CN105848328A

CN105848328A - 基于反馈电压调节器的用于电负载的偏置和驱动电路

Info

Publication number: CN105848328A
Application number: CN201510862534.XA
Authority: CN
Inventors: F·O·利索尼; D·阿塔内塞; S·西尼奥里亚
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2015-01-29
Filing date: 2015-11-30
Publication date: 2016-08-10
Anticipated expiration: 2035-11-30
Also published as: US10178719B2; US9456474B2; CN205196005U; US20160227614A1; DE102016101058A1; CN108966417B; CN105848328B; US20170013690A1; US9699846B2; CN108966417A; US20170290113A1

Abstract

本公开涉及基于反馈电压调节器的用于电负载的偏置和驱动电路。其中提供了一种用于电负载的偏置和驱动电路，具有配置用于接收a.c.输入电压的输入以及适于提供d.c.输出电压的输出，包括：电压调节器设备，其具有反馈输入端子，配置用于接收作为流经电负载的电源电流的函数的感测电压并且基于所接收到的所述感测电压来调节所述电源电流；电阻性的感测元件，可操作地耦合到反馈输入，配置用于接收电源电流并且生成作为所述电源电流的函数的感测电压；耦合到反馈输入的电阻器；以及辅助偏置电路，适于接收所述a.c.输入电压并且通过所述电阻器注入与输入电压成反比地变化的a.c.辅助偏置电流。

Description

基于反馈电压调节器的用于电负载的偏置和驱动电路

技术领域

本公开涉及一种基于特别是切换模式功率电源(SMPS)的反馈电压调节器的用于电负载的偏置和驱动电路。

背景技术

图1A示出了用于发光二级管(LED)的驱动电路，其由参考标号1来指代并且特别地包括具有SMPS类型的配置用于作为恒定电流源进行操作并且适于对LED串2(在图1A中所描述的仅为一个LED2，耦合在输出电源管脚V_LED ⁺和V_LED ^-之间)进行供能的电压调节器5。SMPS设备5具有本身已知的类型，例如在2014年九月的名称为“LED5000-具有调光能力的单片步降电流源”的由意法半导体制造的产品“LED5000”的数据表中所描述的。

SMPS设备5可操作地耦合到输入电源端子V_IN ⁺和V_IN ^-，出现在其间的是电压V_IN，例如由电子变压器(未示出)所生成。

依据已知的方式，SMPS设备5具有多个操作端子，并且特别地：电源端子1a，适于接收具有例如在5.5V和48V之间的值的输入电压V_IN；参考端子1b，其形成参考电压端子；反馈输入端子1c，其耦合到感测电阻器4并且构成SMPS设备5内部的误差放大器的反相输入(调节端子)；端子1d，其提供了用于内部仿真电路的功率电源连接；端子1e，其连同参考端子1b以及误差放大器形成SMPS设备5内部的调节环路的输出；以及端子1f，其实施了用于切换SMPS设备5的输出端子并且经由电容器8耦合到端子1d。

如在图1B中更为详细地描述的，SMPS设备5内部的调节环路包括电压误差放大器3，其实施了调节环路的第一级。特别地，电压误差放大器3为跨导可操作的放大器，其非反相输入连接到SMPA设备5内部的电压参考V_REF(其变化典型地在194mV和206mV之间；特别地，随后考虑在闭合环路中的典型值200mV)，而反相输入端子连接到感测电阻器4。电压误差放大器3的反相输入端子形成了SMPS设备5的反馈输入端子1c。在端子1e上，电压误差放大器3生成了控制信号V_CONTROL，提供到PWM比较器7的非反相输入，而其反过来在端子1f上驱动DC-DC转换器9’的高侧(HS)切换器。电流探测器9”探测到在高侧(HS)切换器上循环的电流并且将所探测(换能)到的值提供到PWM比较器的反相输入。

DC-DC转换器9’在输出生成具有占空比的调节信号V_SW从而适当地对电源电流(I_LED)进行调节。

换句话说，在端子1a和端子1f之间出现的是SMPS转换器，其中误差放大器的非反相输出在端子1c上进行作用，并且放大器的输出在端子1e上进行作用。

由此，参照图1A，SMPA调节器5、电感器6以及二极管11形成例如升压类型的DC-DC转换器拓扑结构。

从SMPA设备5提供在输出上的调节后的电流水平由此基于流经感测电阻器4的电流而被设置或者调节，根据已经陈述的，注意到跨越感测电阻器4有等于200mV的参考V_REF的电压降。感测电阻器4的电阻值R_S因此由R_S＝(200mV)/I_LED给出，其中I_LED为流经LED串2的电流。在作为示例提供的示例中，其中I_LED＝1A，我们得到R_S＝0.2Ω。

