JP4578357B2

JP4578357B2 - 電源装置

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Publication number: JP4578357B2
Application number: JP2005258493A
Authority: JP
Inventors: 徳和八木
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2005-09-06
Filing date: 2005-09-06
Publication date: 2010-11-10
Anticipated expiration: 2025-09-06
Also published as: JP2007074813A

Description

本発明は、力率補償回路（ＰＦＣ）を搭載し、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さい場合であってもスイッチング動作が安定な電源装置に関する。

コンデンサ・インプット型整流方式を採用した電源装置は、電圧波形が正弦波であっても電流波形がパルス波形となることから力率が悪化する。その結果、交流周波数（５０／６０Ｈｚ）の整数倍の高調波を含んでしまい、ノイズ障害などを発生させたり、機器の電力損失が増加したりする虞がある。そこで、力率補償回路を搭載することにより、変換効率が改善された電源装置が様々な分野で用いられている。

図７は従来の電源装置の構成を示すブロック図である。
従来の電源装置は、商用交流電源１１０と、ダイオードブリッジ回路からなる全波整流器１２０と、力率補償回路１３０と、制御回路１４０とを備えている。

力率補償回路１３０は、コンデンサ１３１と、昇圧チョークコイル１３２と、昇圧チョークコイル用の補助巻線１３３と、スイッチング素子１３４と、抵抗１３５と、ダイオード１３６と、平滑用コンデンサ１３７とを備えている。平滑用コンデンサ１３７の両端が電源装置の出力端子に相当し、負荷１８０が接続される。

スイッチング素子１３４がオンされた場合、スイッチング素子１３４及び抵抗１３５のパスが生じ、昇圧チョークコイル１３２にエネルギーが蓄えられ、昇圧チョークコイル１３２の電流が増加する。一方、スイッチング素子１３４がオフされた場合、昇圧チョークコイル１３２に蓄えられたエネルギーがダイオード１３６を介して平滑用コンデンサ１３７に放出され充電される。このエネルギーの放出によって、昇圧チョークコイル１３２の電流が減少してゼロに近づく。このとき、補助巻線１３３に誘起される２次電圧が低下することになることから、補助巻線１３３の電圧（２次電圧）を検出することによって、昇圧チョークコイル１３２の電流がゼロになったことを検出する。

制御回路１４０は、補助巻線１３３の一方の端子を抵抗１４５を介してコンパレータ１４４のプラス端子に接続し、コンパレータ１４４のマイナス端子に一定電圧の参照電圧１４３を閾値として入力することで、補助巻線１３３に誘起される２次電圧を閾値と比較する。そして、コンパレータ１４４は、２次電圧が閾値より大きい場合に、ハイレベルの信号を出力し、その他の場合にローレベルの信号を出力する。

コンパレータ１４４の出力信号は、セット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路１４６に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路１４６は、セット信号がローレベルである場合、ハイレベルの信号をスイッチング素子１３４のゲートに出力し、スイッチング素子１３４をオンさせる。また、２つの抵抗１４２ａ，１４２ｂを用い、抵抗分圧によって検出された平滑用コンデンサ１３７の端子電圧（出力側電圧）を誤差増幅器１４７の反転入力端子に入力する。誤差増幅器１４７の非反転入力端子には参照電圧１４８が入力されており、誤差増幅器１４７の出力信号はコンデンサ１４９によって平滑化される。

そして、乗算器１５０にて、この出力信号と、２つの抵抗１４１ａ，１４１ｂを用い、抵抗分圧によって検出された全波整流器１２０の出力信号（入力側電圧に相当）とが乗算され、コンパレータ１５１のマイナス端子に出力される。一方、コンパレータ１５１のプラス端子には、スイッチング素子１３４のソース電流を抵抗１３５によって電圧に変換した信号が入力されている。

