JP2009065772A - 充電制御回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】充電電流検出用の抵抗が不要になり、該抵抗による損失の発生をなくすことができると共に部品の削減を図ることができる充電制御回路を得る。
【解決手段】制御回路７が、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さいことを検出すると、信号ＲＶＤＥＴ及びＣＰＯ３を使用して、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対して、ＶＦＭ制御における定電流動作を行い、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６以上になったことを検出すると、信号ＣＰＯ２を使用してＰＷＭ制御の定電流動作を行い、定電流／定電圧切替検出回路２１からの出力信号ＣＶＤＥＴがハイレベルになると、定電流制御のＰＷＭ制御から、信号ＣＰＯ１を使用した定電圧制御のＰＷＭ制御へと、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対する動作制御の切り替えを行うようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングレギュレータを用いて２次電池の充電を行う充電制御回路に関する。
図１０は、スイッチング電源とリニアレギュレータを併用した従来の充電制御回路の例を示した図である（例えば、特許文献１参照。）。
図１０では、２次電池の電池電圧によってスイッチング電源又はリニアレギュレータのいずれかを切り換えて作動させることにより電力効率の改善を図っていた。定電流制御動作時における充電電流の検出は、２次電池に直列に接続された抵抗ＲＳＮＳの両端電圧差を用いて行われ、定電流制御が行われていた。
特開２００７−１４１６３号公報
しかし、充電電流の検出に抵抗を使用しているため、該抵抗に流れる電流によって損失が生じるという問題があった。更に、該抵抗による損失を軽減するために該抵抗の抵抗値を小さくすると、高精度なオペアンプを使用する必要が生じていた。
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、充電電流検出用の抵抗が不要になり、該抵抗による損失の発生をなくすことができると共に部品の削減を図ることができる充電制御回路を得ることを目的とする。
この発明に係る充電制御回路は、入力端子に入力される電圧を電源にして出力端子に接続された２次電池の充電を行う、インダクタを使用した非絶縁方式の降圧型スイッチングレギュレータからなる充電制御回路において、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行い、前記入力電圧による前記インダクタの充電を行うスイッチング素子と、
前記インダクタの放電を行う整流素子と、
前記スイッチング素子に流れる電流に比例した比例電流を生成し、該比例電流に応じた電流センス電圧を生成して出力する電流検出回路部と、
前記２次電池に定電圧を供給して充電を行う定電圧充電時に、前記スイッチング素子に対して、前記電流センス電圧を使用する電流モード制御方式を用いた定電圧出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行い、前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、前記スイッチング素子に対して、定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行う制御回路部と、
を備え、
前記制御回路部は、所定の第２基準電圧と前記電流センス電圧との差電圧を該第２基準電圧に加算して生成した第４基準電圧と、前記電流センス電圧との電圧比較を行い、該比較結果を示すパルス信号を使用して前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うものである。
また、前記制御回路部は、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行う場合、該ＰＷＭ制御の制御サイクルを設定するための所定のクロック信号に応じて前記スイッチング素子をオンさせて導通状態にし、前記比較結果を示すパルス信号に応じて前記スイッチング素子をオフさせて遮断状態にするようにした。
この場合、前記制御回路部は、前記電流センス電圧が前記第４基準電圧以上になると前記スイッチング素子をオフさせるようにした。
具体的には、前記制御回路部は、
前記第２基準電圧から前記第４基準電圧を生成するスイッチドキャパシタ回路と、
前記電流センス電圧と該第４基準電圧との電圧比較を行う第２電圧比較回路と、
を備えるようにした。
また、前記制御回路部は、電流モード制御方式のＰＷＭ制御を行う場合、前記２次電池の電池電圧に比例した比例電圧と所定の第１基準電圧との差電圧に応じた電圧と、前記電流センス電圧に所定の方法でスロープ補償を行って生成したスロープ電圧との電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うようにした。
この場合、前記制御回路部は、前記第４基準電圧と前記電流センス電圧との電圧比較結果を示すパルス信号と、前記比例電圧と前記第１基準電圧との差電圧に応じた電圧と前記スロープ電圧との電圧比較結果を示すパルス信号との位相比較を行い、該各パルス信号の位相が一致すると、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御から前記定電圧出力制御を行うためのＰＷＭ制御に制御を切り替えるようにした。
具体的には、前記制御回路部は、
前記比例電圧を生成して出力する比例電圧生成回路と、
該比例電圧と前記第１基準電圧との差電圧を増幅して出力する誤差増幅回路と、
前記電流センス電圧から前記スロープ電圧を生成して出力するスロープ回路と、
前記誤差増幅回路の出力電圧と前記スロープ電圧との電圧比較を行う第１電圧比較回路と、
を備えるようにした。
一方、前記制御回路部は、前記スイッチング素子に対して、前記２次電池の電圧が所定値未満のときに前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、定電流出力制御を行うためのＶＦＭ制御を行い、前記２次電池の電圧が該所定値以上のときには前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うようにした。