另外存在耦合到SMPS设备5的端子1c的电阻器26，其具有接近10kΩ的电阻值R₁。可选地，有可能平行于电阻器26插入齐纳二极管(未示出)以便电阻器26以及齐纳二极管实施免于过电压的保护。由于在输入到端子1c的电流基本上为零，因此电阻器26的影响可以忽略(最多为数十毫微安)。

进一步，耦合到端子1e的是电阻器13和电容器15，串联连接在一起，其具有实施针对调节环路的补偿网络的功能。作为示例，电阻器13具有22kΩ的电阻值并且电容器15具有10nF的电容值。

很明显的是SMPS设备5可以包括进一步的输入/输出端子，用于实施所需要的进一步的功能。

耦合到SMPS设备5的各个电源输入的输入电容器10配置为耐受最大操作输入电压和电流的最大均方值。适于这个目的且对于宽范围电流的使用可获得的电容器例如为电解电容器、陶瓷电容器、钽电容器。

耦合在输入V_IN ⁺和参考端子1b之间的输出电容器12具有对二极管11的电流纹波进行滤波的功能，其在给定的特定应用和输出电流的情况下依赖于电感器6的电感值。大体上，如果ΔI_L为电感器6的电流纹波并且I_L为流经电感器的平均电流，电感L的值按照(ΔI_L/I_L)<0.5来进行选择。

驱动电路1可以如所陈述地耦合到电子变压器，其生成输入电压V_IN。具有已知类型的电子变压器典型地基于自振荡电路并且为了正确地操作需要电阻类型的负载。换句话说，驱动电路1必须在耦合到输入V_IN ⁺和V_IN ^-的电子变压器看来是电阻性的负载。然而，已知的是SMPS设备，例如具有图1A所描述的类型并且参照该图进行了描述的，在缺乏进一步布置时是被视为具有负阻抗并且因此并不是被耦合到需要电阻性负载用于其正确操作的电子变压器的输出的优选。

为了克服这个缺陷，现有技术已知的是利用输入信号的电流控制。例如参见美信集成产品公司(Maxim Integrated Products)由Suresh Hariharan于2013年3月27所做的申请标注5372，“MR16LED驱动器使得MR16LED灯与电子变压器相兼容”。相似的解决方案在由美信集成产品公司制造的产品MAX16840的数据表中所讨论的，“具有集成MOSFET的用于MR16以及其他12V AC输入灯的LED驱动器”。

在这个由图2示意性地表示的技术方案中，采用SMPS设备5的外部参考电路18，在感测电阻器4上的电压在每个切换周期被调节，适于将电压信号V_REFI提供到SMPS设备5的又一个输入端子1g，目的在于通过适当地控制端子1c上的电压而设置输入电流水平。换句话说，当出现在端子1g上的电压V_REFI降落到特定的阈值以下，输入电流(在电阻器4上的电压)按照在端子1g上的电压V_REFI所采取的值而成比例地被调节。相反，当出现在端子1g上的电压V_REFI超过了阈值，则输入电流(在电阻器4上的电压)被设置在预定的固定值。在感测电阻器4上的电压由此被调节为在端子1g的输入处接收到的电压V_REFI的函数，其反过来又是输入电压V_IN的函数。在端子1c上的这种类型的电压调制允许了由耦合到图2的驱动电路1的输入的电子变压器看起来的电阻性负载的仿真。然而，这种实施需要明确地专用于此目的的设备5的端子(端子1g)、设备5内部的适于将端子1c上的电压调节为端子1g上的参考的函数的电路、以及同时需要用于生成将被提供到端子1g的参考信号的外部电路。换句话说，这种解决方案并不能应用到任何通用的SMPS设备，而后者需要专门地构建。

其他已知的解决方案要求提供专用的双级转换器，具有作为结果的双电感组件的实施，其增加了成本和尺寸。

因此就需要提供一种用于例如SMPS类型的电压调节器的驱动电路，其当从输入端子V_IN ⁺和V_IN ^-看过去时适于仿真电阻性负载，从而以较低的制造成本和降低的占用空间来增加功率因数，并且能够与任何通用的电压调节器共同操作。

