込ま
れる（図２２の）。一方、電流閾値生成回路１１２で
生成される閾値Ｉ３１が比較回路１１１に取り込まれる
（図２２の）。

【０１４７】そして、比較回路１１１は、変化する共振
電流ｉと閾値Ｉ３１とを比較し、ｉ≧Ｉ３１の間、オン
（ハイレベル）信号を出力する（図２２の）。遅延回
路１３３は、比較回路１１１からの出力信号を所定時間
Ｔ６１だけ遅延して出力する（図２２の）。この遅延
回路１３３からの出力信号は、遅延回路１３４によりさ
らに所定時間Ｔ６２だけ遅延されるとともに（図２２の
）、インバータゲート回路１３５により反転される
（図２２の）。

【０１４８】アンドゲート回路１３６は、これらの信号
の論理積を合成してパルス信号を生成し（図２２の
）、合成回路１３２に送出する。

【０１４９】合成回路１３２は、アンドゲート回路１３
６からパルス信号が入力されると、駆動回路１０２にオ
フ信号Ｓoffを送出する（図２２の）。

【０１５０】本実施形態では、閾値Ｉ３１は、例えば負
荷１０８（図１９）に流れる負荷電流としている。

【０１５１】また、図２２に示すように、共振電流ｉが
ピーク値から低下してｉ≦Ｉ３１になった時点からｉ＝
０になるまでの時間をＴ６０とすると、Ｔ６１＞Ｔ６０
に設定されており、本実施形態では、例えばＴ６１＝Ｔ
ｎ／４に設定され、これによって、確実にゼロ電流スイ
ッチングが行われることとなる。

【０１５２】このように、第８実施形態によれば、共振
用リアクトルＬ１に流れる共振電流ｉがｉ≦Ｉ３１にな
った時点から確実にｉ＜０になるまでの所定時間Ｔ６１
を予め設定しておき、共振電流ｉ（瞬時値）を検出し、
共振電流ｉがｉ≦Ｉ３１になった時点から所定時間Ｔ６
１の経過後にトランジスタＱ１１をオンからオフに切り
替えるようにしているので、動作環境の変化や経年劣化
により、共振用リアクトルＬ１や共振用コンデンサＣ１
の各値Ｌｒ，Ｃｒが変化することによって、共振電流ｉ
＝０になるタイミングが変化した場合でも、確実にゼロ
電流スイッチングを行うことができる。従って、スイッ
チング損失の増大を未然に防止することができる。

【０１５３】（第９実施形態）図２３は本発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の第９実施形態を示す回路ブロ
ック図、図２４は共振電流ｉの波形図およびトランジス
タＱ１１のオンオフを示すタイミングチャートである。
なお、図１７と同一物には同一符号を付す。

【０１５４】図２３において、制御回路１４０は、トラ
ンジスタＱ１１のオン時点から計時のためのクロック同
期信号を遅延回路１４１，１４２に送出するものであ
る。遅延回路１４１は、電流検出回路１１０により検出
される共振電流ｉを取り込むとともに、制御回路１４０
から送られてくるクロック同期信号に基づきトランジス
タＱ１１のオン時点からの経過時間をカウントし、所定
時間Ｔ７１が経過した時点での共振電流ｉを保持回路１
４３に送出するものである。

【０１５５】保持回路１４３は、遅延回路１４１から送
られてくる共振電流ｉを閾値Ｉ３２として保持して比較
回路１４４に送出するものである。比較回路１４４は、
電流検出回路１１０により検出される共振電流ｉを取り
込み、共振電流ｉと保持回路１４３から送られる閾値Ｉ
３２とを比較して、共振電流ｉが低下してｉ≦Ｉ３２に
なると、その旨の検出信号を遅延回路１４２に送出する
ものである。

【０１５６】遅延回路１４２は、制御回路１４０から送
られてくるクロック同期信号に基づき比較回路１４４に
よる検出信号の送出時点からの経過時間をカウントし、
所定時間Ｔ７２（＞Ｔ７１）が経過した時点でオフ信号
Ｓoffを駆動回路１０２に送出するものである。また、
遅延回路１４２は、オフ信号Ｓoffの出力後に、保持回
路１４３で保持されている閾値Ｉ３２をリセットする。

