JP4423971B2

JP4423971B2 - 平均電流検出回路

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Publication number: JP4423971B2
Application number: JP2003435971A
Authority: JP
Inventors: 考一今井
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Priority date: 2003-12-26
Filing date: 2003-12-26
Publication date: 2010-03-03
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Also published as: JP2005198370A

Description

電源装置に組込まれる平均電流検出回路に関する。

ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation：パルス幅変調）制御を行う電源装置では、出力電流が一定の周期で増加と減少を繰返すため、平均電流を求め、その平均電流に基づきパルス幅を制御し、出力の制御（平均電流モード制御）や過電流保護等を行う。特許文献１に示される電源装置では、フィルタ回路で電源装置の出力電流の平均電流を検出している。
特開２０００−１９７３５７号公報

しかしながら、電源装置の出力電流をフィルタ回路により平均化しても、その出力電流の脈動分を完全に除去することができない。したがって、平均電流の精度が悪く、電源装置の制御自体が不安定になる。フィルタ回路では、負荷変動に対する応答性が悪いので、負荷変動に追従する制御ができないという問題もあった。

本発明は、このような現状を鑑みてなされた発明であり、その目的は、平均電流の検出精度を向上させ、負荷変動時も検出精度が低下しない平均電流検出回路を提供する。

上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る平均電流検出回路は、パルス信号を用いてＰＷＭ制御を行う電源装置の出力電流の平均値を検出する平均電流検出回路であって、第１のコンデンサと、第２のコンデンサと、前記パルス信号の立上りで前記第１のコンデンサに放電を開始させる放電手段と、前記パルス信号の立下りで前記第２のコンデンサに充電を開始させる充電回路と、前記第２のコンデンサの充電電位が前記第１のコンデンサの充電電位を越えたタイミングを検出するタイミング検出回路と、前記検出されたタイミングで前記電源装置の出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するサンプリング回路と、を備え、前記パルス信号の周期をＴ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、該第１のコンデンサの放電電流の電流値をＩ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、該第２のコンデンサの充電電流の電流値をＩ２としたときに、Ｉ１、Ｃ１、Ｉ２及びＣ２がＩ１／Ｃ１＝Ｉ２／Ｃ２を満たし、且つ、前記第２のコンデンサの充電開始時の充電電位がＸであり、前記第１のコンデンサの放電開始時の充電電位Ｖｓが、Ｖｓ＝Ｉ１・Ｔ／Ｃ１＋Ｘを満たすことにより、前記パルス信号のオフ期間の中間点を前記タイミング検出回路で検出することを特徴とする。

このような構成を採用したことにより、タイミング検出回路が、パルス信号のオフ期間の中間点を検出し、サンプリング回路が、オフ期間の中間点で出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するので、平均電流の検出精度を向上させることができる。また、負荷が変動した場合でも、オフ期間の中間点で出力電流の電流値を取り込んで、取り込んだ電流値を平均電流として出力するので、平均電流の検出精度が低下しない。

なお、前記Ｘが０であってもよい。

上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係る平均電流検出回路は、電源装置の出力電流の平均値を検出する平均電流検出回路であって、第３のコンデンサと、第４のコンデンサと、前記パルス信号の立下りで前記第３のコンデンサに放電を開始させる放電手段と、前記パルス信号の立上りで前記第４のコンデンサに充電を開始させる充電回路と、前記第３のコンデンサの充電電位が前記第４のコンデンサの充電電位を越えたタイミングを検出するタイミング検出回路と、前記検出されたタイミングで前記電源装置の出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するサンプリング回路と、を備え、前記パルス信号の周期をＴ、前記第３のコンデンサの容量をＣ３、該第３のコンデンサの放電電流の電流値をＩ３、前記第４のコンデンサの容量をＣ４、該第４のコンデンサの充電電流の電流値をＩ４としたときに、Ｉ３、Ｃ３、Ｉ４及びＣ４がＩ３／Ｃ３＝Ｉ４／Ｃ４を満たし、且つ、前記第４のコンデンサの充電開始時の充電電位がＸであり、前記第３のコンデンサの放電開始時の充電電位Ｖｓが、Ｖｓ＝Ｉ３・Ｔ／Ｃ３+Ｘを満たすことにより、前記パルス信号のオン期間の中間点を前記タイミング検出回路で検出することを特徴する。