发明内容

本公开的一个目的在于提供一种偏压和驱动电路，其基于电压调节器设备并用于电负载，克服了现有技术的问题并且可以获得前述的优势。

根据本公开所提供的是一种基于SMPS设备的电负载的偏置和驱动电路。

在一个实施例中，用于电负载的偏置和驱动电路具有适于接收a.c.输入电压的输入端子以及适于提供d.c.输出电压到电负载的输出端子。具有反馈环路的电压调节器具有反馈输入端子，其配置用于接收取决于流经电负载的电源电流的感测电压并且其基于感测电压调节电源电流。电阻性的感测元件可操作地耦合到反馈输入并且配置为接收电源电流并且生成取决于电源电流的感测电压。具有电阻类型的电流换能器耦合到反馈输入。辅助偏置电路适于接收a.c.输入电压并且通过电流换能器注入与a.c.输入电压成反比地变化的a.c.辅助偏置电流。

附图说明

为了更好地理解本公开，现在仅通过非限制性的示例并且参照附图来描述其一些实施例，其中：

图1A描述了根据已知类型的实施例的用于LED串的偏置和驱动电路；

图1B描述了形成图1A的偏置和驱动电路的部分的SMPS设备内部的调节环路；

图2描述了根据已知类型的另一个实施例的用于LED串的偏置和驱动电路；

图3描述了根据本公开的一个实施例的用于LED串的偏置和驱动电路；

图3a描述了根据本公开另一个实施例的具有用于改进图3的电路性能的附加偏置电路的图3的电路；

图4描述了根据本公开实施例的图3的偏置和驱动电路的电路实施；

图4a描述了根据本公开实施例的图3a的偏置和驱动电路的电路实施；

图5A-图5H示出了在图4和图4a的偏置和驱动电路的操作步骤期间的电信号；

图6描述了根据本公开又一个实施例的图3的偏置和驱动电路的又一个电路实施；

图6a描述了根据本公开又一个实施例的图3a的偏置和驱动电路的又一个电路实施；

图6b描述了了根据本公开另一个实施例的图3a的偏置和驱动电路的另外一个电路实施；以及

图7更为详细地描述了图6的偏置和驱动电路。

具体实施方式

图3示出了根据本公开实施例的一种用于LED串的偏置和驱动电路20，其包括切换模式功率电源(SMPS)设备5，配置用于操作为恒定电流源并且适于提供LED串2(在图3中作为示例描述的仅为一个LED2)。驱动电路20中与图1A的驱动电路1共同的元件由相同的参考标号来指代并且不再进一步描述。

驱动电路20进一步包括电流生成器22，可操作地耦合到SMPS设备5的端子1c，配置为在SMPS设备5的端子1c上提供具有交流电流(a.c.)类型，特别是正弦信号的电流信号I₁。根据本公开的一个方面，如在图1B中描述的，SMPS设备5的内部的调节环路的带宽大于电流信号I₁的最大频率，例如在量级上大一个或多个数量级。例如，图1B的调节环路的带宽为10kHz，并且电流信号I₁(例如，正弦信号)的频率为100Hz。

具有其值接近为10kΩ的电阻值R1的电阻器26适于接收电流信号I₁，在感测电阻器4上调制电压降。电流生成器I₁的输出端子耦合在端子1c和电阻器26之间，并且电流生成器的参考端子代之以耦合到输入端子V_IN ⁺。端子1c为高阻抗端子，并且结果是电流信号I₁(大致上，to a first approximation)完全流经电阻器26并且不朝向端子1c。

流经感测电阻器4的电流I_LED因此由下述给出：

I_{L E D} = \frac{V_{F B} - (I_{1} \cdot R_{1})}{R_{S}}

其中V_FB为在闭合环路中出现在端子1c上的反馈电压(在之前所考虑的示例中，等于200mV)并且I₁·R₁是在存在由生成器22提供的电流信号I₁的情况下由电阻器26生成的电压贡献(R₁在此作为示例选择为等于10kΩ)。换句话说，V_FB-(I₁·R₁)是跨越感测电阻器4的电压。

从前述的等式中，很明显的是在缺少电流信号I₁(即，I₁＝0A)的情况下，循环在LED串2以及感测电阻器4中的电流I_LED＝V_FB/R_S仅由内部参考V_REF(在SMPS调节器5的反馈端子1c上的误差放大器的参考)来决定。相反，在存在电流信号I₁的情况下，在LED 2中循环的电流取决于跨越电阻器26的电压降。特别地，例如具有I₁＝20μA，即I₁·R₁＝200mV，循环在LED串2和感测电阻器4中的电流I_LED＝(V_FB-(I₁·R₁))/R_S为零。