この場合、前記制御回路部は、前記電流センス電圧と所定の第３基準電圧との電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチング素子をオフさせ、前記インダクタに流れるインダクタ電流がゼロになったか否かの検出を行い、該検出結果に応じて前記スイッチング素子をオンさせて、前記ＶＦＭ制御を行うようにした。
具体的には、前記制御回路部は、前記電流センス電圧が前記第３基準電圧以上になると前記スイッチング素子をオフさせ、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続部の電圧が接地電圧を超えると前記スイッチング素子をオンさせるようにした。
この場合、前記制御回路部は、
前記電流センス電圧と前記第３基準電圧との電圧比較を行う第３電圧比較回路と、
前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続部の電圧と、接地電圧との電圧比較を行う第４電圧比較回路と、
を備えるようにした。
また、前記制御回路部は、前記２次電池の電圧が所定値未満のときに前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、前記スイッチング素子をオフさせて遮断状態にすると共に、前記２次電池に所定の定電流を供給するようにしてもよい。
この場合、前記制御回路部は、前記２次電池の電池電圧が所定値以上になると、前記２次電池への定電流の供給を停止し、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うようにした。
また、前記制御回路部は、スイッチング素子がオンしたときに前記インダクタに流れるインダクタ電流を平方根した値と、所定の充電完了電流設定値を平方根した値が等しくなると２次電池への充電が完了したことを検出するようにした。
本発明の充電制御回路によれば、前記２次電池に定電圧を供給して充電を行う定電圧充電時に、前記スイッチング素子に対して、前記電流センス電圧を使用する電流モード制御方式を用いた定電圧出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行い、前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、前記スイッチング素子に対して、定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行い、所定の第２基準電圧と前記電流センス電圧との差電圧を該第２基準電圧に加算して生成した第４基準電圧と、前記電流センス電圧との電圧比較を行い、該比較結果を示すパルス信号を使用して前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うようにした。このことから、充電電流検出用の抵抗が不要になり、該抵抗による損失の発生をなくすことができると共に部品の削減を図ることができる。
また、急速充電等の電力損失の生じる定電流制御及び定電圧制御のいずれの状態においてもスイッチング素子のスイッチング制御を行うようにしたことから、電力損失の軽減を図ることができる。
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。
図１において、充電制御回路１は、ＡＣアダプタ等から入力端子ＩＮに入力される電源電圧Ｖｄｄを電源にして出力端子ＯＵＴに接続された２次電池３０の充電を行う、インダクタを使用した非絶縁型の降圧型スイッチングレギュレータからなる。
充電制御回路１は、電源電圧Ｖｄｄの出力制御を行うためのスイッチング動作を行うＰＭＯＳトランジスタからなるスイッチングトランジスタＭ１と、ＮＭＯＳトランジスタからなる同期整流用トランジスタＭ２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１とを備えている。
また、充電制御回路１は、所定の第１基準電圧Ｖｒ１を生成して出力する基準電圧発生回路２と、誤差増幅回路３と、所定のクロック信号ＣＬＫを生成して出力する発振回路４と、電流センス回路５と、スロープ回路６と、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２の動作制御を行う制御回路７と、所定の第２基準電圧Ｖｒ２を生成して出力する基準電圧発生回路８と、基準変換回路９と、コンパレータ１０〜１４とを備えている。更に、充電制御回路１は、所定の第３基準電圧Ｖｒ３を生成して出力する基準電圧発生回路１５と、所定の第５基準電圧Ｖｒ５を生成して出力する基準電圧発生回路１６と、充電電流検出回路１７と、所定の第６基準電圧Ｖｒ６を生成して出力する基準電圧発生回路１８と、逆流検出回路１９と、逆流防止回路２０と、定電流／定電圧切替検出回路２１と、２次電池３０の電池電圧Ｖｂａｔを分圧して分圧電圧ＶＦＢを生成して出力する電池電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えている。
なお、スイッチングトランジスタＭ１はスイッチング素子を、同期整流用トランジスタＭ２は整流素子を、電流センス回路５は電流検出回路部をそれぞれなし、基準電圧発生回路２，８，１５，１６，１８、誤差増幅回路３、発振回路４、スロープ回路６、制御回路７、基準変換回路９、コンパレータ１０〜１４、充電電流検出回路１７、逆流検出回路１９、逆流防止回路２０、定電流／定電圧切替検出回路２１、及び抵抗Ｒ１，Ｒ２は制御回路部をなす。また、コンパレータ１０は第１電圧比較回路を、コンパレータ１１は第２電圧比較回路を、抵抗Ｒ１及びＲ２は比例電圧生成回路を、コンパレータ１２は第３電圧比較回路を、コンパレータ１４は第４電圧比較回路をそれぞれなす。また、充電制御回路１において、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。