コンパレータ１５１の出力信号は、リセット信号としてＲＳフリップ・フロップ回路１４６に出力される。ＲＳフリップ・フロップ回路１４６は、リセット信号が入力された場合、ローレベルの信号をスイッチング素子１３４のゲートに出力し、スイッチング素子１３４をオフさせる。このような構成の電源装置は、昇圧チョークコイル１３２に流れる電流に基づいてスイッチング素子１３４のオン／オフを制御することで、電流及び電圧の位相を合わせて力率を向上させることができる。
国際公開第０３／０４７０８０号パンフレット特開２００５−３９９７６号公報特開２００３−３１９６５５号公報特開平９−２０５７６６号公報

ところで、上述したような電源装置は、補助巻線１３３の電圧を検出することによって、昇圧チョークコイル１３２の電流を検出している。しかしながら、補助巻線１３３の電圧は入力側電圧によって変化し、入力側電圧と出力側電圧との電圧差が小さいときには、補助巻線１３３の電圧が小さくなって閾値以上の電圧にならない虞があり、その場合には、スイッチング素子がオフ状態を継続することになるので、スイッチング動作が不安定になるという問題があった。

つまり、図８（ａ）に示すように、昇圧チョークコイル１３２の巻数をＮ１、補助巻線１３３の巻数をＮ２、全波整流器１２０の出力瞬時電圧（入力側電圧）をＶ１、平滑用コンデンサ１３７の端子電圧（出力側電圧）をＶ２とした場合、閾値Ｖ_thが、（Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１より大きいときは、補助巻線におけるすべての電圧振動Ｖ_S1，Ｖ_S2，…，Ｖ_S14において、スイッチング動作が行なわれる。

しかしながら、図８（ｂ）に示すように、入力側電圧が高くなって、√２×Ｖ１≒Ｖ２となった場合のように、閾値Ｖ_thが、（Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１より大きいときは、電圧振動Ｖ_S1，Ｖ_S2，…，Ｖ_S5、及び電圧振動Ｖ_S10，Ｖ_S11，…，Ｖ_S14においてはスイッチング動作が行なわれるが、電圧振動Ｖ_S6，Ｖ_S7，…，Ｖ_S9においてはスイッチング動作が行なわれず、スイッチング動作が不安定になる。より具体的には、入力側電圧Ｖ１が１００Ｖであるときには、スイッチング動作が安定であるが、入力側電圧Ｖ１が２４０Ｖであるときには、スイッチング動作が不安定になる。このように、日本国内（１００Ｖ系）では不具合が発生することはないが、日本国外（２４０Ｖ系）においては動作が不安定になるため、国内用の電源装置を国外用に適用することが困難であり、国外用に新たに電源装置の設計を行なう必要があった。

また、閾値Ｖ_thが１．８７Ｖである場合には、昇圧チョークコイルの巻数Ｎ１を４０、補助巻線の巻数Ｎ２を２０程度にする必要がある。したがって、出力側電圧Ｖ２を３８０Ｖとした場合、抵抗１４５にかかる電圧は、最大でＶ２×Ｎ２／Ｎ１＝３８０×２０／４０＝１９０Ｖとなる。コンパレータ１４４に流れ込む電流を最大３ｍＡとすると、抵抗１４５は１９０Ｖ／３ｍＡ＝６４ｋΩである必要があるので、抵抗１４５の電力損失は３８Ｖ×３８Ｖ／６４ｋΩ＝０．５６Ｗとなる。近年、電力損失を低減することが要望されており、地球環境の観点からも好ましくない。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さい場合であっても、補助巻線に誘起される２次電圧のすべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なうことが可能となる電源装置の提供を目的とする。

本発明に係る電源装置は、交流電力を整流する整流手段と、該整流手段に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルと電磁結合され、２次電圧が誘起される補助巻線と、前記整流手段によって整流された電流を充電するためのコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン／オフ制御するためのスイッチング手段とを備える電源装置において、前記整流手段の出力瞬時電圧を検出する出力電圧検出手段と、検出した出力瞬時電圧から前記整流手段の出力実効電圧を算出する手段と、前記コンデンサの端子電圧及び前記出力実効電圧の電圧差を算出する手段と、算出した電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が前記所定値より高いか否かを判定する判定手段と、前記電圧差が前記所定値より高いと判定された場合は一定の閾値を設定し、前記電圧差が前記所定値より低いと判定された場合は前記出力瞬時電圧に応じて変動する閾値を設定する設定手段と、前記補助巻線の２次電圧を前記閾値と比較し、前記２次電圧が前記閾値より高い場合に前記スイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えることを特徴とする。

