CN101964589A - 一种控制变换器输出电流的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种控制变换器输出电流的方法，包括：获取预定比例的付边输出采样电压信号；将该采样电压值输入到输入信号控制电路或导通时间占空比控制电路，通过控制采样比使得原边的峰值电流随该采样电压V_a加大而减小，以调整付边输出电流。本发明还提供了相应的装置。根据本发明，可以根据不同的VCC特性来实现不同CC斜率，在低输出电压下实现大电流输出特性，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定。实现的IV曲线可以范围更大，更复杂，应用更广。

Description

一种控制变换器输出电流的方法及装置

技术领域

本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种控制变换器输出电流的方法及装置。

背景技术

通常情况下，在普通电池充电器和适配器的应用中，为了保证在低输出电压下，电池能维持一个恒定的充电电流而不使之发热而损坏，其输出I/V曲线是垂直翻转设计的，如图1所示。这种I/V特性的特点是在不同输出电压的情况下具有相同的输出电流。实现这种输出电流恒定的特性，可采用付边控制(SSR)或原边控制(PSR)。付边控制SSR是通过在付边加入恒定电流CC环路的办法来实现，一般而言，可通过电阻Rss检测输出电流值(io&Rss)，然后与一个基准电压值(Vsense)误差放大，误差放大器的输出反馈到原边控制器，如采用通过光耦等方式，从而构成付边电流固定的闭环系统，固定电流CC为原边控制PSR是一种在原边进行控制的方案，这种方案因为性能好且成本不高获得极大的应用。如图2a和2b，现有的原边控制PSR方案中，一般不直接检测输出电流，要实现恒定输出电流CC，常用的手段是通过控制原边的峰值电流和占空比等一定关系来实现。工作在不连续工作模式(DCM，Discontinue Mode)或不连续工作临界模式DCMB下，输出电流即付边的平均电流主要与原边峰值电流与付边导通占空比相关，所以在恒定电流CC的前提条件下，只需保持付边导通比例和原边峰值电流的乘积不变即可实现垂直的CC工作。图3是恒定电流CC时原边与付变电流波形。

但是，有些负载在低输出电压仍需要一个大电流工作，并且输出电压越低电流越大。在低压下实现大电流输出，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定，目前还没有可行的方案。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种控制变换器输出电流的方法及装置，在低压下实现大电流输出，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定。

本发明实施例提供的一种控制变换器输出电流的方法，包括：

获取一与一付边输出电压成一预定比例的电压采样信号V_a；将该采样电压V_a输入到一原边输入信号控制电路，通过控制该预定比例使得原边的峰值电流随该采样电压V_a的增大而减小，以调整该输出电流。

更适宜地，该方法还包括：

所述采样电压V_a输入到所述输入信号控制电路之前，通过一分压电路对所述采样电压信号V_a进行分压，将分压后的电压输入到所述原边输入信号控制电路。

本发明实施例提供的一种控制变换器输出电流的装置，包括：

第一控制电路单元，用于获取该变换器的一输出电压并按一预定比例将该输出电压输入到一原边的一输入信号控制电路，使得该原边的一峰值电流随一电压采样信号V_a增大而减小，以调整输出电流。

更适宜地，该装置还包括：

第二控制电路单元，用于当所述输出电压低于一预定值时，添加另一电压分量到所述输入信号控制电路，使得所述峰值电流随该电压分量增大而进一步减小，以调整所述输出电流。

本发明实施例提供的另一种控制变换器输出电流的方法，包括：

以一预定比例的获取一付边输出电压采样信号V_a；

将该电压采样信号V_a输入到付边导通时间占空比控制电路，使得一开关器件的工作占空比随该电压采样信号V_a增大而减小，以调整一付边输出电流。

更适宜地，该方法进一步包括：

若输出电压低于一预定值，通过一电压控制电路添加另一电压分量Vb到所述付边导通时间占空比控制电路，使得所述占空比随该电压分量Vb增大而进一步减小，以调整所述付边输出电流。

本发明实施例提供的另一种控制变换器输出电流的装置，包括：第一控制电路单元，用于获取该变换器的一输出电压并按预定比例增减后输入到一付边导通时间占空比控制电路，使得该变换器输出电流进入一恒定状态后，付边导通时间占空比随一电压采样信号V_a增大而减小。