入力端子ＩＮと接地電圧との間には、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用トランジスタＭ２が直列に接続され、スイッチングトランジスタＭ１と同期整流用トランジスタＭ２との接続部をＬｘとする。接続部Ｌｘと出力端子ＯＵＴとの間にはインダクタＬ１が接続され、出力端子ＯＵＴと接地電圧との間には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路及びコンデンサＣ１が並列に接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続部の電圧である分圧電圧ＶＦＢは誤差増幅回路３の反転入力端に入力され、誤差増幅回路３の非反転入力端には第１基準電圧Ｖｒ１が入力されている。誤差増幅回路３は、分圧電圧ＶＦＢと第１基準電圧Ｖｒ１との差電圧を増幅して誤差信号ＥＲＲを生成し出力する。一方、電流センス回路５には接続部Ｌｘの電圧である電圧ＶＬｘとスイッチングトランジスタＭ１のゲートに入力される制御信号ＰＨＳが入力されており、電流センス回路５は、スイッチングトランジスタＭ１がオンしている期間にスイッチングトランジスタＭ１を流れる電流の検出を行い、該検出した電流を電圧に変換して電流センス電圧ＶＳＮＳを生成し出力する。
スロープ回路６は、電流センス電圧ＶＳＮＳが電流センス回路５から入力され、インダクタＬ１を流れるインダクタ電流ｉｐのピーク値であるピーク電流の制御を行うための１次のスロープ補償電圧と、電流センス回路５からの電流センス電圧ＶＳＮＳとを加算することによりスロープ補償を行ってスロープ電圧Ｖｓを生成し出力する。コンパレータ１０の非反転入力端には、誤差増幅回路３からの誤差信号ＥＲＲが入力され、コンパレータ１０の反転入力端にはスロープ回路６から出力されたスロープ電圧Ｖｓが入力されている。コンパレータ１０は、誤差信号ＥＲＲとスロープ電圧Ｖｓとの電圧比較を行い、該比較結果を示す信号ＣＰＯ１を生成して制御回路７に出力する。制御回路７は、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに制御信号ＰＨＳを、同期整流用トランジスタＭ２のゲートに制御信号ＮＬＳをそれぞれ出力して、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２の動作制御を行う。
次に、基準変換回路９は、電流センス回路５からの電流センス電圧ＶＳＮＳ、基準電圧発生回路８からの第２基準電圧Ｖｒ２及び発振回路４からのクロック信号ＣＬＫがそれぞれ入力されており、電流センス電圧ＶＳＮＳと第２基準電圧Ｖｒ２との差電圧を第２基準電圧Ｖｒ２に加算して第４基準電圧Ｖｒ４を生成し出力する。コンパレータ１１は、非反転入力端に第４基準電圧Ｖｒ４が入力されると共に反転入力端に電流センス電圧ＶＳＮＳが入力され、第４基準電圧Ｖｒ４と電流センス電圧ＶＳＮＳとの電圧比較を行って該比較結果を示す信号ＣＰＯ２を生成して制御回路７に出力する。コンパレータ１２は、非反転入力端に第３基準電圧Ｖｒ３が入力されると共に反転入力端に電流センス電圧ＶＳＮＳが入力され、第３基準電圧Ｖｒ３と電流センス電圧ＶＳＮＳとの電圧比較を行って該比較結果を示す信号ＣＰＯ３を生成して制御回路７に出力する。
コンパレータ１３は、非反転入力端に第６基準電圧Ｖｒ６が入力されると共に反転入力端に分圧電圧ＶＦＢが入力され、第６基準電圧Ｖｒ６と分圧電圧ＶＦＢとの電圧比較を行って該比較結果を示す信号ＣＰＯ４を生成して制御回路７に出力する。充電電流検出回路１７は、電流センス電圧ＶＳＮＳが電流センス回路５から入力されると共に第５基準電圧Ｖｒ５が入力され、充電完了検出信号ＣＰＯ５を生成して出力する。コンパレータ１４は、反転入力端に電圧ＶＬｘが入力され、非反転入力端に接地電圧が入力されており、電圧ＶＬｘが接地電圧以下になるとハイレベルの信号を出力する。逆流検出回路１９は、コンパレータ１４の出力信号と同期整流用トランジスタＭ２のゲートに入力される制御信号ＮＬＳから、インダクタ電流ｉｐがゼロになったか否かの検出を行い、該検出結果を示す信号ＲＶＤＥＴを生成して制御回路７に出力する。
逆流防止回路２０は、１次側電圧である電源電圧Ｖｄｄと２次側電圧である電池電圧Ｖｂａｔの電圧比較を行い、電池電圧Ｖｂａｔが電源電圧Ｖｄｄよりも大きくなると、２次電池３０から電源電圧Ｖｄｄに電流が流れないようにスイッチングトランジスタＭ１のサブストレートゲートの接続制御を行っている。定電流／定電圧切替回路２１は、信号ＣＰＯ１及びＣＰＯ２がそれぞれ入力されており、信号ＣＰＯ１と信号ＣＰＯ２の位相比較を行い、該比較結果を示す信号ＣＶＤＥＴを生成して制御回路７に出力する。
図２は、電流センス回路５及びスロープ回路６の回路例を示した図である。
電流センス回路５は、オペアンプ３１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１〜Ｍ１４、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５，Ｍ１６及び抵抗Ｒ１１で構成されている。
また、スロープ回路６は、所定の定電流ｉｒ１の供給を行う定電流源３３、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２、コンデンサＣ２１及び抵抗Ｒ２１で構成されている。なお、図２では、電流センス回路５からスロープ回路６に、電流センス電圧ＶＳＮＳの代わりに電流センス電圧ＶＳＮＳに相当するバイアス電圧ＰＢＳが入力される場合を例にして示している。
電流センス回路５において、電源電圧ＶｄｄとＰＭＯＳトランジスタＭ１２のソースとの間にＰＭＯＳトランジスタＭ１１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートには制御信号ＰＨＳが入力されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインと接地電圧との間にはＮＭＯＳトランジスタＭ１５が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ１２との接続部はオペアンプ３１の反転入力端に接続されている。オペアンプ３１の非反転入力端には電圧ＶＬｘが入力されており、オペアンプ３１の出力端はＰＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１６はカレントミラー回路を形成しており、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１６において、各ソースはそれぞれ接地電圧に接続され、各ゲートは接続されてＮＭＯＳトランジスタＭ１５のドレインに接続されており、該接続部の電圧がバイアス電圧ＮＢＳをなしている。
