JPH07241075A - 電力変換における電流検出装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 一連のエネルギ伝達サイクルにおいて第１キ
ャパシタを介して入力電源から負荷に電力を供給し、該
第１キャパシタの両端電圧の変化率が前記第１キャパシ
タを流れる電流を示すものとして測定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【背景技術】本発明は、電力変換における電流検出装置
及び方法に関する。電力供給装置は、いくつかの理由の
故に、電力供給装置の内部素子による余分な電力消費を
回避するために、過負荷防止のために、あるいは、電流
による破壊電流がユーザの回路や負荷に侵入しないよう
にするために電流制限回路を含んでいる。

【０００２】また、米国特許第 4,415,959号に開示され
たタイプの零電流スイッチング（ＺＣＳ）コンバータに
おいては、その出力電流を制限しなければならない。な
んとなれば、ある負荷電流を越えると零電流状態が生じ
なくなることが起こるからである。かかるＺＣＳコンバ
ータ１０が図１に示されており、これは、１次巻線１１
から２次巻線１３への電力の伝達をなす漏洩インダクタ
ンストランス１２を有する。電力伝達は、一連のエネル
ギー伝達サイクルにおいて生じ、スイッチ１６のスイッ
チング周波数は負荷２０に供給される電力の大きさを変
化せしめる。

【０００３】電流 Ichokeを最大値以下に維持するため
の種々の制御回路がある。例えば、図３に示す如く、電
流 Ichokeを通す通路に直列にシャント抵抗３０が設け
られている。この抵抗３０の両端電圧Vshuntが電流 Ich
okeの大きさを示し、電流 Ichokeの大きさを制限する制
御回路の入力となる。他の回路例においは、例えば、適
当なコアリセット回路を備えたトランスやホール素子に
よって電磁的に出力電流が検知される。

【０００４】

【発明の概要】本発明においては、一連のエネルギ伝達
サイクルにおいて第１のキャパシタ（コンデンサ）を介
して負荷に入力電源からの電力を供給し、該第１キャパ
シタを流れる電流量を示す指標として該第１キャパシタ
両端の電圧変化率を検出する。本発明の実施例は、以下
の特徴を有する。すなわち、各エネルギ伝達サイクルの
少なくとも１部の期間において、負荷に供給される全電
流が第１キャパシタを介して伝送される。電流測定は、
該第１キャパシタに並列接続されて該第１キャパシタを
流れる電流に比例する電流を伝送する検知用キャパシタ
によってなされる。検知用抵抗が該検知用キャパシタに
直列に接続されて、該検知用抵抗の両端電圧が検知出力
となる。該検知用キャパシタの容量は、該第１キャパシ
タの容量の半分以下であり好ましくは１％より小であ
る。負荷に供給される電流は、該検知出力に応じて制御
される。エネルギは、零電流スイッチング電力コンバー
タによって該第１キャパシタに連続するエネルギ伝達サ
イクルの間に供給される。このエネルギ伝達サイクルの
各々は第１キャパシタにエネルギが伝達される第１期間
と、該第１キャパシタから負荷にエネルギが伝達される
第２期間とからなっている。

【０００５】本発明の別の特徴においては、出力電流が
流れるキャパシタの両端電圧の変化率を示す信号を生成
し、この信号を用いて出力電流を制御する信号を生成す
ることによって電力コンバータの出力電流を制限する。
例えばこの制御信号フィードバック制御ループにおいて
用いて該出力電流を制限する。本発明の利点は次の通り
である。

【０００６】上記した検知用回路が電力変換効率に影響
をほとんど与えない。また、特別な製造プロセスを用い
ることを必要とせず、また電力ロスを生ずる抵抗素子の
熱的措置を要することなく組み込まれ得る経済的かつ簡
単な回路構成を用いている。本発明の他の特徴及び利点
は以下の説明及び特許請求の範囲の記載から明らかとな
るはずである。