更适宜地，该装置还包括：

第二控制电路单元，用于在所述输出电压低于一预定值时，添加另一电压分量到所述付边导通时间占空比控制电路，使得一付边导通时间占空比随该电压分量增大而进一步减小，以调整一付边输出电流。

本发明实施例提供的技术方案中，采用改变原边峰值电流或付边导通时间占空比的方法，可以根据不同的VCC特性来实现不同CC斜率，在低输出电压下实现大电流输出特性，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定。实现的IV曲线可以范围更大，更复杂，应用更广。

附图说明

图1为现有技术中输出电压电流关系曲线图；

图2a为现有技术中一种采用原边控制方式的变换器电路图；

图2b为图2a中U1内部电路示意图；

图3为现有技术中变换器工作在恒定输出电流时原边与付边电流波形示意图；

图4为本发明实施例中需要实现的输出电压电流关系曲线图；

图5为本发明实施例中采用原边控制方式的变换器输出电流的控制方法流程图；

图6a为本发明实施例中提供的采用原边控制方式变换器输出电流的控制原理图；

图6b为本发明实施例中提供的采用原边控制方式的变换器输出电流控制电路示意图；

图7为本发明实施例中提供采用原边控制方式的绕组靠近付边的实现方法中电流电压变化过程；

图8为本发明实施例中提供的另一种采用原边控制方式的控制电路示意图；

图9为本发明实施例中提供的又一种采用原边控制方式的控制电路示意图；

图10为本发明实施例中提供的采用付边控制方式的控制电路示意图；

图11为本发明实施例中采用付边控制方式的控制方法流程图；

图12为本发明实施例中输出电流恒定时占空比控制电路原理示意图；

图13为本发明实施例中提供的采用控制付边输出电压占空比的控制电路示意图；

图14为本实施例中提供的改变付边导通时间占空比的方法中输出电压变化过程示意图；

图15为本发明实施例中提供的另一种采用控制付边输出电压占空比的控制电路示意图；

图16为采用图15所示方案中原付边峰值与平均输出电流变化过程示意图。

具体实施方式

若变换器工作在不连续工作模式(DCM，Discontinue Mode)或不连续工作临界模式DCMB下，付边的平均电流主要与原边峰值电流与付边导通占空比相关，可用下式表示：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{I_{p\_\mathrm{peak}}}{2}*\frac{N_p}{N_s}*D---\left(1\right)$

其中Iout为变换器输出电流，Ip_peak为原边的峰值电流，D为付边导通时间占空比。

变换器进入输出恒定电流(CC)模式，有些负载在低电压仍需要一个大电流工作，并且电压越低电流越大。为在低压下实现大电流输出，需要提供一种控制方案实现一种特殊的倾斜I/V特性曲线，如图4中曲线1；并且有时在此基础上又需要输出短路时电流又要变小，如曲线2。为了得到这种特殊IV特性曲线，本发明提供一种新的控制方案，可在低输出电压下实现大电流输出特性，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定。

实施例一

根据在DCM/DCMB状态下，由表达式1可知，变换器进入输出恒定电流CC时的控制变量主要有两个，原边的关断峰值电流ip-peak和付边的导通占空比，本实施例中，通过控制电路使得原边的峰值电流变化而保持付边导通占空比例不变。在CC下，控制原边的峰值电流随着输出电压变化而变化，比如保持一个类似反比例的关系。

参照图5，本发明实施例提供的一种控制变换器输出电流的方法，包括：

S101，获取预定比例的付边输出采样电压信号V_a；

输出电压的采样可采用电阻网络或变压器绕组网络。按照预定比例获取到的输出电压，称之为采样电压信号。

第一控制电路单元是主要用来从正常输出电压进入CC开始，通过改变cs来实现一个倾斜的IV特性，它的IV输出结果如图4中示出的曲线2；

参照图6a和6b，用于控制原边电流的第一控制电路单元(Block A)主要包括检测输出电压绕组L3，整流二极管D10，滤波电容C4，偏置电阻R16。电压检测辅助绕组位置可以靠近付边或原边，不同位置会因为耦合不同带来不同的输出电压采样变化，就会产生不同IV曲线。