このような構成を採用したことにより、タイミング検出回路が、パルス信号のオン期間の中間点を検出し、サンプリング回路が、オン期間の中間点で出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するので、平均電流の検出精度を向上させることができる。また、負荷が変動した場合でも、オン期間の中間点で出力電流の電流値を取り込んで、取り込んだ電流値を平均電流として出力するので、平均電流の検出精度が低下しない。

この場合、前記Ｘが０であってもよい。

本発明によれば、平均電流の検出精度が高まり、電源装置の安定した制御が可能になる。また、負荷変動にも追従した平均電流を検出でき、電源装置の制御を負荷変動に追従させることができる。

本発明の具体的な実施形態を説明する前に、本発明の原理を図５及び図６を用いて説明する。
図５は、ＰＷＭ制御を行う電源装置の出力段を示す回路図である。図６は、図５の出力電流とパルス信号との関係を示す波形図である。

ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation：パルス幅変調）制御を行う電源装置は、例えば出力用のＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ３とＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ４とを備えている。ＭＯＳトランジスタのドレイン端子が電源電位ＶＣＣに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子に、パルス信号としてＰＷＭパルスが端子Ｐｉｎから入力される。ＭＯＳトランジスタＭ３のソース端子から出力電流Ｉｏｕｔが出力される。

又、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン端子がＭＯＳトランジスタＭ３のソース端子に接続され、ＭＯＳトランジスタＭＯＳ４のゲート端子に、インバータＩＮＶ３を介してＰＷＭパルスが入力される。ＭＯＳトランジスタＭ４のソース端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。

この回路では、ＰＷＭパルスのオン期間にＭＯＳトランジスタＭ３がオンし、ＰＷＭパルスのオフ期間にＭＯＳトランジスタＭ４がオンする。従って、ＰＷＭパルスのオン期間は、ＭＯＳトランジスタＭ３を介してインダクタンスＬ１及びコンデンサＣ３に出力電流Ｉｏｕｔが流れ、ＰＷＭパルスのオフ期間は、ＭＯＳトランジスタＭ４を介してインダクタンスＬ１とコンデンサＣ３に出力電流Ｉｏｕｔが流れる。

図６は、図５の端子Ｐｉｎに印加されるパルスの電圧波形Ｓ２１を示すと共に、図５の出力電流Ｉｏｕｔを、出力電流Ｓ２２として電流波形で示している。出力電流Ｓ２２は、ＰＷＭパルスのオン期間（電圧波形Ｓ２１が高レベルの期間）Ｔｏｎでは上昇し、ＰＷＭパルスのオフ期間（電圧波形Ｓ２１が低レベルの期間）Ｔｏｆｆでは下降する。

ここで、出力電流Ｓ２２は一定の傾きで上昇又は下降を繰返しているので、上昇期間の中間点と下降期間の中間点で出力電流Ｓ２２が平均電流Ｉａｖｇに等しくなる。又、上昇期間の中間点はオン期間Ｔｏｎの中間点に一致し、下降期間の中間点はオフ期間Ｔｏｆｆの中間点に一致する。

従って、本発明に係る平均電流検出回路では、オン期間Ｔｏｎの中間点若しくはオフ期間Ｔｏｆｆの中間点で、出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングすることにより平均電流を検出している。ここで、ＰＷＭ制御が、ＰＷＭパルスの立上りを基準にオン期間Ｔｏｎを調整する制御であれば、オフ期間Ｔｏｆｆの中間点で出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングし、ＰＷＭパルスの立下りを基準にオフ期間Ｔｏｆｆを調整する制御であれば、オン期間Ｔｏｎの中間点で出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングする。

次に、本発明の実施形態に係る平均電流検出回路を、図１〜図４を参照しつつ、説明する。
図１は、平均電流検出回路を形成する信号発生回路を示す構成図である。
図２は、信号発生回路の各部の波形を示す図である。
図３は、図１の変形例を示す図である。
図４は、平均電流検出回路を形成するサンプルホールド回路を示す図である。

本実施形態に係る平均電流検出回路は、例えば、図１の信号発生回路と後述するサンプリング回路であるサンプルホールド回路で構成することが可能である。

信号発生回路は、オン期間Ｔｏｎの中間点若しくはオフ期間Ｔｏｆｆの中間点で、電源装置の出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングするためのサンプリング信号を生成する回路である。尚、以下の説明では、ＰＷＭパルスの立上りを基準にオン期間Ｔｏｎを調整する制御の場合、つまり、オフ期間Ｔｏｆｆの中間点で、出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングする場合について説明する。
信号発生回路は、第１のコンデンサＣ１と、第２のコンデンサＣ２とを備えている。