また、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４はカレントミラー回路を形成しており、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４において、各ソースはそれぞれ電源電圧Ｖｄｄに接続され、各ゲートは接続されてＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続されており、該接続部の電圧がバイアス電圧ＰＢＳをなしている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ１６のドレインに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインと接地電圧との間に抵抗Ｒ１１が接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１４と抵抗Ｒ１１との接続部から電流センス電圧ＶＳＮＳが出力される。
ここで、スイッチングトランジスタＭ１のオン抵抗をＲＰとし、スイッチングトランジスタＭ１がオンしたときに流れるインダクタ電流ｉｐの電流値をｉｐｅａｋとし、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１のオン抵抗をＲＳとし、抵抗Ｒ１１の抵抗値をＲＶとし、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５のしきい値電圧をＶｔｈｎとすると、電流センス電圧ＶＳＮＳは下記（１）式のようになり、バイアス電圧ＮＢＳは下記（２）式のようになる。
ＶＳＮＳ＝ｉｐｅａｋ×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ………………（１）
ＮＢＳ＝（ｉｐｅａｋ×ＲＰ／ＲＳ）１／２＋Ｖｔｈｎ……………（２）
次に、スロープ回路６において、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧との間にＰＭＯＳトランジスタＭ２１、抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２１が直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１に並列に定電流源３３が接続され、コンデンサＣ２１に並列にＮＭＯＳトランジスタＭ２２が接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートにはバイアス電圧ＰＢＳが入力されており、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートには制御信号ＰＨＳが入力されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２１、抵抗Ｒ２１及び定電流源３３の接続部からスロープ電圧Ｖｓが出力される。
ＰＭＯＳトランジスタＭ２１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４と共にカレントミラー回路を形成しており、定電流源３３からの定電流ｉｒ１とコンデンサＣ２１で生成される１次のスロープ電圧と、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１から出力されるカレントミラー電流とコンデンサＣ２１で生成される、スイッチングトランジスタＭ１に流れる電流を電圧変換した２次のスイッチ電流電圧とを合成してスロープ電圧Ｖｓを生成している。抵抗Ｒ２１は、ＰＷＭ制御動作時におけるパルススキップ動作を行うために、コンパレータ１０に対する入力オフセット電圧を生成している。
次に、図３は、基準変換回路９の回路例を示した図である。
図３において、基準変換回路９は、オペアンプ４１、アナログスイッチ４２〜４６、インバータ４７，４８及び同じ容量のコンデンサＣ２５，Ｃ２６で構成されたスイッチドキャパシタ回路をなしている。
オペアンプ４１の非反転入力端には第２基準電圧Ｖｒ２が入力され、電流センス電圧ＶＳＮＳとオペアンプ４１の反転入力端との間にはコンデンサＣ２５が接続されている。コンデンサＣ２６の一端と電流センス電圧ＶＳＮＳとの間にはアナログスイッチ４２が接続され、コンデンサＣ２６とアナログスイッチ４２との接続部とオペアンプ４１の反転入力端との間にはアナログスイッチ４６が接続されている。
コンデンサＣ２６の他端とオペアンプ４１の出力端との間には、アナログスイッチ４３及び４４の直列回路とアナログスイッチ４５が並列に接続され、アナログスイッチ４３と４４との接続部はオペアンプ４１の反転入力端に接続されている。オペアンプ４１の出力端から第４基準電圧Ｖｒ４が出力される。インバータ４７は、クロック信号ＣＬＫの信号レベルを反転させた反転クロック信号φ２を生成して出力し、インバータ４８は、反転クロック信号φ２の信号レベルを更に反転させてクロック信号φ１を生成して出力する。アナログスイッチ４２〜４４は、それぞれクロック信号φ１に応じてスイッチングし、クロック信号φ１がハイレベルのときにオンして導通状態になり、クロック信号φ１がローレベルのときにオフして遮断状態になる。また、アナログスイッチ４５及び４６は、それぞれ反転クロック信号φ２に応じてスイッチングし、反転クロック信号φ２がハイレベルのときにオンして導通状態になり、反転クロック信号φ２がローレベルのときにオフして遮断状態になる。
基準変換回路９では、クロック信号φ１がハイレベルのときに、スイッチングトランジスタＭ１に初期電流値ｉ０の電流が流れたときの電流センス電圧ＶＳＮＳをサンプリングし、反転クロック信号φ２がハイレベルのときに、第２基準電圧Ｖｒ２とサンプリングした電流センス電圧ＶＳＮＳとの電圧差ΔＶＳを第２基準電圧Ｖｒ２に加算して第４基準電圧Ｖｒ４が生成される。したがって、第４基準電圧Ｖｒ４は、下記（３）式のようになる。
Ｖｒ４＝Ｖｒ２＋ΔＶＳ………………（３）
次に、図４は、充電電流検出回路１７の回路例を示した図である。
図４において、充電電流検出回路１７は、オペアンプ５１、コンパレータ５２、所定の定電流ｉｒ２を供給する定電流源５３及びＮＭＯＳトランジスタＭ３１で構成されている。なお、図４では、電流センス回路５から充電電流検出回路１７に、電流センス電圧ＶＳＮＳの代わりに電流センス電圧ＶＳＮＳに相当するバイアス電圧ＮＢＳが入力される場合を例にして示している。
オペアンプ５１の非反転入力端とＮＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートにはそれぞれバイアス電圧ＮＢＳが入力されており、オペアンプ５１の出力端はコンパレータ５２の非反転入力端に接続されている。