本発明にあっては、交流電力を整流する整流手段の出力瞬時電圧を検出し、検出した出力瞬時電圧から整流手段の出力実効電圧を算出する。また、コンデンサの端子電圧と整流手段の出力実効電圧との電圧差を算出し、算出した電圧差を所定値と比較し、所定値より高いか否かを判定する。そして、電圧差が所定値より高いと判定された場合は閾値を一定値に設定し、電圧差が所定値より低いと判定された場合は出力瞬時電圧に応じて閾値を変動値に設定する。そして、補助巻線に誘起された２次電圧を閾値と比較し、閾値より高い場合にコンデンサへの充電電流を制御するためのスイッチング手段をオンさせる。これにより、出力瞬時電圧（すなわち入力側電圧）が高くなって、入力側電圧及び端子電圧（すなわち出力側電圧）の電圧差が小さくなった場合には、閾値を変動値に設定することで、補助巻線におけるすべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なえる。一方、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が大きい場合には、閾値を固定したとしても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を行なえるので、閾値を固定して処理負担を軽減することができる。

本発明に係る電源装置は、交流電力を整流する整流手段と、該整流手段に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルと電磁結合され、２次電圧が誘起される補助巻線と、前記整流手段によって整流された電流を充電するためのコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン／オフ制御するためのスイッチング手段とを備える電源装置において、前記整流手段の出力瞬時電圧を検出する出力電圧検出手段と、検出した出力瞬時電圧から前記整流手段の出力実効電圧を算出する手段と、前記コンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、検出したコンデンサの端子電圧及び前記出力実効電圧の電圧差を算出する手段と、算出した電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が前記所定値より高いか否かを判定する判定手段と、前記電圧差が前記所定値より高いと判定された場合は一定の閾値を設定し、前記電圧差が前記所定値より低いと判定された場合は前記出力瞬時電圧及び前記端子電圧に応じて変動する閾値を設定する設定手段と、前記補助巻線の２次電圧を前記閾値と比較し、前記２次電圧が前記閾値より高い場合に前記スイッチング手段をオンさせる制御手段とを備えることを特徴とする。

本発明にあっては、交流電力を整流する整流手段の出力瞬時電圧を検出し、検出した出力瞬時電圧から整流手段の出力実効電圧を算出する。また、コンデンサの端子電圧を検出し、端子電圧と出力実効電圧との電圧差を算出する。算出した電圧差を所定値と比較し、所定値より高いか否かを判定する。そして、電圧差が所定値より高いと判定された場合は閾値を一定値に設定し、電圧差が所定値より低いと判定された場合は出力瞬時電圧及び端子電圧に応じて閾値を変動値に設定する。そして、補助巻線に誘起された２次電圧を閾値と比較し、閾値より高い場合にコンデンサへの充電電流を制御するためのスイッチング手段をオンさせる。これにより、出力瞬時電圧（すなわち入力側電圧）が高くなって、入力側電圧及び端子電圧（すなわち出力側電圧）の電圧差が小さくなった場合には、閾値を変動値に設定することで、補助巻線におけるすべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なえる。一方、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が大きい場合には、閾値を固定したとしても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を行なえるので、閾値を固定して処理負担を軽減することができる。さらに、出力側電圧は、厳密には一定値とならないので、出力側電圧を検出して閾値に反映させることによって、より正確にスイッチング動作を行なえる。

本発明に係る電源装置は、前記コンデンサの端子電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、前記端子電圧検出手段は、前記端子電圧を前記分圧抵抗の接続点の電圧から検出するようにしてあることを特徴とする。

本発明にあっては、コンデンサの端子電圧を抵抗分圧によって検出する。端子電圧（すなわち出力側電圧）は一般に高電圧であることから、抵抗分圧によって出力側電圧の電圧レベルを下げて処理を低電圧化して行なう。