【０１５７】この構成により、図２４に示すように、ト
ランジスタＱ１１のオン時点から所定時間Ｔ７１が経過
した時点での共振電流ｉが閾値Ｉ３２とされ、共振電流
ｉが低下してｉ≦Ｉ３２になった時点から所定時間Ｔ７
２（＞Ｔ７１）が経過すると、トランジスタＱ１１がオ
ンからオフに切り替えられる。

【０１５８】図２５は、第９実施形態の、より具体的な
回路構成例を示す回路ブロック図、図２６は図２５の各
部〜，’の信号を示すタイミングチャートであ
る。なお、図２５ではコンバータ回路部１０１の図示を
省略し、図２３と同一物には同一符号を付している。

【０１５９】図２５において、スイッチ１５１，１５２
は、例えばトランジスタからなるもので、スイッチ１５
１は通常オン状態で、スイッチ１５２は通常オフ状態に
なっている。

【０１６０】電圧周波数変換（Ｖ／Ｆ）回路１５３は、
出力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ２に基づきスイッチ
ング周波数を設定するもので、このスイッチング周波数
で決まるタイミング信号を合成回路１５４に送出する
（図２６の）。

【０１６１】合成回路１５４は、このタイミング信号に
基づき、オン信号Ｓonを駆動回路１０２に送出するもの
である（図２６の’）。また、合成回路１５４は、オ
ン信号Ｓonを送出した時点から計時のためのクロック同
期信号を遅延回路１５５に送出する。

【０１６２】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１１が
オンになると、共振電流ｉが比較回路１４４に取り込ま
れる（図２６の）。遅延回路１５５は、トランジスタ
Ｑ１１のオン時点から経過時間をカウントし、所定時間
Ｔ７１が経過すると、スイッチ１５１をオフにし、比較
回路１４４は、スイッチ１５１がオフにされた時点の共
振電流ｉの瞬時値を閾値Ｉ４１として保持する（図２６
の）。そして、比較回路１４４は、変化する共振電流
ｉと閾値Ｉ４１とを比較し、ｉ≧Ｉ４１の間だけ、オン
（ハイレベル）信号を出力する（図２６の）。

【０１６３】遅延回路１５６は、比較回路１４４からの
出力信号を所定時間Ｔ７２だけ遅延して出力する（図２
６の）。なお、Ｔ７２＞Ｔ７１に設定されている。

【０１６４】この遅延回路１５６からの出力信号は、遅
延回路１５７によりさらに所定時間Ｔ７３だけ遅延され
るとともに（図２６の）、インバータゲート回路１５
８により反転される（図２６の）。

【０１６５】アンドゲート回路１５９は、これらの信号
の論理積を合成してパルス信号を生成し（図２６の
）、合成回路１５４および遅延回路１６０に送出す
る。

【０１６６】合成回路１５４は、アンドゲート回路１５
９からパルス信号が入力されると、駆動回路１０２にオ
フ信号Ｓoffを送出する（図２６の’）。遅延回路１
６０は、アンドゲート回路１５９から入力されるパルス
信号を所定時間Ｔ７４だけ遅延してスイッチ１５２に出
力し（図２６の）、このパルス信号によりスイッチ１
５２がオンにされて、比較回路１４４に保持されていた
閾値Ｉ４１がリセットされる。

【０１６７】従って、図２６に示すように、オフ信号Ｓ
offは、の立ち下がり時点に同期して出力されるが、
この時点は、の立ち下がり時点（ｉ≦Ｉ４１になった
時点）から所定時間Ｔ７２後になる。ここで、Ｔ７２
は、Ｔ７２＞Ｔ７１であって、オフ信号Ｓoffがｉ＜０
の間に出力されるような値に設定されているので、確実
にゼロ電流スイッチングが行われることとなる。

【０１６８】また、共振電流ｉの１周期ごとに、比較回
路１４４に保持されている閾値がリセットされる。従っ
て、図２６の，において、例えば左側の共振電流ｉ
より右側の共振電流ｉが増大している場合には、スイッ
チ１５１がオフにされた時点の共振電流ｉの各瞬時値Ｉ
４１，Ｉ４２はＩ４１＜Ｉ４２となり、左側の共振電流
ｉより右側の共振電流ｉにおける閾値のレベルが増大す
ることとなる。