電源電圧ＶｄｄとＮＭＯＳトランジスタＭ３１のドレインとの間に定電流源５３が接続され、定電流源５３とＮＭＯＳトランジスタＭ３１との接続部はオペアンプ５１の反転入力端に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ３１のソースはコンパレータ５２の非反転入力端に接続され、コンパレータ５２の反転入力端は接地電圧に接続されており、コンパレータ５２の出力端から充電完了検出信号ＣＰＯ５が出力される。なお、図４では、コンパレータ５２の反転入力端に入力されている接地電圧が図１の第５基準電圧Ｖｒ５に相当する。
ＮＭＯＳトランジスタＭ３１は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５と同じサイズのトランジスタであり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１５及びＭ１６と共にカレントミラー回路を形成している。オペアンプ５１の出力端とコンパレータ５２の非反転入力端との接続部の電圧をＮＯＵＴとすると、電圧ＮＯＵＴは下記（４）式のようになる。
ＮＯＵＴ＝ＮＢＳ−Ｖｔｈｎ−（ｉｒ２）１／２………………（４）
一般的に、充電完了電流を検出する状態における充電制御回路１の動作は、定電圧制御動作時で、かつ不連続動作となる。ＰＷＭ制御時のスイッチング周期をＴとし、インダクタＬ１のインダクタンスをＬとすると、不連続動作時における電流値ｉｐｅａｋは、下記（５）式のようになる。
ｉｐｅａｋ＝Ｖｂａｔ／Ｌ×｛２×Ｌ×Ｔ×（Ｖｂａｔ−Ｖｄｄ）×ｉｏｕｔ／（Ｖｄｄ×Ｖｂａｔ）｝１／２………………（５）
充電回路の場合、一般的に電源電圧Ｖｄｄ及び電池電圧Ｖｂａｔは、固定値とみなすことができるため、前記（５）式は、下記（６）式のように省略して示すことができる。
ｉｐｅａｋ＝α×（β×ｉｏｕｔ）１／２………………（６）
但し、
α＝Ｖｂａｔ／Ｌ
β＝２×Ｌ×Ｔ×（Ｖｂａｔ−Ｖｄｄ）／（Ｖｄｄ×Ｖｂａｔ）
充電完了電流設定値をｉｓｅｔとすると、定電流ｉｒ２を下記（７）式を満たすように設定する。
ｉｒ２＝｛α×ＲＰ／ＲＳ×（β×ｉｓｅｔ）１／２｝１／２…………（７）
前記（２）式、（４）式及び（７）式より、電圧ＮＯＵＴは、下記（８）式のようになる。
ＮＯＵＴ＝（ｉｐｅａｋ×ＲＰ／ＲＳ）１／２−｛α×ＲＰ／ＲＳ×（β×ｉｓｅｔ）１／２｝１／２………………（８）
コンパレータ５２によって、電圧ＮＯＵＴが０になるのを検出して、充電完了検出信号ＣＰＯ５を生成しているため、前記（８）式より、
（ｉｐｅａｋ×ＲＰ／ＲＳ）１／２＝｛α×ＲＰ／ＲＳ×（β×ｉｓｅｔ）１／２｝１／２
ｉｐｅａｋ＝α×（β×ｉｓｅｔ）１／２
となり、電流値ｉｐｅａｋにより充電完了電流設定値ｉｓｅｔを検出することができ、充電完了検出信号ＣＰＯ５がローレベルで電流値ｉｐｅａｋが所定のｉｓｅｔ以下になっていることを検出していることになる。
次に、図５は、定電流／定電圧切替検出回路２１の回路例を示した図である。
図５において、定電流／定電圧切替検出回路２１は、位相比較回路６１，インバータ６２〜６４、ＮＯＲ回路６５，６６及びＤフリップフロップ６７で構成され、位相比較回路６１は、エクスクルーシブ・オア回路（以下、Ｅｘ.ＯＲ回路と呼ぶ）６８、抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ３１で構成されている。
Ｅｘ.ＯＲ回路６８の各入力端には信号ＣＰＯ１及びＣＰＯ２が対応して入力されており、Ｅｘ.ＯＲ回路６８の出力端と接地電圧との間には抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ３１が直列に接続されている。
抵抗Ｒ３１とコンデンサＣ３１との接続部とＮＯＲ回路６６の一方の入力端との間にはインバータ６２及び６３が直列に接続され、インバータ６３からＮＯＲ回路６６に入力される信号をＰＨＤＥＴとする。ＮＯＲ回路６５及び６６はＲＳフリップフロップ回路を形成しており、ＮＯＲ回路６６の他方の入力端はＮＯＲ回路６５の出力端に接続され、ＮＯＲ回路６５の一方の入力端はＮＯＲ回路６６の出力端に接続されており、ＮＯＲ回路６５の他方の入力端にはクロック信号ＣＬＫが入力されている。また、ＮＯＲ回路６６の出力端はＤフリップフロップ６７のＤ入力端に接続され、Ｄフリップフロップ６７のクロック入力端ＣＫには、クロック信号ＣＬＫがインバータ６４で信号レベルを反転されて入力されている。Ｄフリップフロップ６７の出力端Ｑから信号ＣＶＤＥＴが出力される。
図６は、図５の各信号の波形例を示したタイミングチャートであり、図６を参照しながら図５の回路の動作説明を行う。
図５の定電流／定電圧切替検出回路２１は、定電流制御信号である信号ＣＰＯ２と、定電圧制御信号である信号ＣＰＯ１の位相が一致すると、ハイレベルの信号ＣＶＤＥＴを生成して出力する。完全な定電流制御動作時には、信号ＣＰＯ１は、ローレベル、すなわちデューティサイクル１００％の状態になり、ＰＷＭ時比率は、信号ＣＰＯ２によって決定される。しかし、完全な定電圧制御動作時は、逆に、信号ＣＰＯ２がローレベル、すなわちデューティサイクル１００％の状態になり、ＰＷＭ時比率は、信号ＣＰＯ１によって決定される。信号ＣＰＯ１及びＣＰＯ２が同位相、すなわち同じデューティサイクルである状態は、定電流制御と定電圧制御における時比率が同一である状態と判断することができる。このことから、同一のデューティサイクル制御の状態で定電流制御から定電圧制御に切り替えることによって、該切り替わり時の歪み等も発生せずに切り替えを行うことができる。
このような構成において、図７は、図１〜図５で示した充電制御回路１の動作例を示した図であり、図７を用いて充電制御回路１の動作について説明する。
電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さい場合、制御回路７は、信号ＲＶＤＥＴ及びＣＰＯ３を使用して、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対して、ＶＦＭ制御における定電流動作を行う。制御回路７は、ＶＦＭ制御動作時に、逆流検出回路１９からの出力信号ＲＶＤＥＴにより、同期整流用トランジスタＭ２のゲートへの制御信号ＮＬＳを制御し、第３基準電圧Ｖｒ３と電流センス電圧ＶＳＮＳ電圧との電圧比較結果を示す信号ＣＰＯ３により、スイッチングトランジスタＭ１のゲートへの制御信号ＰＨＳを制御する。