本発明に係る電源装置は、前記整流手段の出力瞬時電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、前記出力電圧検出手段は、前記出力瞬時電圧を前記分圧抵抗の接続点の電圧から検出するようにしてあることを特徴とする。

本発明にあっては、整流手段の出力瞬時電圧を抵抗分圧によって検出する。出力瞬時電圧（すなわち入力側電圧）は一般に高電圧であることから、抵抗分圧によって入力側電圧の電圧レベルを下げて処理を低電圧化して行なう。

本発明に係る電源装置は、前記チョークコイルの巻数及び前記補助巻線の巻数に係る情報を記憶する記憶部を備え、前記設定手段は、前記閾値を（（１−α）×Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（ただし、前記チョークコイルの巻数をＮ１、前記補助巻線の巻数をＮ２、前記出力瞬時電圧をＶ１、前記端子電圧をＶ２、０＜α＜１とする）に決定するようにしてあることを特徴とする。

本発明にあっては、閾値を（（１−α）×Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（０＜α＜１）に決定する。これにより、閾値が電圧振動の上限値及び下限値の間に設定されることから、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なえる。

本発明に係る電源装置は、前記チョークコイルの巻数及び前記補助巻線の巻数に係る情報を記憶する記憶部を備え、前記設定手段は、前記閾値を１／２×（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（ただし、前記チョークコイルの巻数をＮ１、前記補助巻線の巻数をＮ２、前記出力瞬時電圧をＶ１、前記端子電圧をＶ２とする）に決定するようにしてあることを特徴とする。

本発明にあっては、閾値を１／２×（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１に決定する。これにより、電圧振動の上限値及び下限値の中点が閾値として設定されることから、電圧振動に対するマージンが広く、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なうことができる。

本発明によれば、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、補助巻線におけるすべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なうことができる。

本発明によれば、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合には、閾値を変動値に設定することで、補助巻線におけるすべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行ない、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が大きい場合には、閾値を固定したとしても、補助巻線におけるすべての電圧振動においてスイッチング動作を行なえるので、閾値を固定して処理負担を軽減することができる。

本発明によれば、出力側電圧は、厳密には一定値とならないので、出力側電圧を検出して閾値に反映させることによって、より正確にスイッチング動作を行なうことができる。

本発明によれば、入力側電圧は一般に高電圧であることから、入力側電圧を抵抗分圧によって検出することによって、入力側電圧の電圧レベルを下げて処理を低電圧化することができる。同様に、出力側電圧は一般に高電圧であることから、出力側電圧を抵抗分圧によって検出することによって、出力側電圧の電圧レベルを下げて処理を低電圧化することができる。

本発明によれば、閾値が電圧振動の上限値及び下限値の間に設定されることから、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なうことができる。

本発明によれば、電圧振動の上限値及び下限値の中点が閾値として設定されることから、補助巻線における電圧振動に対するマージンが広く、入力側電圧が高くなって、入力側電圧及び出力側電圧の電圧差が小さくなった場合であっても、すべての電圧振動においてスイッチング動作を確実に行なうことができる等、優れた効果を奏する。

以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて詳述する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成例を示すブロック図、図２は本発明の実施の形態１に係る電源装置の各部における波形を示す波形図である。
本発明の実施の形態１に係る電源装置は、商用交流電源１０と、ダイオードブリッジ回路からなる全波整流器２０と、力率補償回路３０と、制御部４０とを備えている。なお、制御部４０の２点鎖線で囲んだ構成をＩＣで構成することが可能である。

力率補償回路３０は、コンデンサ３１と、昇圧チョークコイル３２と、昇圧チョークコイル用の補助巻線３３と、スイッチング素子３４と、抵抗３５と、ダイオード３６と、平滑用コンデンサ３７とを備えている。平滑用コンデンサ３７の両端が電源装置の出力端子に相当し、負荷８０が接続される。

スイッチング素子３４は、例えばＦＥＴであって、スイッチング素子３４がオンされた場合（Ｓ_SWがハイレベル）、スイッチング素子３４及び抵抗３５のパスが生じ、抵抗３５に電流Ｉ_SWが流れ、昇圧チョークコイル（インダクタとして機能）３２の電流Ｉ_Lが増加する。一方、スイッチング素子３４がオフされた場合（Ｓ_SWがローレベル）、ダイオード３６を介して平滑用コンデンサ３７が電流Ｉ_Dを供給される。この電流Ｉ_Dの供給によって、昇圧チョークコイル３２の電流Ｉ_Lが減少する。