コンデンサＣ１の一方の端子は、電源電位ＶＣＣに定電流源ＣＳ１を介して接続されている。コンデンサＣ１の他方の端子が接地電位ＧＮＤに接続されている。又、コンデンサＣ１と並列にＮチャンネルＭＯＳトランジスタＭ１が接続されている。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１のオフ期間に、コンデンサＣ１が定電流源ＣＳ１の出力電流Ｉ１で充電される。

又、コンデンサＣ２の一方の端子には、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＭ２のドレインが接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２のソース端子は、電源電位ＶＣＣに接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は接地電位ＧＮＤに接続されている。又、コンデンサＣ２と並列に定電流源ＣＳ２が接続されている。従って、ＭＯＳトランジスタＭ２のオフ期間に、コンデンサＣ１に充電されている電荷が定電流源ＣＳ２を介して放電される。

一方、図示しない電源装置のＰＷＭ制御で用いられるＰＷＭパルスが、クロック入力端子ＣＬＫから入力される。クロック入力端子ＣＬＫは、リセットセット型のフリップフロップＦ／Ｆ２のセット端子Ｓに接続され、更に、インバータＩＮＶ１を介してリセットセット型のフリップフロップＦ／Ｆ１のリセット端子Ｒに接続されている。

フリップフロップＦ／Ｆ１の出力端子Ｑは、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに続され、フリップフロップＦ／Ｆ２の出力端子Ｑは、ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに接続されている。フリップフロップＦ／Ｆ２の出力端子Ｑは、さらに、インバータＩＮＶ２を介してフリップフロップＦ／Ｆ１のセット端子Ｓに接続されている。

又、コンデンサＣ１の高電位側の端子（充電電流によって電位が上昇する側の端子）は、比較回路であるコンパレータＣＭＰ１の負入力端子に接続され、コンデンサＣ２の高電位側の端子（充電電流によって電位が上昇する側の端子）は、コンパレータＣＭＰ１の正入力端子に接続されている。このコンパレータＣＭＰ１の出力端子は、フリップフロップＦ／Ｆ２のリセット端子Ｒに接続されている。

ここで、信号発生回路の動作を説明する。
図２のＰＷＭパルスＳ１１は、クロック入力端子ＣＬＫから入力されるＰＷＭパルスの電圧波形であり、充電電位Ｓ１２はコンデンサＣ１の高電位側の電位変化を示した電圧波形であり、充電電位Ｓ１３はコンデンサＣ２の高電位側の電位変化を示した電圧波形であり、出力信号Ｓ１４はコンパレータＣＭＰ１の出力端子から出力される信号の電圧波形であり、出力信号Ｓ１５はフリップフロップＦ／Ｆ２の出力端子Ｑから出力される信号の電圧波形であり、反転信号Ｓ１６はインバータＩＮＶ２の出力端子から出力される反転信号の電圧波形であり、反転信号Ｓ１７はインバータＩＮＶ１の出力端子から出力される反転信号の電圧波形であり、出力信号Ｓ１８はフリップフロップＦ／Ｆ１の出力端子Ｑから出力される信号の電圧波形である。

まず、ＰＷＭパルスが立下ると、反転信号Ｓ１７が立上る。反転信号Ｓ１７が立上ると、フリップフロップＦ／Ｆ１がリセットされ、フリップフロップＦ／Ｆ１の出力信号Ｓ１８は、高レベルから低レベルに変化する。この出力信号Ｓ１８の変化によってＭＯＳトランジスタＭ１がオフするため、コンデンサＣ１に対する充電が開始される。

コンデンサＣ１の高電位側の電位は充電電位Ｓ１２に示したように上昇を開始する。ここで、反転信号Ｓ１７の立上りは、ＰＷＭパルスＳ１１の立下りに対応するので、コンデンサＣ１に対する充電の開始は、ＰＷＭパルスＳ１１のオフ期間Ｔｏｆｆの始点に一致する。

一方、フリップフロップＦ／Ｆ２の出力信号Ｓ１５は、セット端子Ｓに入力されているＰＷＭパルスＳ１１の立上りで低レベルから高レベルに変化する。この出力信号Ｓ１５の変化によってＭＯＳトランジスタＭ２がオフするため、コンデンサＣ２に充電されている電荷の放電が開始され、コンデンサＣ２の高電位側の電位は充電電位Ｓ１３に示したように下降を開始する。従って、コンデンサＣ２の放電の開始は、ＰＷＭパルスＳ１１のオン期間Ｔｏｎの始点（周期Ｔの始点）に一致する。