在电阻器4上的作为电流信号I₁的结果的电压降被考虑为可忽略。

通过已经在此陈述的，可以注意到的是在缺少电流信号I₁的情况下，电流I_LED具有基本上恒定的值，并且从电子变压器看过去的负载在这些条件下具有负阻抗。

相反，在存在电流信号I₁的情况下，循环在LED2中横越感测电阻4的电流以这样的方式进行调制，即由电子变压器看过去的负载类似于电阻性负载。

本申请人已经发现为了仿效电阻性负载，对于电流信号I₁来说适宜的是采用与输入信号V_IN所采用的相应值成反比的值。换句话说，电流信号I₁具有相对于输入电压信号V_IN的时隙来说相位偏移了180°的时隙。

实施了上面所描述过的电流信号I₁由图4中描述的信号生成电路来生成。

在图3a中，示出了名为电流保持器电路(CH)的附加的偏置电路。当来自电流生成器22的电流I₁高于特定值时，这个电路CH连接在端子VIN+和VIN-之间的电阻器R_{CURR_HOLD}，从而提供了电压V_IN的电子变压器同样在由电压调节器5所请求的电流非常低(即，当整流后的输入电压VIN_R(参见图4)处于其最小值并且电流I₁处于其最高值)时被加载。本申请人发现电流保持器电路CH进一步改进了电阻性负载的仿真，由于其在电流信号I₁处于其最大值时，即当SMPS类型的电压调节器5从电子变压器吸收零电流时，对提供了电压V_IN的电子变压器加载以足够的电阻器。此外，电流保持器电路CH在轻负载相位期间维持了电子变压器切换活动，从而电流生成器22在每个功率线周期的开始被正确地偏置。

参照图4，生成器22包括整流器输入级30，例如通过二极管桥31-34而获得，配置为在其自己的输入端子30a和30b上接收输入电压V_IN(a.c.信号)，并且在其自己的输出端子30c和30d上生成整流后的输入电压V_{IN_R}(即，直流电流(d.c.)信号)。

此外，生成器22包括分压器级42，其耦合在整流器30的输出端子30c、30d之间并且配置为获取整流后的输入电压V_{IN_R}并且生成第一中间操作电压V_P1，其为整流后的输入电压V_{IN_R}的函数但是具有降低的最大幅度，特别地具有将第一晶体管56(对其操作在后面进行更为充分地描述)驱动到导通状态的值。为了这个目的，分压级42包括由共同串联连接在整流器30的输出端子30c、30d之间的电阻器36、38形成的电阻性分压器，以及与电阻器38平行电气耦合并且具有提供用于去除高频(例如，高于60kHz-100kHz的频率)的滤波器的功能的电容器40。将第一晶体管56的控制端子(栅极)偏置的第一中间操作电压V_P1在电阻器36和电阻器38的节点37处被拾取。

作为示例，电阻器36具有10kΩ的电阻值，电阻器38具有2.4kΩ的电阻值，并且电容器40具有68nF的电容值。

生成器22进一步包括积分级50，配置用于接收第一中间操作电压V_P1并且生成第二中间操作电压V_P2，其为第一中间操作电压V_P1的积分。第二中间操作电压V_P2用于对第二晶体管58(对其操作在后面进行更为充分地描述)的控制端子(基极)进行偏置。出于这个目的，积分级50包括：电阻器44，电耦合在节点37和第二晶体管58的控制端子之间(即，经由电阻器36电气耦合到整流器30的输出端子30d)；以及电气耦合在第二晶体管58的控制端子和整流器30的输出端子30c之间的电容器48。

作为示例，电阻器44具有100kΩ的电阻值，并且电容器48具有1μF的电容值。

晶体管56和58特别地为具有PNP类型的BJT，其彼此相同并且实施具有本身为已知类型的差分对。晶体管56的发射极端子以及晶体管58的发射极端子二者通过具有例如43kΩ的电阻值的尾电阻器59而电耦合到整流器30的输出端子30c。此外，每个晶体管56、58具有耦合在其自身的发射极端子和尾电阻器59之间的相应的负反馈电阻器(degenerationresistor)60、62。该负反馈电阻器60、62具有例如为30kΩ的相同的电阻值。

晶体管56的集电极端子例如电耦合到整流器30的输出端子30d，而晶体管58的集电极端子电耦合在SMPS设备5的反馈输入端子1c和电阻器26之间(在由参考标号70所指代的节点上)。齐纳二极管(未示出)可以类似地平行于电阻器26而耦合用于提供免于过电压的保护。