【０１６９】ここで、左側の共振電流ｉの波形におい
て、トランジスタＱ１１のオン時点から瞬時値Ｉ４１に
なるまでの時間と、瞬時値Ｉ４１からｉ＝０になるまで
の時間とは、ほぼ同一の値になる。また、右側の共振電
流ｉの波形において、トランジスタＱ１のオン時点から
瞬時値Ｉ４２になるまでの時間と、瞬時値Ｉ４２からｉ
＝０になるまでの時間とは、やはり、ほぼ同一の値にな
る。

【０１７０】従って、トランジスタＱ１１のオン時点か
ら所定時間Ｔ７１が経過した時点での共振電流ｉの瞬時
値を閾値とすることで、閾値のレベルに関係なく、共振
電流ｉが閾値以下になった時点から所定時間Ｔ７１が経
過した時点で、共振電流ｉ≒０になるということが言え
る。

【０１７１】このように、第９実施形態によれば、トラ
ンジスタＱ１１のオン時点から所定時間Ｔ７１が経過し
た時点の共振電流ｉの瞬時値を閾値とし、共振電流ｉが
閾値以下になった時点から所定時間Ｔ７２（＞Ｔ７１）
の経過後にトランジスタＱ１１をオンからオフに切り替
えるようにしているので、確実にゼロ電流スイッチング
を行うことができ、スイッチング損失の増大を未然に防
止することができる。

【０１７２】特に、共振電流ｉの大きさや波形が変化す
ると、所定時間Ｔ７１が経過した時点の瞬時値が変化す
るため、閾値は共振電流ｉの変化に応じて変化すること
になるが、その変化した閾値からｉ＝０になる時点まで
に要する時間は殆ど変化しないので、動作環境の変化や
経年劣化などにより共振電流ｉ＝０になるタイミングが
変化した場合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行う
ことができる。

【０１７３】（第１０実施形態）図２７は本発明に係る
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第１０実施形態を示す回路
ブロック図、図２８は共振電流ｉの波形図およびトラン
ジスタＱ１１のオンオフを示すタイミングチャートであ
る。なお、図１７と同一物には同一符号を付す。

【０１７４】図２７において、制御回路１７０は、トラ
ンジスタＱ１１のオン時点から計時のためのクロック同
期信号を遅延回路１７１に送出するものである。保持回
路１７２は、電流検出回路１１０により検出される共振
電流ｉのピーク値を保持するもので、分圧回路１７３
は、保持回路１７２で保持されているピーク値の所定比
（＜１）を閾値として比較回路１７４に送出するもので
ある。

【０１７５】比較回路１７４は、電流検出回路１１０に
より検出される共振電流ｉと分圧回路１７３から送られ
る閾値とを比較して、共振電流ｉが低下して閾値以下に
なると、その旨の検出信号を遅延回路１７１に送出する
ものである。

【０１７６】遅延回路１７１は、制御回路１７０から送
られてくるクロック同期信号に基づき比較回路１７４に
よる検出信号の送出時点からの経過時間をカウントし、
所定時間Ｔ８１が経過した時点でオフ信号Ｓoffを駆動
回路１０２に送出するものである。

【０１７７】この構成により、図２８に示すように、共
振電流ｉ（図中、太実線）のピーク値ｉｐ（図中、細実
線）が保持され、このピーク値ｉｐの所定比（＜１）が
閾値ｉth（図中、細実線）とされ、共振電流ｉが低下し
てｉ≦ｉthになった時点から所定時間Ｔ８１が経過する
と、トランジスタＱ１１がオフにされる。

【０１７８】なお、保持回路１７２は、例えばコンデン
サで構成され、図２８に示すようにピーク値ｉｐは漸減
しているので、保持回路１７２が保持するピーク値を１
周期ごとにリセットする必要はない。

【０１７９】図２９は、第１０実施形態の、より具体的
な回路構成例を示す回路ブロック図、図３０は図２９の
各部〜の信号を示すタイミングチャートである。な
お、図２９ではコンバータ回路部１０１の図示を省略
し、図２７と同一物には同一符号を付している。