【０００７】

【実施例】図３に示す公知の電流検知回路においては、
抵抗素子３０が Ichoke２５の瞬時値を検知する。 Vshu
nt＝ Ichoke× Rshunt及び Vshunt６の瞬時値及び平均
値は共に Ichokeの各々の値に比例する。よって、適当
な信号処理回路を用いることによって、電圧 Vshuntは
次のように用いることが出来る。すなわち、（１）Icho
keの平均値及び瞬時値がある所定レベルを越えることを
検知すること、及び（２）出力電流がある値の以下にな
るように制御する制御動作を確実にすること、である。
この“電流制限”動作は、欠陥又は過負荷状態において
電源又は負荷又はその双方を保護するために通常必要と
される。

【０００８】しかしながら、図３の回路は本質的に電力
ロスを伴う。理論的には、 Rshunt８の値を単純に減少
させることによってこのロスを減少させることが可能で
あるが、実際上、これはしばしば不可能である。なんと
なれば、もし、 Rshuntが減少すると、 Vshuntが余りに
も小さくなりすぎ、スイッチング電力供給が比較的雑音
の多い場合には、例えば数十ミリボルト以下の電圧の非
常に小さい電圧値を確実に検知できる回路は非常に複雑
になりかつコスト高であり、或いはあまり信頼性がない
からである。よって、通常、 Vshuntの最小設計値 Vmin
が存在し、これは例えば、電流制限検知閾値として実際
上用いられる値としては５０ｍｖである。Voutボルトに
等しい出力電圧１８において Poutワットを伝送するよ
うに設計された電力コンバータにおいては、コンバータ
出力定格の分数として抵抗素子のロス Pdetは次のよう
に示される。すなわち、 Pdet/Pout＝ Vmin/Vout ここで、 Vminが固定の場合、分岐路のロス Pdetが Vou
tの減少に応じて増大することは注目すべきである。一
方、最近の装置電圧は、例えば 3.3、２及び１ボルトの
如く低下する傾向にあり、このことは装置の効率を低下
させることを意味する。例えば、 300ワットの負荷に５
ボルトの電力を供給するコンバータにおいては、 Vmin
の閾値を５０ｍＶとすると、分岐路のロスは１％すなわ
ち３ワットである。他方、同様なコンバータであって１
ボルトの電圧を供給する場合、電力ロスは５％すなわち
１５ワットである。

【０００９】零電流スイッチングコンバータにおいて
は、効率的な電流測定回路が得られる利点がある。なん
となれば、エネルギ伝達サイクルの一部においては、 I
chokeがキャパシタ２６に全て供給されるからである。
よって、図１の零電流スイッチングコンバータのエネル
ギ伝達サイクルの間においては、負荷２０が一定の直流
電圧Ｖoutにおいて動作せしめられると仮定される。例
えば、この負荷は図示しないフィルタキャパシタを含
み、このフィルタキャパシタは Voutの時間変動を無視
し得る程度に減少せしめる。出力インダクタ２８の値
は、又、トランス１２の漏洩インダクタンスＬ１の二次
側から見た値に比して比較的大であると仮定され、従っ
て、負荷の安定状態においては、 Ichokeの値はコンバ
ータの動作サイクルの間に亘ってほぼ一定であると考え
ることが出来る。

【００１０】図１の零電流スイッチングコンバータのエ
ネルギ伝達サイクルにおける波形が図２において示され
ている。図２において、時刻ｔ＝ｔ１の直前に電流値 I
chokeが出力インダクタ２８、負荷２０及びダイオード
２４によって形成されるループに流れようとする。この
ダイオードはキャパシタ２６の充電を防止し、キャパシ
タ電圧 Vresの値をほぼ零に維持する。時刻ｔ＝ｔ１及
びｔ＝ｔ２の間において、二次側に変換された入力電源
電圧はトランス１２の二次側に変換された漏洩インダク
タンスに印加され、順方向ダイオード２２の電流Ｉｆが
ダイオード２４の電流が零に減少するに伴って Ichoke
に等しい値にまで上昇する。時刻ｔ＝ｔ２の後、ダイオ
ード２４は導通を停止し、ｔ＝ｔ２及びｔ＝ｔ３の間に
おいて、エネルギが入力電源からトランス１２の漏洩イ
ンダクタンスを介してキャパシタ２６に伝達される。こ
の期間において順方向ダイオードを流れる電流及びキャ
パシタ２６の両端電圧 Vresが pi× sqrt(L1×Cres)の
特性時間スケール（時定数）を有するエネルギ伝達サイ
クルの間において正弦波状に変化する。ここで、Cresは
キャパシタ２６の容量である。時刻ｔ＝ｔ３において電
流Ｉｆは零になりスイッチが開放される。ｔ＝ｔ３及び
ｔ＝ｔ４の間において、電流 Ichokeはキャパシタ２６
を流れ、このキャパシタを放電せしめ、このキャパシタ
の両端電圧がダイオード２４によって再び零ボルトに制
限される。よって、ｔ＝ｔ３及びｔ＝ｔ４の期間（すな
わち放電期間）において、キャパシタ２６の両端電圧の
変化率dVres/dtは電流 Ichokeに比例する。時刻ｔ＝ｔ
４及びｔ＝ｔ５の間において、電流 Ichokeは出力イン
ダクタ２８、負荷２０及びダイオード２４によって形成
されるループにおいて再び流れる。時刻ｔ＝ｔ５におい
て、次のサイクルが始まる。