输出采样电压信号表达式如下：

Vaux＝k1Vo+k2，

其中k1＝Na/Ns，k2是一个常数(比如，该电路中的基准电压值)，Na为采用的绕组匝数，Ns为付边线圈匝数，Vo为付边输出电压。

S102，将该采样电压V_a输入到输入信号控制电路，使得变换器输出电流恒定后原边的峰值电流随该采样电压V_a加大而减小，以调整付边输出电流。

这个采样电压信号通过一定比例作用于原边的峰值电流单元(如图中CS采样)，这样在CC状态下将输出电压与原边峰值电流建立一定关系，在此为反比例叠加，如下式所示；

$I_{P-\mathrm{Peak}}=I_{P-\mathrm{Peak}-\mathrm{Origin}}-\frac{\mathrm{Vo}}{R_2}*k---\left(2\right)$

当系统工作在恒定电压CV状态时，由于输出电压值保持固定不变，这个采样值也是个固定值，所以不会影响系统正常工作；而当变换器进入CC时，这个采样值正比于输出电压，使得实际的原边峰值反比于输出电压，这样付边输出电流反比于输出电压，在电压越低压下输出电流越大。

所述采样电压V_a输入到输入信号控制电路之前，对所述采样电压V_a进行分压，将分压后的电压加到输入信号控制电路。

原边的峰值电流可按照如下公式计算：

$I_{P-\mathrm{Peak}}=I_{P-\mathrm{Peak}-\mathrm{Origin}}-(\mathrm{Vo}*k1+k2)\·\frac{R9}{R16+R9}---\left(3\right)$

由此可知，在CC时就能得到倾斜的输出电压与电流关系曲线即V_o/I_O曲线，控制耦合系数k1或改变R16的阻值就可以控制V_o/I_O曲线的斜率，根据式(1)，输出电流与原边的峰值电流Ip_peak成正比，这样也就可调整输出电流的大小。

S103，若输出电压低于预定值，添加另一电压分量Vb到所述输入信号控制电路，使得原边的峰值电流随该电压分量Vb加大而进一步减小。

如图6b所示，通过第二控制电路单元(图中Block B)提供电压分量Vb，该第二控制电路包括偏置电压绕组(通常用VCC绕组)L2，整流二极管D5，滤波电容C3，电压比较电路ZD1&Q2，偏置电阻R17。本实施例中，采用稳压管ZD1提供电压比较电路的基准电压，当然，也可以是其他电路提供基准电压。当Vaux小于基准电压时，PNP管Q2导通，稳压管ZD1的基准电压添加到输入信号控制电路，即图6中CS端，这样控制原边电流的电压就多了另一个变量，此时原边峰值电流为：

$I_{P-\mathrm{Peak}}=I_{P-\mathrm{Peak}-\mathrm{Origin}}-(\mathrm{Vo}*k1+k2)\·\frac{R9}{R16+R9}-V_{\mathrm{ZD}}1\·\frac{R9}{R17+R9}---\left(4\right)$

由此可知，当输出电压低于预定值，控制R17就可以控制折回电流大小，即图中曲线2的拐点的位置。

本实施例中提供绕组靠近付边的实现方法中电流电压变化过程如图7所示。

实施例二

与实施例一基本相同，不同之处在于，第一控制电路单元(图中Block A)的整流二极管D10、滤波电容C4与偏置电阻R16之间串了一个稳压管ZD1，以提供一个稳定的基准电平，如图8所示。

而第二控制电路单元(图中Block B)用的NPN型开关管，其电流折回的基准是NPN三级管Q2中的PN结，约0.7V，如图8所示。整个线路的工作原理和方式与实施例一样，在此不再赘述。

在本发明实施例中所提供的采样原边控制方式PSR的方案中，有些本身就采样了输出电压，此时用于耦合输出电压的绕组就可以省掉了。这样，就可把这种IV特性集成到原边的集成电路IC中。如图9，反馈端FB采样了输出电压，将第一控制电路单元和第二控制电路单元(即Block A和Block B)叠加到峰值电流感应端(CS)上。如图6a一样，通过FB输出电压来决定Block A和Block B起作用的区间。当Block A起作用时，输出电压越低，原边的关断峰值电流也就越高，付边的开关峰值电流也就越高所以平均电流也就越大。此时的原边的关断峰值电流I_P-Peak＝I_{P-Peak-Origin}-Vo*k4；而当BlockA与Block B共同起作用就可以获得较低的CC电流为：