【０１８０】電圧周波数変換（Ｖ／Ｆ）回路１８１は、
出力電圧Ｖｏと設定値との電圧差Ｖ２に基づきスイッチ
ング周波数を設定するもので、このスイッチング周波数
で決まるタイミング信号を合成回路１８２に送出する
（図３０の）。合成回路１８２は、このタイミング信
号に基づき、オン信号Ｓonを駆動回路１０２に送出する
ものである（図３０の）。

【０１８１】オン信号ＳonによりトランジスタＱ１１が
オンになると、共振電流ｉが、比較回路１７４に取り込
まれるとともに（図３０の）、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２か
らなる分圧回路１７３とコンデンサＣ５１からなる保持
回路１７２とが並列に接続されてなる回路に入力され
る。抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点は比較回路１７４に接
続されており、共振電流ｉによりコンデンサＣ５１が充
電されるとともに、その充電電圧の抵抗Ｒ５１，Ｒ５２
による分圧値が閾値として比較回路１７４に入力される
（図３０の）。

【０１８２】ここで、図３０の，に示すｉｐ，ｉth
の関係は、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の抵抗値をＲ₅₁，Ｒ₅₂と
すると、 ｉth＝ｉｐ・Ｒ₅₂／(Ｒ₅₁＋Ｒ₅₂) と表わされる。

【０１８３】比較回路１７４は、変化する共振電流ｉと
閾値ｉthとを比較し、ｉ≧ｉthの間、オン（ハイレベ
ル）信号を出力する（図３０の）。

【０１８４】遅延回路１８３は、比較回路１７４からの
出力信号を所定時間Ｔ８１だけ遅延して出力する（図３
０の）。この遅延回路１８３からの出力信号は、遅延
回路１８４により所定時間Ｔ８２だけ遅延されるととも
に（図３０の）、インバータゲート回路１８５により
反転される（図３０の）。

【０１８５】アンドゲート回路１８６は、これらの信号
の論理積を合成してパルス信号を生成し（図３０の
）、合成回路１８２に出力する。

【０１８６】合成回路１８２は、アンドゲート回路１８
６からパルス信号が入力されると、駆動回路１０２にオ
フ信号Ｓoffを出力し、これによってトランジスタＱ１
１はオフになる（図３０の）。

【０１８７】従って、図３０に示すように、オフ信号Ｓ
offは、の立ち下がり時点に同期して出力されるが、
この時点は、の立ち下がり時点から所定時間Ｔ８１
後、すなわちｉ≦ｉthになった時点から所定時間Ｔ８１
後になる。ここで、Ｔ８１はオフ信号Ｓoffがｉ＜０の
間に出力されるように設定されているので、確実にゼロ
電流スイッチングが行われる。

【０１８８】このように、第１０実施形態によれば、共
振電流ｉのピーク値ｉｐの所定比ｉthを閾値とし、共振
電流ｉが閾値ｉth以下になった時点から所定時間Ｔ８１
の経過後にトランジスタＱ１１をオンからオフに切り替
えるようにしているので、確実にゼロ電流スイッチング
を行うことができ、スイッチング損失の増大を未然に防
止することができる。

【０１８９】また、動作環境の変化や経年劣化などによ
り、共振電流ｉの大きさや波形が変化すると、その変化
に応じて閾値ｉthが変化することになるので、動作環境
などの変化によりｉ＝０になるタイミングが変化した場
合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行うことができ
る。

【０１９０】なお、上記第７〜第１０実施形態では、コ
ンバータ回路部１０１として全波形ゼロ電流スイッチン
グ方式の昇圧形コンバータを用いて説明しているが、半
波形ゼロ電流スイッチング方式の昇圧形コンバータにも
適用できることはいうまでもない。

【０１９１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
回路の電気信号を検出し、この検出された電気信号に基
づきスイッチング手段のオフタイミングを制御すること
で、スイッチング手段に電流が流れていないときに当該
スイッチング手段をオンからオフに切り替えるようにし
ているので、確実にゼロ電流スイッチングを行うことが
でき、スイッチング損失の増大を防止することができ
る。