制御回路７は、ＶＦＭ制御動作時に、インダクタ電流ｉｐがスイッチサイクルごとにゼロになる制御を行うことから、このときの定電流設定値をｉｓｅｔとすると、第３基準電圧Ｖｒ３を下記（９）式のように設定することにより、ＶＦＭ制御時における定電流制御が可能になる。
Ｖｒ３＝２×ｉｓｅｔ×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ………………（９）
制御回路７は、信号ＣＰＯ３がローレベルになると制御信号ＰＨＳ及びＮＬＳをそれぞれハイレベルにし、コンパレータ１４からの出力信号がローレベルになったことを示す信号ＲＶＤＥＴが逆流検出回路１９から入力されると制御信号ＰＨＳ及びＮＬＳをそれぞれローレベルにする。
コンパレータ１２で電流センス電圧ＶＳＮＳと第３基準電圧Ｖｒ３との電圧比較を行っているため、ＶＳＮＳ＝Ｖｒ３となり、スイッチングトランジスタＭ１がオンしてから時間Ｔｏｎ後のインダクタ電流ｉｐのピーク値ｉ１は、ｉ１＝２×ｉｓｅｔになり、制御回路７は、前記（９）式を満足するために要する時間Ｔｏｎを制御することができ、定電流としてのＶＦＭ制御動作を行うことができる。
制御回路７は、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６以上になったことを検出すると、信号ＣＰＯ２を使用してＰＷＭ制御の定電流動作を行う。例えば、制御回路７は、クロック信号ＣＬＫがハイレベルに立ち上がると、スイッチングトランジスタＭ１をオンさせると共に同期整流用トランジスタＭ２をオフさせ、信号ＣＰＯ２がハイレベルに立ち上がると、スイッチングトランジスタＭ１をオフさせると共に同期整流用トランジスタＭ２をオンさせる。制御回路７は、ＰＷＭ制御動作時には、基準変換回路９からの第４基準電圧Ｖｒ４と、電流センス電圧ＶＳＮＳとの電圧比較によって時比率を決定している。第２基準電圧Ｖｒ２を、
Ｖｒ２＝ｉｓｅｔ×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ
に設定することにより、第４基準電圧Ｖｒ４は、
Ｖｒ４＝Ｖｒ２＋（Ｖｒ２−Ｖｐ０）
＝２×Ｖｒ２−Ｖｐ０
＝２×ｉｓｅｔ×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ−Ｖｐ０
となる。なお、Ｖｐ０は、スイッチングトランジスタＭ１がオンしたときの電流センス電圧ＶＳＮＳの初期値を、Ｖｐ１は、スイッチングトランジスタＭ１がオンしたときの電流センス電圧ＶＳＮＳの最終値を示している。
電圧値Ｖｐ０のときのインダクタ電流ｉｐの電流値をｉ０とし、２次電池３０に流れる平均電流をｉｏｕｔとすると、電圧値Ｖｐ０及びＶｐ１は、
Ｖｐ０＝ｉ０×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ
Ｖｐ１＝２×ｉｏｕｔ×ＲＰ／ＲＳ×ＲＶ−Ｖｐ０
となる。
定電流設定値ｉｓｅｔは、出力電流ｉｏｕｔと等価であるため、第４基準電圧Ｖｒ４は、電圧Ｖｐ１と等価になる。
コンパレータ１１によって、第４基準電圧Ｖｒ４と電流センス電圧ＶＳＮＳを電圧比較されて信号ＣＰＯ２が生成されているため、
ＶＳＮＳ＝Ｖｒ４＝Ｖｐ１
ｉｐ＝ｉ１
になり、コンパレータ１１から出力される信号ＣＰＯ２は、インダクタ電流ｉｐがピーク電流値ｉ１になるまでの時間を制御していることになる。したがって、設定値ｉｓｅｔに対して定電流としてのＰＷＭ制御動作が可能になる。
次に、制御回路７は、定電流／定電圧切替検出回路２１からの出力信号ＣＶＤＥＴがハイレベルになると、定電流制御のＰＷＭ制御から定電圧制御のＰＷＭ制御へと、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対する動作制御の切り替えを行う。この場合、制御回路７は、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対して、信号ＣＰＯ１を使用した定電圧制御のＰＷＭ制御を行う。
この場合、誤差信号ＥＲＲの電圧がスロープ電圧Ｖｓ以下であると、コンパレータ１０はローレベルの信号ＣＰＯ１を出力し、制御回路７は、クロック信号ＣＬＫがハイレベルになっている間、スイッチングトランジスタＭ１をオンさせて導通状態にすると共に同期整流用トランジスタＭ２をオフさせて遮断状態にし、クロック信号ＣＬＫがローレベルになっている間、スイッチングトランジスタＭ１をオフさせて遮断状態にすると共に同期整流用トランジスタＭ２をオンさせて導通状態にする。スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、インダクタＬ１、平滑用コンデンサＣ１及び２次電池３０に電力が供給され、スイッチングトランジスタＭ１がオフして遮断状態になると共に同期整流用トランジスタＭ２がオンして導通状態なると、インダクタＬ１及び平滑用コンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーが２次電池３０に供給される。
誤差信号ＥＲＲの電圧がスロープ電圧Ｖｓを超えると、コンパレータ１０はハイレベルの信号ＣＰＯ１を出力し、制御回路７は、スイッチングトランジスタＭ１をオフさせると共に同期整流用トランジスタＭ２をオンさせる。このため、インダクタ電流ｉｐのピーク電流値ｉ１は、誤差信号ＥＲＲの電圧に応じた値になる。
このように、分圧電圧ＶＦＢが第１基準電圧Ｖｒ１よりも大きい場合は、誤差信号ＥＲＲの電圧を上昇させることで２次電池３０に供給する電圧を低下させ、分圧電圧ＶＦＢが第１基準電圧Ｖｒ１よりも小さい場合には、誤差信号ＥＲＲの電圧を低下させることで２次電池３０に供給する電圧を上昇させるようにして、２次電池３０に供給する電圧をレギュレーションしている。
なお、充電電流検出回路１７から出力される充電完了検出信号ＣＰＯ５を用いた、充電完了検出後の動作を特に明記していないが、充電完了検出信号ＣＰＯ５によって充電制御回路１の充電動作を停止するようにしてもよいし、充電完了検出信号ＣＰＯ５を外部に出力し、充電動作の停止を外部から制御するようにしてもよい。