图5A-图5E利用相同的时标示出了到图4的生成器22的输入处以及由生成器22生成的电压/电流信号。

图5A作为示例描述了由电子变压器生成的输入信号V_IN的包络，而图5B作为示例描述了在整流器30的输出上出现的参照节点30c的整流后输入信号V_{IN_R}的包络。

图5C描述了晶体管56和58参照节点30c的控制信号。特别地，可以注意到跟随着具有峰值的整流后输入信号V_{IN_R}的包络的曲线图的第一中间操作电压V_P1的曲线图在模量上低于整流后输入信号V_{IN_R}(在这个示例中，其范围在将近0V和-3V之间)。如已经陈述过的，第二中间操作电压V_P2是第一中间操作电压V_P1的积分并且在这个示例中采用了接近-2V的值。

通过参照图5C，可以注意到差分对的两个操作条件。在第一种操作条件下，其中整流后输入电压V_{IN_R}具有模量上的最大值，差分级没有将电流注入节点70；相反，当整流后输入电压V_{IN_R}具有模量上的最小值时，差分级将流经晶体管58的电流注入节点70。根据一个实施例，这个电流是之前标识过的电流I₁，具有模量上接近20μA的值。

图5D描述了经过晶体管56(中间电流信号I_INT1)以及经过晶体管58(对应于图3的电流信号I₁的中间电流信号I_INT2)的电流的曲线图。I_INT1和I_INT2之和等于在晶体管59中循环的电流(信号I_INT3)。如可能注意到的，当整流后输入电压V_{IN_R}具有最大值(模量上)，电流信号I1＝I_INT2为最小并且接近于0A。相反，当整流后输入电压V_{IN_R}具有最小值(模量上)，晶体管56关闭(V_P1＝0V)，并且晶体管58如同生成接近等于-20μA的电流I₁的电流生成器，将模量上接近等于20μA的电流I₁注入节点70，并且由此在电阻器26上存在200mV的电压降。

明显的是在整流后输入电压V_{IN_R}在最大值和最小值之间的转变中，注入节点70的电流I₁采用(assume)了中间值，但是永远与整流后输入电压V_{IN_R}所采用的值成反比。

图5E描述了与电流I₁所采用的值成正比的电阻器26上的电压降。假设在节点1c上由SMPS转换器的调节环路所设置的电压为固定的，明显的是在感测电阻器4中流动的电流以直接正比的方式跟随着输入电压V_IN的变化。

图4a示出了包括图4的相同生成器22并附加有图3a的电流保持器电路CH的可能实施的本公开的进一步的实施例，所述图3a的电流保持器电路CH在图4a的实施例中由CH4A来指代。这个电路CH4A包括电阻器Rc1、电阻器Rc2、电阻器Rc3、电阻器Rc4、具有NPN极性的BJTQ1、二极管D1以及具有N极性的MOSFET M1和电阻器R_{CURR_HOLD}。

作为示例，电阻器Rc1具有100kΩ的电阻值，电阻器Rc2具有10Ω的电阻值，电阻器Rc3具有10kΩ的电阻值，电阻器Rc4具有33kΩ的电阻值并且电阻器RCURR_HOLD具有5.1Ω的电阻值。

具体地，在差分对56、58的当56关闭(即，V_{IN_R}处于其最小值)的操作条件下，BJTQ1没有注入其基极中的电流并且因此没有电流在Q1的集电极以及电阻器Rc3中流动。因此，MOSFET M1以栅极等于V_{IN_R}来工作并且以低阻抗将M1的漏极连接到V_{IN_R}。在电阻器RCURR_HOLD中流动的电流可以根据下述等式来计算：

I_{R C U R R_H O L D} = \frac{V_{I N_R}}{R_{C U R R_H O L D} + R_{D S O N, M 1}}

此外，在差分对56、58的当56打开(即，V_{IN_R}处于其最大值)的操作条件下，Q1的基极由在56中流动的电流偏置。在电阻器Rc3中流动的电流通过(Q1的集电极)关闭M1。因此，在电阻器RCURR_HOLD中流动的电流等于零。