【０１９２】また、降圧形コンバータ回路であって、入
力電圧および出力電流に基づきスイッチング手段に共振
電流が流れている時間を算出し、スイッチング手段のオ
ン時点から当該算出された時間が経過するとスイッチン
グ手段がオンからオフに切り替えるようにすると、入力
電圧または出力電流の変化によりスイッチング手段に共
振電流が流れている時間が変化した場合でも、確実にゼ
ロ電流スイッチングを行うことができ、スイッチング損
失の増大を防止することができる。

【０１９３】また、上記駆動制御手段は、上記共振用リ
アクトルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキ
ャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振
電流の周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に
基づき上記時間を算出するものであるとすることによ
り、スイッチング手段に共振電流が流れている時間の算
出を精度良く、かつ容易に行うことができる。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉｏ／Ｖｉ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：算出される時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉｏ：出力電流 Ｖｉ：入力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。

【０１９４】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て上記共振用リアクトルに流れる共振電流を検出するも
ので、上記駆動制御手段は、検出された上記共振電流を
用いて上記スイッチング手段に共振電流が流れなくなる
時点を求め、当該求めた時点になると、上記スイッチン
グ手段をオンからオフに切り替えるようにすると、動作
環境の変化や経時劣化などにより共振回路を構成するリ
アクトルやコンデンサのパラメータが変化して、共振電
流のピーク値や波形が変化し、そのためスイッチング手
段に共振電流が流れている時間が変化した場合でも、確
実にゼロ電流スイッチングを行うことができ、スイッチ
ング損失の増大を防止することができる。

【０１９５】また、上記駆動制御手段は、上記共振電流
が低下して所定値以下になった時点から所定時間後に上
記スイッチング手段をオンからオフに切り替えるように
すると、動作環境などの変化により共振電流が変化した
場合でも、確実にゼロ電流スイッチングを行うことがで
き、スイッチング損失の増大を防止することができる。

【０１９６】この場合において、上記所定値は、予め設
定された一定の値であるとすると、簡易な構成で回路を
実現することができる。一方、上記所定値が、上記スイ
ッチング手段のオン時点から所定時間後における上記共
振電流の電流値であるとしたり、上記共振電流のピーク
値に応じて設定されるものであるとすると、所定値が一
定の値でなく共振電流の変化を反映した値になるので、
動作環境などの変化に対して、より確実にゼロ電流スイ
ッチングを行うことができる。

【０１９７】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て、さらに出力電流および上記共振用コンデンサに流れ
る容量電流を検出するもので、上記駆動制御手段は、上
記スイッチング手段のオン時点から上記共振電流が上記
出力電流以上になる時点までの経過時間をカウントし、
上記容量電流が所定値以下になった時点から上記経過時
間後に上記スイッチング手段をオンからオフに切り替え
るものであるとすることにより、出力電流が異常に増大
した場合でも、共振によって生じる容量電流は確実に所
定値以下に戻るので、容量電流が所定値以下になった時
点を起算時点とすることで、より確実にゼロ電流スイッ
チングを行うことができる。

【０１９８】また、上記検出手段は、上記電気信号とし
て、さらに出力電流を検出するもので、上記駆動制御手
段は、上記スイッチング手段のオン時点から上記共振電
流が上記出力電流以上になる時点までの経過時間をカウ
ントし、上記共振電流が低下して上記出力電流以下にな
った時点から上記経過時間後に上記スイッチング手段を
オンからオフに切り替えるものであるとすると、確実に
ゼロ電流スイッチングを行うことができ、スイッチング
損失の増大を防止することができる。

【０１９９】また、昇圧形コンバータ回路であって、出
力電圧および入力電流に基づきスイッチング手段に共振
電流が流れている時間を算出し、スイッチング手段のオ
ン時点から当該算出された時間が経過するとスイッチン
グ手段がオンからオフに切り替えるようにすると、出力
電圧または入力電流の変化によりスイッチング手段に共
振電流が流れている時間が変化した場合でも、確実にゼ
ロ電流スイッチングを行うことができ、スイッチング損
失の増大を防止することができる。

【０２００】また、上記駆動制御手段は、上記共振用リ
アクトルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキ
ャパシタンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振
電流の周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に
基づき上記時間を算出するものであるとすることによ
り、スイッチング手段に共振電流が流れている時間の算
出を精度良く、かつ容易に行うことができる。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉin／Ｖｏ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：算出される時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉin：入力電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第１
実施形態を示す回路ブロック図である。

