JP2005295636A - スイッチング電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 共振電流のレベルを検出することにより高出力化と高信頼性を実現することが可能なスイッチング電源回路及びＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】 本発明のスイッチング電源回路は、制御信号に基づき入力電圧Ｖｉｎの導通を切り替え可能に制御するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１の出力側に接続され所定の共振周波数の共振電流Ｉｒを発生させる共振回路と、共振電流Ｉｒに応じて発生する出力電圧を半波整流して平滑化し直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力する直流化回路と、共振電流Ｉｒのレベルを検出する共振電流モニタ回路１０と、共振電流モニタ回路１０により検出された共振電流Ｉｒのレベルに基づき制御信号の波形を制御してスイッチング素子Ｑ１に供給する制御回路１１とを備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング素子を用いて負荷に直流電圧を供給するスイッチング電源回路及びＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来から、入力直流電圧に対しスイッチング素子によりオン／オフ制御を行い、共振回路により共振電流を発生させ、一定の直流出力電圧を負荷に供給するように構成された電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。このような電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子に対して制御信号を供給し、所定のスイッチング周波数でオン／オフを切り替え制御可能に構成されている。一般に、消費電力の大きい負荷を用いることができるようにＤＣ−ＤＣコンバータの高出力化を実現するためには、制御信号のスイッチング周波数を高くする必要がある。この場合、上述の共振電流は、制御信号がオンの状態に移行するタイミングから所定時間が経過するまで正の値を保つが、半波整流を行うことによって、それ以外の期間はゼロを保ち、それ以降は同様の波形を繰り返すことになる。
特開平９−３３１６７３

上記従来の電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、できるだけ制御信号のスイッチング周波数を高くするには、共振電流がゼロになるタイミングで速やかにスイッチング素子をオフの状態に切り替えることが望ましい。しかし、実際には共振電流の波形変化のタイミングを予め正確に把握することは困難であり、共振電流が流れ終わるタイミングからスイッチング素子をオフの状態に切り替わるタイミングまでに遅延時間が生じることは避けられない。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの高出力化を図るべくスイッチング周波数を高くする場合、上述の遅延時間の影響が無視できなくなってくる。すなわち、スイッチング周波数の向上に伴い制御信号を短時間に切り替える場合、各周期に所定の遅延時間が加わることが制約となり、高速なスイッチングは困難となる。一方、予め遅延時間を推測して制御信号を短時間で切り替える場合、共振電流の変動に起因して、まだ共振電流が流れている状態でスイッチング素子をオフの状態に切り替わる恐れがあり、この場合は電力の損失が生じてしまう。

また、スイッチング素子としては、大きな共振電流を流すことができるような定格を持つ素子が採用されるが、ＤＣ−ＤＣコンバータの使用状態によっては過大な共振電流が流れる可能性がある。この場合、スイッチング素子に流れる電流は定格を超えてしまい、正常な動作の保証が困難となって信頼性が低下することになる。

そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、共振電流のレベル検出することにより、スイッチング素子に供給する制御信号に遅延時間が生じないように迅速に切り替えを行って高出力化を実現するとともに、過大な共振電流が流れることを防止して信頼性を高めることが可能なスイッチング電源回路及びＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、請求項１に記載のスイッチング電源回路は、入力電圧を所定の周波数でスイッチング制御して直流出力電圧を発生し、負荷に前記直流出力電圧を供給するスイッチング電源回路であって、制御信号に基づき前記入力電圧の導通を切り替え可能に制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側に接続され、所定の共振周波数の共振電流を発生させる共振回路と、前記共振電流に応じて発生する出力電圧を半波整流して平滑化し、前記直流出力電圧を出力する直流化回路と、前記共振電流のレベルを検出する共振電流検出回路と、前記共振電流検出回路により検出された前記共振電流のレベルに基づき前記制御信号の波形を制御して前記スイッチング素子に供給する制御回路とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、スイッチング電源回路において、入力電圧をスイッチング素子によりスイッチング制御し、共振回路により共振電流を発生させ、直流化回路により半波整流及び平滑化を行って直流出力電圧を出力する際、共振電流のレベルを検出し、その検出結果に基づき制御信号の波形を制御してスイッチング素子に供給する。そのため、共振電流のレベル変化を正確に把握した上で、動作状態に適合するように制御信号の波形を制御し、それによりスイッチング素子の導通状態を迅速に切り替え制御できる。従って、スイッチング周波数を高くしてスイッチング電源の高出力化を実現できるとともに、共振電流の過大なレベルを防止して信頼性を高めることができる。