又、オフ期間Ｔｏｆｆの始点で開始されたコンデンサＣ１の充電と、オン期間Ｔｏｎの始点（周期Ｔの始点）で開始されたコンデンサＣ２の放電は、コンデンサＣ１の充電電位Ｓ１２がコンデンサＣ２の充電電位Ｓ１３を越えるまで続けられ、コンデンサＣ１の充電電位Ｓ１２がコンデンサＣ２の充電電位Ｓ１３を越えたときにコンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１４が低レベルから高レベルに変化する。

コンパレータＣＭＰ１の出力信号Ｓ１４の立上りで、フリップフロップＦ／Ｆ２の出力信号Ｓ１５が高レベルから低レベルに変化し、ＭＯＳトランジスタＭ２がオンする。トランジスタＭ２がオンすると、コンデンサＣ２の放電が中止され、コンデンサＣ２が充電される。

又、出力信号Ｓ１５の立下りに対応する反転信号Ｓ１６の立上りで、フリップフロップＦ／Ｆ１の出力信号Ｓ１８が低レベルから高レベルに変化するので、ＭＯＳトランジスタＭ１がオンする。ＭＯＳトランジスタＭ１がオンすると、コンデンサＣ１の充電が中止され、コンデンサＣ１が放電する。

尚、ＭＯＳトランジスタＭ１がオンしている期間、コンデンサＣ１は放電完了状態で保持され、ＭＯＳトランジスタＭ２がオンしている期間、コンデンサＣ２は充電完了状態で保持される。

ここで、オフ期間Ｔｏｆｆの始点からｔ期間経過後の充電電位Ｓ１２の電圧値Ｖ１と充電電位Ｓ１３の電圧値Ｖ２は、次の（１），（２）式で与えられる。

尚、以下の式で、ＣｘはコンデンサＣ１の容量であり、ＩｘはコンデンサＣ１の充電電流（定電流源ＣＳ１の出力電流Ｉ１）の電流値であり、ＶｍａｘはコンデンサＣ２の放電開始時の充電電位であり、ＣｙはコンデンサＣ２の容量であり、ＩｙはコンデンサＣ２の放電電流（定電流源ＣＳ２の出力電流Ｉ２）の電流値であり、ＴはＰＷＭパルスの周期（パルスの各立上り間の時間幅）であり、ＴｏｎはＰＷＭパルスのオン期間（ＰＷＭパルスが高レベルの期間の時間幅）であり、ＴｏｆｆはＰＷＭパルスのオフ期間（ＰＷＭパルスが低レベルの期間の時間幅）である。

従って、充電電位Ｓ１２の電圧値Ｖ１と充電電位Ｓ１３の電圧値Ｖ２が等しくなったとき期間ｔは、（３）式で与えられる。
ｔ＝（Ｖｍａｘ−Ｉｙ・Ｔｏｎ／Ｃｙ）（Ｉｘ／Ｃｘ＋Ｉｙ／Ｃｙ）（３）

ここで、コンデンサＣ１の容量Ｃｘ及び充電電流の電流値Ｉｘ、並びに、コンデンサＣ２の容量Ｃｙ及び放電電流の電流値Ｉｙは、（４），（５）式を満たすよう設定される。

又、上記式（４）及び式（５）を満たすように、容量Ｃｘ、電流値Ｉｘ、容量Ｃｙ及び電流値Ｉｙを設定すれば、コンデンサＣ１の容量Ｃｘ及び充電電流の電流値Ｉｘ、並びに、コンデンサＣ２の容量Ｃｙ及び放電電流の電流値Ｉｙは、（６）式の関係を満たす。
Ｉｘ／Ｃｘ＝Ｉｙ／Ｃｙ（６）

又、上記式（３）に式（５）及び式（６）を代入すれば、（７）式が得られる。
ｔ＝（Ｔ−Ｔｏｎ）／２（７）

ここで、ＰＷＭパルスの周期Ｔは、ＰＷＭパルスのオン期間ＴｏｎとＰＷＭパルスのオフ期間Ｔｏｆｆの和（Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）なので、式（７）は（８）式のようになる。
ｔ＝Ｔｏｆｆ／２（８）