参照图4a描述的电流生成器22和电流保持器电路CH4A的性能可以在图5F-图5H中看出。

当VP2高于VP1，晶体管Q1的基极被正向偏置，从而在RC3中有电流流动，故而M1的VGS变得低于晶体管阈值电压，由此将RCURR_HOLD与电子变压器断开。在这种情况下，由于SMPS5从电子变压器中吸收显著的电流，因此不需要电阻性负载。否则，当VP2低于VP1时，电流IINT1降低到Q1的基极不再正向偏置的条件。在这一点上，晶体管M1的栅极到源极电压变得高于晶体管阈值电压，由此连接在电子变压器的两个输出端子之间的电阻器RCURR_HOLD。因此，在这个阶段期间，从电子变压器吸收正弦电流。

当电流I_INT2处于其最大值(即，当处于其最小值时)时，上文描述的电流保持器电路CH4A向电子变压器添加了电阻性负载。在这种偏置条件下，SMPS没有从电子变压器吸收任何电流，并且因此这种电阻器的连接改善了电路22的电阻性仿真。此外，电流保持器在每个功率线周期的开始维持了电子变压器的切换活动，从而电流生成器22在每个功率线周期正确地工作。

图6示出了本公开的又一个实施例。图6中与图4中出现的元件相同的并且参照该图进行了描述的元件由相同的参考标号来指代并且不再进行任描述。

根据图6的实施例，生成器22进一步包括用于对差分级的尾电阻器59进行偏置的级。例如，所述偏置通过可操作地耦合到电子变压器用于接收输入信号V_IN的充电泵75来获得。该充电泵75于是接收输入信号V_IN并且在输入提供偏置信号V_{IN_P}到尾电阻器59，并且类似地经由电容器83(例如，具有220nF的电容值)耦合到节点30c。根据一个实施例，差分级的尾电阻器59通过具有模量接近5V(在这个示例中，V_{IN_P}＝-5V)的值的电压V_{IN_P}来进行偏置。

图6的实施例具有在输入信号变化时保持在电阻器59中循环的电流的恒定并且由此电流生成器22的响应的线性增加的优势。因此，由SMPS 5吸收的电流的电阻性仿真被改善，并且在电子变压器和SMPS之间的兼容性得到提高。

图6a描述了根据本公开又一个实施例的、包括图6的电流生成器22以及在图6a中由CH6A来指代的图3a的电流保持器电路CH的另一个实施例的图3a的偏置和驱动电路的又一个电路实施。电流保持器电路CH6A的结构与图4A的电流保持器电路CH4A的结构相似，除了电阻器RC3耦合到充电泵75来接收偏置信号V_{IN_P}。电流保持器电路CH6A的操作同样类似于图4A的电流保持器电路CH4A的操作，并且本领域的技术人员在查看了上文电路CH4A的描述之后可以理解。简言之，当差分对56、58的晶体管56被关断OFF，其发生在整流输入电压V_{IN_R}处于其最小值时，则晶体管Q1没有注入到其基极的电流并且因此通过这个晶体管的集电极的电流以及因此通过电阻器RC3的电流可以忽略。因此，晶体管M1在其栅极处接收接近于电压V_{IN_R}，使晶体管导通ON并且由此跨越整流输入电压V_{IN_R}连接电阻器RCURR_HOLD(即，跨越端子30c和30d连接电阻器RCURR_HOLD)。通过电阻器RCURR_HOLD的电流I_{RCURR_HOLD}再次由上述等式给出。相反地，当整流输入电压V_{IN_R}具有其最大值，来自晶体管56的电流使得晶体管Q1导通ON，其反过来又驱动施加到晶体管M1的栅极的电压到使得晶体管M1关断OFF的电压水平。在这种情况下，由于电阻器RCURR_HOLD通过去活的晶体管M1而有效地与整流后输入电压V_{IN_R}隔离开，因此没有具有意义的电流流经电阻器RCURR_HOLD。

图6b描述了根据本公开又一个实施例的图3a的偏置和驱动电路20的进一步的电路实施。在这个实施例中，由电荷泵75生成的泵激电压VIN_P提供用以仅仅对电流保持器电路CH6A进行偏置。这与图6的实施例形成了对比，其中泵激电压VIN_P被施加以仅对电流生成器22进行偏置，并且图6a的实施例其中泵激电压VIN_P被施加从而对电流生成器22和电流保持器电路CH6A二者进行偏置。使用泵激电压VIN_P具有增加M1栅极的电压偏置的益处，因此其有助于当电压VIN_R处于其最低值时，即在每个功率线周期的开始时，在电子变压器的输出处连接电阻负载。