請求項２に記載のスイッチング電源回路は、請求項１に記載のスイッチング電源回路において、前記共振電流検出回路が、１次巻線に前記共振電流を印加して２次巻線に前記共振電流に比例する電圧を誘起するカレントトランスを用いて構成されることを特徴とする。

この発明によれば、カレントトランスを用いて共振電流検出回路を構成し、１次巻線に共振電流を流したときの二次巻線の電圧により共振電流のレベルを検出するようにしたので、共振電流を直接取り込むことなく共振電流のレベルを高い精度で検出して、的確なスイッチング制御を行うことができる。

請求項３に記載のスイッチング電源回路は、請求項１に記載のスイッチング電源回路において、前記共振電流検出回路が、抵抗とコンデンサを組み合わせて前記共振電流を分流する分流回路を用いて構成されることを特徴とする。

この発明によれば、抵抗とコンデンサからなる分流回路を用いて共振電流検出回路を構成したので、簡単な構成で共振電流のレベルを検出することができるとともに、配線パターンの引き回しを短くして共振周波数を高く調整でき、装置の小型化に好適である。

請求項４に記載のスイッチング電源回路は、請求項３に記載のスイッチング電源回路において、前記分流回路が、前記共振回路の出力側と接地間に接続されたコンデンサ及び抵抗の直列回路であり、前記抵抗の両端電圧に基づき前記共振電流のレベルを検出することを特徴とする。

この発明によれば、共振回路の出力側と接地間にコンデンサ及び抵抗の直列回路を接続し、抵抗の両端電圧に基づき共振電流のレベルを検出するようにしたので、抵抗とコンデンサの定数を適切に決定すれば、少ない部品点数で正確に共振電流のレベルを検出することができる。

請求項５に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所定の周波数でスイッチング制御して直流出力電圧を発生し、負荷に前記直流出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、制御信号に基づき前記入力直流電圧の導通を切り替え可能に制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力側に接続され、所定の共振周波数の共振電流を発生させる共振回路と、前記共振電流に応じて発生する出力電圧を半波整流して平滑化し、前記直流出力電圧を出力する直流化回路と、前記共振電流のレベルを検出する共振電流検出回路と、前記共振電流検出回路により検出された前記共振電流のレベルに基づき前記制御信号の波形を制御して前記スイッチング素子に供給する制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項６に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、請求項５に記載のＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記共振電流検出回路が、１次巻線に前記共振電流を印加して２次巻線に前記共振電流に比例する電圧を誘起するカレントトランスを用いて構成されることを特徴とする。

請求項７に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、請求項５に記載のＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記共振電流検出回路が、抵抗とコンデンサを組み合わせて前記共振電流を分流する分流回路を用いて構成されることを特徴とする。

請求項８に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、請求項７に記載のＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記分流回路が、前記共振回路の出力側と接地間に接続されたコンデンサ及び抵抗の直列回路であり、前記抵抗の両端電圧に基づき前記共振電流のレベルを検出することを特徴とする。

以上の請求項５〜８にそれぞれ記載の発明によれば、本発明をＤＣ−ＤＣコンバータに適用する場合であっても、上述の請求項１〜４にそれぞれ記載の発明と同様の作用効果を達成することができる。