このように、本第１の実施の形態における充電制御回路では、制御回路７が、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さいことを検出すると、信号ＲＶＤＥＴ及びＣＰＯ３を使用して、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対して、ＶＦＭ制御における定電流動作を行い、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６以上になったことを検出すると、信号ＣＰＯ２を使用してＰＷＭ制御の定電流動作を行い、定電流／定電圧切替検出回路２１からの出力信号ＣＶＤＥＴがハイレベルになると、定電流制御のＰＷＭ制御から、信号ＣＰＯ１を使用した定電圧制御のＰＷＭ制御へと、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２に対する動作制御の切り替えを行うようにした。このことから、充電電流検出用の抵抗が不要になり、部品点数の削減を図ることができる共に該抵抗に流れる電流による損失をなくすことができる。また、急速充電時等の電力損失が生じる定電流制御及び定電圧制御のいずれの状態においてもスイッチング制御を行うようにしたことから、電力損失の軽減を図ることができる。
第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さい場合は、信号ＣＰＯ３とＲＶＤＥＴを使用してＶＦＭ制御による定電流制御を行うようにしたが、所定の定電流を生成して出力する定電流回路を設け、電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さい場合は、該定電流回路から２次電池３０に定電流を供給するようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
図８は、本発明の第２の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。なお、図８では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図８における図１との相違点は、図１のコンパレータ１２及び基準電圧発生回路１５をなくし、定電流回路７１を追加したことにある。これに伴って、図１の充電制御回路１を充電制御回路１ａにした。
図８において、充電制御回路１ａは、ＡＣアダプタ等から入力端子ＩＮに入力される電源電圧Ｖｄｄを電源にして出力端子ＯＵＴに接続された２次電池３０の充電を行う、インダクタを使用した非絶縁型の降圧型スイッチングレギュレータからなる。
充電制御回路１ａは、スイッチングトランジスタＭ１と、同期整流用トランジスタＭ２と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、基準電圧発生回路２，８，１６，１８と、誤差増幅回路３と、発振回路４と、電流センス回路５と、スロープ回路６と、制御回路７と、基準変換回路９と、コンパレータ１０，１１，１３，１４と、充電電流検出回路１７と、逆流検出回路１９と、逆流防止回路２０と、定電流／定電圧切替検出回路２１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、所定の定電流を生成して２次電池３０に供給する定電流回路７１とを備えている。なお、充電制御回路１ａにおいて、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。
定電流回路７１は、信号ＣＰＯ４が入力されており、出力端が２次電池３０の正電極に接続されている。
このような構成において、図９は、図８で示した充電制御回路１ａの動作例を示した図であり、図９を用いて充電制御回路１ａの動作について説明する。なお、定電流制御のＰＷＭ制御、及び定電圧制御のＰＷＭ制御は図１の場合と同様であるのでその説明を省略する。
定電流回路７１は、電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さいことを信号ＣＰＯ４から検出すると、２次電池３０の正電極に所定の定電流を供給する。同時に、制御回路７は、信号ＣＰＯ４から電池電圧Ｖｂａｔが第６基準電圧Ｖｒ６よりも小さいことを検出すると、スイッチングトランジスタＭ１及び同期整流用トランジスタＭ２をそれぞれオフさせる。
このように、本第２の実施の形態における充電制御回路では、２次電池３０が低電圧時には、内蔵する定電流回路７１からの定電流で２次電池３０の充電を行うようにしたことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、前記第１及び第２の各実施の形態では、同期整流方式のスイッチングレギュレータを構成する場合を例にして示したが、本発明はこれに限定するものではなく、非同期整流方式のスイッチングレギュレータを構成する場合にも適用することができ、この場合、同期整流用トランジスタＭ２を、カソードが接続部Ｌｘに接続されアノードが接地電圧に接続されたダイオードに置き換えるようにすればよい。
本発明の第１の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。 電流センス回路５及びスロープ回路６の回路例を示した図である。 基準変換回路９の回路例を示した図である。 充電電流検出回路１７の回路例を示した図である。 定電流／定電圧切替検出回路２１の回路例を示した図である。 図５の各信号の波形例を示したタイミングチャートである。 図１の充電制御回路１の動作例を示した図である。 本発明の第２の実施の形態における充電制御回路の回路例を示した図である。 図８の充電制御回路１ａの動作例を示した図である。 従来の充電制御回路の例を示した図である。
符号の説明
１，１ａ 充電制御回路
２，８，１５，１６，１８ 基準電圧発生回路
３ 誤差増幅回路
４ 発振回路
５ 電流センス回路
６ スロープ回路
７ 制御回路
９ 基準変換回路
１０〜１４ コンパレータ
１７ 充電電流検出回路
１９ 逆流検出回路
２０ 逆流防止回路
２１ 定電流／定電圧切替検出回路
３０ ２次電池
７１ 定電流回路
Ｍ１ スイッチングトランジスタ
Ｍ２ 同期整流用トランジスタ
Ｌ１ インダクタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (14)

  1. 入力端子に入力される電圧を電源にして出力端子に接続された２次電池の充電を行う、インダクタを使用した非絶縁方式の降圧型スイッチングレギュレータからなる充電制御回路において、
    入力された制御信号に応じてスイッチングを行い、前記入力電圧による前記インダクタの充電を行うスイッチング素子と、
    前記インダクタの放電を行う整流素子と、
    前記スイッチング素子に流れる電流に比例した比例電流を生成し、該比例電流に応じた電流センス電圧を生成して出力する電流検出回路部と、