图7示出了图6的电荷泵75的电路实施例。图7的电路中与图6电路中的元件共同的元件由相同的参考标号来指代并且不再进一步进行描述。电荷泵75包括一起串联连接在处于电压V_IN ^-(接地参考GND)的输入端子和中间节点79之间的二极管76和电阻器78(例如，具有1kΩ的电阻值)；特别地，二极管76的阳极耦合到V_IN ^-并且其阴极耦合到电阻器78。此外，电荷泵75包括在中间节点79和处于电压V_IN ⁺的输入端子之间的彼此相平行耦合的电容器80(例如，具有220nF的电容值)以及齐纳二极管81；具体地，齐纳二极管81的阳极耦合到V_IN ⁺并且其阴极耦合到中间节点79。阳极耦合到中间节点79的二极管82设置在电荷泵75的输出上，用于在输出处提供信号V_{IN_P}。

从前面的描述清楚可见所获得的优势。

具体地，所描述的偏置和驱动电路可以用于任何通用的SMPS，使得所述通用SMPS与需要在电子变压器的输出处为电阻性负载的通用电子变压器的可操作的耦合。因此，增加了功率因数。

所描述的偏置和驱动电路进一步支持具有电流模式和电压模式内部架构的SMPS。

可以对在此所描述的设备和方法进行修改和变形，而不会背离如在所附权利要求中所限定的本公开的范围。

具体地，本公开应用于任何通用反馈电压调节器(无论是否为SMPS切换类型或者线性类型)。

此外，被驱动的电子负载可以是通用电负载，并不限于LED串。

上面所描述的各种实施例可以进行合并从而提供进一步的实施例。在本说明书中所参考的以及/或列举在申请数据表中的所有美国专利、美国专利申请公开、美国专利申请、外国专利、外国专利申请以及非专利公开在此通过引用全体并入。如果需要可以对实施例的方面进行修改从而采用各个专利、申请以及公开的概念从而提供进一步的实施例。

鉴于上面详述的描述可以对实施例进行这些以及其他的改变。大体上，在后面的权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制于在说明书中和权利要求中所公开的特定实施例，而是应当被解释为包括所有符合权利要求所被赋予的全部等同范围的可能的实施例。相应地，权利要求不限于公开。

Claims

1.一种用于电负载的偏置和驱动电路，具有配置用于接收a.c.输入电压的输入端子以及配置用于提供d.c.输出电压到所述电负载的输出端子，包括：

具有反馈环路的电压调节器，其具有反馈输入，配置用于接收取决于流经电负载的电源电流的感测电压并且基于接收到的所述感测电压来调节所述电源电流；以及

电阻性感测元件，可操作地耦合到所述反馈输入，配置用于接收所述电源电流并且生成取决于接收到的所述电源电流的所述感测电压；

电阻性类型的电流换能器，耦合到所述反馈输入；以及

辅助偏置电路，配置用于接收所述a.c.输入电压并且通过所述电流换能器注入与所述a.c.输入电压成反比地变化的a.c.辅助偏置电流。

2.根据权利要求1的偏置和驱动电路，其中所述辅助偏置电路包括：

整流器，配置用于接收所述a.c.输入电压，对所述a.c.输入电压进行整流，并且在输出处提供整流电压；

差分级，具有耦合到所述反馈输入的第一输出，用于提供所述a.c.辅助偏置电流；

分压器单元，配置用于接收所述整流电压并且将作为所述整流电压的一部分而获得的第一操作电压提供到所述差分级的第一输入；以及

积分器单元，配置用于接收所分压的电压并且将作为所述第一操作电压的积分而获得的第二操作电压提供到所述差分级的第二输入。

3.根据权利要求2的偏置和驱动电路，其中所述差分级包括第一晶体管和第二晶体管，分别由所述第一操作电压和所述第二操作电压驱动，输出所述a.c.辅助偏置电流，当所述整流电压具有模量上的最大值时所述a.c.辅助偏置电流具有第一操作值；以及当所述整流电压具有模量上的最小值时所述a.c.辅助偏置电流具有高于所述第一操作值的第二操作值。

4.根据权利要求3的偏置和驱动电路，其中所述反馈环路的带宽高于所述a.c.辅助偏置电流的最大频率。

5.根据权利要求4的偏置和驱动电路，其中所述电压调节器为SMPS类型的调节器，所述反馈环路包括耦合到所述反馈输入的误差放大器，具有配置用于接收所述感测电压的第一输入、配置用于接收反馈参考电压的第二输入以及用于提供控制信号的输出，