請求項９に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、請求項５から請求項８のいずれかに記載のＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、前記共振電流のレベル変化を参照して前記共振電流がゼロとなるタイミングを判別し、判別されたタイミングに基づき前記制御信号の波形を制御することを特徴とする。

この発明によれば、共振電流のレベルが変化してゼロとなるタイミングを判別して、それにより制御信号の波形を制御するようにしたので、共振電流のレベル変化に連動させて最適なタイミングでスイッチング制御を行い、ＤＣ−ＤＣコンバータの高出力化と高信頼化を実現することができる。

請求項１０に記載のＤＣ-ＤＣコンバータは、請求項９に記載のＤＣ-ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路は、前記共振電流がゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子が非導通状態となるように前記制御信号を切り替え制御することを特徴とする。

この発明によれば、上述の共振電流がゼロとなるタイミングを判別して、そのタイミングで制御信号を切り替えてスイッチング素子が非導通状態となるように制御を行うようにしたので、共振電流が各周期で流れ終わるタイミングからスイッチング素子を非導通状態にするまでの遅延時間を最小化することができ、高速なスイッチングを行ってＤＣ−ＤＣコンバータの高出力化を実現することができる。

本発明によれば、スイッチング電源回路の共振電流のレベルを検出して、そのレベルに基づきスイッチング素子に供給する制御信号の波形を制御し、直流出力電圧を発生するようにした。従って、制御信号に生じる遅延時間を最小にして高速なスイッチング制御を行い、スイッチング電源回路の高出力化を実現することができる。また、過大な共振電流が流れることを有効に防止して、スイッチング電源回路の信頼性を高めることができる。

以下、本発明の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。本実施形態においては、半波型電流共振方式のＤＣ−ＤＣコンバータに対して本発明を適用する場合を説明する。

図１は、本実施形態に係る半波型電流共振方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。図１に示すＤＣ―ＤＣコンバータ１は、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３と、ダイオードＤ１、Ｄ２と、スイッチング素子Ｑ１と、共振電流モニタ回路１０と、制御回路１１とを含んで構成されている。

以上の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１に外部から入力される入力直流電圧Ｖｉｎは、コンデンサＣ１、Ｃ２及びコイルＬ１によって平滑化されるとともに、ダイオードＤ１により整流された後、スイッチング素子Ｑ１に入力される。このスイッチング素子Ｑ１は、制御回路１１から印加される制御信号によりスイッチング制御される素子であり、所定の周期でオン／オフを繰り返し、入力直流電圧Ｖｉｎの導通を切り替える。スイッチング素子Ｑ１としては、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。なお、制御信号によるスイッチング素子Ｑ１の具体的な制御方法については後述する。

制御信号を印加することにより入力直流電圧Ｖｉｎに対するスイッチング制御が行われると、スイッチング素子Ｑ１からコイルＬ２及びコンデンサＣ３を経由して流れる電流は、所定の共振周波数の共振電流Ｉｒとなる。コイルＬ２及びコンデンサＣ３は、本発明の共振回路として機能し、これらコイルＬ２及びコンデンサＣ３の定数により、共振電流Ｉｒの共振周波数を調整することができる。

図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１から流れる共振電流Ｉｒは、共振電流検出回路としての共振電流モニタ回路１０に流れ込む。この共振電流モニタ回路１０は、スイッチング素子Ｑ１からの共振電流Ｉｒのレベルを常時モニタし、そのレベルに比例した検出信号を制御回路１１に出力する。制御回路１１では、共振電流モニタ回路１０からの検出信号に基づいて共振電流Ｉｒがゼロとなるタイミングを判別し、そのタイミングに基づき制御信号の波形パターンを適宜に制御する。

上記の共振電流Ｉｒは、ダイオードＤ２により半波整流され、半波の交流波形となってコイルＬ３とコンデンサＣ４に流れ込み、平滑化される。これにより、連続的な波形の直流出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができ、外部の負荷に接続することにより電力を供給することができる。