制御部４０は、全波整流器２０の出力瞬時電圧（入力側電圧）Ｖ１及び平滑用コンデンサ３７の端子電圧（出力側電圧）Ｖ２に応じて、スイッチング素子３４のオン／オフを制御する。本例では、２つの抵抗４１ａ，４１ｂを用い、入力側電圧Ｖ１を抵抗分圧によって検出し、同様に、２つの抵抗４２ａ，４２ｂを用い、出力側電圧Ｖ２を抵抗分圧によって検出する。検出された入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２はマイコン６０に出力される。なお、正確には、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２は、それぞれ抵抗４１ａ，４１ｂ及び抵抗４２ａ，４２ｂによって分圧されてマイコン６０に出力される。このように、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２は一般に高電圧であることから、抵抗分圧によって電圧レベルを下げて処理を低電圧化して行なうことが好ましい。

マイコン６０は、図３に示すように、ＣＰＵ６１を備え、ＣＰＵ６１は、ＲＯＭ６２，入力側電圧入力部６３、出力側電圧入力部６４及び閾値設定部６５と接続され、これら各部を制御してＲＯＭ６２に予め格納されているコンピュータプログラムに従って入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを設定する機能を有する。また、ＲＯＭ６２には、昇圧チョークコイル３２の巻数Ｎ１及び補助巻線３３の巻数Ｎ２の情報が記憶されている。

入力側電圧入力部６３には、抵抗４１ａ，４１ｂによって分圧された入力側電圧Ｖ１に係る電圧ＶＲ１が入力され、出力側電圧入力部６４には、抵抗４２ａ，４２ｂによって分圧された出力側電圧Ｖ２に係る電圧ＶＲ２が入力される。抵抗４１ａ，４１ｂ、４２ａ，４２ｂの抵抗値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、予めＲＯＭ６２に記憶されており、ＣＰＵ６１は、Ｖ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×ＶＲ１から入力側電圧Ｖ１を算出し、Ｖ２＝（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４×ＶＲ２から出力側電圧Ｖ２を算出する。

閾値設定部６５は、ＲＯＭ６２に記憶されている昇圧チョークコイルの巻数Ｎ１及び補助巻線の巻数Ｎ２の情報を適宜読み出し、入力された入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを（１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１）に設定し、設定した閾値Ｖ_thをコンパレータ４４のマイナス端子へ出力する。

補助巻線３３は、昇圧チョークコイル３２と電磁結合され、その一方の端子は抵抗４５を介してコンパレータ４４のプラス端子に接続されている。コンパレータ４４は、プラス端子に入力された信号がマイナス端子に入力された信号を超える場合にハイレベルの信号を出力し、その他の場合にローレベルの信号を出力することから、補助巻線３３に誘起される２次電圧が閾値Ｖ_thより大きい場合はハイレベルの信号が出力され、閾値Ｖ_thより小さい場合はローレベルの信号が出力される。

コンパレータ４４の出力信号は、セット信号Ｓ_setとしてＲＳフリップ・フロップ回路４６に出力されており、セット信号Ｓ_setがローレベル、すなわち補助巻線３３に誘起される２次電圧が閾値Ｖ_thより小さい場合、ハイレベルの信号をスイッチング素子３４のゲートに出力し、スイッチング素子３４をオンさせる。

また、２つの抵抗４２ａ，４２ｂを用い、抵抗分圧によって検出された出力側電圧に係る電圧ＶＲ１を誤差増幅器４７の反転入力端子に入力する。誤差増幅器４７の非反転入力端子には参照電圧４８が入力されている。誤差増幅器４７の出力信号はコンデンサ４９によって平滑化される。