I_P-Peak＝I_{P-Peak-Origin}-Vo·K4-VDD·K5

上述两实施例中，采用改变原边峰值电流方法，可以根据不同的VCC特性来实现不同CC斜率，在低输出电压下实现大电流输出特性，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定，应用范围广，精确可控，简单可行。

实施例三

当变换器进入工作状态时，控制使付边的导通时间占空比，使其反比于输出电压，而不改变原边峰值电流，这样付边的平均输出电流也反比于输出电压，这样也可实现低压大电流输出，即倾斜的IV特性曲线。本实施例中提供的控制变换器输出电流的方法是通过改变付边导通时间占空比来实现的。如图10，反馈电路单元FB采样了输出电压，通过控制电路单元BlockA及Block B叠加到付边导通时间占空比控制电路CC loop duty control。输出电压越低，付边的导通占空比越大，付边的平均电流也就越大。这种方案实现简单并且不需要改变原边峰值电流，所以磁芯最大磁通密度就不会增加，这样有利于变压器的设计。这种方式一般适用在集成电路IC内部实现。

参照图11，本实施例中提供的一种控制变换器输出电流的方法，包括：

S201，获取预定比例的付边输出采样电压信号V_a；

由于反馈电路单元FB采样了输出电压，因此从反馈电路单元FB可获取付边输出采样电压信号V_a。

另外，当然也可采用如实施例1中的通过绕组耦合得到的预定比例的付边输出采样电压信号V_a；

S202，将该采样电压V_a输入到付边导通时间占空比控制电路，使得变换器输出电流恒定后付边导通时间占空比随该采样电压V_a加大而减小，以调整付边输出电流。

通过第一控制电路单元BlockA将该采样电压V_a叠加输入到付边导通时间占空比控制电路CC loop duty control。输出电压越低，付边的导通占空比越大，付边的平均电流也就越大。

根据式(1)，输出电流与付边的导通占空比成正比，通过改变付边的导通占空比也就可调整输出电流的大小。

S203，若输出电压低于预定值，通过电压控制电路添加另一电压分量Vb到所述付边导通时间占空比控制电路，使得付边导通时间占空比随该电压分量Vb加大而进一步减小，以进一步调整付边输出电流。

图12中所示为一种占空比控制电路CC loop duty control的实现方式，占空比控制电路是通过控制对一个电容恒定的充放电电流比例来实现恒定付边占空比，比如充电电流为I，放电电流为0.75I，即放电与充电电流比例为0.75I/I＝3/4，则CC恒定的付边导通占空比为I/(0.75I+I)＝4/7。

在此，付边导通时间占空比控制电路CC loop duty control是通过控制充放电电流比例来实现恒定付边占空比，比如充放电比例为1∶0.75，所以CC恒定的付边导通占空比为0.75/1＝3/4。所以假设充电电流不变，只需要将输出通过电压通过Block A和Block B叠加到CC loop duty control来改变放电电流比例，不同的输出电压对应不同的放电电流比例(系数)，这样就可以实现所需的最大占空比随输出的变化。

图13中所示为一种改变付边导通时间占空比的实现方式，在此假设充电电流不变，只需要将输出电压通过Block A和Block B叠加到放电电流系数控制单元，不同的输出电压对应不同的放电电流系数，这样就可以实现所需的最大占空比随输出电压的变化而变化。假设充电电流仍为I，放电电流当Block A和Block A及Block B分别作用时为(0.75+k6*Vo)I和(0.75+k6*Vo-k7*VDD)I。同理则输出电流恒定CC的付边导通占空比为I/((0.75+k6*Vo)I+I)＝1/(0.75+K6*V0)和1/(0.75+k6*Vo-k7*VDD)。

本实施例中提供的改变付边导通时间占空比的方法中相关原付边峰值与平均电流变化变化过程如图14所示。

实施例四

与实施例三类似，不同之处在于，本实施例中用输出电压既调制了充电系数也调制了放电系数。

如图15所示，在CC时调制付边最大占空比随着输出做相应变化。相关原付边峰值与平均输出电流见图16。也可单独调制充电电流。

需要说明的是，改变付边导通占空比，可以是固定频率付边导通占空比，也可以是变动频率付边导通占空比，或则是类似大范围的付边导通时间，主要体现是付边的平均输出电流。

上述两实施例中，采用付边导通时间占空比的方法，可以根据不同的VCC特性来实现不同CC斜率，在低输出电压下实现大电流输出特性，并在电压低于预定门限时保持输出电流相对恒定。实现的IV曲线可以范围更大，更复杂，应用更广。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (15)