なお、入力側のコンデンサＣ１、Ｃ２、コイルＬ１、ダイオードＤ１、及び出力側のダイオードＤ２、コイルＬ３、コンデンサＣ４は、一体的に本発明の直流化回路として機能する。

例えば、車載用途のＤＣ−ＤＣコンバータ１を想定すると、Ｖｉｎ＝３００Ｖ程度、Ｖｏｕｔ＝１２Ｖ程度の入出力電圧に設定して用いることができる。また、共振周波数としては、例えば、５００ｋＨｚ程度に設定することができる。ただし、これらの入出力電圧や共振周波数などは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の用途等に応じて適切に設定すること可能である。

図２は、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１における制御信号Ｖｃ、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓ、共振電流Ｉｒのそれぞれの波形パターンを示す図である。図２に示すように、制御信号Ｖｃはある負荷条件では周期Ｔでオン／オフを繰り返す矩形波の波形パターンを持ち、Ｔｏｎの時間だけハイレベルとなってスイッチング素子Ｑ１をオン状態にさせた後、Ｔｏｆｆの時間だけローレベルとなってスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にさせる。一方、スイッチング素子Ｑ１は、オン状態のときには電圧Ｖｄｓがローレベルになって電流が流れるが、オフ状態のときには電圧Ｖｄｓがハイレベルとなって電流は流れない。よって、図２に示すように、電圧Ｖｄｓは、制御信号Ｖｃの波形と同位相で反転した波形パターンを持つことになる。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替わると同時に後段の共振回路に共振電流Ｉｒが流れ始め、コイルＬ２とコンデンサＣ３の定数値で定まる波形で変化した後、半波整流されてゼロレベルとなり、それ以降は同様の波形パターンを繰り返す。

このとき、図２に示すように、共振電流Ｉｒの１周期内では、ゼロとなるタイミングから制御信号Ｖｃがローレベルに切り替わるタイミングまでの遅延時間Ｔｄが存在する。一般に、同様の回路構成に対しては、遅延時間Ｔｄがゼロに近いほど、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のスイッチング周波数を高くできるため望ましい。しかし、実際には従来の構成を採用した場合、遅延時間Ｔｄは無視できない程度に小さくすることは難しく、特に重負荷状態、つまりスイッチング周波数が高い状態では、周期Ｔに対して相対的に大きな比率になるため問題となる。

そこで、本実施形態では、共振電流Ｉｒにおける遅延時間Ｔｄを十分に小さく抑え、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のスイッチング周波数を高くするため、共振電流モニタ回路１０を付加することにより共振電流Ｉｒがゼロとなるタイミングを判別する構成を採用している。これにより、共振電流モニタ回路１０の検出信号を制御回路１１にフィードバックしてゼロとなるタイミングを判別し、遅延時間Ｔｄが小さくなるように制御信号の波形パターンを制御することができる。すなわち、後述するようにゼロとなるタイミングを判別したとき、迅速に制御信号Ｖｃをハイレベルからローレベルに切り替え制御することができる。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１においては、上述の共振電流モニタ回路１０として種々の回路構成を適用することができるが、以下では代表的な２種の構成について説明する。第１の実施例では、カレントトランスを用いた共振電流モニタ回路１０を構成する場合を示し、第２の実施例では、抵抗及びコンデンサを用いた共振電流モニタ回路を示す。

図３は、第１の実施例に対応するＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。図３に示すように、第１の実施例においては、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、ダイオードＤ１、Ｄ２、スイッチング素子Ｑ１、制御回路１１については、図１と同様の構成になっているが、共振電流モニタ回路１０は、カレントトランスＣＴと、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、ダイオードＤ１０を含む構成になっている。