そして、乗算器５０にて、この出力信号と、２つの抵抗４１ａ，４１ｂを用い、抵抗分圧によって検出された入力側電圧に係る電圧ＶＲ１とが乗算され、コンパレータ５１のマイナス端子に出力される。一方、コンパレータ５１のプラス端子には、スイッチング素子３４のソース電流を抵抗３５によって電圧に変換した信号が入力されている。

コンパレータ５１の出力信号は、リセット信号Ｓ_resetとしてＲＳフリップ・フロップ回路４６に出力されており、リセット信号が入力された場合、ローレベルの信号をスイッチング素子３４のゲートに出力し、スイッチング素子３４をオフさせる。

図４は本発明の実施の形態１に係る電源装置によって設定される閾値を示すグラフである。
図４に示すように、補助巻線３３に誘起される２次電圧が振動することになるが、上側包絡線８１（上限値及）と下側包絡線８２（下限値）との中点が閾値Ｖ_thとして設定されることから、入力側電圧が高くなって、√２×Ｖ１≒Ｖ２となった場合であっても、Ｖ１及びＶ２に応じて閾値Ｖ_thが設定されるので、スイッチング動作が極めて安定になる。

また、抵抗４５の定格電力を低く抑えることが可能となる。例えば、昇圧チョークコイル３２の巻数Ｎ１を４０、補助巻線３３の巻数Ｎ２を４、出力側電圧Ｖ２を３８０Ｖとした場合、抵抗４５にかかる電圧は、最大でＶ２×Ｎ２／Ｎ１＝３８０×４／４０＝３８Ｖとなる。コンパレータ４４に流れ込む電流を最大３ｍＡとすると、抵抗４５は３８Ｖ／３ｍＡ＝１３ｋΩである必要があるので、抵抗４５の電力損失は３８Ｖ×３８Ｖ／１３ｋΩ＝０．１１Ｗとなる。したがって、従来の場合（０．５６Ｗ）と比較して、０．５Ｗ／ｈの消費電力を抑えることができる。これが多数の装置に適用された場合、その省電力効果は大きく、地球環境の観点からみても極めて有用である。

以上、本実施の形態の主旨は、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを（１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１）に設定し、補助巻線３３に誘起される２次電圧が、この閾値Ｖ_thより大きいか否かによってスイッチング素子３４のオン／オフを制御し、入力側電圧が高くなって、√２×Ｖ１≒Ｖ２となった場合であっても、すべての電圧振動において確実にスイッチング動作を行なうことにある。

（実施の形態２）
実施の形態１では、スイッチング動作にマージンがある場合であっても、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを変動させる形態について説明したが、マージンがある場合は、閾値Ｖ_thを固定してもよく、このようにしたものが実施の形態２である。本発明の実施の形態２に係る電源装置の全体構成は、図１と略同様であり、マイコンの構成が相違する。

図５は本発明の実施の形態２に係る電源装置に用いるマイコンの構成例を示すブロック図である。
本発明の実施の形態２に係る電源装置に用いるマイコン７０は、ＣＰＵ７１を備え、ＣＰＵ７１は、ＲＯＭ７２、入力側電圧入力部７３、出力側電圧入力部７４、入力側実効電圧算出部７５、電圧差算出部７６、判定部７７及び閾値設定部７８と接続され、これら各部を制御してＲＯＭ７２に予め格納されているコンピュータプログラムに従って入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを設定する機能を有する。また、ＲＯＭ７２には、昇圧チョークコイル３２の巻数Ｎ１及び補助巻線３３の巻数Ｎ２の情報が記憶されている。

入力側電圧入力部７３には、抵抗４１ａ，４１ｂによって分圧された入力側電圧Ｖ１に係る電圧ＶＲ１が入力され、出力側電圧入力部７４には、抵抗４２ａ，４２ｂによって分圧された出力側電圧Ｖ２に係る電圧ＶＲ２が入力される。抵抗４１ａ，４１ｂ、４２ａ，４２ｂの抵抗値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４は、予めＲＯＭ７２に記憶されており、ＣＰＵ７１は、Ｖ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２×ＶＲ１から入力側電圧Ｖ１を算出し、Ｖ２＝（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４×ＶＲ２から出力側電圧Ｖ２を算出する。