【図２】(ａ)(ｂ)(ｃ)は共振用リアクトルに流れる共振
電流の電流波形図である。

【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第２
実施形態を示す回路ブロック図である。

【図４】共振電流の波形図およびトランジスタのオンオ
フを示すタイミングチャートである。

【図５】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第３
実施形態を示す回路ブロック図である。

【図６】共振電流の波形図およびトランジスタのオンオ
フを示すタイミングチャートである。

【図７】第３実施形態の、より具体的な回路構成例を示
す回路ブロック図である。

【図８】図７の各部〜の信号を示すタイミングチャ
ートである。

【図９】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第４
実施形態を示す回路ブロック図である。

【図１０】共振電流の波形図およびトランジスタのオン
オフを示すタイミングチャートである。

【図１１】第４実施形態の、より具体的な回路構成例を
示す回路ブロック図である。

【図１２】図１１の各部〜の信号を示すタイミング
チャートである。

【図１３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
５実施形態を示す回路ブロック図である。

【図１４】共振電流の波形図およびトランジスタのオン
オフを示すタイミングチャートである。

【図１５】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
６実施形態を示す回路ブロック図である。

【図１６】図１５の各部〜の信号を示すタイミング
チャートである。

【図１７】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
７実施形態を示す回路ブロック図である。

【図１８】(ａ)(ｂ)(ｃ)は共振用リアクトルに流れる共
振電流の電流波形図である。

【図１９】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
８実施形態を示す回路ブロック図である。

【図２０】共振電流の波形図およびトランジスタのオン
オフを示すタイミングチャートである。

【図２１】第８実施形態の、より具体的な回路構成例を
示す回路ブロック図である。

【図２２】図２１の各部〜の信号を示すタイミング
チャートである。

【図２３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
９実施形態を示す回路ブロック図である。

【図２４】共振電流の波形図およびトランジスタのオン
オフを示すタイミングチャートである。

【図２５】第９実施形態の、より具体的な回路構成例を
示す回路ブロック図である。

【図２６】図２５の各部’，〜の信号を示すタイ
ミングチャートである。

【図２７】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の第
１０実施形態を示す回路ブロック図である。

【図２８】共振電流の波形図およびトランジスタのオン
オフを示すタイミングチャートである。

【図２９】第１０実施形態の、より具体的な回路構成例
を示す回路ブロック図である。

【図３０】図２９の各部〜の信号を示すタイミング
チャートである。

【図３１】ゼロ電流スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路の動作を説明するタイミングチャートであ
る。

【符号の説明】

１，１０１ コンバータ回路部 ２，１０２ 駆動回路（駆動手段） ３，３０，１０３，１３０，１４０，１７０ 制御回路
（検出手段、駆動制御手段、記憶手段） Ｑ１，Ｑ１１ トランジスタ（スイッチング手段） Ｌ１，Ｌ１１ 共振用リアクトル Ｃ１，Ｃ１１ 共振用コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ▲高▼阪 光昭 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社オートネットワーク技術研究所内 (72)発明者 陳 登 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社オートネットワーク技術研究所内 (72)発明者 一色 功雄 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社オートネットワーク技術研究所内 (72)発明者 嶋田 俊郎 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社オートネットワーク技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AA14 AS04 AS05 BB13 BB62 DD02 EE59 FD01 FD31 FD41 FD51 FD58 FG07