【００１１】図４に示した如く、 Vresの変化率は抵抗
６２に直列にかつキャパシタ２６に並列に接続されたキ
ャパシタ６０によって測定できる。キャパシタ６０はキ
ャパシタ２６の容量 Cresに比較して小さい容量 Csense
を有し、抵抗６２の抵抗値 Rsenseも小さく、抵抗６２
の両端の電圧 Vcomp６４はキャパシタ２６の両端電圧Vr
es６８に比較して小さい。

【００１２】図４において、キャパシタ２６、６０を流
れる電流 Iresと Isenseとの和は、時刻ｔ＝ｔ３からｔ
＝ｔ４の期間において Ichokeに等しい。もし、この放
電期間において、検知抵抗６２の両端電圧の瞬時値が V
resの瞬時値に比較して小さいと電流は以下の式によっ
て近似される。すなわち、 Ｉchoke＝ Isense＋ Ires （１） Ｉsense ＝ Csense(dVres/dt) （２） Ｉres ＝ Cres(dVres/dt) （３） 上記の３つの式を組み合せ更に検知抵抗の両端電圧Vcom
pが Vcomp＝ Isense× Rsense であることを考慮すれば、以下の近似式が得られる。す
なわち、 Vcomp＝ Rsense×（Csense/(Csense＋Cres))× Ichoke （４） よって、電圧 Vcompは放電期間において Ichokeに比例
し、この時の比例定数はRsense、Csense及びCresの絶対
値及び相対値に依存する。よって、図４の回路は、出力
電流に比例した電圧を生じ、以下に示すように Csense
の値が Cresの値に比較して小である限り、重大な電力
ロスを導くことなしに検出動作が可能となる。

【００１３】図５において、零電流スイッチングコンバ
ータの等価回路を示しており、これを参照しつつ上記し
た電流検知回路の動作を説明する。この回路は、１５Ｖ
の入力電源２９、スイッチ１６、１５ナノヘンリーのイ
ンダクタンスＬ１、１マイクロファーラッドのキャパシ
タ Cres、 Cresに並列なダイオード２４、470ピコファ
ーラッドの検知キャパシタ Csense及び１０オームの検
知抵抗 Rsenseからなる。電圧源２９及び漏洩インダク
タンス６９は非分離コンバータに用いられる個別回路部
品を代表するか又は漏洩インダクタンストランスを用い
た分離コンバータにおける二次側変換等価回路値を代表
する。本例においては、図示の為に、通常大なるインダ
クタンスを有する出力インダクタが定電流源７２に置き
換えられている。

【００１４】図６の波形において、電流源の値は８０ア
ンペアであり、図７の波形においては、電流源の値は４
０アンペアである。図６及び図７において、スイッチが
ターンオンするとエネルギ伝達サイクルが開始し、電流
Iforwardが零に戻るとスイッチはターンオフする。ス
イッチがターンオフしたときに始まり電圧Vresが直線的
に零に減少して終了する期間（すなわち、放電期間）の
間において、 Csense及び Rsenseの接続点に生ずる電圧
Vcompはほぼ一定であるのが解る。この期間において、
Vcompの値は、各々、−376mv及び−188mvであり、これ
らの値は回路素子及び電流源の各々示された値を式４に
代入して得られる値に等しい。