入力側実効電圧算出部７５は、入力側電圧Ｖ１から入力側の実効電圧を算出する機能を有しており、例えば、入力側電圧をメモリしておき、そのうちの最大の入力側電圧から入力側の実効電圧を算出する。電圧差算出部７６は、出力側電圧Ｖ２と、入力側実効電圧算出部７５にて算出された入力側の実効電圧との電圧差を算出する。

判定部７７は、電圧差算出部７６にて算出した電圧差を所定値と比較し、電圧差が所定値より高いか否かを判定する。所定値とは、閾値Ｖ_thを固定した場合にスイッチング動作が不安定になる電圧差のことであり、入力側の実効電圧及び出力側電圧Ｖ２によって決定付けられるものである。

閾値設定部７８は、判定部７７にて電圧差が所定値より高いと判定された場合、ＲＯＭ７２に記憶されている昇圧チョークコイルの巻数Ｎ１及び補助巻線の巻数Ｎ２の情報を適宜読み出し、入力された入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを（１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１）に設定する。

一方、閾値設定部７８は、判定部７７にて電圧差が所定値より低いと判定された場合、閾値Ｖ_thを一定値（例えば１．８７Ｖ）に設定する。そして、閾値設定部７８は、設定した閾値Ｖ_thをコンパレータ４４のマイナス端子へ出力する。実施の形態２では、電圧差算出部７６にて算出した電圧差に応じて、閾値Ｖ_thを変動値に設定したり、一定値に設定したりする。

これは、√２×Ｖ１≒Ｖ２である場合は、ある電圧振動においてスイッチング動作が不安定になるが、Ｖ２が√２×Ｖ１より高い場合は、閾値Ｖ_thが一定値であっても、すべての電圧振動において安定にスイッチング動作を行なうことができるためである。

このように、閾値Ｖ_thが一定値であってもスイッチング動作が安定である場合、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて閾値Ｖ_thを変更する必要性がないので、閾値Ｖ_thを一定値に設定する。このようにすれば、マイコン７０における処理負担の観点から好ましい。

以上、本実施の形態によれば、日本国内（１００Ｖ系）及び日本国外（２４０Ｖ系）で、同一の電源装置を用いることができる。換言すれば、国外用に新たに電源装置の設計を行なう必要がなくなり、コスト削減に寄与することができる。

なお、各実施の形態では、入力側電圧Ｖ１及び出力側電圧Ｖ２に応じて、上側包絡線８１と下側包絡線８２との中点である１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１を閾値Ｖ_thに決定するようにしたが、両包絡線の中点である必要はなく、Ｖ１及びＶ２に応じて上側包絡線８１と下側包絡線８２との間の任意の点を閾値Ｖ_thとしてもよい。例えば、閾値Ｖ_thを（（１−α）×Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（ここで、０＜α＜１）に設定しても同様の効果を奏する。

また、出力側電圧Ｖ２を抵抗分圧によって検出するようにしたが、出力側電圧Ｖ２が直流電圧（一定値）とみなせる場合、出力側電圧Ｖ２の瞬時値を閾値Ｖ_thに反映させる必要性がない。出力側電圧Ｖ２は電源装置の設計時に決定されることから、実施の形態１の場合には、図６に示すように、出力側電圧Ｖ２を検出せずに、マイコン６０のＲＯＭ６２に出力側電圧Ｖ２の情報を記憶しておくようにしてもよい。この場合は、閾値設定部６５が、ＲＯＭ６２に記憶されている出力側電圧Ｖ２の情報を適宜読み出して閾値Ｖ_thを（１／２（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１）に設定する。

さらに、昇圧チョッパー方式の電源装置について説明したが、これに限定されるものではなく、スイッチング素子によって平滑用コンデンサへの電流の供給をオン／オフ制御するスイッチング型の電源装置に適用できる。また、スイッチング素子がオフしたときに平滑用コンデンサへ電流の供給が行なわれるフライバック制御のみならず、スイッチング素子がオンしたときに平滑用コンデンサへ電流の供給が行なわれるフォワード制御であってもよい。