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電圧をオンオフするスイッチング手
   段と、このスイッチング手段に直列に接続された共振用
   リアクトルおよびこの共振用リアクトルと共振する共振
   用コンデンサからなる共振回路と、上記スイッチング手
   段をオンオフさせる駆動手段とを備えたスイッチング方
   式のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、 当該回路の電気信号を検出する検出手段と、 上記駆動手段の動作を制御する駆動制御手段とを備え、 上記駆動制御手段は、上記スイッチング手段に共振電流
   が流れていないときに当該スイッチング手段をオンから
   オフに切り替えるべく、検出された上記電気信号に基づ
   き上記スイッチング手段のオフタイミングを制御するも
   のであることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、当該回路は入力電圧を降圧して出力する降
   圧形コンバータ回路であり、上記検出手段は、上記電気
   信号として入力電圧および出力電流を検出するもので、
   上記駆動制御手段は、検出された上記入力電圧および上
   記出力電流に基づき上記スイッチング手段に共振電流が
   流れている時間を算出し、上記スイッチング手段のオン
   時点から当該算出された時間が経過すると上記スイッチ
   ング手段をオンからオフに切り替えるものであることを
   特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
3. 【請求項３】 請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、上記駆動制御手段は、上記共振用リアクト
   ルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキャパシ
   タンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振電流の
   周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に基づき
   上記時間を算出するものであることを特徴とするＤＣ−
   ＤＣコンバータ回路。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉｏ／Ｖｉ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：共振電流が流れている時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉｏ：出力電流 Ｖｉ：入力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。
4. 【請求項４】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、 上記検出手段は、上記電気信号として上記共振用リアク
   トルに流れる共振電流を検出するもので、 上記駆動制御手段は、検出された上記共振電流を用いて
   上記スイッチング手段に共振電流が流れなくなる時点を
   求め、当該求めた時点になると、上記スイッチング手段
   をオンからオフに切り替えるものであることを特徴とす
   るＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
5. 【請求項５】 請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、上記駆動制御手段は、上記共振電流が低下
   して所定値以下になった時点から所定時間後に上記スイ
   ッチング手段をオンからオフに切り替えるものであるこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
6. 【請求項６】 請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、上記所定値は、予め設定された一定の値で
   あることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
7. 【請求項７】 請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、上記所定値は、上記スイッチング手段のオ
   ン時点から所定時間後における上記共振電流の電流値で
   あることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
8. 【請求項８】 請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、上記所定値は、上記共振電流のピーク値に
   応じて設定されるものであることを特徴とするＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータ回路。
9. 【請求項９】 請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
   路において、 上記検出手段は、上記電気信号として、さらに出力電流
   および上記共振用コンデンサに流れる容量電流を検出す
   るもので、 上記駆動制御手段は、上記スイッチング手段のオン時点
   から上記共振電流が上記出力電流以上になる時点までの
   経過時間をカウントし、上記容量電流が所定値以下にな
   った時点から上記経過時間後に上記スイッチング手段を
   オンからオフに切り替えるものであることを特徴とする
   ＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
10. 【請求項１０】 請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
    回路において、 上記検出手段は、上記電気信号として、さらに出力電流
    を検出するもので、 上記駆動制御手段は、上記スイッチング手段のオン時点
    から上記共振電流が上記出力電流以上になる時点までの
    経過時間をカウントし、上記共振電流が低下して上記出
    力電流以下になった時点から上記経過時間後に上記スイ
    ッチング手段をオンからオフに切り替えるものであるこ
    とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
11. 【請求項１１】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
    回路において、当該回路は入力電圧を昇圧して出力する
    昇圧形コンバータ回路であり、上記検出手段は、上記電
    気信号として出力電圧および入力電流を検出するもの
    で、上記駆動制御手段は、検出された上記出力電圧およ
    び上記入力電流に基づき上記スイッチング手段に共振電
    流が流れている時間を算出し、上記スイッチング手段の
    オン時点から当該算出された時間が経過すると上記スイ
    ッチング手段をオンからオフに切り替えるものであるこ
    とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
12. 【請求項１２】 請求項１１記載のＤＣ−ＤＣコンバー
    タ回路において、上記駆動制御手段は、上記共振用リア
    クトルのインダクタンス、上記共振用コンデンサのキャ
    パシタンスおよび上記共振用リアクトルに流れる共振電
    流の周期が予め格納された記憶手段を備え、下記式に基
    づき上記時間を算出するものであることを特徴とするＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータ回路。 Ｔｏ＝Ｔｎ・(１＋Ｚｎ・Ｉin／Ｖｏ)／２ Ｚｎ＝√(Ｌｒ／Ｃｒ) ここで、Ｔｏ：共振電流が流れている時間 Ｔｎ：共振用リアクトルに流れる共振電流の周期 Ｚｎ：共振回路の特性インピーダンス Ｉin：入力電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｌｒ：共振用リアクトルのインダクタンス Ｃｒ：共振用コンデンサのキャパシタンス である。