    前記２次電池に定電圧を供給して充電を行う定電圧充電時に、前記スイッチング素子に対して、前記電流センス電圧を使用する電流モード制御方式を用いた定電圧出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行い、前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、前記スイッチング素子に対して、定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行う制御回路部と、
    を備え、
    前記制御回路部は、所定の第２基準電圧と前記電流センス電圧との差電圧を該第２基準電圧に加算して生成した第４基準電圧と、前記電流センス電圧との電圧比較を行い、該比較結果を示すパルス信号を使用して前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うことを特徴とする充電制御回路。
  2. 前記制御回路部は、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行う場合、該ＰＷＭ制御の制御サイクルを設定するための所定のクロック信号に応じて前記スイッチング素子をオンさせて導通状態にし、前記比較結果を示すパルス信号に応じて前記スイッチング素子をオフさせて遮断状態にすることを特徴とする請求項１記載の充電制御回路。
  3. 前記制御回路部は、前記電流センス電圧が前記第４基準電圧以上になると前記スイッチング素子をオフさせることを特徴とする請求項２記載の充電制御回路。
  4. 前記制御回路部は、
    前記第２基準電圧から前記第４基準電圧を生成するスイッチドキャパシタ回路と、
    前記電流センス電圧と該第４基準電圧との電圧比較を行う第２電圧比較回路と、
    を備えることを特徴とする請求項３記載の充電制御回路。
  5. 前記制御回路部は、電流モード制御方式のＰＷＭ制御を行う場合、前記２次電池の電池電圧に比例した比例電圧と所定の第１基準電圧との差電圧に応じた電圧と、前記電流センス電圧に所定の方法でスロープ補償を行って生成したスロープ電圧との電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチング素子のスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の充電制御回路。
  6. 前記制御回路部は、前記第４基準電圧と前記電流センス電圧との電圧比較結果を示すパルス信号と、前記比例電圧と前記第１基準電圧との差電圧に応じた電圧と前記スロープ電圧との電圧比較結果を示すパルス信号との位相比較を行い、該各パルス信号の位相が一致すると、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御から前記定電圧出力制御を行うためのＰＷＭ制御に制御を切り替えることを特徴とする請求項５記載の充電制御回路。
  7. 前記制御回路部は、
    前記比例電圧を生成して出力する比例電圧生成回路と、
    該比例電圧と前記第１基準電圧との差電圧を増幅して出力する誤差増幅回路と、
    前記電流センス電圧から前記スロープ電圧を生成して出力するスロープ回路と、
    前記誤差増幅回路の出力電圧と前記スロープ電圧との電圧比較を行う第１電圧比較回路と、
    を備えることを特徴とする請求項５又は６記載の充電制御回路。
  8. 前記制御回路部は、前記スイッチング素子に対して、前記２次電池の電圧が所定値未満のときに前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、定電流出力制御を行うためのＶＦＭ制御を行い、前記２次電池の電圧が該所定値以上のときには前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うことを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６又は７記載の充電制御回路。
  9. 前記制御回路部は、前記電流センス電圧と所定の第３基準電圧との電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチング素子をオフさせ、前記インダクタに流れるインダクタ電流がゼロになったか否かの検出を行い、該検出結果に応じて前記スイッチング素子をオンさせて、前記ＶＦＭ制御を行うことを特徴とする請求項８記載の充電制御回路。
  10. 前記制御回路部は、前記電流センス電圧が前記第３基準電圧以上になると前記スイッチング素子をオフさせ、前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続部の電圧が接地電圧を超えると前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項９記載の充電制御回路。
  11. 前記制御回路部は、
    前記電流センス電圧と前記第３基準電圧との電圧比較を行う第３電圧比較回路と、
    前記スイッチング素子と前記インダクタとの接続部の電圧と、接地電圧との電圧比較を行う第４電圧比較回路と、
    を備えること特徴とする請求項１０記載の充電制御回路。
  12. 前記制御回路部は、前記２次電池の電圧が所定値未満のときに前記２次電池に定電流を供給して充電を行う定電流充電時に、前記スイッチング素子をオフさせて遮断状態にすると共に、前記２次電池に所定の定電流を供給することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６又は７記載の充電制御回路。
  13. 前記制御回路部は、前記２次電池の電池電圧が所定値以上になると、前記２次電池への定電流の供給を停止し、前記定電流出力制御を行うためのＰＷＭ制御を行うこと特徴とする請求項１２記載の充電制御回路。
  14. 前記制御回路部は、スイッチング素子がオンしたときに前記インダクタに流れるインダクタ電流を平方根した値と、所定の充電完了電流設定値を平方根した値が等しくなると２次電池への充電が完了したことを検出することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２又は１３記載の充電制御回路。
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