【００１５】上記した例においては、 Ichokeは動作サ
イクルに亘ってほぼ一定であると仮定された。この仮定
は本発明の概念を簡単に説明するためになされたもので
ある。しかしながら、キャパシタを全ての電流が流れる
期間における当該キャパシタの電圧の変化率を検知する
ことによって電流の絶対値 Ichokeを検出するという本
発明の概念は、出力インダクタの有限値の故に動作サイ
クルにおいて Ichokeがある時間変化を示す場合におい
ても適用されるのである。かかる場合においては、Vcom
pの値は放電期間における Ichokeの絶対値をなお正しく
示すものである。

【００１６】図５の電流検出回路において消費される電
力はコンバータ出力電流が８０アンペアの場合、0.02ワ
ットより小である。かかる殆ど無視し得る電力ロスは、
例えば殆ど−0.4Ｖ程度の比較的大なる電流検知信号が
得られるにも拘らず達成されるのである。このことは、
抵抗シャントを用いる従来の電流検知回路に比較される
べきである。たとえば、負荷電圧２Ｖにて負荷に８０ア
ンペアを供給することが望まれる場合を仮定するもので
ある。この場合、0.4Ｖの電流検知信号を得るために
は、抵抗シャントの場合、３２ワットの大なる電力ロス
を生ずる。一方５０ｍＶの電流検知信号の場合が用いら
れた場合、電力ロスはなお４ワットである。いずれの場
合も、従来の検知回路においては、抵抗検知素子におい
て電力ロスが生じ、装置全体の効率を低下させてしまう
のである。ところが、本発明による電流検知回路によれ
ば、電力変換効率に対し影響を与えず、しかも、簡単な
回路にして経済的にかつ小なる回路素子を用いることに
よってこの結果が得られるのである。しかも、この回路
構成は例えばシャント抵抗の半田付けのような特別な製
造プロセスを必要とすることなく電力ロスを生ずる抵抗
素子の熱的措置を要することなく達成されるのである。

【００１７】図８の電力コンバータ７１に含まれるよう
に示された負荷制御回路が用いることができ、これは V
compに応じて出力電流 Ioutを制御するために用いられ
る。電力コンバータ７１は零電流スイッチング電力コン
バータトレイン１０（図４に示した如き）であって、零
電流スイッチングコントローラ７２によって制御される
回路を含んでいる。このコントローラは電圧誤差増幅器
７３によってコントローラ７２に供給される信号Ｖｆに
よって示される動作周波数のもとで零電流の都度スイッ
チ１６をターンオン及びターンオフさせる。コンバータ
７１は出力電圧制御ループ及び電流制限回路 100の双方
を含んでいる。出力電圧制御ループは高い。高ゲイン誤
差増幅器７３を含み、この増幅器７３は電圧値 Vsetと
抵抗 102,104からなる分圧器からの入力との２つの入力
を受ける。電圧 Vsetは基準電圧回路 108に電流供給す
る電流源 106によって生成される。基準電圧回路 108は
電圧Vsetを所定電圧 Vrefにクランプする。分圧器出力
Vdivはコンバータ出力電圧Voutの分数である。誤差増幅
器は信号Ｖｆを調整して、 Vdivをほぼ Vsetに等しくな
るように維持する。このようにして、出力電圧制御ルー
プはコンバータの動作周波数を調整し、Vref2及び分圧
抵抗の分圧比に応じたほぼ一定電圧に Voutを維持す
る。