1.一种控制变换器输出电流的方法，其特征在于，包括：

获取一与一付边输出电压成一预定比例的电压采样信号V_a；

将该采样电压V_a输入到一原边输入信号控制电路，通过控制该预定比例使得原边的峰值电流随该采样电压V_a的增大而减小，以调整该输出电流。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取采样电压信号V_a，，具体包括：

一采样绕组通过一变换器线圈耦合得到所述采样电压信号V_a：

$V_a=\frac{\mathrm{Na}}{\mathrm{Ns}}\mathrm{Vo}$

其中Na为该采样绕组采用的绕组匝数，Ns为一付边线圈匝数，Vo为该付边输出电压。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

所述采样电压V_a输入到所述输入信号控制电路之前，通过一分压电路对所述采样电压信号V_a进行分压，将分压后的电压输入到所述原边输入信号控制电路。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括：

若所述付边输出电压低于一预定值，通过一电压控制电路添加另一电压分量Vb到所述输入信号控制电路，使得所述峰值电流随该电压分量Vb增大而进一步减小。

5.一种控制变换器输出电流的装置，其特征在于，包括：

第一控制电路单元，用于获取该变换器的一输出电压并按一预定比例将该输出电压输入到一原边的一输入信号控制电路，使得该原边的一峰值电流随一电压采样信号V_a增大而减小，以调整输出电流。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，还包括：

第二控制电路单元，用于当所述输出电压低于一预定值时，添加另一电压分量到所述输入信号控制电路，使得所述峰值电流随该电压分量增大而进一步减小，以调整所述输出电流。

7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第一控制单元包括：

输出电压获取电路，与所述输出电压耦合，得到一按预定比例撷取的输出电压采样信号V_a；

分压电路，用于对所述电压采样信号V_a进行分压。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，若通过耦合得到付边输出电压采样信号V_a，所述输出电压获取电路，包括：

绕组，用于绕在所述变换器上，用于耦合获得一预定比例撷取的付边输出电压采样信号V_a；

整流电路，用于对所述付边输出电压耦合信号进行整流；

滤波电路，用于对整流后所述付边输出电压耦合信号进行滤波；

偏置电路，用于将所述整流滤波后的付边输出电压耦合信号输入到原边的电流控制端。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第一控制单元还包括：

稳压管，串接在滤波电路与偏置电路之间，用于提供基准电压。

10.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第一控制单元包括：

输出电压获取电路，用于通过负反馈方式获取所述输出电压采样信号V_a；

分压电路，用于对所述电压采样信号V_a进行分压。

11.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第二控制单元包括：

比较电路，用于将获取到的输出电压采样信号V_a与基准电压进行比较；

开关电路，用于当所述比较电路确定输出电压采样信号V_a值低于基准电压时接通一电压分量，以添加到所述输入信号控制电路。

12.一种控制变换器输出电流的方法，其特征在于，包括：

以一预定比例的获取一付边输出电压采样信号V_a；

将该电压采样信号V_a输入到付边导通时间占空比控制电路，使得一开关器件的工作占空比随该电压采样信号V_a增大而减小，以调整一付边输出电流。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，进一步包括：

若输出电压低于一预定值，通过一电压控制电路添加另一电压分量Vb到所述付边导通时间占空比控制电路，使得所述占空比随该电压分量Vb增大而进一步减小，以调整所述付边输出电流。

14.一种控制变换器输出电流的装置，其特征在于，包括：第一控制电路单元，用于获取该变换器的一输出电压并按预定比例增减后输入到一付边导通时间占空比控制电路，使得该变换器输出电流进入一恒定状态后，付边导通时间占空比随一电压采样信号V_a增大而减小。

15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，还包括：

第二控制电路单元，用于在所述输出电压低于一预定值时，添加另一电压分量到所述付边导通时间占空比控制电路，使得一付边导通时间占空比随该电压分量增大而进一步减小，以调整一付边输出电流。

Images