所述第一操作值为基本上等于零的电流值，并且所述第二操作值为使得所述电流换能器将所述反馈输入偏置在等于所述误差放大器的所述反馈电压参考的电压值处的电流值。

6.根据权利要求2的偏置和驱动电路，进一步包括电荷泵，配置用于接收所述a.c.输入电压并且生成配置用于对所述差分级进行偏置的偏置电压。

7.根据权利要求1的偏置和驱动电路，其中所述电负载包括发光设备串。

8.根据权利要求1的偏置和驱动电路，进一步包括电流保持器电路，配置为响应于所述a.c.辅助偏置电流大于阈值而将电阻性元件耦合在所述输入端子之间。

9.根据权利要求2的偏置和驱动电路，进一步包括电流保持器电路，包括：

可控切换元件，与跨越所述整流器的输出的电阻性元件串联耦合；以及

其中所述差分级包括第二输出，所述第二输出控制所述可控切换元件跨越所述整流器的输出耦合所述电阻性元件或者将所述电阻性元件与所述整流器的输出隔离。

10.根据权利要求6的偏置和驱动电路，进一步包括：

第一可控切换元件，跨越所述整流器的输出与第一电阻性元件串联耦合；

第二可控切换元件，在所述整流器的输出的一侧和所述电荷泵之间与第二电阻性元件串联耦合从而接收所述偏置电压，在所述第二可控切换元件和所述第二电阻性元件的互连处限定节点并且所述节点耦合到所述第一可控切换元件；并且

其中所述差分级包括第二输出，其控制所述第二可控切换元件有选择地激活所述第一可控切换元件，以跨越所述整流器的输出耦合所述第一电阻性元件或者将所述电阻性元件与所述整流器的输出隔离。

11.根据权利要求1的偏置和驱动电路，其中所述a.c.输入电压为正弦信号并且所述辅助偏置电流为具有相对于所述a.c.输入电压的约180度的相位偏移的正弦信号。

12.根据权利要求2的偏置和驱动电路，进一步包括：

电荷泵，配置用于接收所述a.c.输入电压并且生成偏置电压；

第一可控切换元件，跨越所述整流器的输出与第一电阻性元件串联耦合并且耦合到所述电荷泵，从而接收所述偏置电压以对所述第一可控切换元件进行偏置；以及

第二可控切换元件，在所述整流器的输出的一侧和所述电荷泵之间与第二电阻性元件串联耦合从而接收所述偏置电压，在所述第二可控切换元件和所述第二电阻性元件的互连处限定节点并且所述节点耦合到所述第一可控切换元件。

13.一种电子系统，包括：

电负载；

具有反馈环路的反馈电压调节器电路，其包括反馈输入端子，配置用于接收取决于流经电负载的电源电流的感测电压，并且所述反馈电压调节器配置为基于所述感测电压来调节所述电源电流；

电阻性感测元件，可操作地耦合到所述反馈输入端子，配置用于接收所述电源电流并且生成取决于所述电源电流的所述感测电压；

电流换能器，耦合到所述反馈输入端子；以及

辅助偏置电路，配置用于接收a.c.输入电压并且通过所述电流换能器提供与所述a.c.输入电压成反比的a.c.辅助偏置电流。

14.根据权利要求13的电子系统，其中所述反馈电压调节器电路包括切换模式功率电源(SMPS)和线性功率电源中的一个。

15.根据权利要求13的电子系统，其中所述电负载包括至少一个发光二级管。

16.根据权利要求13的电子系统，其中所述辅助偏置电路位于包括所述反馈电压调节器电路的集成电路外。

17.一种控制反馈电压调节器电路的方法，所述方法包括：

生成取决于通过耦合到反馈电压调节器电路的电负载的电源电流的感测电压；

将所述感测电压耦合到所述反馈电压调节器电路的反馈输入，以在所述反馈输入上生成反馈电压；

生成与a.c.输入电压成反比的a.c.辅助偏置电流；

将所述a.c.辅助偏置电流提供到所述反馈输入，从而控制在所述反馈输入上的所述反馈电压的值。

18.根据权利要求17的方法，进一步包括：

对所述a.c.输入电压进行整流；并且

将所整流的a.c.输入电压提供到所述反馈电压调节器电路的电源输入。

19.根据权利要求18的方法，进一步包括利用晶体管的差分对来生成提供到所述反馈输入的所述a.c.辅助偏置电流。

20.根据权利要求19的方法，进一步包括：

从所述a.c.输入电压生成泵激电压；并且

提供所述泵激电压以对晶体管的差分对进行偏置。

21.根据权利要求20的方法，进一步包括响应于所述a.c.辅助偏置电流大于阈值而跨越所整流的a.c.输入电压耦合电阻性元件。