【００１８】信号 Vcompは図６及び７に示した如き時間
変動をなす。すなわち、この信号のスイッチ１６のター
ンオフ５の負の方向に向う変動は（以下 Vnegと称す
る）はコンバータの出力電流を示している。この信号は
電流制限回路100に供給される。従って、高ゲインかつ
高速の誤差増幅器110は信号 Vcompと負の基準電圧 Vref
1111とを比較する。もし、 Vcompの瞬時値が Vref1に対
して正であるならば、増幅器110は電源電流Ｉ_Dをキャパ
シタ 112（電流源 106及び基準電圧クランプ 108の接続
点）に向けて流さんとする。しかしながら、この電流は
増幅器 110の出力に直列に接続されたダイオード 114の
極性によって阻止される。また、 VcompがVref1に対し
て負になった場合、増幅器 110はダイオード 114を経た
電流を吸い込むことができ、このことは基準クランプ 1
08から電流を分流させる。 Vnegの絶対値が Vref1を越
えたときすなわち出力電流はVref1によって示される出
力電流制限値を越えたとき、増幅器 110は各動作サイク
ルの一部に亘って平滑キャパシタ 112から電荷を放電せ
しめ、電流源 106はサイクルの残りの間においてキャパ
シタ112に電荷を供給する。このことは電圧 Vsetをして
クランプ電圧 Vrefに以下に引きおろさしめ、 Voutの減
少を招来する。増幅器 110の高ゲインの故に、増幅器 1
10は動作サイクルの一部の期間に亘ってキャパシタ 112
から十分な電荷を引き出し、従って、 Vcompは Vref1よ
り更に負であり、キャパシタ112によって平滑されて Vr
efに以下の値をVsetがとることを確実にする。これによ
り Vnegが Vref1にほぼ等しくなる。よって、負荷が増
大すると、電流制限回路 100はコンバータ出力電圧をコ
ンバータ出力電流が所定の値を越えることを禁止する値
になるように作用する。例えば、図８の電力トレイン１
０の回路素子が図５、６及び７によって示した例におけ
る回路素子に等しいとすると、 Vref1の値はコンバータ
出力を８０アンペアに近い値に制限する電流制限手段と
して作用して 390又は 400ｍｖに設定される。

【００１９】以下の請求項の範囲に他の実施例が含まれ
る。例えば電流制限回路は出力電圧Voutを制御するため
に用いられる制御回路すなわち誤差増幅器７３を含むフ
ィードバックループと一体的に形成される。この回路の
全て又は一部は集積回路又はハイブリッド回路として実
現され得る。電流制限制御回路は過負荷状態において V
outが減少するにつれて出力電流が“フォールドバッ
ク”特性を呈する様な回路とすることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 零電流スイッチング電力コンバータの回路
図。