上記（８）式からも分かるように、（４）式、（５）式及び（６）式を満たすようにコンデンサＣ１の容量Ｃｘ及び充電電流の電流値Ｉｘ、並びに、コンデンサＣ２の容量Ｃｙ及び放電電流の電流値Ｉｙを設定すれば、図１に示した信号発生回路の出力端子Ｓｏｕｔから出力される信号の立下りが、オフ期間Ｔｏｆｆの中間点に一致する。従って、出力端子Ｓｏｕｔから出力されるサンプリング号の立下りのタイミングで、ＰＷＭ制御を行なっている電源装置の出力電流をサンプリングすれば平均電流を検出することができる。

尚、図１に示したＭＯＳトランジスタＭ１及びＭＯＳトランジスタＭ２は、図３に示したように、その他のスイッチング素子（スイッチング回路）ＳＷ１、ＳＷ２であってもよい。又、スイッチング素子（スイッチング回路）ＳＷ１、ＳＷ２が上述のタイミングでオン・オフできるように設定することができれば、他の回路（フリップフロップ、コンパレータ、インバータ等）も図１若しくは図３に示した回路に限定されることはない。

なお、上述の説明では、ＰＷＭパルスの立上りを基準にオン期間Ｔｏｎを調整する制御の場合、つまりオフ期間Ｔｏｆｆの中間点で出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングする場合のサンプリング信号を生成する信号発生回路について説明したが、ＰＷＭパルスの立下りを基準にオフ期間Ｔｏｆｆを調整する制御の場合、つまりオン期間Ｔｏｎの中間点で出力電流Ｉｏｕｔの電流値をサンプリングする場合は、ＰＷＭパルスのオフ期間Ｔｏｆｆの始点（周期Ｔの始点）で一方のコンデンサの放電を開始し、オン期間Ｔｏｎの始点で他方のコンデンサの充電を開始すれば、所望のサンプリング信号を生成することができる。

次に、サンプルリング回路について、説明する。
信号発生回路から与えられたサンプリング信号に同期して、電源装置の出力信号を取得し、その電流値を出力するものであり、サンプルホールド回路やＡ−Ｄコンバータ（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）等を用いて構成することができる。

例えば、図４に示したサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）を用いる場合、図示しない電源装置の出力電流の電流値を電圧値に変換し、変換した電圧値を入力端子Ｉｎに入力し、サンプルホールド端子ＳＨにサンプル信号を入力することによって平均電流を検出することができる。検出された平均電流の電流値は、出力端子Ｏｕｔから出力される。

ここで、入力端子Ｉｎに入力する電圧値としては、例えば、
１）出力電流が流れる経路に、直列に接続した抵抗の両端子間に生じた電圧値
２）図５に示したＭＯＳトランジスタＭ４のドレイン・ソース間の電圧値
等が挙げられる。但し、電流値を電圧値に変換する方法は、これ以外の方法であってもよい。

又、サンプルホールド端子ＳＨに入力するサンプル信号については、サンプルホールド回路が、サンプリング信号の立下りでサンプリングを行うように構成されている場合には、図１に示した信号発生回路の出力端子Ｓｏｕｔから出力される信号を、サンプルホールド端子ＳＨに直接入力することができる。サンプルホールド回路が、サンプリング信号の立上がりでサンプリングを行うように構成されている場合には、出力端子Ｓｏｕｔから出力される信号を、インバータＩＮＶを介してサンプルホールド端子ＳＨに入力する。

又、サンプルホールド回路がサンプリング信号のパルス幅（時間幅）に応じて入力値（入力端子Ｉｎに入力されている電圧値）を平均化するように構成されている場合には、出力端子Ｓｏｕｔから出力される信号を、トリガー信号としてワンショット・マルチバイブレータ（one-shot multivibrator）に入力し、ワンショット・マルチバイブレータが出力する一定時間幅のパルス信号を、サンプル信号としてサンプルホールド端子ＳＨに入力する。この場合、サンプルホールド回路の出力端子Ｏｕｔからは、サンプル期間（サンプリング信号のパルス幅の期間）内の平均値が出力される。尚、ワンショット・マルチバイブレータが出力するパルス信号の時間幅は平均電流検出回路の用途に応じて適宜設定することが好ましい。

又、Ａ−Ｄコンバータを用いる場合も、サンプルホールド回路の場合と同様に電圧値をアナログ入力端子に入力し、サンプル信号をサンプルクロック端子に入力することによって平均電流を検出することができ、検出された平均電流の電流値がデジタル値でデジタル出力端子から出力される。