第１の実施例の構成では、スイッチング素子Ｑ１からの共振電流Ｉｒは、コイルＬ２とコンデンサＣ３との間に挿入されたカレントトランスＣＴの１次巻線に側に流れ込む。カレントトランスＣＴは、１次巻線に流れる電流レベルに比例する電圧を２次巻線の側に誘起することができる。すなわち、カレントトランスの２次巻線に生じる電圧レベルを参照することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の共振電流Ｉｒのレベルを検出できることになる。

図３に示すように、カレントトランスＣＴ１０は、２次巻線の一端に終端抵抗としての抵抗Ｒ１０及び整流用のダイオードＤ１０が接続され、２次巻線の他端が接地されている。そして、カレントトランスＣＴの２次巻線には、１次巻線の共振電流Ｉｒに比例する電圧Ｖｒが発生する。この場合、抵抗Ｒ１０を調整することにより１次巻線の共振電流Ｉｒと２次巻線の電圧Ｖｒの比を決定することができる。なお、抵抗Ｒ１０を設けない場合は、カレントトランスＣＴの２次巻線に過大電圧が誘起され、カレントトランスＣＴの絶縁及び後続の回路を破壊する恐れがある。

また、カレントトランスＣＴの２次巻線は、整流用のダイオードＤ１０に接続され、このダイオードＤ１０の負荷抵抗として抵抗Ｒ１１が接続されている。この抵抗Ｒ１１を調整することにより、ダイオードＤ１０の特性上最適な動作点を設定することができる。そして、制御回路１１に対し、カレントトランスＣＴからダイオードＤ１０を介して共振電流Ｉｒに比例する電圧Ｖｒが出力される。

制御回路１１は、共振電流Ｉｒが所定の周期で流れている際、入力された電圧Ｖｒのレベルを監視する。そして、電圧Ｖｒが大きいレベルが徐々に減少してゼロとなるタイミングを判別し、その時点でハイレベルとなっている制御信号をローレベルに切り替えるように制御する。これにより、図２における遅延時間Ｔｄを最小限に抑え、スイッチング周波数を高くすることができる。

また、制御回路１１は、過大な共振電流Ｉｒが流れることを防止するため、電圧Ｖｒが所定値を超えたときに、制御信号をローレベルに切り替えるように制御してもよい。このように制御することにより、スイッチング素子Ｑ１に定められている定格を超えるような電流が流れることを防止でき、異常動作や破壊を確実に防止して信頼性を向上させることができる。

次に図４は、第２の実施例に対応するＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す図である。図４に示すように、第２の実施例においても、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、コイルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、ダイオードＤ１、Ｄ２、スイッチング素子Ｑ１、制御回路１１については、図１と同様の構成になっている。一方、共振電流モニタ回路１０の構成は、第１の実施例と異なり、直列接続されたコンデンサＣ２０及び抵抗Ｒ２０からなる分流回路を含んで構成されている。

第２の実施例の構成では、スイッチング素子Ｑ１からコイルＬ２を介して流れる共振電流Ｉｒは、大部分はコンデンサＣ３の側に流れるが、一部がコンデンサＣ２０及び抵抗Ｒ２０の側に分流する。これらのコンデンサＣ２０及び抵抗Ｒ２０は分流回路を構成し、共振電流Ｉｒのレベルの検出に用いられる（以下、検出コンデンサＣ２０、検出抵抗Ｒ２０と呼ぶ）。

ここで、図５は、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成のうち、コンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ３の部分の拡大図である。図５に示すように、共振電流Ｉｒに対し、コンデンサＣ３の側に流れる電流をＩｃ、検出コンデンサＣ２０及び検出抵抗Ｒ２０の側に流れる電流をＩｍとすると、次の（１）式が成り立つ。