【図２】 図１のコンバータの動作サイクルにおいて表
われる波形を示す図。

【図３】 抵抗性の出力電流測定回路を含む電力コンバ
ータを示す回路図。

【図４】 出力電流検知回路を含む零電流スイッチング
電力コンバータの回路図。

【図５】 零電流スイッチングコンバータの等価回路モ
デルを示す図。

【図６】 図５のコンバータ及び電流検知回路の動作波
形を示す図。

【図７】 図５のコンバータ及び電流検知回路の動作波
形を示す図。

【図８】 出力電圧及び出力電流制御回路を含む零電流
スイッチングコンバータの回路図。

【主要部分の符号の説明】

１０ ＺＣＳコンバータ １２ 漏洩インダクタンストランス １６ スイッチ ２０ 負荷 ２６ キャパシタ ２８ 出力インダクタ

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１キャパシタを介して一連のエネルギ
   伝達サイクルにおいて入力電源から電力を負荷に伝送す
   る電力コンバータ（変換）回路と、前記第１キャパシタ
   の両端電圧の変化率を測定して前記第１キャパシタに流
   れる電流の大きさを示す出力を供給する回路と、からな
   ることを特徴とする装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の装置であって、前記エネ
   ルギ伝達サイクルの各々の少なくとも一部に亘って前記
   負荷に供給される電流の全てが前記第１キャパシタに供
   給されることを特徴とする装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載の装置であって、前記回路
   は前記第１キャパシタに流れる電流に比例する電流を伝
   送する回路が接続されていることを特徴とする装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載の装置であって前記回路は
   前記キャパシタに並列接続されて検知用キャパシタを含
   むことを特徴とする装置。
5. 【請求項５】 請求項４記載の装置であって、前記回路
   は前記検知用キャパシタに直列な検知用抵抗を含み、前
   記出力は前記検知用抵抗の両端電圧であることを特徴と
   する装置。
6. 【請求項６】 請求項５記載の装置であって前記検知用
   キャパシタは前記第１キャパシタの容量に比して小なる
   容量を有することを特徴とする装置。
7. 【請求項７】 請求項６記載の装置であって、前記検知
   用キャパシタは前記第１キャパシタの容量の半分より小
   さく好ましくは１％より小なる容量を有することを特徴
   とする装置。
8. 【請求項８】 請求項１記載の装置であって、前記回路
   の出力に応答して前記負荷に供給される電流を制御する
   制御回路を備えていることを特徴とする装置。
9. 【請求項９】 請求項１記載の装置であって、一連のエ
   ネルギ伝達サイクルにおいて前記負荷にエネルギを伝達
   する電力コンバータ回路において、前記エネルギ伝達サ
   イクルの各々は、 前記第１キャパシタにエネルギが伝達される第１の期間
   と、 前記第１のキャパシタから前記負荷にエネルギが伝達さ
   れる第２の期間とからなることを特徴とする装置。
10. 【請求項10】 請求項１記載の装置であって、前記電力
    コンバータ回路は零電流スイッチングコンバータ回路か
    らなることを特徴とする装置。
11. 【請求項11】 負荷に接続された第１キャパシタと、 前記第１キャパシタを流れる電流を示す前記第１キャパ
    シタの両端電圧の変化率と、 前記キャパシタを流れる電流を示す出力を供給すべく前
    記電圧の変化率を測定する回路と、を有することを特徴
    とする装置。
12. 【請求項12】 請求項１１記載の装置であって、 前記回路は検知用キャパシタと前記検知用キャパシタに
    直列な抵抗とを有し、前記検知用キャパシタは前記第１
    キャパシタの半分以下の容量を有し、前記直列接続され
    たキャパシタ及び抵抗は前記第１キャパシタに並列に接
    続し、前記第１キャパシタを流れる電流の一部を分担
    し、前記検知用抵抗の両端電圧は前記第１キャパシタの
    両端電圧の変化率を示す出力であることを特徴とする装
    置。
13. 【請求項13】 電力変換に用いられる方法であって、 入力電源から一連のエネルギ伝達サイクルにおいて第１
    キャパシタを介して負荷に電力を供給するステップと、 前記第１キャパシタに流れる電流を示す前記第１キャパ
    シタの両端電圧の変化率を検出するステップとからなる
    ことを特徴とする方法。
14. 【請求項14】 請求項１３記載の方法であって、前記検
    出ステップは前記第１キャパシタに接続された回路を流
    れる電流であって前記第１キャパシタを流れる電流に比
    例する電流を検知するステップからなることを特徴とす
    る方法。
15. 【請求項15】 請求項１４記載の方法であって、前記第
    １キャパシタの両端に接続される回路は検知用キャパシ
    タとこれに直列な検知用抵抗とからなることを特徴とす
    る方法。
16. 【請求項16】 請求項１５記載の方法であって、前記検
    出ステップは前記第１キャパシタを流れる電流を示す信
    号としての前記検知用抵抗の両端電圧を検知するステッ
    プからなることを特徴とする方法。
17. 【請求項17】 請求項１３記載の方法であって、前記第
    １キャパシタ及び前記負荷を流れる電流を示す信号に応
    じて前記負荷に供給される電流を制御するステップを有
    することを特徴とする方法。
18. 【請求項18】 請求項１３記載の方法であって、 一連のエネルギ伝達サイクルの間に前記負荷にエネルギ
    を伝送するステップを含み、前記エネルギ伝達サイクル
    の各々は、 前記第１キャパシタにエネルギが伝達される第１の期間
    と、 前記第１キャパシタから前記負荷にエネルギが伝達され
    る第２期間と、からなることを特徴とする方法。
19. 【請求項19】 電力コンバータ回路の出力電流を制限す
    る方法であって、出力電流の少なくとも一部が流れるキ
    ャパシタの両端電圧の変化率を示す信号を生成するステ
    ップと、 前記信号を前記出力電流の制御のために用いるステップ
    と、からなることを特徴とする方法。
20. 【請求項20】 請求項１９記載の方法であって、前記信
    号はフィードバック制御ループの中を伝送されて出力電
    流を制御することを特徴とする方法。