以上のように、本実施形態の平均電流検出回路では、電源装置の出力電流を取り込むタイミングを設定するサンプリング信号を信号発生回路で生成し、そのサンプリング信号に同期して出力電流を取り込んで平均電流として出力するので、従来のフィルタを用いた場合のように平均電流が脈動することがなく、電源装置の制御が安定する。

また、平均電流の値が正確であり、精度の高い制御が実現可能である。さらに、負荷の変動で電源装置の出力電流が変動したときにも、それに応じた平均電流を出力するので、電源装置の制御を負荷変動に十分追従させることができる。

本発明の実施形態に係る平均電流検出回路を形成する信号発生回路の構成図である。信号発生回路の各部の波形を示す図である。図１の変形例を示す図である。平均電流検出回路を形成するサンプルホールド回路を示す図である。電源装置の出力段を示す回路図である。ＰＷＭパルスと出力電流の関係を説明するための波形図である。

符号の説明

Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４ＭＯＳトランジスタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３コンデンサ
ＣＳ１、ＣＳ２定電流源
Ｆ／Ｆ１、Ｆ／Ｆ２フリップフロップ
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３インバータ
ＣＭＰ１コンパレータ
ＳＷ１、ＳＷ２スイッチング素子
Ｓ／Ｈサンプルホールド回路
Ｌ１インダクタンス

Claims

パルス信号を用いてＰＷＭ制御を行う電源装置の出力電流の平均値を検出する平均電流検出回路であって、
第１のコンデンサと、
第２のコンデンサと、
前記パルス信号の立上りで前記第１のコンデンサに放電を開始させる放電手段と、
前記パルス信号の立下りで前記第２のコンデンサに充電を開始させる充電回路と、
前記第２のコンデンサの充電電位が前記第１のコンデンサの充電電位を越えたタイミングを検出するタイミング検出回路と、
前記検出されたタイミングで前記電源装置の出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するサンプリング回路と、を備え、
前記パルス信号の周期をＴ、前記第１のコンデンサの容量をＣ１、該第１のコンデンサの放電電流の電流値をＩ１、前記第２のコンデンサの容量をＣ２、該第２のコンデンサの充電電流の電流値をＩ２としたときに、Ｉ１、Ｃ１、Ｉ２及びＣ２がＩ１／Ｃ１＝Ｉ２／Ｃ２を満たし、
且つ、前記第２のコンデンサの充電開始時の充電電位がＸであり、前記第１のコンデンサの放電開始時の充電電位Ｖｓが、Ｖｓ＝Ｉ１・Ｔ／Ｃ１＋Ｘを満たすことにより、
前記パルス信号のオフ期間の中間点を前記タイミング検出回路で検出することを特徴とする平均電流検出回路。
前記Ｘが０であることを特徴とする請求項１に記載の平均電流検出回路。
電源装置の出力電流の平均値を検出する平均電流検出回路であって、
第３のコンデンサと、
第４のコンデンサと、
前記パルス信号の立下りで前記第３のコンデンサに放電を開始させる放電手段と、
前記パルス信号の立上りで前記第４のコンデンサに充電を開始させる充電回路と、
前記第３のコンデンサの充電電位が前記第４のコンデンサの充電電位を越えたタイミングを検出するタイミング検出回路と、
前記検出されたタイミングで前記電源装置の出力電流の電流値を取り込み、取り込んだ電流値を平均電流として出力するサンプリング回路と、を備え、
前記パルス信号の周期をＴ、前記第３のコンデンサの容量をＣ３、該第３のコンデンサの放電電流の電流値をＩ３、前記第４のコンデンサの容量をＣ４、該第４のコンデンサの充電電流の電流値をＩ４としたときに、Ｉ３、Ｃ３、Ｉ４及びＣ４がＩ３／Ｃ３＝Ｉ４／Ｃ４を満たし、
且つ、前記第４のコンデンサの充電開始時の充電電位がＸであり、前記第３のコンデンサの放電開始時の充電電位Ｖｓが、Ｖｓ＝Ｉ３・Ｔ／Ｃ３+Ｘを満たすことにより、
前記パルス信号のオン期間の中間点を前記タイミング検出回路で検出することを特徴とする平均電流検出回路。
前記Ｘが０であることを特徴とする請求項３に記載の平均電流検出回路。