Ｉｒ＝Ｉｃ＋Ｉｍ （１）
検出抵抗Ｒ２０を十分小さい値とした場合には、検出コンデンサＣ２０及び検出抵抗Ｒ２０の合成インピーダンスにおける抵抗Ｒ２０の寄与分を無視することができる。この場合、電流Ｉｃと電流Ｉｍ（以下、検出電流Ｉｍと呼ぶ）との関係は、次の（２）式で表すことができる。

Ｉｃ＝Ｉｍ×Ｃ３／Ｃ２０ （２）
このように、電流Ｉｃと検出電流Ｉｍは、比例関係にあり、同様の波形を有することがわかる。ここで、検出抵抗Ｒ２０の両端の電圧をＶｍとすると、検出電流Ｉｍは、次の（３）式で表される。

Ｉｍ＝Ｖｍ／Ｒ２０ （３）
制御回路２０においては電圧Ｖｍが取得されるので、（３）式に従って検出電流Ｉｍを求めることができる。このように求めた検出電流Ｉｍに基づき、（２）式に従って電流Ｉｃを算出すると、電流Ｉｃに概ね一致する共振電流Ｉｒを推測できることになる。

分流回路を構成するコンデンサＣ２０と抵抗Ｒ２０の定数は、適正な範囲に選定する必要がある。まず、コンデンサＣ２０については、容量を大きくし過ぎると、検出電流Ｉｍが大きくなって、電流Ｉｃに対して無視できなくなるので、少なくともコンデンサＣ３の１／１００程度以下に選定することが望ましい。また、抵抗Ｒ２０については、両端の電圧Ｖｍがある程度確保できる程度に選定することが望ましく、５〜１０Ｖ程度の電圧Ｖｍが発生すれば十分である。なお、電圧Ｖｍが小さい場合は、例えば、オペアンプ等を用いて所定のゲインで増幅する構成を採用してもよい。

ここで、具体例として、図５の構成における各定数を次のように定める場合を考える。

Ｃ３ ＝０．１９８μＦ
Ｃ２０＝３３０ｐＦ
Ｒ２０＝１００Ω
この条件の下、制御回路１１にて電圧Ｖｍのピーク値６Ｖが検出された場合を考える。このとき、検出コンデンサＣ２０及び検出抵抗Ｒ２１を流れる電流Ｉｍのピーク値は、（３）式に従って、
Ｉｍ＝６／１００＝０．０６（Ａ_0-p）
と算出することができる。その算出結果と（２）式に基づき、コンデンサＣ３を流れる電流Ｉｃのピーク値は、
Ｉｃ＝Ｉｍ×０．１９８μＦ／３３０ｐＦ＝０．０６×６００＝３６（Ａ_0-p）
と推定することができる。一方、（１）式において、検出電流Ｉｍが無視できる程度に小さいので、共振電流Ｉｒのピーク値もほぼ３６（Ａ_0-p）になるものと推定することができる。

そして、共振電流Ｉｒのゼロとなるタイミングを判別する場合は、（１）〜（３）式に基づいて、Ｖｍ＝０のときにＩｒ＝０となる関係にあるので、制御回路１１で常に電圧Ｖｍを監視することにより、ゼロとなるタイミングを検出することができる。制御回路１１では、第１の実施例の場合と同様、ゼロとなるタイミングを判別した時点でハイレベルとなっている制御信号を直ちにローレベルに切り替えるように制御すればよい。

なお、過大な共振電流Ｉｒが流れることを防止する際も、上述の算出方法に従って共振電流Ｉｒを求めた上で、第１の実施例と同様の制御を行うことができる。

このように、第２の実施例によれば、一般的なコンデンサと抵抗を用いて共振電流モニタ回路１０を構成することができ、大型の部品は不要であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成の小型化及び低コスト化の面で有利である。また、コンデンサと抵抗を配置するための回路パターンを短くすることができる。これにより、浮遊インダクタンスを抑えてＤＣ−ＤＣコンバータ１の共振周波数を高くすることができるとともに、小型化にも一層好適である。