本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１に係る電源装置の各部における波形を示す波形図である。本発明の実施の形態１に係る電源装置に用いるマイコンの構成例を示すブロック図である。本発明の実施の形態１に係る電源装置によって設定される閾値を示すグラフである。本発明の実施の形態２に係る電源装置に用いるマイコンの構成例を示すブロック図である。本発明に係る電源装置の他の構成例を示すブロック図である。従来の電源装置の構成を示すブロック図である。従来の電源装置によって設定される閾値を示すグラフである。

符号の説明

１０商用交流電源
２０全波整流器
３０力率補償回路
３２昇圧チョークコイル
３３補助巻線
３４スイッチング素子
４０制御部
６０，７０マイコン

Claims

交流電力を整流する整流手段と、該整流手段に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルと電磁結合され、２次電圧が誘起される補助巻線と、前記整流手段によって整流された電流を充電するためのコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン／オフ制御するためのスイッチング手段とを備える電源装置において、
前記整流手段の出力瞬時電圧を検出する出力電圧検出手段と、
検出した出力瞬時電圧から前記整流手段の出力実効電圧を算出する手段と、
前記コンデンサの端子電圧及び前記出力実効電圧の電圧差を算出する手段と、
算出した電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が前記所定値より高いか否かを判定する判定手段と、
前記電圧差が前記所定値より高いと判定された場合は一定の閾値を設定し、前記電圧差が前記所定値より低いと判定された場合は前記出力瞬時電圧に応じて変動する閾値を設定する設定手段と、
前記補助巻線の２次電圧を前記閾値と比較し、前記２次電圧が前記閾値より高い場合に前記スイッチング手段をオンさせる制御手段と
を備えることを特徴とする電源装置。
交流電力を整流する整流手段と、該整流手段に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルと電磁結合され、２次電圧が誘起される補助巻線と、前記整流手段によって整流された電流を充電するためのコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン／オフ制御するためのスイッチング手段とを備える電源装置において、
前記整流手段の出力瞬時電圧を検出する出力電圧検出手段と、
検出した出力瞬時電圧から前記整流手段の出力実効電圧を算出する手段と、
前記コンデンサの端子電圧を検出する端子電圧検出手段と、
検出したコンデンサの端子電圧及び前記出力実効電圧の電圧差を算出する手段と、
算出した電圧差を所定値と比較し、前記電圧差が前記所定値より高いか否かを判定する判定手段と、
前記電圧差が前記所定値より高いと判定された場合は一定の閾値を設定し、前記電圧差が前記所定値より低いと判定された場合は前記出力瞬時電圧及び前記端子電圧に応じて変動する閾値を設定する設定手段と、
前記補助巻線の２次電圧を前記閾値と比較し、前記２次電圧が前記閾値より高い場合に前記スイッチング手段をオンさせる制御手段と
を備えることを特徴とする電源装置。
前記コンデンサの端子電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、
前記端子電圧検出手段は、前記端子電圧を前記分圧抵抗の接続点の電圧から検出するようにしてあること
を特徴とする請求項２に記載の電源装置。
前記整流手段の出力瞬時電圧を分圧するための分圧抵抗を備え、
前記出力電圧検出手段は、前記出力瞬時電圧を前記分圧抵抗の接続点の電圧から検出するようにしてあること
を特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の電源装置。
前記チョークコイルの巻数及び前記補助巻線の巻数に係る情報を記憶する記憶部を備え、
前記設定手段は、
前記閾値を（（１−α）×Ｖ２−√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（ただし、前記チョークコイルの巻数をＮ１、前記補助巻線の巻数をＮ２、前記出力瞬時電圧をＶ１、前記端子電圧をＶ２、０＜α＜１とする）に決定するようにしてあること
を特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１つに記載の電源装置。
前記チョークコイルの巻数及び前記補助巻線の巻数に係る情報を記憶する記憶部を備え、
前記設定手段は、
前記閾値を１／２×（Ｖ２−２√２×Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１（ただし、前記チョークコイルの巻数をＮ１、前記補助巻線の巻数をＮ２、前記出力瞬時電圧をＶ１、前記端子電圧をＶ２とする）に決定するようにしてあること
を特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１つに記載の電源装置。