なお、上記の実施形態では、本発明を半波型電流共振方式のＤＣ−ＤＣコンバータに対して適用する場合を説明したが、これに限られることなく、入力電圧の導通をスイッチング素子によって制御し、共振電流を発生させて、それにより直流出力電圧を出力して負荷に供給する構成を備えたスイッチング電源回路に対し、広く本発明を適用することが可能である。

本実施形態に係る半波型電流共振方式のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御信号Ｖｃ、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ、共振電流Ｉｒのそれぞれの波形パターンを示す図である。 第１の実施例に対応するＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 第２の実施例に対応するＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成のうち、コンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ３の部分の拡大図である。

符号の説明

１…ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０…共振電流モニタ回路
１１…制御回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ２０…コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３…コイル
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１０…ダイオード
Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ２０…抵抗
Ｖｉｎ…入力直流電圧
Ｖｏｕｔ…直流出力電圧
Ｉｒ…共振電流

Claims (10)

1. 入力電圧を所定の周波数でスイッチング制御して直流出力電圧を発生し、負荷に前記直流出力電圧を供給するスイッチング電源回路であって、
   制御信号に基づき前記入力電圧の導通を切り替え可能に制御するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の出力側に接続され、所定の共振周波数の共振電流を発生させる共振回路と、
   前記共振電流に応じて発生する出力電圧を半波整流して平滑化し、前記直流出力電圧を出力する直流化回路と、
   前記共振電流のレベルを検出する共振電流検出回路と、
   前記共振電流検出回路により検出された前記共振電流のレベルに基づき前記制御信号の波形を制御して前記スイッチング素子に供給する制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記共振電流検出回路は、１次巻線に前記共振電流を印加して２次巻線に前記共振電流に比例する電圧を誘起するカレントトランスを用いて構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記共振電流検出回路は、抵抗とコンデンサを組み合わせて前記共振電流を分流する分流回路を用いて構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記分流回路は、前記共振回路の出力側と接地間に接続されたコンデンサ及び抵抗の直列回路であり、前記抵抗の両端電圧に基づき前記共振電流のレベルを検出することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 入力直流電圧を所定の周波数でスイッチング制御して直流出力電圧を発生し、負荷に前記直流出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   制御信号に基づき前記入力直流電圧の導通を切り替え可能に制御するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の出力側に接続され、所定の共振周波数の共振電流を発生させる共振回路と、
   前記共振電流に応じて発生する出力電圧を半波整流して平滑化し、前記直流出力電圧を出力する直流化回路と、
   前記共振電流のレベルを検出する共振電流検出回路と、
   前記共振電流検出回路により検出された前記共振電流のレベルに基づき前記制御信号の波形を制御して前記スイッチング素子に供給する制御回路と、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記共振電流検出回路は、１次巻線に前記共振電流を印加して２次巻線に前記共振電流に比例する電圧を誘起するカレントトランスを用いて構成されることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ-ＤＣコンバータ。
7. 前記共振電流検出回路は、抵抗とコンデンサを組み合わせて前記共振電流を分流する分流回路を用いて構成されることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ-ＤＣコンバータ。
8. 前記分流回路は、前記共振回路の出力側と接地間に接続されたコンデンサ及び抵抗の直列回路であり、前記抵抗の両端電圧に基づき前記共振電流のレベルを検出することを特徴とする請求項７に記載のＤＣ-ＤＣコンバータ。
9. 前記制御回路は、前記共振電流のレベル変化を参照して前記共振電流がゼロとなるタイミングを判別し、判別されたタイミングに基づき前記制御信号の波形を制御することを特徴とする請求項５から請求項８のいずれかに記載のＤＣ-ＤＣコンバータ。
10. 前記制御回路は、前記共振電流がゼロとなるタイミングで前記スイッチング素子が非導通状態となるように前記制御信号を切り替え制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣ-ＤＣコンバータ。
    

Images